CN109478871A - 二极管导通传感器 - Google Patents

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Abstract

用于被配置用于耦合到切换元件的体二极管导通传感器的方法和装置。在实施例中，传感器包括耦合到电压源的第一和第二分压器网络；以及二极管，耦合到切换元件和第一分压器网络，其中，二极管在对应于切换元件的体二极管导通的时间是导通的，从而降低第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压。差分输出电压可以耦合到第一和第二分压器网络，其中输出信号对应于切换元件的体二极管导通的时间。

Description

二极管导通传感器
相关申请的交叉引用
本申请要求享有于2016年6月30日提交的题为“Conduction Sensor”的美国临时专利申请No.62/356,817的权益，该申请通过引用的方式并入本文。
背景技术
存在可以基于操作特性在各种应用中使用的各种类型的放大器/转换器。例如，E类放大器具有某些优点和缺点。E类放大器的一个缺点是在较高频率下工作并且驱动过大的感性负载阻抗可能导致体二极管导通损耗。为了在E类放大器驱动变化的感性阻抗时降低体二极管导通损耗，可以改变驱动E类放大器的开关的占空比，以便控制切换波形并实现零电压切换。用于E类放大器的传统反馈机制监视E类放大器的输入功率并调整占空比以增加或减少传递到E类放大器的功率。然而，如果没有完美的输出功率调节，功率耗散和输入功率可能没有直接关系，使得仅基于输入功率的占空比调整就耗散功率和放大器效率而言可能不具有期望效果。
发明内容
电力传输系统可以依赖于诸如整流器、AC(交流)到DC(直流)转换器、阻抗匹配电路和其他电力电子设备的电子电路来调节、监视、维持和/或修改用于向电子设备供电的电压和/或电流的特性。电力电子设备可以为具有动态阻抗特性的负载提供电力。
在一些应用中，例如无线电力传输，无线电力装置的负载阻抗可以动态地变化。在这样的应用中，例如，可以使用诸如谐振器线圈的负载与装置的电源之间的阻抗匹配来减轻不必要的能量损失和过多的热量。可以理解，阻抗匹配网络可用于变换与反射负载阻抗串联的线圈阻抗。加载放大器的阻抗匹配网络的输入阻抗可以具有尽可能最高的量值，同时保持放大器的感应无功电流尽可能最小，以在给定的占空比下实现零电压切换。线圈阻抗和反射负载阻抗的变化可以改变阻抗匹配网络的输入阻抗。这改变了进入阻抗匹配网络的感应无功电流的大小，这导致在周期内的不同时间发生跨切换元件的零电压转换。对于阻抗匹配网络的给定输入阻抗，可以增加或减小切换元件的占空比以在与零电压转换相同的时间或接近相同的时间接通切换元件。这确保了对于给定输入阻抗的最小体二极管导通和硬切换。另外，例如，通过高谐振无线能量传输来传输和/或接收电力的电力传输系统还可以配置或修改阻抗匹配网络以维持有效的电力传输。因此，在一些情况下，为了实现有效的电力传输，提供了动态阻抗匹配网络。
在实施例中，无线电力传输系统可以包括反馈机构，该反馈机构具有用于放大器的切换元件的体二极管导通传感器，其可以实现切换元件的占空比调整以促进有效操作。在实施例中，反馈机构可以包括二极管导通传感器，以向诸如微处理器的控制器提供反馈，以控制放大器切换元件的内部二极管传导电流的时间量。例如，反馈可以使微控制器能够尝试最小化功率切换元件的二极管导通所花费的时间，以减少开关中的功率损耗并提高效率。例如，对于-60j欧姆的无源阻抗偏移，说明性的体导通传感器可以在FET上节省3.5W的功率。如果没有由体二极管导通传感器实现的这种功率降低，则放大器FET在没有占空比调整的情况下可能过热。在实施例中，微控制器可以调整放大器/转换器的占空比以实现期望的波形和切换特性。
在实施例中，二极管导通传感器包括被配置为以相对低的成本实现相对低的插入损耗的部件。二极管导通传感器的说明性实施例与许多类型的切换方案兼容，以便确定功率器件何时通过其体二极管导通。虽然结合E类放大器示出和描述，但是应该理解，实施例通常可以适用于各种类型的放大器和同步整流。
