KR102643411B1 - 전력을 전기 부하로 송전하기 위한 컨버터 - Google Patents
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Abstract
본 발명에 따른 컨버터(145)는 제 1 출력 단자(165) 및 제 2 출력 단자(170), 전기 부하(110)의 양단에 연결 가능한 제 1 입력 단자(150) 및 제 2 입력 단자(155), 제 1 입력 단자(150)를 제 1 중간 전기 노드(202)와 연결하도록 구성된 제 1 전기 브랜치(201), 제 1 중간 전기 노드(202)를 제 2 입력 단자(155)와 연결하도록 구성된 제 2 전기 브랜치(203), 제 1 출력 단자(165)를 제 2 중간 전기 노드(206)와 연결하도록 구성된 제 3 전기 브랜치(205), 제 2 중간 전기 노드(206)를 제 2 출력 단자(170)와 연결하도록 구성된 제 4 전기 브랜치(207), 제 2 전기 브랜치(203) 상에 배치되고 제 1 전도 단자(185)를 갖는 제 1 활성 스위치(180) 및 적어도 상기 제 1 활성 스위치(180)가 차단 상태에서 포화 상태로 스위칭하는 순간에 상기 제 1 활성 스위치에 인가된 및 전압 및/또는 전류를 감소시키기 위한 크기의 공진 회로(200)를 포함하고, 상기 공진 회로(200)는 적어도: 제 1 전기 브랜치상(201)에 배치된 제 1 공진 인덕터(215), 제 3 전기 브랜치(205) 상에 배치된 제 2 공진 인덕터(235), 및 제 1 공진 커패시턴스(220, 285, 290)를 포함하며, 상기 제 1 공진 인덕터(215) 및 제 2 공진 인덕터(235)는 1보다 작은 역결합 계수와 함께 유도 결합되는 것으로 기술된다.
Description
본 발명은 전력을 전기 부하에 송전하기 위한 컨버터에 관한 것이다. 전기 부하는 작동을 허용하고/하거나 장치 자체의 내부 배터리를 충전하기 위해 전기적으로 전원이 공급되어야 하는 모든 전기 또는 전자 장치일 수 있다. 이러한 유형의 전기/전자 장치의 전형적인 예에는 스마트폰, 컴퓨터, 랩톱, 태블릿, 텔레비전, 가전 제품, 홈 자동화 시스템, 서버 및 기타 많은 관련 장치가 포함되나 이에 국한되지는 않는다.
전력을 전기 부하에 송전하기 위한 현재 매우 널리퍼져 있는 해결방안은 컨버터, 즉 입력 전압을 부하를 공급하기에 적합한 출력 전압으로 변환하도록 구성된 전기 회로를 사용하는 것이다.
예를 들어, 교류 전압을 직류 전압으로 변환하도록 적응된 AC/DC 컨버터, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하도록 적응된 DC/AC 컨버터 및 또한 직류/교류 전압을 특성이 다른 상이한 직류/교류 전압으로 변환하도록 적응된 DC/DC 또는 AC/AC 컨버터가 알려져 있다.
사용상의 더 큰 안전성과 견고성을 보장하기 위해, 이러한 모든 컨버터는 절연 구성에 따라 만들 수 있다. 즉, 입력 전압을 수신하도록 구성된 1차 전기 회로와 전기 부하에 연결된 2차 전기 회로를 포함할 수 있고, 이 회로는 서로에 대해 갈바닉 절연되어 있다.
1차 회로는 고주파 전압파를 생성하도록 적응된 스위칭형 전기 회로에서 파형 발생기를 포함할 수 있는 반면, 2차 회로는 이러한 전압파를 부하에 인가되는 연속적인 또는 실질적으로 연속적인 전압으로 변환하도록 적응된 정류 스테이지를 포함할 수 있다.
이 해결방안의 일반적인 구현은 1차 회로와 2차 회로 사이의 전자기 결합을 허용하는 변압기를 통해 갈바닉 절연을 얻는 플라이백형의 AC/DC 컨버터로 표현된다. 플라이백형 회로는 기본적으로 에너지 저장 인덕터가 변압기로 대체되는 벅부스트(buck-boost)형 DC/DC 컨버터의 변형이다.
이러한 형태의 회로는 특히 간단하고 저렴한 장점이 있지만 하드 스위칭 컨버터라는 점에서 많은 단점이 있다.
하드 스위칭 컨버터는 스위치에 인가된 전류 및/또는 전압이 0과 매우 다를 때 온에서 오프로 또는 그 반대로 스위칭이 발생하는 스위치가 장착된 회로로, 그 결과 또한 스위칭 손실이라고 하는 큰 동적 손실이 발생하고, 차례로 시스템의 최대 동작 주파수를 제한시켜 치수가 커지고 작동 효율이 낮아지게 된다.
