CN103532506A - 用于共源共栅放大器的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于共源共栅放大器的系统和方法。根据实施例，一种系统包括第一晶体管和第二晶体管。第一晶体管具有被耦合到第一信号输入端的第一输入节点、被耦合到第一公共节点的第一输出节点以及被耦合到第一参考电压的第一参考节点，并且第二晶体管具有被耦合到第二信号输入端的第二输入节点、被耦合到系统输出端的第二输出节点以及被耦合到第一公共节点的第二参考节点。该系统还包括将第一公共节点可切换地耦合到第二参考电压的第一开关。

Description

用于共源共栅放大器的系统和方法
技术领域
本发明一般地涉及半导体电路和方法，并且更特别地涉及用于共源共栅放大器的系统和方法。
背景技术
由于低功率移动通信系统已变得更加普遍，减少移动站中和基站中的功率的市场压力已经增加。此类功率减少不仅允许较低的能量成本，而且允许有较低的成本和更紧凑的紧凑式电路实施方式。由于减少了传输设备的功率消耗，所以存在对冷却设备和被针对高温操作进行性能评级的电子部件的需要的相应减少。此外，较低功率设备常常在物理上小于其较高功率消耗对等物。
在射频（RF）传输系统中，主功率消耗装置中的一个是RF功率放大器。在一些系统中，使用功率高效的信令方案来增加系统的效率。例如，在GSM系统中使用的恒定包络高斯最小频移键控（GMSK）是非常高效的，因为可以更接近于压缩而操作功率放大器和/或因为GMS信令方案本身适应于非常高效的功率放大器的使用，诸如E类放大器。
然而，随着对高数据带宽的需要不断增加，诸如LTE和WiMAX的更多系统正在利用具有高峰值平均值功率比（PAPR）的信令方案。虽然这些高PAPR信令方案是高度带宽高效的，但其一般比一些功率高效信令方案消耗更多的功率，因为以高PAPR发射信号的功率放大器是在不那么高效的退避（back-off）条件下操作的。
发明内容
根据实施例，一种系统包括第一晶体管和第二晶体管。第一晶体管具有被耦合到第一信号输入端的第一输入节点、被耦合到第一公共节点的第一输出节点以及被耦合到第一参考电压的第一参考节点，并且第二晶体管具有被耦合到第二信号输入端的第二输入节点、被耦合到系统输出端的第二输出节点以及被耦合到第一公共节点的第二参考节点。该系统还包括将第一公共节点可切换地耦合到第二参考电压的第一开关。
在附图和以下描述中阐述了本发明的一个或多个实施例的细节。根据该描述和附图以及根据权利要求，本发明的其他特征、目的和优点将变得显而易见。
附图说明
为了更透彻地理解本发明及其优点，现在对结合附图进行的以下描述进行参考，在所述附图中：
图1a—f图示出实施例电路和关联波形图表；
图2a—b图示出具有N级的实施例电路和关联效率图表；
图3a—b图示出具有不同开关实施例的实施例电路；
图4a—4o图示出以推挽配置而布置的实施例电路和关联波形图表；
图5a—b图示出以推挽配置而布置的另一实施例电路和关联效率图表；
图6a—k图示出被配置成用于PWM操作的实施例电路和关联波形图表；
图7a—b图示出实施例系统的示意图；以及
图8a—c图示出其他实施例系统的示意图。
不同图中的相应数字和符号一般参考相应的部分，除非以其他方式指明。绘制各图是为了清楚地图示出优选实施例的相关方面且不一定按比例描绘。为了更清楚地图示出某些实施例，指示同一结构、材料或工艺步骤的变化的字母可以遵循图号。
具体实施方式
下面详细地讨论目前优选实施例的制造和使用。然而应认识到的是本发明提供了能够在多种特定背景下体现的许多可应用发明概念。所讨论的特定实施例仅仅说明做出和使用本发明的特定方式，并且不限制本发明的范围。
将在特定背景下相对于优选实施例来描述本发明，即供基带和RF传输系统使用的共源共栅输出级。然而，本发明还可以应用于其他类型的电路和系统，诸如音频系统、通信系统以及其他电子或光学系统。
在实施例中，通过向共源放大器施加信号直至阈值输出信号水平并围绕阈值输出信号水平针对输出信号水平在禁用共源放大器的同时向共源共栅晶体管施加信号来保持共源共栅放大器中的高效率。
图1a图示出根据本发明的实施例的放大器100。放大器100具有被耦合到还提供相对于地线的DC偏置的RF输入源VRF2的输入晶体管T2以及被以共源共栅配置耦合到晶体管T2的共源共栅晶体管T1。晶体管T1的栅极被耦合到RF输入源VRF1，其还提供相对于DC源电压VDC2的DC偏置。开关S1被耦合在晶体管T2的漏极与DC源电压VDC2之间。在实施例中，VRF1提供RF信号而VRF2不提供RF信号，或者VRF2提供RF信号而VRF1不提供RF信号。在一些实施例中，VRF1还可以在VRF2提供RF信号的同时提供RF信号（即，即使当T2活动时，T1继续接收RF信号）。当VRF1是活动的时，开关S1被闭合。