在一个方面，一种系统包括：体二极管导通传感器，被配置用于耦合到切换元件，该传感器包括：耦合到电压源的第一和第二分压器网络；二极管，耦合到切换元件和第一分压器网络，其中，二极管在对应于切换元件的体二极管导通的时间是导通的，从而降低第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压；以及用于差分输出电压的输出端，耦合到第一和第二分压器网络，该输出端具有对应于切换元件的体二极管导通的时间的输出信号。
系统还可以包括以下特征中的一个或多个：分流电容器，耦合在切换元件两端，基于切换元件的体二极管导通来调整切换元件的占空比，切换元件形成E类放大器的一部分，传感器包括用于将无线电力传输到电力接收器的电力发送器的一部分，电力发送器包括谐振无线电力发送器，和/或电力发送器包括由切换元件驱动的阻抗匹配网络。
在另一方面，一种方法包括：通过以下方式提供被配置用于耦合到切换元件的体二极管导通传感器：将第一和第二分压器网络耦合到电压源；将二极管耦合到切换元件和第一分压器网络，其中，二极管在对应于切换元件的体二极管导通的时间是导通的，从而降低第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压；以及将差分输出电压的输出端耦合到第一和第二分压器网络，该输出端具有对应于切换元件的体二极管导通的时间的输出信号。
一种方法还可以包括以下特征中的一个或多个：在切换元件两端耦合分流电容器，基于切换元件的体二极管导通调整切换元件的占空比，切换元件形成E类放大器的一部分，传感器包括用于将无线电力传输到电力接收器的电力发送器的一部分，电力发送器包括谐振无线电力发送器，和/或电力发送器包括由切换元件驱动的阻抗匹配网络。
在另一方面，一种体二极管导通传感器包括：用于分压的分压器装置，耦合到电压源；二极管，耦合到切换装置和分压器装置，其中，二极管在对应于切换装置的体二极管导通的时间是导通的，从而降低第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压；以及差分输出电压装置，耦合到分压器装置，差分输出电压装置具有对应于切换元件的体二极管导通的时间的输出信号。
体二极管导通传感器还可包括以下特征中的一个或多个：分流元件，耦合在切换装置两端，基于切换装置的体二极管导通来调整切换装置的占空比，切换装置形成E类放大器的一部分，传感器包括用于将无线电力传输到电力接收器的电力发送器的一部分，和/或电力发送器包括谐振无线电力发送器。
附图说明
从以下附图说明中可以更全面地理解本发明的前述特征以及本发明本身，其中：
图1是具有体二极管导通传感器的无线能量传输系统的示意图；
图2是包括具有反馈的说明性阻抗匹配网络(IMN)的无线能量传输系统的示意性电路表示；
图3是电力接收器和电力发送器的示意图；
图4A是耦合到二极管导通传感器的放大器的电路图，该二极管导通传感器可以向处理器提供反馈以实现占空比调整；
图4B是在具有体二极管导通传感器的放大器中具有多个有源开关的示例性实施方式的电路图；
图5是示例性体二极管导通传感器的电路图；
图6A是体二极管导通传感器在变化的体二极管导通时间上生成的信号的波形图；
图6B是放大器在耦合到体二极管导通传感器的变化的负载阻抗上生成的信号的波形图；
图6C示出了来自体二极管导通传感器的差分电压相对体二极管导通占空比的示例性图形表示；
图7是示出来自体二极管导通传感器的信息的示例性处理的流程图；以及
图8示出了可以执行本文描述的处理的至少一部分的说明性计算机的示意图。
具体实施方式
本公开内容提供了用于无线电力传输系统的实施例，该无线电力传输系统具有用于切换元件的体二极管导通传感器，其提供反馈机构以实现占空比调整以便促进有效电路操作。在实施例中，例如，放置在电力发送器附近或上的接收器可以改变源谐振器的阻抗以及激励谐振器的切换装置的影响特性，例如功率耗散。在说明性实施例中，E类放大器驱动源的阻抗匹配网络。在实施例中，阻抗网络被设计用于特定放大器和/或谐振器。期望最小化放大器中的切换装置的体二极管导通时间，并且促进期望的操作特性，例如避免硬切换。