수년에 걸쳐, 이 회로는 비교적 낮은 전압 조건에서 스위치를 스위칭하는 데 유용한 유사 공진 기술뿐만 아니라 손실을 줄이는 데 유용한 1차 회로의 능동 클램핑 기술 및 2차 회로의 동기 정류로 개선되었다.
그러나, 이러한 모든 구성은 회로 복잡도가 커지는 단점이 있으며, 이는 높은 부품 비용과 능동 부품의 실시간 제어로 인한 최대 주파수 제한의 도입을 수반한다.
컨버터의 2차 회로에서 1차 회로를 갈바닉 절연하는 또 다른 전략은 전력을 송전할 수 있는 정전용량 결합을 실현하는 한 쌍의 절연 커패시턴스를 통해 이들을 분리하는 것이다.
커패시턴스 절연 컨버터는 많은 이점이 있는데, 주로 변압기를 제거하고 (예를 들어, 수백 kHz, MHz, 수십 MHz 또는 수백 MHz에 달하는) 동작 주파수를 높일 가능성 덕분에 전체 치수를 크게 줄일 가능성이 있다는 점이다.
이러한 커패시턴스 절연 컨버터의 또 다른 이점은 변압기 절연 컨버터에서 일반적으로 발생하는 특정한 결정된 부하 간격에 대해서만 최대 효율을 갖는 일반적으로 낮은 효율 대신 가벼운 전기 부하와 무거운 전기 부하 모두에 일반적으로 안정성을 유지하는 더 높은 작동 효율에 도달할 수 있다는 사실에 있다.
이러한 유형의 컨버터의 일반적인 예는 공진 회로도에 기반한 것들로, 예를 들어 공진 D, E, F, E/F, E-1, F-1 클래스 회로 또는 이와 유사한 것을 기반으로 하는 것이다.
이러한 유형의 회로는 전자기파 방출(EMI)뿐만 아니라 능동 구성요소(예를 들어, MOSFET)의 동적 손실을 대폭 줄이고, 전체 치수, 무게 및 비용에 유익하게 회로의 최대 동작 주파수를 상당히 증가시키는 이점을 제공한다.
정전용량성 결합에 의해 절연된 컨버터에 사용되는 공진 회로의 예가 국제 특허 출원 WO2013150352에 예시되어 있다.
이 회로는 실제로 절연 커패시티가 LC 공진기의 공진 커패시티로 활용되는 클래스 E 또는 유사한 증폭기의 파생물이다.
이 회로는 특히 활성 스위치의 제로 전압 스위칭 및/또는 제로 전류 스위칭 유형을 얻을 수 있기 때문에 높은 작동 효율과 낮은 동적 손실과 같은 수많은 이점을 가지고 있다.
또한 낮은 동적 손실은 동작 주파수를 상당히 증가시킬 수 있으며, 또한 기존의 변압기 기반 플라이백 컨버터에 비해 전체 치수를 줄인다.
이 아키텍처의 몇 가지 단점 중 하나는 회로의 공급 전압과 활성 스위치 사이에 큰 값의 초크 인덕터를 배치해야 한다는 점이다.
이 초크 인덕터는 스위치가 켜져 있는 시간 간격 동안 충전되고 스위치가 꺼져 있는 시간 간격 동안 대략 일정한 전류로 회로에 전원을 공급하여 방전되는 전류 발생기처럼 실질적으로 거동하기 위해 이론적으로 무한한 값을 가져야 한다.
분명히, 실제 회로에서, 초크 인덕터는 무한한 값을 갖지 않지만 그럼에도 불구하고 매우 크므로 높은 치수를 특징으로 한다.
유사한 치수는 일반적으로 2차 정류기 스테이지의 하류에 위치한 출력 필터 인덕터를 특징으로 하며, 이 구성요소도 이상적으로 무한한 값을 갖는다.
이 카테고리의 회로에서 또 다른 중요한 구성요소는 절연 커패시턴스와 직렬로 연결된 공진 인덕터로, 일반적으로 높은 유도 값을 가지며 낮은 터치 전류(또한 누설 전류라고도 함)를 보장하는 데 필요한 작은 절연 커패시턴스를 보상하는 데도 유용하다.
높은 유도 값, 높은 동작 주파수 및 높은 전류 리플(실질적으로 사인파 전류)은 앞서 언급한 공진 인덕터를 이러한 유형의 회로에서 거의 모든 손실의 원인이 되게 하며, 이는 예를 들어 자기 히스테리시스 및 와전류와 같은 자성 재료의 코어, 및 예를 들어 스킨 효과, 줄 효과 및 근접 현상과 같은 내부에 권선된 전선에서 와류 현상으로 인한 손실에서 특히 구현된다.
이러한 단점을 해결하기 위해, 초크 인덕터를 절연 커패시턴스와 공진할 수 있는 공진 인덕터로 교체하는 해결방안이 제안되었다.
이 해결방안의 예가 이탈리아 특허 출원 No. 102018000008935에 기술되어 있다.
