JP6006238B2 - 高効率可変電力送信装置及び方法 - Google Patents

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Description

本発明は、無線電力を用いた可変電力送信に関する。
携帯電子機器が爆発的に増加するにつれて、このような機器の有線電力供給の不便が増加している。無線電力伝送に対する研究は、有線電力供給の不便及び有限のバッテリー容量を克服するために始まった。従来型無線電力伝送技術の１つはＲＦ素子の共振特性を用いる。
ＲＦ素子の共振特性を用いる無線電力伝送システムは、電力を送信するソースと電力を受信するターゲットを含み、またターゲットの要求電力レベルに対応するソースからの電力を増幅する電力増幅器を含む。ターゲットで要求される電力レベルが変化する場合、電力増幅器は、要求電力レベルに対応するソースからの電力を増幅しなければならない。
本発明は、上記従来技術に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、高効率可変電力送信装置及び方法並びに可変電力送信装置を提供することにある。
上記目的を達成するためになされた本発明の一態様による高効率可変電力送信装置は、時間軸に対して一定振幅を有する高周波信号を該高周波信号のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力を出力する可変電力生成部と、所定レベルを有する電力供給電圧に基づいて前記可変電力をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅する電力増幅器と、電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換し、該直流電圧に基づいて前記所定レベルを有する電力供給電圧を生成し、前記所定レベルを有する電力供給電圧を前記電力増幅器に供給する電源供給部と、を備える。
前記高効率可変電力送信装置は、前記増幅された可変電力を送信コイル又はアンテナを介して前記ターゲット装置に送信する送信部を更に備えることができる。
前記可変電力生成部は、前記一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部と、前記可変電力を生成するために前記高周波信号が前記低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御するスイッチ制御部と、を含み得る。
また、前記可変電力生成部は、前記一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部と、前記可変電力を生成するために前記高周波信号が前記低周波変調信号によって変調されるように論理演算を行うデジタルロジック処理部と、を含んでもよい。
或いは、前記可変電力生成部は、前記一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部と、前記可変電力を生成するために前記低周波変調信号に基づいて前記高周波信号生成器の動作を制御する制御部と、を含んでもよい。
前記変調信号生成部は、デルタ−シグマ変調を行って前記低周波変調信号を生成し得る。
前記電源供給部は、前記交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流部を含み得る。
前記電源供給部は、前記電源ソースから受信した交流電圧を前記電力増幅器の定格電圧に対応するレベルを有する交流電圧に変圧する変圧部と、前記電力増幅器の定格電圧に対応するレベルを有する交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流部と、を含み得る。
前記電力増幅器は、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ、クラスＥ／Ｆ、インバースクラスＤ、インバースクラスＥ、及びインバースクラスＦからなるグループから選択されたクラスを有する増幅器として、スイッチングモード又は飽和モードで作動し得る。
前記電力増幅器は、窒化ガリウム（ＧａＮ）電力デバイス、炭化ケイ素（ＳｉＣ）電力デバイス、横方向拡散金属酸化膜半導体（ＬＤＭＯＳ）電力デバイス、及び金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）からなるグループから選択された少なくとも１つの電力デバイスを含み得る。
上記目的を達成するためになされた本発明の他の態様による高効率可変電力送信装置は、一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、可変電力供給電圧に基づいて前記高周波信号をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅する電力増幅器と、電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換し、時間軸に対して前記直流電圧を該直流電圧のターンオン及びオフにより変調して前記可変電力供給電圧を生成し、該可変電力供給電圧を前記電力増幅器に供給する可変電源供給部と、を備える。
前記可変電源供給部は、前記交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流部と、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部と、前記可変電力供給電圧を生成するために前記直流電圧が前記低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御するスイッチ制御部と、を含み得る。
前記変調信号生成部は、デルタ−シグマ変調を行って前記低周波変調信号を生成し得る。
前記電力増幅器は、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ、クラスＥ／Ｆ、インバースクラスＤ、インバースクラスＥ、及びインバースクラスＦからなるグループから選択されたクラスを有する増幅器として、スイッチングモード又は飽和モードで作動し得る。
前記電力増幅器は、窒化ガリウム（ＧａＮ）電力デバイス、炭化ケイ素（ＳｉＣ）電力デバイス、横方向拡散金属酸化膜半導体（ＬＤＭＯＳ）電力デバイス、及び金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）からなるグループから選択された少なくとも１つの電力デバイスを含み得る。
上記目的を達成するためになされた本発明の一態様による高効率可変電力送信方法は、電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換するステップと、前記直流電圧に基づいて所定レベルを有する電力供給電圧を生成するステップと、前記所定レベルを有する電力供給電圧を電力増幅器に供給するステップと、時間軸に対して一定振幅を有する高周波信号を該高周波信号のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力を出力するステップと、前記電力増幅器を用いて前記所定レベルを有する電力供給電圧に基づいて前記可変電力をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅するステップと、を有する。
前記可変電力を出力するステップは、前記一定振幅を有する高周波信号を生成するステップと、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成するステップと、前記可変電力を生成するために前記高周波信号が前記低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御するステップと、を含み得る。
また、前記可変電力を出力するステップは、前記一定振幅を有する高周波信号を生成するステップと、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成するステップと、前記可変電力を生成するために前記高周波信号が前記低周波変調信号によって変調されるように論理演算を行うステップと、を含んでもよい。
或いは、前記可変電力を出力するステップは、高周波信号生成器を用いて前記一定振幅を有する高周波信号を生成するステップと、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成するステップと、前記可変電力を生成するために前記低周波変調信号に基づいて前記高周波信号生成器の動作を制御するステップと、を含んでもよい。
前記変調信号を生成するステップは、デルタ−シグマ変調を行って前記低周波変調信号を生成し得る。
上記目的を達成するためになされた本発明の他の態様による高効率可変電力送信方法は、電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換するステップと、時間軸に対して前記直流電圧を該直流電圧のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力供給電圧を生成するステップと、前記可変電力供給電圧を電力増幅器に供給するステップと、一定振幅を有する高周波信号を生成するステップと、前記電力増幅器を用いて前記可変電力供給電圧に基づいて前記高周波信号をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅するステップと、を有する。
前記可変電力供給電圧を生成するステップは、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成するステップと、前記可変電力供給電圧を生成するために前記直流電圧が前記低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御するステップと、を含み得る。
前記変調信号を生成するステップは、デルタ−シグマ変調を行って前記低周波変調信号を生成し得る。