图1示出了具有用于功率切换元件的二极管导通传感器101的无线电力传输系统100的示例性实施例的高级功能框图。例如，可以通过壁电源(AC电源)提供对系统的输入功率，该壁电源在AC/DC转换器块102中被转换为DC。可替换地，可以直接从电池或其他DC电源提供DC电压。在实施例中，AC/DC转换器块102可以是功率因数校正(PFC)级。除了将AC输入(例如，50或60Hz)转换为DC之外，PFC还可以调节电流，使得电流与电压基本同相。高效切换逆变器或放大器104将DC电压转换为用于驱动源谐振器106的AC电压波形。在实施例中，AC电压波形的频率可以在80到90kHz的范围内。在实施例中，AC电压波形的频率可以在10kHz至15MHz的范围内。在一个特定实施例中，AC电压波形的频率约为6.78MHz，例如，由于FCC和CISPR规定，该AC电压波形的频率可在15kHz频带内变化。源(发送器)阻抗匹配网络(IMN)108有效地将逆变器104输出耦合到源谐振器106，并且可以实现有效的切换放大器操作。D类或E类切换放大器适用于许多应用，并可能需要感性负载阻抗以实现最高效率。源IMN108将源谐振器阻抗变换为用于逆变器104的这种阻抗。源谐振器阻抗可以例如通过耦合到设备(接收器)谐振器110和/或输出负载来加载。由源谐振器106产生的磁场耦合到设备谐振器110，从而感应电压。该能量耦合出设备谐振器110，以例如直接为负载供电或对电池充电。设备阻抗匹配网络(IMN)112可用于有效地将来自设备谐振器110的能量耦合到负载114，并优化源谐振器106和设备谐振器110之间的功率传输。它可将实际负载阻抗变换为设备谐振器110见到的有效负载阻抗，它更接近地匹配负载以获得最佳效率。对于需要DC电压的负载，整流器116将接收的AC电力转换为DC。在实施例中，源118和设备(接收器)120还可以包括滤波器、传感器和其他部件。
阻抗匹配网络(IMN)108、112可以被设计为最大化以期望频率(例如，80-90kHz、100-200kHz、6.78MHz)传递到负载114的功率或者最大化功率传输效率。可以选择和连接IMN 108、112中的阻抗匹配部件，以便保持谐振器106、110的高品质因数(Q)值。根据操作条件，可以调谐IMN 108、112中的部件例如以控制从电源传送到负载114的功率，以最大化有效的无线电力传输。应当理解，调谐IMN 112可以直接影响从电源传送到负载114的功率。调谐IMN 108中的电容器C1s可以间接地影响从电源传送到负载114的功率。
IMN(108、112)部件可包括例如电容器或电容器网络、电感器或电感器网络，或电容器、电感器、二极管、开关和电阻器的各种组合。IMN的部件可以是可调整的和/或可变的，并且可以被控制以影响系统的效率和操作点。可以通过改变电容、改变电感、控制谐振器的连接点、调整磁性材料的磁导率、控制偏置场、调整激励频率等来执行阻抗匹配。阻抗匹配可以使用或包括以下中的任何数量或组合：变容二极管、变容二极管阵列、切换元件、电容器组、切换和可调谐元件、反向偏置二极管、气隙电容器、压缩电容器、钛酸钡锆(BZT)电调谐电容器、微机电系统(MEMS)-可调谐电容器、电压可变电介质、变压器耦合调谐电路等。可变部件可以机械调谐、热调谐、电调谐、压电调谐等。阻抗匹配的元件可以是硅器件、氮化镓器件、碳化硅器件等。可以选择元件以承受高电流、高电压、高功率、或电流、电压和功率的任何组合。可以将元件选择为高Q元件。