이 회로는 1차 회로에 있는 유일한 인덕터를 턴온 기간 동안 에너지를 저장하는 초크 인덕터와 턴오프 기간 동안 공진 인덕터 모두로서 활용할 수 있으므로 회로의 전체 인덕턴스 값을 크게 줄이고 결과적으로 전체 치수를 줄이고 효율성을 높인다.
앞서 언급한 이탈리아 특허 출원 No. 102018000008935는 출력 필터 감속기로서 동시에 작용할 수 있고 절연 커패시턴스 및 1차 회로에 배치된 공진 인덕터와 공진할 수 있는 2차 회로에 추가 공진 인덕터를 제공하는 것을 구상하고 있다.
이러한 방식으로, 회로의 총 공진 주파수는 1차 및 2차 공진 인덕턴스의 합과 절연 커패시턴스 시리즈에 따라 다르다.
성가신 유도성 부품을 제거한 컴팩트한 이점 외에도, 이 회로는 절연 커패시턴스를 제거하는 추가 효과를 가질 수 있으므로 동일한 주파수 및 절연 커패시턴스의 크기에서 부하에 더 많은 전력을 전달할 수 있다는 이점이 있다.
그러나, 이 회로의 단점은 스위치가 지원하는 높은 피크 전압과 회로에서, 특히 기존 회로보다 낮지만 컨버터에서 거의 모든 손실을 나타내는 손실의 원인인 인덕터에서 순환하는 높은 리액티브 전류에 있다.
또 다른 단점은 일반적으로 초크 인덕터보다 낮은 인덕턴스/부피 비율을 특징으로 하는 2개의 공진 인덕터를 제공해야 한다는 점이다.
실제로, 공진 인덕터에서 방전되는 가장 높은 피크 대 피크 전류는 히스테리시스, 스킨 효과 및 근접 효과와 같은 와류 현상이 더 크게 있는 것을 포함하며, 이는 일반적으로 자성 재료(에어 갭을 사용하더라도, 고주파에서 강자성 재료의 나노 분말을 기반으로 하므로 분산 갭 인덕터 또는 에어 랩 인덕터와 유사한 재료)의 코어의 상대 투자율을 낮추어 최소화되고 따라서 인덕터의 크기가 증가한다.
이러한 단점은 유사한 회로에 의해 완화될 수 있지만 푸시-풀 구성으로 실현되있다. 그러나 푸시-풀 구성은 구성요소의 수를 두 배로 늘려야 하므로 치수와 비용이 저전력 회로에 대해 상대적으로 덜 중요한 고출력의 경우에만 채택할 수 있다.
상기에 비추어, 본 발명의 목적은 상술한 종래 기술의 전술한 단점을 해결하거나 적어도 실질적으로 감소시킬 수 있는 해결방안을 제공하는 것이다.
또 다른 목적은 간단하고 간결하며 합리적이고 가능한 한 저렴한 해결방안의 맥락에서 이러한 목표를 달성하는 것이다.
이들 및 다른 목적은 독립항 제 1 항에 기재된 바와 같은 본 발명의 특징에 의해 달성된다. 종속항은 본 발명의 바람직한 및/또는 특히 유리한 측면을 개괄적으로 설명한다.
특히, 본 발명의 일 실시예는:
- 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자 사이에 직류 전압에 직류 또는 유사한 전압을 인가할 수 있는 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자;
- 전기 부하의 양단에 연결 가능한 제 1 출력 단자 및 제 2 출력 단자;
- 상기 제 1 입력 단자를 제 1 중간 전기 노드와 연결하도록 구성된 제 1 전기 브랜치;
- 상기 제 1 중간 전기 노드를 제 2 입력 단자와 연결하도록 구성된 제 2 전기 브랜치;
- 상기 제 1 출력 단자를 제 2 중간 전기 노드와 연결하도록 구성된 제 3 전기 브랜치;
- 상기 제 2 중간 전기 노드를 상기 제 2 출력 단자와 연결하도록 구성된 제 4 전기 브랜치;
- 상기 제 2 전기 브랜치 상에 배치되고 상기 제 1 중간 전기 노드에 연결된 제 1 전도 단자, 상기 제 2 입력 단자와 연결된 제 2 전도 단자 및 상기 제 1 및 제 2 전도 단자 사이에서 전류의 통과를 허용하는 포화 상태와 전류의 상기 통과를 방지하는 차단 상태 사이에서 상기 제 1 활성 스위치를 스위칭하기 위해 전기 구동 신호를 수신하도록 구성된 제어 단자를 갖는 제 1 활성 스위치(MOSFET 또는 기타 트랜지스터); 및
- 적어도 상기 제 1 활성 스위치가 차단 상태에서 포화 상태로 스위칭되는 순간에(및 바람직하게는 상기 제 1 활성 스위치가 포화 상태에서 차단 상태로 스위칭되는 순간에) 상기 제 1 활성 스위치에 인가되는 전압 및/또는 전류를 감소시키도록 크기가 조정된 공진 회로를 포함하고,
상기 공진 회로는 적어도:
- 상기 제 1 전기 브랜치 상에 배치되고 상기 제 1 입력 단자에 연결된 제 1 단자 및 상기 제 1 중간 전기 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 제 1 공진 인덕터;
- 상기 제 3 전기 브랜치 상에 배치되고 상기 제 2 중간 전기 노드에 연결된 제 1 단자 및 상기 제 1 출력 단자에 연결된 제 2 단자를 갖는 제 2 공진 인덕터; 및
- 제 1 공진 커패시턴스를 포함하는, 전력을 전기 부하에 전달하기 위한 컨버터로서,
- 상기 제 1 공진 인덕터 및 상기 제 2 공진 인덕터는 1보다 작은 가역결합 계수(k)로 함께 유도 결합되는 것을 특징으로 하는 컨버터를 제공한다.