上記目的を達成するためになされた本発明の一態様による可変電力送信装置は、ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有するオンス状態及びオフ状態を有し、前記オン状態の間に一定振幅を有する高周波信号を出力する可変電力生成部と、固定された所定レベルを有する電力供給電圧を出力する電源供給部と、前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧で作動し、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応する可変電力を出力するために前記高周波信号を増幅する電力増幅器と、を備える。
前記可変電力送信装置は、メタ物質で構成された送信コイル又はメタ物質で構成されたアンテナを介して前記電力増幅器から前記ターゲット装置に前記可変電力を送信する送信部を更に備えることができる。
前記電源供給部は、交流電圧を固定された所定レベルを有する直流電圧に変換し、該直流電圧を前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧として前記電力増幅器に供給し得る。
前記電力増幅器は、前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧によって作動するときに最大効率を有し、前記固定された所定レベル以外のレベルを有する電力供給電圧によって作動するときに前記最大効率よりも低い効率を有し得る。
上記目的を達成するためになされた本発明の他の態様による可変電力送信装置は、ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有するオン状態及びオフ状態を有し、前記オン状態の間に一定振幅を有する高周波信号を出力する高周波信号生成器と、ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有するオン状態及びオフ状態を有し、前記オン状態の間に固定された所定レベルを有する可変電力供給電圧を出力する可変電源供給部と、前記可変電力供給電圧で作動し、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応する可変電力を出力するために前記高周波信号を増幅する電力増幅器と、を備える。
前記可変電力送信装置は、メタ物質で構成された送信コイル又はメタ物質で構成されたアンテナを介して前記電力増幅器から前記ターゲット装置に前記可変電力を送信する送信部を更に備えることができる。
前記電源供給部は、交流電圧を固定された所定レベルを有する直流電圧に変換し、前記ターゲット装置の要求電力レベルに応じて直流電圧をターンオン及びオフして前記可変電力供給電圧を生成し、該可変電力供給電圧を電力増幅器に供給し得る。
前記電力増幅器は、前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧によって作動するときに最大効率を有し、前記固定された所定レベル以外のレベルを有する電力供給電圧によって作動するときに前記最大効率よりも低い効率を有し得る。
本発明によれば、無線電力伝送システムは、高効率可変電力送信装置を用いることによって、無線で電力を受信する受信機の要求電力に対応した電力量を送信することができる。
また、高効率可変電力送信装置は、電力増幅器に入力される高周波信号を一定振幅に維持した状態で電力が送信される時間区間を調整することによって、出力電力の平均値が低い場合でも送信機の効率が最大になるようにすることができる。
また、高効率可変電力送信装置は、電力増幅器に供給される電圧を固定することによって、電源を供給する電源供給部の構成が簡単になり、電源供給部は高い効率を有することができる。
また、高効率可変電力送信装置は、直流電圧をソースデバイスで要求される直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータを用いることなく電力増幅器に電圧を供給することができる。従って、電源供給部を簡単な構造で具現することが可能になる。
一実施形態による高効率可変電力送信装置を示すブロック図である。 一実施形態による可変電力生成部を示すブロック図である。 他の実施形態による可変電力生成部を示すブロック図である。 他の実施形態による高効率可変電力送信装置を示すブロック図である。 （ａ）、（ｂ）は一実施形態による高効率可変電力送信装置における電力増幅器の入力電圧及び出力電圧を示す図である。 一実施形態による高効率可変電力送信方法を示すフローチャートである。 他の実施形態による高効率可変電力送信方法を示すフローチャートである。 無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 （ａ）、（ｂ）は無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。 図８に示した無線電力送信のための共振器の等価回路の一例を示す図である。
以下、本発明を実施するための形態の具体例を、図面を参照しながら詳細に説明する。
一般的に、無線電力伝送システムにおいて、電力増幅器（ＰＡ）に供給電圧を供給する電源供給部は、スイッチングモード電源供給装置（ＳＭＰＳ：Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ−Ｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ）で具現される。ＳＭＰＳは、１１０Ｖ又は２２０Ｖの交流（ＡＣ）電圧を電力増幅器の安定した動作のために要求される直流（ＤＣ）電圧に変換し、直流電圧を電力増幅器に動作電源として供給する。
ＳＭＰＳは、直流コンバータとＤＣ／ＤＣコンバータを含んで構成されるが、ＳＭＰＳのサイズが比較的大きい場合に、ＳＭＰＳを実装することが難い。
無線電力伝送システムは、受信機の状況又は受信機の外部環境に応じて変化する電力送信を受信することが必要である。この例で、送信出力電力を変化させるために電力増幅器に入力される入力電力量を下げると、伝送効率は急激に低下する。
一定の伝送効率で可変電力を送信するために、ＳＭＰＳの出力電圧を変化させて電力増幅器の出力電力を変化させる方法がある。しかし、可変する電力供給電圧に対応して最大の効率を有するように電力増幅器を設計することは容易ではない。また、通常のＳＭＰＳ回路の構成は複雑でありそのサイズも大きい。従って、可変電力を出力する新しい機能を追加する場合、ＳＭＰＳの構成はより複雑になり、ＳＭＰＳの効率も低下する。
電力増幅器の供給電圧又は入力電圧を一定の値に維持しながら可変電力を生成する方法を提供する実施形態を以下に説明する。以下の説明で、ソースデバイスは無線電力を送信する送信機を含む装置を意味し、ターゲット装置は無線電力を受信する受信機を含む装置を意味する。
図１は、一実施形態による高効率可変電力送信装置を示すブロック図である。
図１を参照すると、高効率可変電力送信装置は、可変電力生成部１１０、電力増幅器１２０、電源供給部１３０、及び送信部１４０を備える。
可変電力生成部１１０は、時間軸に対して一定振幅を有する高周波信号を変調する。可変電力生成部１１０は、高周波信号生成器１１１で生成された高周波信号をターンオン及びオフにより変調することで可変電力を生成する。この例で、可変電力生成部１１０は、高周波信号のオン及びオフ状態の持続時間（デュレーション）を決定する変調信号に基づいて高周波信号を変調することで可変電力を生成する。例えば、高周波信号は１３．５６ＭＨｚ又は６．７８ＭＨｚの周波数を有する。
可変電力生成部１１０は、高周波信号生成器１１１、変調信号生成部１１３、及びスイッチ制御部１１５を備える。
高周波信号生成器１１１は、一定振幅の高周波信号を生成する。高周波信号生成器１１１は、電力増幅器１２０に一定振幅を有する高周波信号を供給する。
変調信号生成部１１３は、ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する。変調信号生成部１１３は、高周波信号のオン及びオフ状態の持続時間を決定して低周波変調信号を生成する。即ち、変調信号生成部１１３は、所定の区間内で要求電力レベルに対応するデューティサイクルを決定して低周波変調信号を生成する。例えば、低周波変調信号は、高周波変調信号の周波数の１／１００のように、高周波変調信号の周波数より低い周波数を有する。上述したように、高周波変調信号が１３．５６ＭＨｚの周波数を有する一例で、低周波変調信号は０．１３５６ＭＨｚ又は１３５．６ｋＨｚの周波数を有する。上述したように、高周波変調信号が６．７８ＭＨｚの信号を有する一例で、低周波変調信号は０．０６７８ＭＨｚ又は６７．８ｋＨｚの周波数を有する。所定の区間の長さは、変調信号生成部１１３によって低周波変調信号のデューティサイクルがどれ位の頻度で更新されるかを決定し、可変電力生成部１１０によって生成された可変電力がどれ位の頻度で更新されるかを決定する。所定の区間が短くなるほど、可変電力生成部１１０は生成される可変電力をより早く更新する。
例えば、変調信号生成部１１３は、要求電力レベルが最大電力レベルである場合、低周波変調信号が所定の区間の間継続的にハイ状態に維持されるように、即ちデューティサイクルを１００パーセントに決定する。この例で、高周波信号は、所定の区間の間継続して電力増幅器に入力される。従って、電力増幅器の出力電力レベルは所定の区間の間最大電力レベルになる。
また、変調信号生成部１１３は、要求電力レベルが最小電力レベルである場合、低周波変調信号が所定の区間の間継続的にロー状態に維持されるように、即ちデューティサイクルを０パーセントに決定する。この例で、高周波信号は所定の区間の間電力増幅器１２０に入力されない。従って、電力増幅器の出力電力レベルは所定の区間の間最小電力レベルになる。