IMN 108、112和/或控制电路监视系统参数，例如源谐振器阻抗106或整流器116外的DC电压，并提供控制信号以调谐IMN 108、112或其部件。在一些实施方式中，IMN 108、112可以包括固定IMN和动态IMN。例如，固定IMN可以提供具有静态阻抗的系统部分之间的阻抗匹配，或者将电路粗略地调谐到已知的动态阻抗范围。在一些实施方式中，动态IMN还可以包括粗调部件和/或细调部件。例如，粗调部件可以允许在动态阻抗范围内进行粗阻抗调整，而细调部件可以用于精调IMN的整体阻抗。在另一个示例中，粗调部件可以在期望的阻抗范围内获得阻抗匹配，并且细调部件可以在期望的阻抗范围内实现围绕目标的更精确的阻抗。
图2示出了无线电力传输系统200的示例性实施例，其具有为源或发送器侧电路(其包括源谐振器和源IMN)204供电的逆变器202，源或发送器侧电路以耦合因子k将振荡电磁能量耦合到设备或接收器侧电路(包括设备谐振器和设备IMN)206。实施例可以包括耦合到放大器切换元件的体二极管导通传感器207，以最小化体二极管导通时间。在一些实施例中，通过相对慢的BLE(蓝牙低能量)回路实现电力接收器中的电压调节，该回路指示电力发送器通过改变驱动放大器的DC总线电压来调整其谐振器场强。然后由整流器208转换振荡能量。源侧电路204部件包括源谐振器线圈Ls 210、串联电容器C1s 212(在位置1)、并联电容器C2s 214(在位置2)及电容器C3s 216和电感器L3s 218(在位置3)。在说明性实施例中，电容器C1s 216可包括一个或多个可变电容器。注意，列出的每个部件可以表示部件的网络或组，并且至少位置1和3中的部件可以是平衡的。设备侧电路206部件可包括设备谐振器线圈Ld222、串联电容器C1d 224(在位置1)、并联电容器C2d 226(在位置2)及电容器C3d 228和电感器L3d 230(在位置3)。电容器C1d 224可以包括一个或多个可变电容器，例如PWM电容器、切换电容器组和变容二极管。一个或多个可变电容器可以是离散或连续可调的电容器。可变电容器216、228可以促进有效的无线能量传输。应当理解，电容器C1s 212(在位置1)、并联电容器C2s 214(在位置2)及电容器C3s 216中的一个或多个可包括一个或多个可变电容器以满足特定应用的需要。类似地，设备侧电容器C1d 224(在位置1)、并联电容器C2d 226(在位置2)及电容器C3d 228中的任何一个可包括可变电容器。应当理解，一些实施例可以不包括任何可变电容器。
应当理解，源和/或设备阻抗匹配网络(IMN)可以具有宽范围的电路实施方式，其中各种部件具有满足特定应用的需要的阻抗。例如，Kesler等人的美国专利No.8,461,719公开了各种可调阻抗网络，例如图28a-37b中的，该专利通过引用的方式并入本文。还应理解，可以在源和/或设备侧使用任何实际数量的切换和/或可调谐电容器，以提供所需的操作特性。另外，虽然结合高谐振无线能量传输系统示出和描述了说明性实施例，但是应当理解，体二极管导通传感器适用于广泛的应用，其中期望在保持零电压切换的同时最小化二极管导通时间。
图3示出了PTU 302的充电平台上的各种PRU 300以及附近的PRU 304。在实施例中，电力发送单元(PTU)经由带内信道和带外信道与电力接收单元(PRU)交互。如本文所使用的，带内是指PTU 302和PRU 300之间的电力传输信道。当PRU 300放置在PTU 302上或其周围时，可以影响负载阻抗。如下面更全面地描述的，来自二极管导通传感器的反馈可以用于在提供给放大器的阻抗改变时促进有效的放大器操作特性。
实施例中，PTU 300可以调制发送的无线能量以与PRU 302通信，并且PRU可以修改某些特性，例如阻抗，以与PTU通信。如本文所使用的，带外是指PTU 302和PRU 300之间经由无线协议(例如)的无线通信。应当理解，可以使用任何合适的无线通信技术、协议等来使PTU和PRU能够彼此通信。应当理解，术语带内和带外是为了方便而使用的，而不应以任何方式用于限制要求保护的发明。