실용적인 관점에서, 제 1 공진 인덕터와 제 2 공진 인덕터 사이의 유도 결합은 제 1 공진 인덕터의 권선을 제 2 공진 인덕터의 권선에 가깝게 하거나, 인덕터가 자성 재료의 코어에 권선된 경우, 동일한 자성 재료의 코어 또는 상기 코어의 일부를 공유하는 자기 회로에 제 1 공진 인덕터의 권선과 제 2 공진 인덕터의 권선을 감음으로써 달성될 수 있다.
두 개의 물리적으로 구별되는 공진 인덕터가 있는 도입부에서 설명된 배타적으로 정전용량성 구현과 비교하여, 본 해결방안에서, 두 개의 공진 인덕터는 일반적으로 단일 물체, 예를 들어 제 1 및 제 2 공진 인덕터의 턴이 적절하게 감겨 있는 (가령, 토로이드형, 평면형 또는 또 다른 기하학적 형상의) 자성 재료의 단일 코어이며, 일반적으로 회로의 가장 부피가 큰 부분을 나타내는 이 두 구성 요소의 전체 크기를 실질적으로 절반으로 줄인다.
자기적으로만 결합된 종래 회로(예를 들어, 플라이백 컨버터)와 비교하여, 본 명세서서 제안하는 컨버터는 이전에 이미 개발된 다른 정전용량성 회로와 같이 본질적으로 제로 전압 스위칭이라는 근본적인 이점이 있으며, 다음과 같은 모든 중요한 이점이 있고, 추가 유사 공진 또는 능동 클램핑 회로가 필요하지 않으므로 회로 비용이 훨씬 낮다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 제 1 공진 인덕터와 제 2 공진 인덕터 사이의 결합 계수(K)는 0.1 내지 0.8 사이, 바람직하게는 0.2 내지 0.6 사이에 포함될 수 있다.
이 낮은 결합 계수는 1에 가까운 k를 필요로 하고 따라서 저비용으로 산업화하기가 더 어려우며, 1차 회로와 2차 회로 사이에 높은 결합 계수와 절연을 동시에 보장하기 위해, 반대로 본 발명의 목적인 낮은 결합 계수를 갖는 자기 회로에서 필요하지 않은 다수의 건설적 수단을 필요로 하는 클래식 변압기 기반 컨버터와 관련하여 추가적인 이점이다.
제 1 공진 인덕터와 제 2 공진 인덕터 사이의 낮은 결합 계수 덕분에, 결합을 결정하는 상호 인덕턴스가 감소하고 회로의 전체 공진에 영향을 미치지 않으므로, 컨버터가 올바르게 작동할 수 있다. 사실, 이론상으로도, 제 1 공진 인덕터의 자기 인덕턴스와 제 2 공진 인덕터의 자기 인덕턴스는 공진 커패시턴스와 함께 회로의 공진을 결정하는 인덕턴스 성분인 반면, 유도에 의해 1차 회로에서 2차 회로로 에너지를 전달하는 데 유용한 인덕턴스 성분은 회로의 공진에 간섭하지 않는다.
본 발명의 가능한 실시예에 따르면, 제 1 공진 커패시턴스는 제 1 중간 전기 노드에 연결된 제 1 단자 및 제 2 중간 전기 노드에 연결된 제 2 단자를 포함할 수 있다.
이 해결방안 덕분에, 제 1 공진 커패시티를 통한 커패시턴스에 의한 전력 전달과 제 1 공진 인덕터와 제 2 공진 인덕터 사이의 상호 유도 결합을 통해 유도에 의해 전력 전달 모두를 허용하는 하이브리드 컨버터가 얻어진다.
이 하이브리드 용량성/유도성 결합 해결방안은 특히 크기 감소, 피크 전압 감소 및 효율성 증가 측면에서 많은 이점을 얻을 수 있다.
전체 치수와 관련하여, 이 하이브리드 결합 해결방안을 사용하면 커패시턴스에 의해서만 결합된 아날로그 회로에 대해 자속이 감소한다는 사실 덕분에 공진 인덕터의 전체 치수를 추가로 줄일 수 있다.