変調信号生成部１１３は、デルタ−シグマ変調を行ってターゲットデバイスの要求電力に対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する。即ち、変調信号生成部１１３は、デルタ−シグマ変調を行って高周波信号のオン及びオフ状態の持続時間を決定することで低周波変調信号を生成する。
スイッチ制御部１１５は、高周波信号生成器１１１で生成された高周波信号が変調信号生成部１１３で生成された低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御する。スイッチ制御部１１５は、低周波変調信号がハイ状態であるときにターンオンされ、低周波変調信号がロー状態であるときにターンオフされるようにスイッチを制御する。
オン及びオフ状態が決定された持続時間に基づいて高周波信号が電力増幅器１２０に入力される。この例で、高周波信号は一定振幅を有する。即ち、一定振幅を有する高周波信号は電力増幅器に入力される。電力増幅器１２０から増幅されて出力される出力電力の平均値は、オン及びオフ状態の持続時間又はデューティサイクルにより変化する。即ち、電力増幅器１２０は、オン及びオフ状態の持続時間又はデューティサイクルに基づいて変化する可変電力を出力する。電力増幅器１２０は、一定振幅を有する高周波信号を受信するが、オン及びオフ状態の持続時間又はデューティサイクルに基づいて変化する平均値を有する可変電力を出力する。
電力増幅器１２０は、所定レベルを有する電力供給電圧に基づいて可変電力生成部１１０で生成された可変電力をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅する。この例で、電力供給電圧は所定レベルに維持される。従って、電力増幅器１２０は、高い効率で可変電力生成部１１０から出力された可変電力を増幅することができる。
電力増幅器１２０は、電力増幅器１２０の電力装置内の電力損失を最小化するため、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ、クラスＥ／Ｆ、インバースクラスＤ、インバースクラスＥ、及びインバースクラスＦからなるグループから選択されたクラスを有する増幅器として、スイッチングモード又は飽和モードで作動する。
また、電力増幅器１２０は、窒化ガリウム（ＧａＮ：ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ）電力デバイス、炭化ケイ素（ＳｉＣ：ｓｉｌｉｃｏｎ ｃａｒｂｉｄｅ）電力デバイス、横方向２重拡散金属酸化膜半導体（ＬＤＭＯＳ：ｌａｔｅｒａｌ ｄｏｕｂｌｅ ｄｉｆｆｕｓｅｄ ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）電力デバイス、及び金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなるグループから選択された少なくとも１つの電力デバイスを含み、これにより電力増幅器１２０の効率及び電力増幅器１２０の出力特性を向上させることができる。
電源供給部１３０は、電源ソース２１から受信した交流電圧を直流電圧に変換する。電源供給部１３０は、直流電圧に基づいて所定レベルを有する電力供給電圧を生成する。電源供給部１３０は、所定レベルを有する電力供給電圧を電力増幅器１２０に供給する。
電源供給部１３０は、従来のＳＭＰＳによって実現してもよい。
或いは、電源供給部１３０は、複雑なＳＭＰＳの代わりに変圧部１３１及び整流部１３３で構成してもよい。
変圧部１３１は、電源ソース２１から受信した交流電圧を電力増幅器１２０の定格電圧に対応するレベルを有する交流電圧に変圧する。例えば、変圧部１３１は、２２０Ｖの交流電圧を電力増幅器１２０の定格電圧に対応する低い電圧を有する交流電圧に変圧する。変圧部１３１は１：Ｎ変圧器として構成される。
整流部１３３は、電力増幅器１２０の定格電圧に対応する低い電圧を有する交流電圧を整流して直流電圧を生成する。整流部１３３で生成された直流電圧は、電力増幅器１２０に所定レベルを有する電力供給電圧として供給される。この例で、直流電圧は、所定レベルと同一の固定値を有し、電力増幅器１２０に安定して供給される。
また、代わりに電源供給部１３０は、整流部１３３のみで構成してもよい。この例で、整流部１３３は、電源ソース２１から受信した交流電圧を整流して直流電圧を生成する。整流部１３３で生成された直流電圧は、所定レベルを有する電力供給電圧として電力増幅器１２０に供給される。
送信部１４０は、電力増幅部１２０によってターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅された可変電力を送信コイル又はアンテナを介してターゲット装置に送信する。送信部１４０は、電力増幅器１２０から出力された増幅された可変電力を送信コイル又はアンテナを介して送信する。
図２は、一実施形態による可変電力生成部１１０を示すブロック図である。
図２を参照すると、可変電力生成部１１０は、高周波信号生成器２１０、変調信号生成部２２０、及びデジタルロジック処理部２３０を備える。
高周波信号生成器２１０は、一定振幅を有する高周波信号２１１を生成する。
変調信号生成部２２０は、ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号２２１を生成する。変調信号生成部２２０は、一定振幅を有する高周波信号が低周波変調信号２２１のデューティサイクルによって変調されるように低周波変調信号２２１を生成する。高周波信号生成器２１０から出力される高周波信号は、一定振幅を維持し、低周波変調信号２１１のデューティサイクルに基づいて電力増幅器１２０に入力される。
変調信号生成部２２０は、デルタ−シグマ変調を行って低周波変調信号２１１を生成する。
変調信号生成部２２０は、時間軸に対してパルス幅変調（ＰＷＭ）の技術分野において通常の知識を有する者が容易に具現できる多様な方式で変調される低周波変調信号２１１を生成する。
デジタルロジック処理部２３０は、高周波信号生成器２１０で生成された高周波信号２１１が変調信号生成部２２０で生成された低周波変調信号２２１によって変調されるように論理演算を行う。デジタルロジック処理部２３０は、低周波変調信号２２１がオン状態である時に高周波信号２１１が出力されて可変電力２３１を出力するように論理演算を行う。例えば、デジタルロジック処理部２３０は、単純なＡＮＤゲートとして構成される。また、デジタルロジック処理部２３０は、単純なＡＮＤゲートと同じ機能を行う更に複雑な論理演算を行うように構成され得る。
図３は、他の実施形態による可変電力生成部１１０を示すブロック図である。
図３を参照すると、可変電力生成部１１０は、変調信号生成部３１０、制御部３２０、及び高周波信号生成器３３０を備える。
変調信号生成部３１０は、ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号３１１を生成する。変調信号生成部３１０は、高周波信号生成器３３０によって生成された一定振幅を有する高周波信号が時間軸に対して低周波変調信号３１１のオン及びオフ状態の持続時間によって変調されるように低周波変調信号３１１を生成する。高周波信号生成器３３０から出力された高周波信号３３１が電力増幅器１２０に入力される時に一定振幅を維持するため、電力伝送効率は高く維持される。
変調信号生成部３１０は、デルタ−シグマ変調を行って低周波変調信号３１１を生成する。
制御部３２０は、変調信号生成部３１０で生成された低周波変調信号３１１に基づいて高周波信号生成器３３０の動作を制御する。制御部３２０は、低周波変調信号３１１が制御部３２０に入力される時に高周波信号生成器３３０のオン及びオフ状態を電気的に制御する。この例で、高周波信号生成器３３０は、一定振幅を有する高周波信号３３１を低周波変調信号３１１のオン状態に基づいて出力する。
図４は、他の実施形態による高効率可変電力送信装置を示すブロック図である。
図４を参照すると、高効率可変電力送信装置は、高周波信号生成器４１０、電力増幅器４２０、可変電源供給部４３０、及び送信部４４０を備える。
高周波信号生成器４１０は、一定振幅を有する高周波信号を生成する。
電力増幅器４２０は、可変電力供給電圧に基づいて、高周波信号生成器４１０で生成された高周波信号をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅する。可変電力供給電圧の瞬間値は可変電力供給電圧のオン状態で所定レベルになり、可変電力供給電圧の平均値は、時間軸に対して可変電力供給電圧のオン／及びオフ状態に基づく可変電力供給電圧の変調を通じて変化する。即ち、電力増幅器４２０は、可変電力供給電圧のオン状態で所定レベルを有する可変電力供給電圧を受信するため、高い効率で高周波信号を増幅することができる。
電力増幅器４２０は、電力増幅器の電力装置の損失を最小化するために、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ、クラスＥ／Ｆ、インバースクラスＤ、インバースクラスＥ及びインバースクラスＦからなるグループから選択されたクラスを有する増幅器として、スイッチングモード又は飽和モードで作動する。
また、電力増幅器４２０は、窒化ガリウム（ＧａＮ）電力デバイス、炭化ケイ素（ＳｉＣ）電力デバイス、横方向２重拡散金属酸化膜半導体（ＬＤＭＯＳ）電力デバイス、及び金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）からなるグループから選択された少なくとも１つの電力デバイスを含み、これにより電力増幅器４２０の効率及び電力増幅器４２０の出力特性を向上させることができる。
可変電源供給部４３０は、電源ソース３１から受信した交流電圧を直流電圧に変換する。可変電源供給部４３０は、直流電圧を時間軸に対して直流電圧のターンオン及びオフにより変調する。可変電源供給部４３０は、変調された直流電圧によって可変電力供給電圧を生成し、生成された可変電力供給電圧を電力増幅器４２０に供給する。この例で、可変電源供給部４３０は、可変電力供給電圧のオン及びオフ状態の持続時間を決定する低周波変調信号に基づいて直流電圧を変調することで、可変電力供給電圧を生成する。