图4A示出了示例性E类放大器400，其具有耦合到放大器的切换元件Q1和处理器404的体二极管导通传感器402。能量源Vbus与耦合到节点Swa的电感器(RF扼流圈)串联耦合。切换元件Q1耦合在节点Swa和地之间。分流电容器耦合在切换元件Q1两端。从节点Swa，电容器C和电感器L与负载Rload串联耦合。在实施例中，串联RLC模拟在6.78MHz下的阻抗，其等于阻抗匹配网络的输入阻抗，其中，谐波抑制等于阻抗匹配网络的输入的谐波抑制。图4B示出了具有相应切换元件Q1、Q2的说明性推挽式放大器配置，其中对应的体二极管导通传感器402a、b耦合到处理器404。
图5示出了耦合到功率切换元件Q1的二极管导通传感器500的示例性实施例，其示出为E类放大器的功率切换元件。第一电容器Cshunt耦合在切换元件Q1两端。电压Vdd耦合到第一和第二电阻分压器网络RDN1、RDN2。第一电阻分压器网络RDN1包括R1、R2和R3，并且第二电阻分压器网络RDN2包括R3和R5。第二电容器C耦合在R2和R1两端，并且二极管D耦合在R2/R3节点和切换元件Q1之间。在一个特定实施例中，R2+R3＝R5＝221Ω，R1＝R4＝1kΩ，Vdd为3.3V。差分对耦合在R4/R5节点和R1/R2节点之间。应当理解，通过这种布置，可以将正电压形式的差分信号提供给处理器，例如微控制器，其可以产生到切换元件的栅极控制信号以调整Q1的占空比。
在实施例中，传感器500可以提供反馈以确定放大器/转换器花费多少时间传导电流通过切换元件Q1的体二极管。通过将传感器500与切换元件Q1并联放置，当电流流过切换元件Q1的体二极管时，切换节点电压低于接地参考，并且较小的电流也流过R2和D。当较小的电流流过二极管D时，R3两端的电压将等于D两端的正向压降减去体二极管两端的正向压降。这将导致R1和R2之间的节点处的电压Vo-降低。在所示实施例中，当没有体二极管导通时，R1/R2和R4/R5电压基本相似。二极管D阻断电压，并且在切换元件Q1的漏极到源极上不存在负电压。当体二极管导通时，R2/R3电压被钳位到由D和体二极管两端的电压降所定义的值。在一个特定实施例中，对于约-1.5V(1-2.5)的钳位电压，二极管D电压降为1V并且体二极管压降为约2.5V。虽然体二极管导通增加，但是R2/R3电压钳位到-1.5V并且电容器C上的DC平均电压继续减小的持续时间增加。即，较长的体二极管导通时间对应于C上较低的电压。可以将R1/R2和R4/R5的差分电压提供给处理器，作为对应于体二极管导通时间量的正电压。
电容器C可以平滑R1/R2节点处的电压。如果没有电容器C，电压降信息可能仅在实际二极管导通时间期间发生。在存在电容器C的情况下，来自由于二极管导通引起的电压降的R1/R2处的脉冲波形由电容器C平均。通常，根据体二极管导通时间，设置电阻器的值以优化最大化Vo-和之间的差分电压。
在节点R1/R2处测量的电压表示切换元件在体二极管导通状态中花费的时间。R1/R2电压参考“标称”电压，如果没有二极管导通，则“标称”电压将存在于节点上。该“标称”电压由R4和R5以R1＝R4和R5＝R2+R3创建为参考。
在实施例中，将R1/R2电压提供给计算机处理器，该计算机处理器将电压感测为参考电压R4/R5节点和R1/R2节点之间的差。如果存在差分电压，则表明切换元件Q1中的二极管在与差分电压相关的切换周期的一小部分的时间中导通。如果两个节点之间没有电压差，则表明切换元件Q1没有通过其体二极管传导任何电流。
如上所述，通过将传感器与开关并联放置，当电流流过切换元件Q1体二极管时，切换节点电压将低于接地参考。这将导致较小的电流流过R2和D。当较小的电流流过二极管D时，从R3顶部到地的电压可以通过D电压降(Vf)减去体二极管电压降Vsd来描述。对Vo-节点执行基尔霍夫电流定律节点分析得到：
其中，vo-1(s)拉普拉斯域是电压Vo-的函数，vo-2(0)是体二极管从关断转换为导通时Vo_的初始条件。求解vo_1(s)得到：
让和
在时域中：
让
当体二极管不导通时，检测二极管D关闭并反向偏置。执行基尔霍夫电流定律节点分析得到：
其中，vo_2(s)拉普拉斯域是电压Vo_的函数，vo_1(Tbdc)是体二极管从导通转换为关断时Vo_的初始条件。于是，电压vo_2(s)在拉普拉斯域中表示为：