실제로, 커패시턴스만으로 결합된 컨버터에서는, 활성 스위치를 턴온하는 동안 1차 회로에 배치된 공진 인덕터가 충전되어, 자속의 형태로 에너지를 축적하며, 활성 스위치의 후속한 턴오프 기간 동안에는 커패시턴스에 의해서만 부하로 에너지가 전달된다.
이에 반해, 본 명세서에서 제안하는 하이브리드 컨버터는 1차 회로에 위치한 1차 공진 인덕터와 2차 회로에 위치한 2차 공진 인덕터 사이의 유도 결합에 의해 에너지의 일부가 제 1 인덕터의 충전 기간 동안 이미 부하에 전달되어 결과적으로 부하에 전달된 동일한 전력으로 공진 인덕터의 최대 자속이 감소한다.
이는 자성 재료의 코어를 소형화할 가능성을 수반하거나 정전용량성 결합에서만 발생하는 치수와 효율성에 불이익을 주지 않으면서 일반적으로 더 높은 주파수에서 더 낮은 손실에 해당하는 더 낮은 투자율을 가진 코어를 선택할 가능성을 수반한다.
피크 전압에 관한 한, 에너지는 활성 스위치의 턴온 기간 동안에도 유도적으로 전달되기 때문에, 부하에 동일한 전력이 전달되더라도 제 1 공진 인덕터는 더 적은 자기 에너지를 축적하므로 결과적으로 더 낮은 피크 전류를 받는다.
같은 이유로, 제 1 스위치의 후속 턴오프 단계 동안, 제 1 공진 인덕터는 공진 커패시턴스로 전달되는 에너지가 적으므로 상기 공진 커패시턴스와 활성 스위치 모두 종래 해결방안에서 보다 훨씬 낮은 피크 전압을 견뎌야 한다.
이는 더 낮은 전압을 견딜 수 있는 구성요소를 사용할 가능성을 수반하므로 일반적으로 더 저렴하고 빠르며 컴팩트하다.
마지막으로, 효율성과 관련하여, 활성 스위치의 턴온 단계 동안 에너지를 부하에 유도(자기)적으로 전달하고 턴오프 단계 동안 에너지를 커패시턴스(전기)에 의해 전달한다는 사실로 인해 리액티브 전류가 부하로 전달되는 전력과 동일하게 감소되므로, 커패시턴스를 통해서만 결합된 이미 고효율 회로와 관련하여 회로의 효율을 증가킨다.
배타적인 정전용량 결합 회로에 비해, 피크 전압의 감소는 또한 활성 스위치(예를 들어, MOSFET)를 이상에 더 가깝게 사용할 수 있게 하여 손실이 더 낮은 특징이 있다(예를 들어, 더 낮은 채널 저항은 정적 손실을 줄이는 반면, 낮은 상승 및 하강 시간을 통해 동적 손실을 줄일 수 있다).
이 실시예의 일 양태에 따르면, 공진 회로는 제 1 단자가 제 2 출력 단자에 연결되고 제 2 단자가 제 2 입력 단자(또는 제 2 입력 단자가 또한 연결되는 기준 전압)에 연결되는 제 2 공진 커패시턴스를 포함할 수 있다.
이 해결방안 덕분에, 공진 커패시턴스는 절연 커패시턴스로 작용하여 컨버터를 1차 회로와 갈바닉 분리된 2차 회로로 유리하게 분할하지만, 위에 설명된 이점과 함께 하이브리드 정전용량 및 유도 결합에 의해 전기적으로 결합된다.
그러나, 다른 실시예에서 제 1 공진 커패시턴스는 제 1 중간 전기 노드에 연결된 제 1 단자 및 제 2 입력 단자(또는 제 2 입력 단자가 또한 연결되는 미리 결정된 기준 전압)에 연결된 제 2 단자를 포함할 수 있어, 제 1 활성 스위치가 배치된 제 2 전기 브랜치와 병렬로 된다는 것을 배제하지 않는다.
대안으로, 제 1 공진 커패시턴스는 제 2 중간 전기 노드에 연결된 제 1 단자 및 제 2 출력 단자(또는 제 2 출력 단자도 또한 연결된 미리 결정된 기준 전압)에 연결된 제 2 단자를 포함할 수 있어, 제 4 전기 브랜치와 병렬로 된다.
이러한 해결방안 덕분에, 순수한 유도 결합 시스템이 얻어지지만 상대적으로 작은 치수로 부하에 전기 에너지를 효율적으로 전달할 수 있는 공진기를 실현할 수 있다.
본 발명의 다른 양태는 컨버터가 주기적 방식으로 상기 제 1 활성 스위치를 온오프하도록 구성된 제 1 컨트롤러를 포함하고, 상기 제 1 컨트롤러는 제 1 활성 스위치의 제 1 전도 단자에 인가된 전압을 측정하고 측정된 전압이 소거되면, 즉, 0과 같은 값에 도달하면, 상기 제 1 활성 스위치를 턴온하도록 구성되는 것을 제공한다.