可変電源供給部４３０は、整流部４３１、変調信号生成部４３３、及びスイッチ制御部４３５を備える。
整流部４３１は、電源ソース３１から受信した交流電圧を整流して直流電圧を生成する。
変調信号生成部４３３は、ターゲット装置の要求電力に対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する。変調信号生成部４３３は、直流電圧のオン及びオフ状態の持続時間を決定することによって低周波変調信号を生成する。即ち、変調信号生成部４３３は、所定の区間内でターゲット装置の要求電力レベルに対応するようにデューティサイクルを決定することによって低周波変調信号を生成する。
例えば、変調信号生成部４３３は、要求電力レベルが最大電力レベルである場合に、低周波変調信号を所定の区間の間継続的にハイ状態になるようにする。この例で、整流部４３１によって生成された直流電圧は、所定の区間の間継続して電力増幅器４２０に入力される。従って、所定の区間の間電力増幅器４２０の出力電力レベルは最大電力レベルになる。
また、変調信号生成部４３３は、要求電力レベルが最小電力レベルである場合に、低周波変調信号を所定の区間の間継続的にロー状態になるようにする。この例で、整流部４３１によって生成された直流電圧は、所定の区間の間電力増幅器に入力されない。従って、所定の区間の間電力増幅器４２０の出力電力レベルは０、即ち最小電力レベルになる。
変調信号生成部４３３は、ターゲット装置の要求電力に対応するようにデルタ−シグマ変調を行ってデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する。
スイッチ制御部４３５は、整流部４３１で生成された直流電圧が変調信号生成部４３３で生成された低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御する。スイッチ制御部４３５は、低周波変調信号がハイ状態であるときにターンオンされ、低周波変調信号がロー状態であるときにオフされるようにスイッチを制御する。
また、可変電源供給部４３０は、変圧部（図示していないが、図１に示した変圧部１３１と同様である）を備えてもよい。変圧部は、電源ソース３１から受信した交流電圧を電力増幅器４２０の定格電圧に対応するレベルを有する交流電圧に変圧する。例えば、変圧部（図示せず）は、２２０Ｖの交流電圧を電力増幅器４２０の定格電圧に対応する低電圧に変圧する。変圧部（図示せず）は１：Ｎ変圧器として構成される。
送信部４４０は、ターゲット装置の要求電力に対応するように電力増幅器４２０で増幅された可変電力を送信コイル又はアンテナを介してターゲット装置に送信する。送信部４４０は、電力増幅器４２０から出力された可変電力を送信コイル又はアンテナを介して送信する。
図５（ａ）及び図５（ｂ）は、一実施形態による高効率可変電力送信装置における電力増幅器の入力電圧及び出力電圧を示す図である。
図５を参照すると、図５（ａ）はターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する変調信号を示し、図５（ｂ）はそれぞれの変調信号に対応して可変電力が出力される場合を示す。
図５（ａ）を参照すると、ターゲット装置の要求電力レベルが高電力（Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ）である場合５１０に変調信号は継続してハイ状態に維持される。相対的にターゲット装置の要求電力レベルが中電力（Ｍｉｄｉｕｍ Ｐｏｗｅｒ）である場合５２０又は低電力（Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ）である場合５３０、ハイ状態に維持される変調信号のオン状態の持続時間又はデューティサイクルが要求電力レベルに応じて減少する。ターゲット装置の要求電力レベルが０、即ちターンオフである場合５４０には無線電力を送信する必要がないため、変調信号は継続してロー状態に維持される。
図５（ｂ）を参照すると、一定振幅を有する高周波信号が図５（ａ）の各変調信号で変調された場合を示す。ターゲット装置の要求電力レベルが高電力である場合５５０、電力増幅器は、変調信号が継続してハイ状態に維持される区間の間持続的に電力を出力する。従って、出力電力は最大電力レベルを有する。相対的にターゲット装置の要求電力レベルが中電力５６０から低電力５７０に変化する場合、変調信号がハイ状態に維持される区間が短くなるため、出力電力の平均値が減少する。ターゲット装置の要求電力レベルが０、即ちターンオフである場合５８０には無線電力を送信する必要がないため、変調信号は継続してロー状態に維持され、電力増幅器は電力を出力しない。
即ち、電力増幅器は、変調信号のオン状態の持続時間又は変調信号のデューティサイクルに基づいて可変電力を出力することができる。
図６は、一実施形態による高効率可変電力送信方法を示すフローチャートである。
ステップ６１０において、高効率可変電力送信装置は、電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換する。高効率可変電力送信装置は、整流器を用いて交流電圧を直流電圧に変換する。或いは、高効率可変電力送信装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータを用いて交流電圧を直流電圧に変換してもよい。
ステップ６２０において、高効率可変電力送信装置は、直流電圧に基づいて所定レベルを有する電力供給電圧を生成し、所定レベルを有する電力供給電圧を電力増幅器に供給する。
ステップ６３０において、高効率可変電力送信装置は、時間軸に対して、一定振幅を有する高周波信号を高周波信号のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力を出力する。
一実施形態によると、高効率可変電力送信装置は、一定振幅を有する高周波信号を生成する。高効率可変電力送信装置は、ターゲット装置の要求電力に対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する。この例で、デューティサイクルは、所定の区間内で高周波信号がターンオンされる持続時間に基づいて決定される。また、高効率可変電力送信装置は、可変電力を生成するために高周波信号が低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御する。
一実施形態によると、高効率可変電力送信装置は、一定振幅を有する高周波信号を生成する。高効率可変電力送信装置は、ターゲット装置の要求電力に対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成し、可変電力を生成するために高周波信号が低周波変調信号によって変調されるように論理演算を行う。
一実施形態によると、高効率可変電力送信装置は、高周波信号生成器を用いて一定振幅を有する高周波信号を生成し、ターゲット装置の要求電力に対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成し、可変電力を生成するために低周波変調信号に基づいて高周波信号生成器の動作を制御する。
一実施形態によると、高効率可変電力送信装置は、デルタ−シグマ変調を行って低周波変調信号を生成する。
ステップ６４０において、高効率可変電力送信装置は、所定レベルを有する電力供給電圧に基づいて可変電力をターゲット装置の要求電力に対応するように増幅する。
図７は、他の実施形態による高効率可変電力送信方法を示すフローチャートである。
ステップ７１０において、高効率可変電力送信装置は、電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換する。
ステップ７２０において、高効率可変電力送信装置は、時間軸に対して直流電圧を直流電圧のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力供給電圧を生成し、可変電力供給電圧を電力増幅器に供給する。
一実施形態によると、高効率可変電力送信装置は、ターゲット装置の要求電力に対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成し、可変電力供給電力を生成するために直流電圧が低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御する。
一実施形態によると、高効率可変電力送信装置は、デルタ−シグマ変調を行って低周波変調信号を生成する。
ステップ７３０において、高効率可変電力送信装置は、一定振幅を有する高周波信号を生成する。
ステップ７４０において、高効率可変電力送信装置は、可変電力供給電圧に基づいて高周波信号をターゲット装置の要求電力に対応するように増幅する。
高効率可変電力送信方法は、へリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器、スパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、メタ構造（ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ）の共振器などで構成されるソース共振器及び／又はターゲット共振器を用いて電力を無線で伝送する製品やシステムに適用することができる。
以下、簡明な理解のために関連する用語を説明する。共振器を製作するために用いられる素材の一部又は全ては、固有の磁気透磁率ミュー（μｒ）（以下、単に透磁率）及び／又は固有の誘電率イプシロン（εｒ）（以下、誘電率）を有する。透磁率は、当該物質で所定の磁界によって生成された磁束密度と真空で所定の磁界によって生成された磁束密度の比率である。誘電率は、当該物質で所定電界によって生成された電束密度と真空で所定の電界によって生成された電束密度の比率である。透磁率及び誘電率は所定の周波数又は所定の波長で当該物質の伝搬定数を決定する。当該物質の電磁気的特性は誘電率及び透磁率に基づいて決定される。特に、人工的な構造及び自然状態で存在しない誘電率及び／又は透磁率を有する物質をメタ物質と称する。メタ物質の大きさが実質的に同一に保持されたとしても、共振状態はメタ物質で比較的大きい波長範囲又は比較的低い周波数範囲で容易に達成される。