让则：
在时域中：
让
对于稳态Tbdc，应该注意的是，当体二极管从导通转换为关断时，节点Vo_处的电压的初始条件在周期T的开始和结束时是相等的，并且可以表示为vo_2(0)和vo_2(T)。
为了在体二极管从导通转换为关断时得到节点Vo_处的电压，vo-1(Tbdc)需要进行以下替换：
求解vo-1(Tbdc)得到：
为了求解节点Vo-处的平均电压，将积分分段线性波形除以周期T。
Vo-节点表示在二极管导通状态下花费了多少时间。如果没有体二极管导通，则参考Vo-节点等于的节点处的“标称”电压。通过R4和R5来创建“标称”电压作为参考。微控制器将电压感测为节点和Vo-节点之间的差。如果存在差分电压，则表示开关Q1中的体二极管导通。如果两个节点之间没有电压差，则表示开关Q1没有通过其体二极管传导任何电流。节点和Vo-节点之间的差分电压等于：
然后选择电阻值，使得于是
从上面可以看出，差分电压是体二极管导通时间的函数，并且仅对电阻器、电容器和二极管正向电压值可变。根据体二极管导通时间来设置电阻器、电容器和二极管正向电压的值，以使从Vo-到的差分电压最大化。当没有体二极管导通时，函数的偏移为0V。微控制器可以使用差分电压以将E类占空比控制到一定量的体二极管导通，尝试保持非常接近理想零电压切换的某个波形但允许少许体二极管导通。它还可以尝试改变占空比直到没有测量到差分电压，这表明开关处于零电压或占空比使得FET硬切换。
在说明性实施例中，微控制器可以使用差分电压通过调整切换元件的占空比在一定程度上控制体二极管导通量。可以理解，可以将差分信号发送到差分到单端放大器而不是微控制器，以使信号是单端的和/或增加增益。可能期望保持一定程度的体二极管导通。
还可以尝试改变占空比，直到没有测量到差分电压，这表明开关是零电压切换，或者占空比使系统硬切换。应当理解，如本文所使用的，软切换可以指当开关两端的电压基本上为零并且通过开关的电流基本为零时的切换。
图6A和6B示出了由图5的传感器500提供的差分电压(图6A)形式的示例性波形和在切换节点处耦合到传感器的E类放大器波形。在图6A中，第一波形WF1对应于放大器的负载中的电抗，使得在E类放大器开关中发生15ns的体二极管导通。第二波形WF2对应于放大器负载中的电抗，使得在E类放大器开关中发生大约10ns的二极管导通。第三波形WF3与电压轴(0mV)一致，对应于系统中没有体二极管导通损耗。图6B示出了对于相同条件(体二极管导通15ns，体二极管导通10ns，及没有体二极管导通)的E类放大器波形WF1'、WF2'和WF3'。可以看出，切换元件的体二极管导通发生在FET漏极到源极两端的0V以下。
在实施例中，上面的波形可以对应于与电力发送器有关的各种电力接收器位置(参见图3)。随着电力接收器位置的改变，负载可能会改变，这会影响放大器切换特性。
可以理解，图6A中的差分电压波形WF1、WF2上的纹波是由于电容器C(图5)对每个切换周期(例如6.78MHz)充电和放电而导致的。为了减小纹波，可以增加电容器C值。但是，通过增加该值，可能会抑制更新传感器的响应时间。可以理解，增加电容器C还会增加体二极管导通时间，使差分电压增益更接近无体二极管导通时间。
图6C示出了差分电压(图5的Vo-、Vo+)相对体二极管导通占空比的示例性图形表示。可以看出，当没有体二极管导通时(曲线的左下方)，差分电压为零。随着体二极管导通占空比增加，传感器检测到的差分输出电压也增加。例如，在一个实施例中，随着体二极管导通增加到约0.3，传感器检测到的差分输出电压增加到约0.76V。
在实施例中，处理器从二极管导通传感器接收信息。在实施例中，由传感器产生的差分电压是体二极管导通时间的函数。通常，在理想情况下，期望控制功率切换元件的占空比以实现零电压切换。实际上，例如，可能需要某种程度的体二极管导通以避免硬切换。在实施例中，微控制器可以调整(增加/减少)切换元件的占空比以维持选定程度的体二极管导通，其可以对应于特定的体二极管导通时间。