在所示实施例中的一些中，晶体管T1和T2可以具有0V的阈值电压，以便不要求明确的偏置网络，并且使得能够更容易地理解所示实施例及其波形。然而，在替换实施例中，可以使用附加DC偏置网络来对T1和T2的栅极进行偏置。晶体管T1的漏极被偏置电感器LBIAS偏置并经由隔直流电容器CDC和由与LTANK并联的电容器CTANK形成的并联谐振回路被耦合到负载RLOAD，从而允许具有约70%的效率的放大器的B类操作。在其他实施例中，放大器100可以作为F类放大器或J类放大器进行操作以获得增强的效率。
在第一操作模式下，开关S1是断开的，DC电压被施加于晶体管T1的栅极，并且RF电压源VRF1并不在操作且提供用于源电压VDC2的DC连接。RF电压VRF2被施加于晶体管T2的栅极且VG1保持恒定，从而导致B类操作。在图1b中所示的迹线110中可以看到相应的B类效率曲线。应注意的是第一操作模式类似于常规B类共源共栅放大器。可以使用变压器或正规偏置网络来施加用于共源共栅晶体管T1的栅极的RF信号，以使DC水平偏移至晶体管T1所需的必需水平。在一些实施例中，诸如使用变压器向T1的栅极施加RF信号的实施例，可以在第一操作模式期间连续地施加RF信号。
在第二操作模式下，开关S1被闭合，并且RF信号源VRF1被激活（如果还不是活动的）并施加于晶体管T1的栅极。另一方面，RF信号源VRF2被去激活，意味着不向晶体管T2的栅极施加RF信号。由于DC偏置电压被设置成约为阈值电压以使器件偏置以用于B类操作，所以当未向栅极施加RF信号时，只有小的漏电流在DC条件下流动。这意味着当开关S1被闭合且VRF2被去激活时，晶体管T2是不活动的且不消耗功率。可以通过对DC偏压进行调制来实现除B类之外的其他偏置条件。在第二操作模式下，晶体管T1作为共源放大器进行操作。在实施例中，VDC2约为20V且VDC1约为20V。替换地，可以使用其他DC偏置电压。
图1b图示出图表，该图表图示出放大器100相对于归一化输出电压的效率。迹线110图示出专有地在第一（共源共栅）操作模式下使用放大器100的系统的效率；并且迹线112图示出在第二（共源）操作模式下使用放大器100直至约50%的归一化输出电压且从约50%至100%的归一化输出电压在第一（共源共栅）操作模式下使用的系统的效率。针对50%以上的归一化输出电压，采取相等的源电压VDC1和VDC2，双模式系统和共源共栅模式系统（其中，开关S1是断开的）的效率是大约相同的。
针对50%以下的归一化输出电压，晶体管T2的漏电压在共源共栅（第一）操作模式下在VDC2的值周围近似保持恒定。这是因为晶体管T1的漏极处的电压摆动未大到足以将T1驱动至饱和。因此，功率跨晶体管T1被耗散，这导致效率的降低。通过闭合开关S1并仅向T1的栅极施加RF信号VRF1，晶体管T2被禁用，并且因此可以使放大器内的功率耗散最小化并实现较高的效率。在一些实施例中，晶体管T2被完全禁用且因此不从VDC2吸取功率。
图1c图示出用于其中开关S1被闭合的第二操作模式的相对于时间的晶体管T1和T2的栅极电压。在这里，可以看到晶体管T1的栅极电压VG1被用RF信号驱动，并且晶体管T2的栅极电压VG2被接地。图1d图示出用于第二操作模式的相对于时间的晶体管T1和T2的漏极电压和电流。在这里，可以看到晶体管T1的漏极电流ID1在小于半循环内是活动的，表示B类操作，并且晶体管T2的漏极电流ID2是零。输出电压摆动VD1被示为小于最大输出电压摆动的50%。
图1e图示出用于其中开关S1断开的第一操作模式的相对于时间的晶体管T1和T2的栅极电压。在这里，可以看到晶体管T1的栅极电压VG1被用约20V的DC电压驱动，并且晶体管T2的栅极电压VG2被用RF信号驱动。图1f图示出用于第一操作模式的相对于时间的晶体管T1和T2的漏极电压和电流。在这里，可以看到晶体管T1和T2的漏极电流ID1和ID2两者在小于半循环内是活动的，表示B类操作。输出电压摆动VD1被示为大于最大输出电压摆动的50%。
根据另一实施例，可以将在图1a中示出的实施例放大器100扩展至具有N层级，如图2a中相对于放大器200所示。在实施例中，放大器200具有串联地堆叠在晶体管T1和T2下面的附加晶体管，如晶体管TN所表示的、串联地堆叠在DC源VDC1和VDC2下面的附加电源，如VDCN所表示的、以及被耦合到每个相应晶体管的栅极的附加可开关RF信号源，如被耦合到晶体管TN的栅极的VRFN所表示的，用于总共N个晶体管、N个电源以及N个RF信号源。另外，附加开关被耦合在堆叠晶体管的源极与栅极之间，如开关SN-1所表示的。在实施例中，只有产生具有某个电压摆动的输出信号的级同时处于操作中。例如，在一个实施例中，N个RF信号源中的仅一个在特定时间可以是活动的。