図８〜図１４は、無線電力送信のための共振器の実施形態を示す図である。
図８は、２次元構造を有する共振器８００の実施形態の一例を示す図である。
図８を参照すると、２次元構造を有する共振器８００は、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３を含む伝送線路と、キャパシタ８２０、整合器８３０、及び導体８４１、８４２を備える。
キャパシタ８２０は、第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間に直列に挿入され、それによって電界がキャパシタ８２０に閉じ込められる。一般的に、伝送線路は、伝送線路の上部に少なくとも１つの導体、伝送線路の下部に少なくとも１つの導体を含み、伝送線路の上部にある少なくとも１つの導体を通して電流が流れ、伝送線路の下部にある少なくとも１つの導体は電気的に接地される。伝送線路の上部にある導体を第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２に分割して呼び、伝送線路の下部にある導体をグラウンド導体部分８１３と呼ぶ。
図８に示すように、共振器８００は２次元構造を有する。伝送線路は、伝送線路の上部に第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を含み、伝送線路の下部にグラウンド導体部分８１３を含む。第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２とグラウンド導体部分８１３は互いに向かい合うように配置される。電流は第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を通じて流れる。
第１信号導体部分８１１の一端は導体８４２に接続され、第１信号導体部分８１１の他端はキャパシタ８２０に接続される。そして、第２信号導体部分８１２の一端は導体８４１に接続され、第２信号導体部分８１２の他端はキャパシタ８２０に接続される。従って、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、及び導体８４１、８４２が互いに接続されることによって、共振器８００は電気的に閉じたループ構造を有する。「ループ構造」は、例えば円形構造、四角形構造、多角形構造などの閉じた構造であり、「ループ構造を有する」ということは電気的に閉じたループ構造を意味する。
図８に示すように、キャパシタ８２０は伝送線路の中間部に挿入される。具体的に、キャパシタ８２０は、第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間の空間に挿入される。キャパシタ８２０は、集中定数素子（ｌｕｍｐｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）、分布定数素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）などで構成される。特に、分布定数素子として構成される分布定数型のキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する比較的高い誘電率を有する誘電体を含む。
キャパシタ８２０が伝送線路に挿入された場合、共振器８００はメタ物質の特性を有する。メタ物質とは、自然界に存在しない所定の電気的な性質を有する物質であり、人工的に設計された構造を有する。自然界に存在する全ての物質は固有の透磁率又は固有の誘電率を有し、大部分の物質は正の透磁率又は正の誘電率を有する。大部分の物質で、電界、磁界、及びポインティングベクトルに対して右手法則が適用され、このような物質をＲＨＭ（Ｒｉｇｈｔ Ｈａｎｄｅｄ Ｍａｔｅｒｉａｌ）という。しかし、メタ物質は、自然界に存在しない誘電率又は透磁率を有する物質であり、該当する誘電率又は透磁率の符号に基づいて、ＥＮＧ（ｅｐｓｉｌｏｎ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＭＮＧ（ｍｕ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＤＮＧ（ｄｏｕｂｌｅ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＮＲＩ（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ ｉｎｄｅｘ）物質、ＬＨ（ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ）物質などに分類される。
ここで、集中定数素子として構成されたキャパシタ８２０のキャパシタンスが適切に決められた場合、共振器８００はメタ物質の特性を有する。キャパシタ８２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器８００が負の透磁率を有するため、共振器８００はＭＮＧ共振器８００とも呼ばれる。キャパシタ８２０のキャパシタンスを決定する前提（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は様々である。例えば、共振器８００がメタ物質の特性を有する前提、共振器８００が対象周波数で負の透磁率を有する前提、共振器８００が対象周波数でゼロ次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）特性を有する前提などがあり、上記前提のうちの少なくとも１つの前提下でキャパシタ８２０のキャパシタンスが決定される。
ＭＮＧ共振器８００とも呼ばれる共振器８００は、伝搬定数が「０」であるときの周波数を共振周波数として有するゼロ次共振の特性を有する。ＭＮＧ共振器８００がゼロ次共振特性を有する場合、共振周波数はＭＮＧ共振器８００の物理的なサイズに対して独立的である。キャパシタ８２０のキャパシタンスを適切に変更することで、ＭＮＧ共振器８００の共振周波数は変化する。従って、ＭＮＧ共振器８００の共振周波数を変更するためにＭＮＧ共振器８００の物理的なサイズを変更する必要はない。
近接フィールドにおいて、電界は伝送線路に挿入されたキャパシタ８２０に集中するため、キャパシタ８２０によって近接フィールドで磁界が顕著（ｄｏｍｉｎａｎｔ）になる。ＭＮＧ共振器８００は、集中定数素子のキャパシタ８２０を用いて比較的高いＱ−ファクター（Ｑ−Ｆａｃｔｏｒ）を有するため、電力伝送効率を向上させることができる。Ｑ−ファクターは、無線電力送信において抵抗損失のレベル又は抵抗に対するリアクタンスの比を表し、Ｑ−ファクターが大きいほど無線電力伝送効率は大きくなることが理解される。
ＭＮＧ共振器８００はインピーダンス整合のための整合器８３０を備える。整合器８３０は、ＭＮＧ共振器８００の磁界の強度を適切に調整し、整合器８３０によってＭＮＧ共振器８００のインピーダンスが決定される。電流はコネクタ（図示せず）を介してＭＮＧ共振器８００に流入し、またコネクタを介してＭＮＧ共振器８００から流出する。コネクタはグラウンド導体部分８１３又は整合器８３０に接続される。コネクタとグラウンド導体部分８１３又は整合器８３０との間で物理的な接続を用いることなくカップリングによって電力が伝達されてもよい。
より具体的に、図８に示すように、整合器８３０は共振器８００のループ構造によって形成されるループ内に位置する。整合器８３０は、整合器８３０の物理的な形態を変更することによって共振器８００のインピーダンスを調整する。例えば、整合器８３０は、グラウンド導体部分８１３から距離ｈだけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体８３１を含み、共振器８００のインピーダンスは距離ｈを調整することによって変更される。
図８には示していないが、整合器８３０を制御するコントローラが提供される。この場合、整合器８３０は、コントローラによって生成される制御信号によって整合器８３０の物理的な形態を変更する。例えば、制御信号によって整合器８３０の導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈが増加するか又は減少する。従って、整合器８３０の物理的な形態が変更されることで共振器８００のインピーダンスは調整される。
図８に示すように、整合器８３０は、導体部分８３１のような受動素子で構成される。実施形態によって、ダイオード、トランジスタなどのような能動素子で構成され得る。能動素子が整合器８３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成された制御信号によって駆動され、制御信号によって共振器８００のインピーダンスは調整される。例えば、能動素子としてダイオードが整合器８３０に含まれ、制御信号の制御下でダイオードがオン状態又はオフ状態であるかに応じて共振器８００のインピーダンスが調整される。
図８に示していないが、ＭＮＧ共振器８００を貫通するマグネチックコアを更に含んでもよい。マグネチックコアは電力伝送距離を増加させる機能を行う。
図９は、３次元構造を有する共振器９００の一例を示す図である。
図９を参照すると、３次元構造を有する共振器９００は、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２、及びグラウンド導体部分９１３を含む伝送線路と、キャパシタ９２０を含む。キャパシタ９２０は、伝送線路の第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２との間に直列に挿入され、電界がキャパシタ９２０に閉じ込められる。