이 해결방안은 시스템 작동 조건의 광범위한 변동(예를 들어, 부하 또는 입력 전압 변동)에서 고효율을 보장하는 데 특히 유용하다.
여기에서, 본 명세서에서 컨트롤러는 대응하는 활성 스위치에 대한 적절한 제어/구동 신호를 결정하고 생성할 수 있는 임의의 전기/전자 장치일 수 있음이 지적되어야 한다. 각 컨트롤러는 또한 컨트롤러에 의해 생성된 제어/구동 신호를 증폭하고 이를 해당 활성 스위치에 인가하도록 구성된 드라이버와 연관될 수 있다.
본 발명의 다른 양태는 제 4 전기 브랜치가 다이오드를 포함할 수 있고, 그 캐소드가 제 2 중간 전기 노드와 연결되고 애노드가 제 2 출력 단자에 연결될 수 있다는 것을 제공한다.
이러한 방식으로, 제 1 활성 스위치에 의해 생성된 전압파를 직류 전압 또는 전기 부하 공급에 유용한 직류 전압과 유사한 전압으로 변환할 수 있는 정류 단계를 유리하게 실현할 수 있다.
다른 실시예에서, 다이오드 대신에, 제 4 전기 브랜치는 제 1 공진 커패시턴스의 제 2 단자에 연결된 제 1 전도 단자, 제 2 출력 단자에 연결된 제 2 전도 단자, 및 제 1 및 제 2 전도 단자 사이의 전류 통과를 허용하는 포화 상태와 상기 전류의 통과를 방지하는 차단 상태 사이에서 제 2 활성 스위치를 스위칭하기 위해 전기 구동 신호를 수신하도록 구성된 제어 단자를 갖는 제 2 활성 스위치, 예를 들어 MOSFET 또는 다른 트랜지스터를 포함할 수 있다.
이 제 2 해결방안 덕분에, 정류 단계는 일정한 전위를 나타내는 단일 활성 스위치, 예를 들어 2차 회로의 접지 단자를 기반으로 하기 때문에 예를 들어 효율적이고 저렴한 동기식 정류를 실현하여 전반적으로 더 효율적일 수 있다.
이러한 제 2 해결방안과 관련하여, 본 발명의 바람직한 양태는 컨버터가 주기적 방식으로 제 2 활성 스위치를 온오프하도록 구성된 제 2 컨트롤러를 포함할 수 있고, 상기 제 2 컨트롤러는 특히 제 2 활성 스위치의 제 1 전도 단자에 인가된 전압을 측정하고 측정된 전압이 소거될 때, 즉 0과 같은 값에 도달할 때 상기 제 2 활성 스위치를 켜도록 구성되는 것을 제공한다.
이러한 방식으로, 제 2 활성 스위치의 턴온이 ZVS 모드에서도 발생하도록 보장하여 손실을 줄이고 따라서 회로의 효율성을 증가시키는 것이 유리하게 가능하다.
더욱이, 전압 측정을 기반으로 제어된 스위칭이 있다는 사실은 시스템의 작업 조건의 광범위한 변화에서 높은 효율을 보장할 수 있다.
이 해결방안의 바람직한 양태에 따르면, 제 2 컨트롤러는 기간의 지속 시간보다 짧은 턴온 시간 동안 제 2 활성 스위치를 온 상태로 유지하고, 제 1 컨트롤러가 제 1 활성 스위치를 턴오프하거나 소정 지연으로, 즉 후속 순간에 턴온되는 순간에 끄도록 더 구성될 수 있다.
이 해결방안 덕분에, 제 1 활성 스위치의 턴오프에 대한 제 2 활성 스위치의 턴오프 지연을 적절하게 조정함으로써, 제 1 활성 스위치가 꺼지는 동일한 순간에 제 2 활성 스위치가 꺼지면 얻을 수 있는 최대값에서 제 2 활성 스위치가 전체 기간 동안 켜져 있거나, 제 2 스위치는 결코 꺼지지 않는다면 얻을 수 있는 0과 같은 값으로 전기 부하로 전달되는 전력을 지속적으로 효과적으로 조절할 수 있다.
예를 들어, 제 2 컨트롤러는 전기 부하, 가령 제 1 출력 단자에 인가된 전압값을 측정하고, 측정값과 상기 전압의 원하는 값 사이의 차를 최소화, 가령 소거하기 위해 제 2 활성 스위치를 턴오프하는 데 있어 지연을 바꾸도록 구성될 수 있다.
이러한 방식으로, 부하 자체에 필요한 전력을 나타내는 전기 부하에 인가할 전압의 원하는 값에서 시작하여 원하는 값과 실질적으로 동일한 전압의 실제 값을 전기 부하에 인가하기 위해 자동으로 제 2 활성 스위치의 턴오프 지연을 조정할 수 있는 후퇴 제어 루프가 얻어진다.