图2b图示出与如效率曲线110所表示的共源共栅放大器的效率相比较的放大器200的效率曲线210，其中，N＝3。如所示，效率曲线210具有与存在的放大水平一样多的峰值。在实施例中，源电压VDC1至VDCN可以相互不同，并且可以以增加系统的总效率或使其最优化的方式来设定。可以看到可用的水平越多，效率曲线越好且达到的潜在平均效率越高。
图3a—b图示出具有以两个不同方式实现的开关S1的放大器。在图3a的放大器220中，使用二极管222来实现开关S1。在实施例中，S1在其中信号VRF1活动且信号源VRF2不活动的模式下形成到DC源VDC2的正端子的低阻抗路径。另一方面，当信号源VRF1是不活动的且信号源VRF2是活动的时和/或当VRF1和VRF2两者都活动时，二极管S1被反向偏置和/或具有相对高的阻抗。在实施例中，可以例如使用肖特基二极管来实现二极管222。
在图3b的放大器230中，使用由电压VSW1控制的晶体管224来实现开关S1，其可以被控制信号源VRF1和VRF2的状态的同一控制器（未示出）控制。在一些实施例中，晶体管224尺寸被确定为具有小导通电阻，因为导通电阻越低，晶体管T1所经历的劣化越少，并且实现与未劣化晶体管相同的电流所需的栅极驱动的增加越少。
图4a图示出根据本发明的另一实施例的放大器250。在这里，两个单端实施例放大器252和254被以推挽配置布置，以便引入附加输出水平并实现较高输出功率。在实施例中，放大器252和254被经由平衡-不平衡变压器256耦合到负载RLOAD。还包括开关S2以在较低输出功率配置中使放大器254去激活。应注意的是变压器256并不是在所有操作条件下都作为BALUN（平衡/不平衡）进行操作。
在一个实施例中，可以使用放大器250来实现四个输出水平。针对第一和最低输出水平，只有RF源VRF1是可操作的且开关S1和S2被闭合。图4c图示出栅极电压VG1、VG2、VG3和VG4的波形图；图4d图示出用于晶体管T1和T3的漏极电流和电压，并且图4e图示出针对此第一操作模式的用于晶体管T3和T4的漏极电流和电压。如图4d中所示，在本实施例中，只有晶体管T1的漏极电流ID1组成信号电流。
如果所需的输出电压超过晶体管T1的输出能力，则开关S1被断开，开关S2保持闭合，并且对于第二操作模式而言只有RF源VRF2是可操作的且被施加于晶体管T2的栅极。在一些实施例中，RF源VRF1也可以是可操作的。图4f图示出栅极电压VG1、VG2、VG3和VG4的波形图；图4g图示出用于晶体管T1和T3的漏极电流和电压，并且图4h图示出针对此第二操作模式的用于晶体管T3和T4的漏极电流和电压。如图4g和4h中所示，晶体管T1和T2的漏极电流ID1和ID2输出信号电流，并且晶体管T3和T4的漏极电流ID3和ID4不输出电流。
对于例如在最大输出电压范围的约50%和约75%之间的输出电压范围而言，针对第三操作模式，开关S1和S2是断开的且开关S3被闭合。T1的栅极被用DC电压偏置，并且晶体管T2和T3通过激活例如具有相等振幅和相反相位的RF信号源VRF2和VRF3而在不对称推挽模式下操作。图4i图示出栅极电压VG1、VG2、VG3和VG4的波形图；图4j图示出用于晶体管T1和T3的漏极电流和电压，并且图4k图示出针对此第三操作模式的用于晶体管T3和T4的漏极电流和电压。如图4j和4k中所示，晶体管T1、T2和T3的漏极电流ID1、ID2和ID3输出信号电流，并且晶体管T4的漏极电流ID4不输出电流。
在第四和最高输出水平，所有的开关S1、S2和S3都是断开的，恒定偏压被施加于晶体管T1和T2的栅极，并且晶体管T2和T4通过激活例如具有相等振幅和相反相位的RF信号源VRF2和VRF4而在不对称推挽模式下操作。在这里，放大器250在对称推挽模式下操作。图4l图示出栅极电压VG1、VG2、VG3和VG4的波形图；图4m图示出用于晶体管T1和T3的漏极电流和电压，并且图4n图示出针对此第三操作模式的用于晶体管T3和T4的漏极电流和电压。如图4m和4n中所示，晶体管T1、T2、T3和T4的漏极电流ID1、ID2、ID3和ID4输出信号电流。
在图示出用于曲线260的四个效率峰值的图4b中图示出用于放大器250的本实施例四级操作模式的效率图。还示出了示出单端共源共栅放大器的效率的曲线110以进行比较。