図９に示すように、共振器９００は３次元構造を有する。伝送線路は、共振器９００の上部に第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２を含み、共振器９００の下部にグラウンド導体部分９１３を含む。第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２とグラウンド導体部分９１３は互いに向かい合うように配置される。電流は、第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２を通じてｘ方向に流れ、このような電流によって−ｙ方向に磁界Ｈ（Ｗ）が形成される。或いは、図９に示したものと異なり、＋ｙ方向に磁界Ｈ（Ｗ）が形成されてもよい。
第１信号導体部分９１１の一端は導体９４２に接続され、第１信号導体部分９１１の他端はキャパシタ９２０に接続される。そして、第２信号導体部分９１２の一端は導体９４１に接続され、第２信号導体部分９１２の他端はキャパシタ９２０に接続される。従って、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２、グラウンド導体部分９１３、及び導体９４１、９４２が互いに接続されることによって、共振器９００は電気的に閉じたループ構造を有する。
図９に示すように、キャパシタ９２０は、第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２との間に挿入される。具体的に、キャパシタ９２０は、第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２との間の空間に挿入される。キャパシタ９２０は、集中定数素子、分布定数素子などで構成される。特に、分布定数素子として構成される分布定数型のキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する比較的高い誘電率を有する誘電体を含む。
図８の共振器８００で上述したように、キャパシタ９２０が伝送線路に挿入されることによって共振器９００はメタ物質の特性を有する。集中定数素子として構成されたキャパシタ９２０のキャパシタンスが適切に決められた場合、共振器９００はメタ物質の特性を有する。キャパシタ９２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器９００が負の透磁率を有するため、共振器９００はＭＮＧ共振器９００とも呼ばれる。キャパシタ９２０のキャパシタンスを決定する前提は様々である。例えば、共振器９００がメタ物質の特性を有する前提、共振器９００が対象周波数で負の透磁率を有する前提、共振器９００が対象周波数でゼロ次共振の特性を有する前提などがあり、上記前提のうちの少なくとも１つの前提下でキャパシタ９２０のキャパシタンスが決定される。
ＭＮＧ共振器９００とも呼ばれる共振器９００は、伝搬定数が「０」であるときの周波数を共振周波数として有するゼロ次共振の特性を有する。ＭＮＧ共振器９００がゼロ次共振特性を有する場合、共振周波数はＭＮＧ共振器９００の物理的なサイズに対して独立的である。キャパシタ９２０を適切に変更することで、ＭＮＧ共振器９００の共振周波数は変化する。従って、ＭＮＧ共振器９００の共振周波数を変更するためにＭＮＧ共振器９００の物理的なサイズを変更する必要はない。
近接フィールドにおいて、電界は伝送線路に挿入されたキャパシタ９２０に集中するため、キャパシタ９２０によって近接フィールドで磁界が顕著になる。特に、ゼロ次共振の特性を有するＭＮＧ共振器９００は磁気双極子に類似する特性を有するため、近接フィールドで磁界が顕著になる。キャパシタ９２０の挿入により比較的小さな電界が生成され、小さな電界がキャパシタ９２０に集中するため、近接フィールドでは磁界がより顕著になる。
ＭＮＧ共振器９００はインピーダンス整合のための整合器９３０を備える。整合器９３０は、ＭＮＧ共振器９００の磁界の強度を適切に調整し、整合器９３０によってＭＮＧ共振器９００のインピーダンスが決定される。電流はコネクタ９４０を介してＭＮＧ共振器９００に流入するか、コネクタ９４０を介してＭＮＧ共振器９００から流出する。コネクタ９４０は、図９に示すグラウンド導体部分９１３に接続されるが、整合器９３０に接続してもよい。
より具体的に、図９に示すように、整合器９３０は共振器９００のループ構造によって形成されるループ内に位置する。整合器９３０は、整合器９３０の物理的な形態を変更することによって共振器９００のインピーダンスを調整する。例えば、整合器９３０は、グラウンド導体部分９１３から距離ｈだけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体９３１を含み、共振器９００のインピーダンスは距離ｈを調整することによって変更される。
図９には示していないが、整合器９３０を制御するコントローラが提供される。この場合、整合器９３０は、コントローラによって生成された制御信号によって整合器９３０の物理的な形態を変更する。例えば、制御信号によって整合器９３０の導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離ｈが増加するか又は減少する。従って、整合器９３０の物理的な形態が変更されることで共振器９００のインピーダンスは調整される。整合器９３０の導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離ｈは様々な方式で調整される。一例として、整合器９３０に複数の導体が含まれ、導体の１つを適応的に活性化することによって距離ｈが調整される。他の例として、導体９３１の物理的な位置を上下に調整することによって距離ｈが調整される。距離ｈはコントローラの制御信号によって制御され、コントローラは様々な要素を用いて制御信号を生成する。
図９に示すように、整合器９３０は、導体部分９３１のような受動素子で構成される。実施形態によって、ダイオード、トランジスタなどのような能動素子で構成され得る。能動素子が整合器９３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成された制御信号によって駆動され、制御信号によって共振器９００のインピーダンスは調整される。例えば、能動素子としてダイオードが整合器９３０に含まれ、制御信号の制御下でダイオードがオン状態又はオフ状態であるかに応じて共振器９００のインピーダンスが調整される。
図９には示していないが、ＭＮＧ共振器として構成された共振器９００を貫通するマグネチックコアを更に含んでもよい。マグネチックコアは電力伝送距離を増加させる機能を行う。
図１０は、ｂｕｌｋｙタイプ共振器として構成された無線電力伝送のための共振器１０００の一例を示す図である。
図１０を参照すると、第１信号導体部分１０１１と導体１０４２は個別に製造された後で互いに接続されるものではなく、単体として一体型で互いに接続される。同様に、第２信号導体部分１０１２と導体１０４１も単体として一体型で互いに接続される。
仮に、第２信号導体部分１０１２と導体１０４１が個別に製造された後で互いに接続された場合、継ぎ目１０５０による導体損失が発生する。この導体損失を排除するために、第２信号導体部分１０１２と導体１０４１は別途の継ぎ目を用いることなく互いに接続される。即ち、単体として一体型で継ぎ目なしに互いに接続されるため、継ぎ目１０５０に起因する導体損失を排除することができる。これと同じ利点を達成するために、第１信号導体部分１０１１とグラウンド導体部分１０４２は、単体として一体型で継ぎ目なしに互いに接続される。そして第１信号導体部分１０１１と導体１０４２で形成されたユニット及び第２信号導体部分１０１２と導体１０４１で形成されたユニットはグラウンド導体部分１０１３に接続される。
導体の損失をより減少させるために、第１信号導体部分１０１１、導体１０４２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、及び第２信号導体部分１０１２は継ぎ目なしに単体として一体型に製造される。
図１０を参照すると、少なくとも２つの部分（ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）が一体型で接続された継ぎ目なしの接続のタイプを「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」接続と呼ぶ。
共振器１０００は、第１信号導体部分１０１１と第２信号導体部分１０１２との間に直列に挿入されたキャパシタ１０２０、及びインピーダンス整合のための整合器１０３０を更に備える。
図１１は、Ｈｏｌｌｏｗタイプ共振器として構成された無線電力伝送のための共振器１１００の一例を示す図である。
図１１を参照すると、Ｈｏｌｌｏｗタイプとして構成された共振器１１００の第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２のそれぞれは内部に空いている空間を含む。
所定の共振周波数において、有効電流は、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２のそれぞれの全ての部分ではなく、それぞれの一部分のみを介して流れるものとしてモデリングされる。具体的に、所定の共振周波において、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２のそれぞれの厚さが該当する表皮深さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）よりも過度に厚い場合、表皮深さよりも過度に厚い部分は効率的ではない。過度に厚い厚さは共振器１１００の重さ及び製造費用を増加させる。