이 조정과 관련된 전기적 효과는 예를 들어, 제 1 활성 스위치의 제 1 전도 단자에서 제 2 활성 스위치의 끄기 지연을 증가시킴으로써 제 1 활성 스위치에 인가되는 전압의 피크 값의 점진적 증가가 나타날 수 있다는 사실에 있다. 1차 회로에서 이러한 피크 전압 증가는 2차 스위치의 턴오프 지연을 증가시키면 부하로 전달되는 활성 에너지가 감소하고 회로에 축적된 리액티브 에너지가 증가한다는 사실에서 비롯된다.
이러한 효과를 이용하면, 본 발명의 다른 양태는 제 1 컨트롤러가 제 1 활성 스위치, 예를 들어 제 1 활성 스위치의 제 1 전도 단자에 인가된 전압의 피크 값을 측정하고 측정값과 상기 전압 피크의 원하는 값 사이의 차를 최소화, 예를 들어 소거하기 위해 제 1 활성 스위치의 턴온 시간을 변경하도록 구성될 수 있다.
이 해결방안 덕분에, 피공급 전기 부하의 필요에 따라 제 1 활성 스위치의 작동을 조절하는 것이 유리하게 가능하고, 피크 전압이 과도하게 높은 값에 도달하는 것을 방지하며, 제 1 활성 스위치의 턴온 시간 감소 덕분에 제 2 활성 스위치가 항상 가능한 최소 턴오프 지연으로 그리고 이에 따라 기본적으로 시스템에 축적된 최소 리액티브 에너지에 의해 주어진 최상의 효율 조건에서 작동하도록 한다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 공진 회로는 중간 전기 노드를 제 1 공진 커패시턴스의 제 1 단자에 연결하는 전기 브랜치를 따라 배열된 바람직하게는 작은 인덕턴스 값을 갖는 제 3 공진 인덕터를 포함할 수 있다.
이 제 3 공진 인덕터는 회로의 전체 인덕턴스를 변경하지 않은 채 회로의 전체 공진 주파수 계산에 들어간다. 다시 말해서, 회로의 주어진 공진 주파수에 대해, 제 3 공진 인덕터의 인덕턴스 값이 증가하면, 제 1 및/또는 제 2 공진 인덕터의 인덕턴스 값이 상응하게 감소하여, 치수를 대략 일정하게 유지한다.
제 3 공진 인덕터의 도입으로 얻을 수 있는 이점은 기본 주파수보다 더 높은 주파수를 갖는 회로의 추가 공진 고조파를 도입하는 데 있으며, 이는 턴오프 시간 동안 스위치의 제 1 단자(예를 들어, 드레인)에서 전압 진동 및 턴온 시간 동안 스위치 채널의 전류 변동을 포함한다.
제 1 단자의 전압 진동은 상기 진동이 기본 주파수보다 높은 주파수에 있고 고역 통과 필터로서 더 쉽게 역할을 하는 정전용량 장벽을 더 쉽게 통과하기 때문에 부하로 전달되는 전력을 최소한 약간 증가시키는 데 약간 유용하다.
스위치의 턴온 시간 동안의 전류 변동이 대신 매우 유용할 수 있는데, 이는 전류 진동 주기가 스위치 턴온 기간의 약수로서 적절하게 계산된다면, 즉각적인 턴오프 전류를 최소화할 수 있고, 따라서 턴오프 단계에서 제로 전류 스위칭에 가까운 조건으로 회로를 가져오기 때문이다.
이 효과는 1차 회로에 배치된 제 1 스위치의 동적 턴오프 손실을 최소화하는 데 특히 유용하다.
실제로, 1차 회로에 배치된 스위치가 이미 턴온 단계에서 제로 전압 스위칭(및 제로 전류 스위칭)이지만, 턴오프는 최대 전류 및 이에 따라 현재 피크 및 턴오프 시간에 비례하는 0이 아닌 동적 손실 조건에서 발생할 수 있다.
반대로, 전류 발진을 생성하는 상위 고조파의 추가와 해당 주파수의 적절한 선택 덕분에, 제로 전류 스위칭 조건에서 또는 전류가 크게 감소된 어떤 경우에도 스위치를 턴오프하는 것이 유리하게 가능하여, 동적 턴오프 손실을 줄인다.
본 발명의 다른 양태에서, 컨버터는 다이오드 또는 제 2 활성 스위치에 병렬로 연결된 탱크 커패시턴스를 더 포함할 수 있다.
추가로 또는 대안으로, 컨버터는 제 1 활성 스위치에 병렬로 연결된 탱크 커패시턴스를 포함할 수 있다.
1차 회로 스위치 또는 2차 회로 다이오드(또는 동기 정류의 경우 스위치)와 병렬로 연결된 탱크 커패시턴스는 회로의 튜닝에 도달하고 1차 회로 스위치를 턴온할 때 전압 미분을 최소화하는 데 도움이 될 수 있어, 전류의 급격한 변화로 인한 동적 턴온 손실을 낮추는 것을 보장한다.