在一些实施例中，可以省略开关S2，使得放大器250具有三个操作水平。在图示出用于曲线262的三个效率峰值的图4o中图示出用于放大器250的本实施例三级操作模式的效率图。还示出了示出单端共源共栅放大器的效率的曲线110以进行比较。
图5a图示出根据另一实施例的放大器270。放大器270具有单端放大器272和274，其中的每一个可以经由放大器272中的开关S1和放大器274中的开关S3被单独地启用和禁用，开关S1和开关S3每个使相应偏置电感器LBIAS短路。在一些实施例中，图5a中的开关S3的复合函数等价于图4a中所示的开关S2的函数。在实施例中，将不同的源电压用于源VDC1、VDC2、VDC3和VDC4以便提供多达8个不同的电压水平输出。例如，在一个实施例中，设定这些源电压，使得VDC1 = 20V、VDC2＝18V、VDC3＝10V且VDC4＝25V。替换地，可以将其他DC电压用于源VDC1、VDC2、VDC3和VDC4。
在实施例中，可以使用以下开关组合：在第一输出模式下，开关S1和S4被闭合且开关S2和S3是断开的（10V）；在第二输出模式下，开关S2和S3被闭合且开关S1和S4是断开的（20V）；在第三输出模式下，开关S2和S4被闭合且开关S1和S3是断开的（30V）；在第四输出模式下，开关S1被闭合且开关S2、S3和S4是断开的（35V）；在第五输出模式下，开关S3被闭合且开关S1、S2和S4是断开的（38V）；在第六输出模式下，开关S4被闭合且开关S1、S2和S3是断开的（48V）；在第七输出模式下，开关S2被闭合且开关S1、S3和S4是断开的（55V）；并且在第八输出模式下，开关S1至S4是断开的（73V）。在本发明的替换实施例中，根据特定系统及其规格，可以使用对应于不同输出模式的不同DC电压水平。
在图示出用于曲线278的八个效率峰值的图5b中图示出用于放大器270的本实施例八级操作模式的效率图。还示出了示出单端共源共栅放大器的效率的曲线110以进行比较。应理解的是通过调整DC电压源VDC1、VDC2、VDC3和VDC4的DC电压，曲线278的每个峰值的位置是可调整的。
根据另一实施例，可以使用脉宽调制信号来驱动实施例放大器。例如，通过计算表示输出PWM信号的有限数目的基函数来创建离散时间脉宽调制信号。这些基函数的波段限制性质防止由于信号的离散时间性质而引起的混叠，从而允许高动态范围和低带外噪声本底。在2011年4月7日提交的题为“System and Method for Generating a Pulse-width Modulated Signal”美国专利申请号13/081,628中描述了使用基函数来生成脉宽调制信号以高效地驱动放大器（PA），该专利申请被整体地通过引用结合到本文中。此外，可以将基函数组合以形成多级脉宽调制信号，如在20011年9月19日提交的题为“System and Method for Generating a Radio Frequency Pulse-width Modulated Signal”的美国专利申请号13/236,385中所述，其被整体地通过引用结合到本文中。
图6a图示出被配置成生成多级脉宽调制信号的实施例系统300。在这里，系统300具有被耦合到隔直流电容器CDC的如上所述的实施例放大器301、并联电路部件CTANK和LTANK、被耦合到电阻器RSB的循环器302以及带通滤波器304。系统300的负载被建模为电阻器RLOAD。在实施例中，分别向晶体管T1和T2的栅极引入脉宽调制信号。在一个操作模式下，在晶体管T2被禁用的同时，开关S1被闭合且脉宽调制信号被耦合到T1的栅极。在第二操作模式下，在相应地控制开关S1的同时，多级脉宽调制信号在晶体管T1和晶体管T2的栅极之间被多路复用。
在实施例中，使用载波突发技术来用脉宽调制（PWM）键控RF信号驱动晶体管T1和T2的栅极。在实施例中，这些PWM信号是方波信号，或者是富于谐波的，从而导致被带通滤波器304去除的边带。在实施例中，这些边带被从带通滤波器304反射，并且其能量经由循环器302被边带电阻器RSB耗散。通过使用循环器302，放大器301可以被所生成边带的频率范围内的实际负载电阻加载，并且因此带通滤波器304的输入阻抗对放大器301的操作具有很少的影响（如果有的话）。在此类实施例中，可以使放大器301在其最高效操作点处操作，并且可以通过以PWM方式经由源VRF1和VRF2可切换地引入信号来生成期望的输出电压。