従って、所定の共振周波数において、該当する表皮深さと同じか又はそれより少しだけ深い第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２のそれぞれの表皮深さに基づいて、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２のそれぞれの厚さが適切に決定される。第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２のそれぞれが該当する表皮深さと同じかそれより少しだけ深い適切な厚さを有する場合、共振器１１００は軽くなり、共振器１１００の製造費用も減少する。
例えば、図１１の拡大領域１１６０に示すように、第２信号導体部分１１１２の表皮深さはｄｍｍであり、ｄは下記の数式１により決定される。ここで、ｆは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。
Figure 0006006238
第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、及び導体１１４１、１１４２が銅（ｃｏｐｐｅｒ）で製作され、５．８×１０−７シーメンス／ｍ（Ｓ・ｍ−１）の導電率を有する場合、共振周波数が１０ｋＨｚにおいて表皮深さが約０．６ｍｍであり、共振周波数が１００ＭＨｚにおいて表皮深さは０．００６ｍｍである。
共振器１１００は、第１信号導体部分１１１１と第２信号導体部分１１１２との間に直列に挿入されたキャパシタ１１２０、及びインピーダンス整合のための整合器１１３０を更に備える。
図１２は、パラレルシートタイプ共振器として構成された無線電力伝送のための共振器１２００の一例を示す図である。
図１２を参照すると、共振器１２００に含まれる第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、及びグラウンド導体部分１２１３は、それぞれ複数のパラレルシート（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｓｈｅｅｔ）で構成される。
第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、及びグラウンド導体部分１２１３は完ぺきな導体ではない物質で一般的に製作されることから、抵抗成分を有する。抵抗成分によって共振器１２００に抵抗損失が発生する。抵抗損失はＱファクター及びカップリング効率を減少させる。
第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、及びグラウンド導体部分１２１３のそれぞれをパラレルシートで構成することによって、抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリング効率を増加させることができる。円で示した１２７０部分を参照すると、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、及びグラウンド導体部分１２１３のそれぞれは、互いに並列に配置された複数の導体ラインを含み、第１信号導体部分１２１１及び第２信号導体部分１２１２のそれぞれの先端部分で互いに接続される。
このことは、導体ラインの抵抗成分の合計を減少させる。従って、抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリング効率を増加させることができる。
共振器１２００は、第１信号導体部分１２１１と第２信号導体部分１２１２との間に直列に挿入されたキャパシタ１２２０、及びインピーダンス整合のための整合器１２３０を更に備える。
図１３は、分布定数型のキャパシタを含む無線電力伝送のための共振器１３００の一例を示す図である。
図１３を参照すると、無線電力伝送のための共振器１３００に含まれるキャパシタ１３２０は分布定数型のキャパシタとして構成される。集中定数素子として構成されたキャパシタは相対的に高い等価直列抵抗（ＥＳＲ）を有する。集中定数素子として構成されたキャパシタのＥＳＲを減らすために様々な理論が提案されているが、本実施形態によると、分布定数素子として構成されたキャパシタ１３２０を用いることによってＥＳＲを減らすことができる。技術的によく知られているように、ＥＳＲによって引き起こされる損失はＱファクター及びカップリング効率を減少させる。
図１３に示すように、分布定数素子として構成されたキャパシタ１３２０は、ジグザグ構造を有する。例えば、分布定数素子として構成されたキャパシタ１３２０は、ジグザグ構造の導体ライン、及び導体ライン間に比較的高誘電率を有する誘電体が含まれる。
図１３に示すように、分布定数素子として構成されたキャパシタ１３２０を用いることによって、ＥＳＲに起因する損失を減らすことができる。また、集中定数素子として構成された複数のキャパシタを並列に接続することによって、ＥＳＲに起因する損失を減らすことができる。なぜなら、集中定数素子として構成された並列接続されたキャパシタのそれぞれの抵抗成分が並列接続によって小さくなるため、集中定数素子として構成された並列に接続されたキャパシタの有効抵抗も小さくなり、従ってＥＳＲに起因する損失が減少する。例えば、１０ｐＦのキャパシタを１つ用いる代わりに１ｐＦのキャパシタを１０個用いることによって、ＥＳＲに起因する損失を減らすことができる。
図１４は、図８に示した２次元構造を有する共振器８００で用いられる整合器８３０の一例、及び図９に示した３次元構造を有する共振器９００で用いられる整合器９３０の一例を示す図である。
具体的に、図１４（ａ）は、整合器８３０を含む図８に示した２次元共振器の一部を示し、図１４（ｂ）は、整合器９３０を含む図９に示した３次元共振器の一部を示す。
図１４（ａ）を参照すると、整合器８３０は、導体８３１、導体８３２、及び導体８３３を含み、導体８３２及び導体８３３はグラウンド導体部分８１３及び導体８３１に接続される。導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈにより２次元共振器のインピーダンスは決定され、導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈはコントローラによって制御される（図示していないが、図８に関連して上述した）。導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離ｈは様々な方式を用いて調整され得る。例えば、導体８３１、８３２、及び８３３のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体８３１の物理的な位置を上下に調整する方式などの様々な方式がある。
図１４（ｂ）を参照すると、整合器９３０は、導体９３１、導体９３２、及び導体９３３を含み、導体９３２及び導体９３３はグラウンド導体部分９１３及び導体９３１に接続される。導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離ｈにより３次元共振器のインピーダンスは決定され、導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離ｈはコントローラによって制御される（図示していないが、図９に関連して上述した）。２次元構造の共振器に含まれる整合器８３０と同様に、３次元構造の共振器９３０に含まれる整合器でも、導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離ｈは様々な方式を用いて調整される。例えば、導体９３１、９３２、及び９３３のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体９３１の物理的な位置を上下に調整することで距離ｈを調整する方式などの様々な方式がある。
図１４（ａ）及び図１４（ｂ）には示していないが、整合器は能動素子を含んでもよい。能動素子を用いて共振器のインピーダンスは様々な方式を用いて調整され得る。例えば、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することで共振器のインピーダンスを調整する方式を含め、様々な方式がある。
図１５は、図８に示した無線電力伝送のための共振器８００の等価回路の一例を示す図である。
無線電力伝送のための共振器は、図１５に示した等価回路でモデリングできる。図１５の等価回路で、ＬＲは共振器のインダクタンスを示し、ＣＲは共振器８００のキャパシタンスを示し、ＣＬは図８の伝送線路の中間部に挿入された集中定数素子として構成されたキャパシタを示す。
共振器８００は零次共振特性を有する。例えば、伝搬定数が「０」である場合、共振器８００の共振周波数は
Figure 0006006238
であると仮定する。共振周波数
Figure 0006006238
は下記の数式２のように表現される。
Figure 0006006238
数式２で、ＭＺＲはＭｕ Ｚｅｒｏ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒを意味する。共振器８００のキャパシタンスＣＲは、集中定数素子として構成されたキャパシタの容量ＣＬに比べて無視できるほど小さいため、数式２から除外した。
数式２を参照すると、共振器８００の共振周波数
Figure 0006006238
はＬＲＣＬによって決定され、共振周波数
Figure 0006006238
と共振器８００の物理的なサイズは互いに独立的である。従って、共振周波数
Figure 0006006238
を変更することなく、共振器８００の物理的なサイズを小さくすることができる。
以上、本発明を実施形態及び図面によって説明したが、本発明は、上述の実施形態に限定されることなく、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者であれば、このような記載から多様な修正及び変形が可能である。従って、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものなどによって定められるものである。
２１、３１ 電源ソース
１１０ 可変電力生成部
１１１、２１０、３３０、４１０ 高周波信号生成器
１１３、２２０、３１０、４３３ 変調信号生成部
１１５、４３５ スイッチ制御部
１２０、４２０ 電力増幅器