图7示出了说明性步骤序列，其用于使用来自耦合到切换元件的体二极管导通传感器的反馈来调整切换元件的占空比以实现选定程度的体二极管导通。在步骤700中，例如在微控制器处接收来自体二极管导通传感器的信息。在步骤702中，确定所接收的传感器信息是否对应于低于阈值的体二极管导通量。例如，体二极管导通传感器可以向处理器提供与体二极管在导电状态下花费的时间量相对应的正差分电压。在步骤704中，当差分电压例如低于阈值时，减小切换元件的占空比。在步骤706中，当差分电压高于阈值时，增大切换元件的占空比。随着体二极管导通传感器继续发送更新的信息，处理可以在步骤700中继续。
应当理解，二极管导通传感器的实施例可适用于使用切换节点以转换功率或信号的放大器、转换器等。可以使用二极管导通传感器实施例以优化转换器/放大器的切换时间(或占空比)。在其他实施例中，有源整流电路可包括体二极管导体传感器。优化切换时间可以导致在体二极管导通中所花费的时间较少，且硬切换所花费的时间较少，以减少功率开关中的功率损耗并提高系统效率。在其他实施例中，二极管导通传感器可以确定系统的操作点。利用附加传感器增强的传感器信息可以用于确定在放大器/转换器下游见到的阻抗，并且可以帮助提供功率损耗信息、阻抗检测等，并且可以用作动态阻抗控制的手段和/或可以用作确定系统中的功率损耗信息的手段。
图8示出了可以执行本文描述的处理的至少一部分的示例性计算机800。计算机800包括处理器802、易失性存储器804、非易失性存储器806(例如，硬盘)、输出设备807和图形用户界面(GUI)808(例如，鼠标、键盘、显示器，例如)。非易失性存储器806存储计算机指令812、操作系统816和数据818。在一个示例中，计算机指令812由处理器802从易失性存储器804中执行。在一个实施例中，物品820包括非暂时性计算机可读指令。
处理可以用硬件、软件或两者的组合来实现。处理可以在可编程计算机/机器上执行的计算机程序中实现，每个可编程计算机/机器包括处理器、储存介质或处理器可读的其他制品(包括易失性和非易失性存储器和/或储存元件)、至少一个输入设备和一个或多个输出设备。程序代码可以应用于使用输入设备输入的数据以执行处理和生成输出信息。
系统可以经由计算机程序产品(例如，在机器可读储存设备中)至少部分地执行处理，以由数据处理装置(例如，可编程处理器、计算机或多个计算机)执行或控制数据处理装置的操作。每个这样的程序可以用高级过程或面向对象的编程语言实现，以与计算机系统通信。但是，程序可以用汇编语言或机器语言实现。语言可以是编译语言或解释语言，并且可以以任何形式部署，包括作为独立程序或作为模块、组件、子例程或适合在计算环境中使用的其他单元。计算机程序可被部署以在一个计算机上或在一个站点的多个计算机上执行，或者分布在多个站点上并通过通信网络互连。计算机程序可以存储在储存介质或设备(例如，CD-ROM、硬盘或磁盘)上，该储存介质或设备可由通用或专用可编程计算机读取，用于在通过计算机读取储存介质或设备时配置和操作计算机。处理还可以实现为机器可读储存介质，其配置有计算机程序，其中在执行时，计算机程序中的指令使计算机运行。
处理可以由执行一个或多个计算机程序的一个或多个可编程处理器执行，以执行系统的功能。系统的全部或部分可以实现为专用逻辑电路(例如，FPGA(现场可编程门阵列)和/或ASIC(专用集成电路))。
已经描述了本发明的示例性实施例，对于本领域普通技术人员来说，显而易见的是，也可以使用结合其概念的其他实施例。本文包含的实施例不应限于所公开的实施例，而应仅受所附权利要求的精神和范围的限制。本文引用的所有出版物和参考文献均通过引用的方式整体并入本文。
可以组合本文描述的不同实施例的元件以形成上面没有具体阐述的其他实施例。在单个实施例的上下文中描述的各种元件也可以单独提供或以任何合适的子组合提供。本文未具体描述的其他实施例也在所附权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种系统，包括：