图6b—d图示出对应于最大输出电压的约25%的相对输出电压和50%占空因数的操作点处的放大器301的操作的波形图。在所示调制时段的第一部分310期间，开关S1被闭合且只有晶体管T1是活动的。在这里，放大器301用50%的相对输出进行操作。在所示调制时段的第二部分312期间，没有晶体管是活动的，虽然开关S1可以是也可以不是活动的。因此，放大器是在其最大输出的0%下操作。50%占空因数与50%输出和0%输出之间的交替的组合在电阻器RLOAD处提供具有最大振幅的25%的振幅的信号。图6b图示出晶体管T1和T2的栅极电压VG1和VG2；图6c图示出晶体管T1和T2的漏极电流ID1和ID2、漏极电压VD1和VD2；并且图6d图示出对应于最大输出水平的约25%电阻器RLOAD处的加载输出电压。
图6e—g图示出对应于在开关S1闭合的情况下在源VRF1处引入信号与在开关S1以50%占空因数断开的情况下在源VRF1处引入信号之间切换的操作点处的放大器301的操作的波形图。在所示调制时段的第一部分316期间，开关S1是断开的，并且在晶体管T2的栅极处引入信号，同时，晶体管T1的栅极被保持在恒定DC电压。在这里，可以将T1的漏极电压配置成具有最大摆动以便提高放大器的效率。在所示调制时段的第二部分318期间，开关S1被闭合且信号被引入到晶体管T1的栅极。再次地，可以使T1的漏极电压最大化以提高放大器的效率。50%占空因数下的这些操作模式之间的切换产生最大水平的75%的相对输出电压。图6e图示出晶体管T1和T2的栅极电压VG1和VG2；图6f图示出晶体管T1和T2的漏极电流ID1和ID2、漏极电压VD1和VD2；并且图6g图示出对应于最大输出水平的约75%电阻器RLOAD处的加载输出电压。应认识到的是图6b—g的示例是可以使用放大器301实现的许多特定可能输出水平的两个示例。在替换实施例中，可以将其他占空因数和输出水平组合以产生其他输出振幅。此外，除信号的振幅之外，还可以对信号的相位进行调制以在输出信号的相位中发射信息。
图6h图示出采取放大器301在所有模式下以最大效率操作的假设下的用于在PWM操作下的放大器301的效率曲线。0.5和1.0的归一化输出电压之间的曲线321中的下垂主要是由于电阻器RSB所耗散的边带能量而引起的。还示出了表示相对于图1a所述的两级实施例的曲线322以及表示共源共栅放大器的曲线110以供参考。
可以使图6a的实施例进一步扩展至推挽方法，如图示出系统350的图6i中所示。系统350具有经由平衡—不平衡转换器360、循环器356和带通滤波器358被耦合到RLOAD所表示的负载的实施例放大器352和354。在实施例中，可以将系统350配置成以四个输出水平输出信号，如相对于图4a的实施例所述，如上所述。通过用源VRF1、VRF2、VRF3和VRF4引入PWM信号，可以在带通滤波器358的输出端处生成多级PWM信号。
图6j图示出采取系统350使用相等源电压在所有模式下以最大效率操作的假设下的用于处于PWM操作下的系统350的效率曲线370。还示出了表示相对于图4a所述的四级实施例的曲线372以及表示共源共栅放大器的曲线110以供参考。
图6k图示出用于使用与图5a的实施例类似的结构、但具有装载有循环器和带通滤波器的平衡-不平衡转换器的输出的放大器的效率曲线380，如在图6i中。在这里，在使用不相等源电压在所有模式下以最大效率操作放大器的假设下使用PWM操作。还示出了表示相对于图5a描述的多级实施例的曲线382和表示共源共栅放大器的曲线110以供参考。
图7a图示出实施例放大器700的CMOS实施方式。放大器700具有输入晶体管722、共源共栅晶体管724以及开关晶体管720。在实施例中，可以用如所示的NMOS器件来实现这些晶体管。在本发明的替换实施例中，可以使用其他晶体管类型，诸如PMOS晶体管。对应于信号源VRF1的信号源702和对应于VRF2的信号源706被示为虚线内的戴维南（Thevenin）等效电路以显示这些源不一定是放大器700的一部分。在本发明的实施例中，可以使用系统内的其他元件的输出级来实现信号源702和706，例如信号发生器、数模转换器的输出端等。使用PMOS器件701和NMOS器件703实现的反相器704具有被耦合到开关晶体管720的栅极的输出端。反相器704也用虚线示出以表示其不一定是放大器700的一部分。应理解的是反相器704的功能是接通或关断开关晶体管720。因此，在替换实施例中，可以用其他逻辑门或其他输出级的输出来实现反相器704。信号Vctrl表示可以例如由控制器生成的控制信号。在实施例中，根据上述实施例而激活信号源702和706以及开关晶体管720。