１３０ 電源供給部
１３１ 変圧部
１３３、４３１ 整流部
１４０、４４０ 送信部
２１１、３３１ 高周波信号
２２１、３１１ 低周波変調信号
２３０ デジタルロジック処理部
２３１ 可変電力
３２０ 制御部
４３０ 可変電源供給部
８００、９００ （ＭＮＧ）共振器
８１１、９１１、１０１１、１１１１、１２１１ 第１信号導体部分
８１２、９１２，１０１２、１１１２、１２１２ 第２信号導体部分
８１３、９１３、１０１３、１１１３、１２１３ グラウンド導体部分
８２０、９２０、１０２０、１１２０、１２２０、１３２０ キャパシタ
８３０、９３０、１０３０、１１３０、１２３０ 整合器
８３１〜８３３、８４１、８４２、９３１〜９３３、９４１〜９４３、１０４１、１０４２、１１４１、１１４２ 導体
９４０ コネクタ
１０００ （ｂｕｌｋｙタイプ）共振器
１０５０ 継ぎ目
１１００ （Ｈｏｌｌｏｗタイプ）共振器
１２００ （パラレルシートタイプ）共振器
１３００ 共振器

Claims (17)

  1. 時間軸に対して一定振幅を有する高周波信号を該高周波信号のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力を出力する可変電力生成部と、
    所定レベルを有する電力供給電圧に基づいて前記可変電力をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅する電力増幅器と、
    電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換し、該直流電圧に基づいて前記所定レベルを有する電力供給電圧を生成し、前記所定レベルを有する電力供給電圧を前記電力増幅器に供給する電源供給部と、を備え、
    前記可変電力生成部は、前記一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部と、前記可変電力を生成するために前記低周波変調信号に基づいて前記高周波信号生成器の動作を制御する制御部と、を含む、ことを特徴とする高効率可変電力送信装置。
  2. 前記増幅された可変電力を送信コイル又はアンテナを介して前記ターゲット装置に送信する送信部を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の高効率可変電力送信装置。
  3. 前記電源供給部は、前記交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流部を含むことを特徴とする請求項１に記載の高効率可変電力送信装置。
  4. 前記電源供給部は、
    前記電源ソースから受信した交流電圧を前記電力増幅器の定格電圧に対応するレベルを有する交流電圧に変圧する変圧部と、
    前記電力増幅器の定格電圧に対応するレベルを有する交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流部と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の高効率可変電力送信装置。
  5. 一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、
    可変電力供給電圧に基づいて前記高周波信号をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅する電力増幅器と、
    電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換し、時間軸に対して前記直流電圧を該直流電圧のターンオン及びオフにより変調して前記可変電力供給電圧を生成し、該可変電力供給電圧を前記電力増幅器に供給する可変電源供給部と、を備え、
    前記可変電源供給部は、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部を含む、ことを特徴とする高効率可変電力送信装置。
  6. 前記可変電源供給部は、
    前記交流電圧を整流して直流電圧を生成する整流部と、
    前記可変電力供給電圧を生成するために前記直流電圧が前記低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御するスイッチ制御部と、を含むことを特徴とする請求項５に記載の高効率可変電力送信装置。
  7. 電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換するステップと、
    前記直流電圧に基づいて所定レベルを有する電力供給電圧を生成するステップと、
    前記所定レベルを有する電力供給電圧を電力増幅器に供給するステップと、
    高周波信号生成器で生成される時間軸に対して一定振幅を有する高周波信号を該高周波信号のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力を出力するステップと、
    前記電力増幅器を用いて前記所定レベルを有する電力供給電圧に基づいて前記可変電力をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅するステップと、を有し、
    前記可変電力を出力するステップは、前記一定振幅を有する高周波信号を生成するステップと、前記ターゲットの要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成するステップと、前記可変電力を生成するために前記低周波変調信号に基づいて前記高周波信号生成器の動作を制御するステップと、を含む、ことを特徴とする高効率可変電力送信方法。
  8. 電源ソースから受信した交流電圧を直流電圧に変換するステップと、
    時間軸に対して前記直流電圧を該直流電圧のターンオン及びオフにより変調することによって可変電力供給電圧を生成するステップと、
    前記可変電力供給電圧を電力増幅器に供給するステップと、
    一定振幅を有する高周波信号を生成するステップと、
    前記電力増幅器を用いて前記可変電力供給電圧に基づいて前記高周波信号をターゲット装置の要求電力レベルに対応するように増幅するステップと、を有することを特徴とする高効率可変電力送信方法。
  9. 前記可変電力供給電圧を生成するステップは、
    前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成するステップと、
    前記可変電力供給電圧を生成するために前記直流電圧が前記低周波変調信号によって変調されるようにスイッチのオン及びオフ状態を制御するステップと、を含むことを特徴とする請求項８に記載の高効率可変電力送信方法。
  10. ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有するオン状態及びオフ状態を有し、前記オン状態の間に一定振幅を有する高周波信号を出力する可変電力生成部と、
    固定された所定レベルを有する電力供給電圧を出力する電源供給部と、
    前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧で作動し、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応する可変電力を出力するために前記高周波信号を増幅する電力増幅器と、を備え、
    前記可変電力生成部は、前記一定振幅を有する高周波信号を生成する高周波信号生成器と、前記ターゲット装置の要求電力レベルに対応するデューティサイクルを有する低周波変調信号を生成する変調信号生成部と、前記可変電力を生成するために前記低周波変調信号に基づいて前記高周波信号生成器の動作を制御する制御部と、含む、ことを特徴とする可変電力送信装置。
  11. メタ物質で構成された送信コイル又はメタ物質で構成されたアンテナを介して前記電力増幅器から前記ターゲット装置に前記可変電力を送信する送信部を更に備えることを特徴とする請求項１０に記載の可変電力送信装置。
  12. 前記電源供給部は、交流電圧を固定された所定レベルを有する直流電圧に変換し、該直流電圧を前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧として前記電力増幅器に供給することを特徴とする請求項１０に記載の可変電力送信装置。
  13. 前記電力増幅器は、前記固定された所定レベルを有する電力供給電圧によって作動するときに最大効率を有し、前記固定された所定レベル以外のレベルを有する電力供給電圧によって作動するときに前記最大効率よりも低い効率を有することを特徴とする請求項１０に記載の可変電力送信装置。
  14. 前記変調信号生成部は、デルタ−シグマ変調を行って前記低周波変調信号を生成することを特徴とする請求項１又は請求項５に記載の高効率可変電力送信装置。
  15. 前記電力増幅器は、クラスＤ、クラスＥ、クラスＦ、クラスＥ／Ｆ、インバースクラスＤ、インバースクラスＥ、及びインバースクラスＦからなるグループから選択されたクラスを有する増幅器として、スイッチングモード又は飽和モードで作動することを特徴とする請求項１又は請求項５に記載の高効率可変電力送信装置。
  16. 前記電力増幅器は、窒化ガリウム（ＧａＮ）電力デバイス、炭化ケイ素（ＳｉＣ）電力デバイス、横方向拡散金属酸化膜半導体（ＬＤＭＯＳ）電力デバイス、及び金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）からなるグループから選択された少なくとも１つの電力デバイスを含むことを特徴とする請求項１又は請求項５に記載の高効率可変電力送信装置。
  17. 前記変調信号を生成するステップは、デルタ−シグマ変調を行って前記低周波変調信号を生成することを特徴とする請求項７又は請求項９に記載の高効率可変電力送信方法。

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