被配置用于耦合到切换元件的体二极管导通传感器，所述传感器包括：
耦合到电压源的第一分压器网络和第二分压器网络；
二极管，其耦合到所述切换元件和所述第一分压器网络，其中，所述二极管在对应于所述切换元件的体二极管导通的时间是导通的，从而降低所述第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压；以及
用于差分输出电压的输出端，其耦合到所述第一分压器网络和所述第二分压器网络，所述输出端具有对应于所述切换元件的体二极管导通的时间的输出信号。
2.根据权利要求1所述的系统，还包括耦合在所述切换元件两端的分流电容器。
3.根据权利要求1所述的系统，其中，基于所述切换元件的体二极管导通来调整所述切换元件的占空比。
4.根据权利要求1所述的系统，其中，所述切换元件形成E类放大器的一部分。
5.根据权利要求1所述的系统，其中，所述传感器包括用于将无线电力传输到电力接收器的电力发送器的一部分。
6.根据权利要求5所述的系统，其中，所述电力发送器包括谐振无线电力发送器。
7.根据权利要求6所述的系统，其中，所述电力发送器包括由所述切换元件驱动的阻抗匹配网络。
8.一种方法，包括：
通过以下方式提供被配置用于耦合到切换元件的体二极管导通传感器：
将第一分压器网络和第二分压器网络耦合到电压源；
将二极管耦合到所述切换元件和所述第一分压器网络，其中，所述二极管在对应于所述切换元件的体二极管导通的时间是导通的，从而降低所述第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压；以及
将差分输出电压的输出端耦合到所述第一分压器网络和所述第二分压器网络，所述输出端具有对应于所述切换元件的体二极管导通的时间的输出信号。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括在所述切换元件两端耦合分流电容器。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，基于所述切换元件的体二极管导通来调整所述切换元件的占空比。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，所述切换元件形成E类放大器的一部分。
12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述传感器包括用于将无线电力传输到电力接收器的电力发送器的一部分。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述电力发送器包括谐振无线电力发送器。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述电力发送器包括由所述切换元件驱动的阻抗匹配网络。
15.一种体二极管导通传感器，包括：
用于分压的分压器装置，其耦合到电压源；
二极管，其耦合到切换装置和所述分压器装置，其中，所述二极管在对应于所述切换装置的体二极管导通的时间是导通的，从而降低所述第一分压器网络的输出节点处的DC平均电压；以及
耦合到所述分压器装置的差分输出电压装置，所述差分输出电压装置具有对应于所述切换元件的体二极管导通的时间的输出信号。
16.根据权利要求15所述的传感器，还包括耦合在所述切换装置两端的分流元件。
17.根据权利要求15所述的传感器，其中，基于所述切换装置的体二极管导通来调整所述切换装置的占空比。
18.根据权利要求15所述的传感器，其中，所述切换装置形成E类放大器的一部分。
19.根据权利要求15所述的传感器，其中，所述传感器包括用于将无线电力传输到电力接收器的电力发送器的一部分。
20.根据权利要求19所述的传感器，其中，所述电力发送器包括谐振无线电力发送器。
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