在实施例中，晶体管722的栅极经由隔直流电容器729和输入匹配网络710被耦合到信号源706。到晶体管722的栅极的偏置是用与电感器728串联的DC信号源730提供的。在实施例中，DC信号源730的电压被设置成为晶体管722提供适当偏置的电压。在实施例中，可以使用本领域中已知的电路技术来实现DC电压源730。例如，可以使用跟踪晶体管722的栅极源极电压的电流源来实现DC源730。替换地，可以使用其他电路。
晶体管724经由输入匹配网络708和隔直流电容器714被耦合到RF信号源702。可以例如通过与偏置电感器726串联的DC电压源716和718的串联组合来对晶体管724的栅极进行偏置。在其中晶体管724的阈值电压是0V的实施例中，可以省略DC电压源718且可以将偏置电感器726直接耦合到DC电压源716的正端子。偏置电感器740被耦合到共源共栅晶体管724的漏极且可以使用DC电压源742对其进行偏置。可以经由隔直流电容器736和输出匹配网络712将晶体管724的漏极耦合到负载电阻738。负载电容器738是用虚线示出的以表示该负载不一定是放大器的一部分。相反，负载电阻器738表示放大器700的负载。在实施例中，可以使用本领域中已知的电路和技术来实现输入匹配网络708和718以及输出匹配网络712。
在实施例中，可以包括电容器732以在放大器700正以共源共栅配置工作时控制晶体管724的栅极电压摆动。也就是说，当信号源706是活动的时，开关晶体管720处于高阻抗状态，并且晶体管724作为共源共栅晶体管进行操作。通过使用电容器732，构建了电容分压器以及寄生栅极源极电容734。可以设置分压器比率，使得不超过最大栅极电压且不发生晶体管的过驱动。针对诸如HEMT的其他晶体管，0V是最大电压，并且因此此分压器在这种情况下被用来防止寄生二极管传导。应认识到的是此分压器是可操作的，因为其可以用来防止晶体管被暴露于超过其最大额定值的电压。同样地，可以省略分压器，尤其是如果所使用的技术耐受施加电压的话。用于电容器732的参考电位不一定必须被接地，诸如源电压的任何其他稳定参考点将履行相同的任务。如果特定实施方式需要的话，可以通过并联地添加电容器来增加寄生栅极电容734。
图7b图示出根据另一CMOS实施方式的放大器750。图7b的实施例类似于图7a的实施例，不同的是晶体管724的栅极经由变压器752被耦合到信号源702。隔直流电容器754被用来将晶体管722的漏极从变压器752的次级绕组去耦。
图8a图示出根据本发明的实施例的系统800。系统800具有被耦合到RF信号源804和806的控制器802。RF源804和806的输出端分别经由匹配网络708和710被耦合到晶体管724和722的栅极，如相对于图7a的实施例所述。在实施例中，控制器802控制RF源804和806的输出以及控制开关晶体管720的状态。控制器802还可以控制信号类型以及由RF信号源804和806输出的相位和振幅。在一些实施例中，RF源804和806的输出可以是如相对于图6a和6i的实施例所述的脉宽调制波形。
图8b图示出根据本发明的另一实施例的系统820。在这里，控制器826控制将RF信号源824的输出路由到晶体管724的栅极或晶体管722的栅极的开关网络822。控制器826还测量如由耦合器828耦合的RF源的功率，并且根据测量功率来确定开关网络822的状态。另外，控制器826还控制开关晶体管720的状态。
图8c图示出根据本发明的另一实施例的系统840。在这里，检测器832监视经由耦合器828从RF源824耦合的功率并使用比较器834将所检测功率与阈值REF相比较。此比较的结果被用来设置RF开关822的状态以及开关晶体管720的状态。在此类实施例中，RF源824可以表示要放大的外部RF信号。可以将阈值REF设置成使放大器的效率最大化或最优化的水平。
在本发明的替换实施例中，可以在多种工艺上实现实施例放大器。例如，双极工艺、如图7a—b和8a—c所示的CMOS工艺、砷化镓（GaAs）工艺、氮化镓（GaN）工艺等。在一个实施例中，可以用GaN HEMT器件来替换图7a—b和8a—c中所示的CMOS晶体管。
根据实施例，一种系统包括第一晶体管和第二晶体管。第一晶体管具有被耦合到第一信号输入端的第一输入节点、被耦合到第一公共节点的第一输出节点以及被耦合到第一参考电压的第一参考节点，并且第二晶体管具有被耦合到第二信号输入端的第二输入节点、被耦合到系统输出端的第二输出节点以及被耦合到第一公共节点的第二参考节点。该系统还包括将第一公共节点可切换地耦合到第二参考电压的第一开关。
在实施例中，该系统还包括控制器且第一开关具有被耦合到控制器的控制输入端，其中，第一开关被配置成当控制输入端处于第一状态时断开，并且第一开关被配置成当控制输入端处于第二状态时闭合。可以将控制器配置成当控制输入端处于第一状态时选择性地将第一信号耦合到第一信号输入端，并且当控制输入端处于第二状态时将第一信号耦合到第二信号输入端。在另一实施例中，所述控制器还被配置成当控制输入端处于第一状态时将第一信号从第二信号输入端去耦。此外，所述控制器还可以确定控制输入端是处于第一状态还是处于第二状态。
在实施例中，控制器被配置成当第一信号具有大于第一振幅阈值的振幅时将控制输入端设置于第一状态，并且控制器被配置成当第一信号具有小于第一振幅阈值的振幅时将控制输入端设置在第二状态。在一些实施例中，第一信号是脉宽调制信号。
该系统还可以包括具有被耦合到第三信号输入端的第三输入节点、被耦合到系统输出端的第三输出节点以及被耦合到第二晶体管的第二输出节点的第三参考节点的第三晶体管。该系统还可以包括将第三晶体管的第三参考节点可切换地耦合到第三参考电压的第二开关。
在一些实施例中，第一晶体管包括第一FET且第二晶体管包括第二FET。例如，第一晶体管的第一输入节点包括第一FET的栅极；第一晶体管的第一输出节点包括第一FET的漏极；第一晶体管的第一参考节点包括第一FET的源极；第一晶体管的第二输入节点包括第二FET的栅极；第一晶体管的第二输出节点包括第二FET的漏极；以及第一晶体管的第二参考节点包括第二FET的源极。
根据另一实施例，射频（RF）传输系统包括具有第一RF信号输出端和第二RF信号输出端的可控信号源。可以将可控信号源配置成当RF信号的振幅大于阈值时在第一RF信号输出端处提供RF信号，并且当RF信号的振幅小于阈值时在第二RF信号输出端处提供RF信号。RF传输系统还包括放大器，该放大器具有：第一晶体管，包括被耦合到第一RF信号输出端的第一输入节点、被耦合到第一公共节点的第一输出节点以及被耦合到第一参考电压的第一参考节点；以及第二晶体管，包括被耦合到第二RF信号输出端的第二输入节点、被耦合到放大器的输出端的第二输出节点以及被耦合到第一公共节点的第二参考节点。第一开关可切换地将第一公共节点耦合到第二参考电压。还可以将可控信号源配置成防止当RF信号的振幅大于阈值时在第二RF信号输出端处提供RF信号。
在实施例中，可控信号源还包括控制器，并且第一开关包括被耦合到该控制器的控制输入端。可以将控制器配置成当RF信号的振幅小于阈值时激活第一开关，并且当RF信号的振幅大于阈值时将第一开关去激活。
在实施例中，RF信号被配置成是脉宽调制信号。RF传输系统还可以包括耦合在放大器的输出端与RF传输系统的输出端之间的循环器。
在实施例中，可以用第一FET来实现第一晶体管，并且可以用第二FET来实现第二晶体管。第一和第二FET可以是在CMOS工艺中实现的MOSFET，或者可以是在氮化镓工艺中实现的FET。
根据另一实施例，操作RF传输系统的方法包括确定RF信号的振幅是否大于振幅阈值。当RF信号具有大于振幅阈值的振幅时，将RF信号耦合被耦合到与共源共栅晶体管串联耦合的第一晶体管；并且当RF信号具有小于振幅阈值的振幅时，将第一晶体管去激活被去激活且RF信号被耦合到共源共栅晶体管。该方法还包括将共源共栅晶体管的输出端耦合到RF传输系统的输出端。
在实施例中，该方法还包括当RF信号具有大于振幅阈值的振幅时将RF信号从共源共栅晶体管去耦。此外，将第一晶体管去激活的步骤可以包括将耦合在第一晶体管的输出节点与第一参考电压之间的开关闭合。
在实施例中，该方法还包括通过产生脉宽调制信号来生成RF信号。在一些实施例中，可以使用循环器和耦合在共源共栅晶体管的输出端与RF传输系统的输出端之间的带通滤波器来限制边带能量。该方法还可以包括设置振幅阈值以在RF信号具有约为振幅阈值的振幅时产生RF传输系统的预定功率效率。
本发明的优点包括使放大器在低输出水平下以高效率操作的能力。
虽然已参考说明性实施例描述了本发明，但并不意图以限制性意义理解本描述。在参考该描述时，说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例将变得对于本领域的技术人员而言显而易见。因此意图在于所附权利要求涵盖任何此类修改或实施例。 

Claims (23)

1.一种系统，包括：
第一晶体管，包括被耦合到第一信号输入端的第一输入节点、被耦合到第一公共节点的第一输出节点以及被耦合到第一参考电压的第一参考节点；
第二晶体管，包括被耦合到第二信号输入端的第二输入节点、被耦合到系统输出端的第二输出节点以及被耦合到第一公共节点的第二参考节点；以及
第一开关，其可切换地将所述第一公共节点耦合到第二参考电压。
2.权利要求1所述的系统，其中：
该系统还包括控制器；
所述第一开关包括被耦合到控制器的控制输入端，其中，所述第一开关被配置成当控制输入端处于第一状态时被断开，并且第一开关被配置成当控制输入端处于第二状态时被闭合；以及
所述控制器被配置成：
     当控制输入端处于第一状态时选择性地将第一信号耦合到第一信号输入端，以及
     当控制输入端处于第二状态时将第一信号耦合到第二信号输入端。
3.权利要求2所述的系统，其中，所述控制器还被配置成当控制输入端处于第一状态时将第一信号从第二信号输入端去耦。
4.权利要求2所述的系统，其中，所述控制器还被配置成确定控制输入端是处于第一状态还是第二状态。
5.权利要求4所述的系统，其中：
所述控制器被配置成当第一信号具有大于第一振幅阈值的振幅时将控制输入端设置于第一状态；以及
所述控制器被配置成当第一信号具有小于第一振幅阈值的振幅时将控制输入端设置于第二状态。
6.权利要求2所述的系统，其中，所述第一信号包括脉宽调制信号。
7.权利要求1所述的系统，还包括：
第三晶体管，包括被耦合到第三信号输入端的第三输入节点、被耦合到系统输出端的第三输出节点以及被耦合到第二晶体管的第二输出节点的第三参考节点；以及
第二开关，其可切换地将第三晶体管的第三参考节点耦合到第三参考电压。
8.权利要求1所述的系统，其中：
所述第一晶体管包括第一FET；以及
所述第二晶体管包括第二FET。
9.权利要求8所述的系统，其中：
第一晶体管的第一输入节点包括第一FET的栅极；
第一晶体管的第一输出节点包括第一FET的漏极；
第一晶体管的第一参考节点包括第一FET的源极；
第一晶体管的第二输入节点包括第二FET的栅极；
第一晶体管的第二输出节点包括第二FET的漏极；以及
第一晶体管的第二参考节点包括第二FET的源极。
10.一种射频（RF）传输系统，包括：
可控信号源，具有第一RF信号输出端和第二RF信号输出端，该可控信号源被配置成当RF信号的振幅大于预置时在第一RF信号输出端处提供RF信号，并且当RF信号的振幅小于阈值时在第二RF信号输出端处提供RF信号；
放大器，包括
     第一晶体管，包括被耦合到第一RF信号输出端的第一输入节点、被耦合到第一公共节点的第一输出节点以及被耦合到第一参考电压的第一参考节点，
     第二晶体管，包括被耦合到第二RF信号输出端的第二输入节点、被耦合到放大器的输出端的第二输出节点以及被耦合到第一公共节点的第二参考节点；以及
第一开关，其可切换地将第一公共节点耦合到第二参考电压。
11.权利要求10所述的RF传输系统，其中，所述可控信号源还被配置成防止当RF信号的振幅大于阈值时在第二RF信号输出端处提供RF信号。
12.权利要求10所述的RF传输系统，其中：
所述可控信号源还包括控制器；以及
所述第一开关包括被耦合到控制器的控制输入端，其中，所述控制器被配置成当RF信号的振幅小于阈值时激活第一开关，并且当RF信号的振幅大于阈值时将第一开关去激活。
13.权利要求10所述的RF传输系统，其中，所述RF信号被配置成是脉宽调制信号。
14.权利要求13所述的RF传输系统，还包括被耦合在放大器的输出端与RF传输系统的输出端之间的循环器。
15.权利要求10所述的RF传输系统，其中，所述第一晶体管包括第一FET，并且第二晶体管包括第二FET。
16.权利要求15所述的RF传输系统，其中，所述第一FET和所述第二FET是MOSFET。
17.权利要求15所述的RF传输系统，其中，所述第一FET和所述第二FET是使用氮化镓工艺实现的。
18.一种操作RF传输系统的方法，该方法包括：
确定RF信号的振幅是否大于振幅阈值；
当RF信号具有大于振幅阈值的振幅时，将RF信号耦合到与共源共栅晶体管串联耦合的第一晶体管；
当RF信号具有小于振幅阈值的振幅时，将第一晶体管去激活并将RF信号耦合到共源共栅晶体管；以及
将共源共栅晶体管的输出端耦合到RF传输系统的输出端。
19.权利要求18所述的方法，还包括当RF信号具有大于振幅阈值的振幅时将RF信号从共源共栅晶体管去耦。
20.权利要求18所述的方法，其中，将第一晶体管去激活包括将耦合在第一晶体管的输出节点与第一参考电压之间的开关闭合。
21.权利要求18所述的方法，还包括生成RF信号，生成包括产生脉宽调制信号。
22.权利要求21所述的方法，还包括使用循环器和耦合在共源共栅晶体管的输出端与RF传输系统的输出端之间的带通滤波器来限制边带能量。
23.权利要求18所述的方法，还包括设置振幅阈值以在RF信号具有约为振幅阈值的振幅时产生RF传输系统的预定功率效率。
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