더욱이, 이러한 커패시턴스는 스위치 및 구성요소의 구성 허용오차와 관련하여, 특히 스위치 및 인덕턴스의 에디 커패시턴스(eddy capacitances)와 관련하여 회로를 보다 둔감하게 만들 수 있으므로 긍정적인 효과가 있다.
또한, 탱크 커패시턴스는 회로의 공진 주파수를 낮추어 일부 상황에서 유리할 수 있다.
마지막으로, 탱크 커패시턴스는 특정 전압 또는 전력 조건(예를 들어, 높은 입력 전압과 부하로 전달되는 낮은 전력 조건)에서만 직렬로 연결된 추가 스위치를 통해 연결되어 부하로 전달되는 전력을 간단히 줄일 수 있다.
본 발명의 내용에 포함됨.
본 발명의 추가 특징 및 이점은 첨부 도면의 도움으로 비제한적인 예로서 제공된 다음 설명을 읽은 후에 더 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 송전 시스템의 전체 구성도이다.
도 2는 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 3은 도 2의 컨버터의 변형이다.
도 4는 구동 신호의 함수로서 도 2에 따른 컨버터의 중간 전기 노드에서 얻을 수 있는 전압 및 전류 파형의 가능한 형태를 도시한 그래프이다.
도 5는 본 발명의 다른 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 6은 양 활성 스위치가 동시에 턴오프된 상태에서 도 5의 제 1 활성 스위치와 제 2 활성 스위치의 구동 신호의 경향과 이들에 인가되는 전압의 파형을 도시한 그래프이다.
도 7은 제 2 활성 스위치가 제 1 활성 스위치에 대한 특정 지연으로 턴오프된 상태에서 도 5의 제 1 활성 스위치와 제 2 활성 스위치의 구동 신호의 경향과 이들에 인가되는 전압의 파형을 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 제 3 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 9는 구동 신호에 따라 도 8에 따른 컨버터의 제 1 중간 전기 노드에서 얻을 수 있는 전압 및 전류 파형의 가능한 형태를 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 제 4 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 11은 본 발명의 제 5 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 송전 시스템의 전체 구성도이다.
도 2는 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 3은 도 2의 컨버터의 변형이다.
도 4는 구동 신호의 함수로서 도 2에 따른 컨버터의 중간 전기 노드에서 얻을 수 있는 전압 및 전류 파형의 가능한 형태를 도시한 그래프이다.
도 5는 본 발명의 다른 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 6은 양 활성 스위치가 동시에 턴오프된 상태에서 도 5의 제 1 활성 스위치와 제 2 활성 스위치의 구동 신호의 경향과 이들에 인가되는 전압의 파형을 도시한 그래프이다.
도 7은 제 2 활성 스위치가 제 1 활성 스위치에 대한 특정 지연으로 턴오프된 상태에서 도 5의 제 1 활성 스위치와 제 2 활성 스위치의 구동 신호의 경향과 이들에 인가되는 전압의 파형을 나타내는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 제 3 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 9는 구동 신호에 따라 도 8에 따른 컨버터의 제 1 중간 전기 노드에서 얻을 수 있는 전압 및 전류 파형의 가능한 형태를 나타내는 그래프이다.
도 10은 본 발명의 제 4 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
도 11은 본 발명의 제 5 변형에 따른 도 1의 시스템에서 사용될 수 있는 컨버터의 전기 다이어그램이다.
본 발명의 일 실시예는 직류 전압원(105) 또는 적어도 직류 전압과 유사한 전력을 전기 부하(110)로 전달하기 위한 시스템(100)을 제공한다.
전반적으로 전기 저항의 기호로 표시된 전기 부하(110)가 장치의 작동을 허용하고/하거나 장치 자체의 내부 배터리를 충전하기 위해 전기적으로 전원이 공급되어야 하는 임의의 전기 또는 전자 장치일 수 있다.
이러한 유형의 전기/전자 장치의 클래식한 예로는 컴퓨터, 태블릿, 스마트폰, 텔레비전, 가전 제품, 홈 자동화 시스템, 서버 및 기타 여러 가지가 있다.
일부 실시예에서, 직류 전압원(105)은 직류 전압 발생기 또는 배터리일 수 있다.
다른 실시예에서, 직류 전압원(105)은 교류 전압원(120)으로부터 오는 교류 전압을 입력으로 수신하도록 적응된 정류기(115)를 대신 포함하여 상기 교류 전압을 직류 전압과 다소 유사한 정류 전압으로 변환하고 상기 직류 전압을 출력에 공급한다.
교류 전압원(120)은, 예를 들어, 국가 또는 용도(예를 들어, 산업용 또는 가정용)에 따라 다양한 값의 교류 전압을 제공하도록 적응될 수 있는 공통 배전 그리드일 수 있다. 단지 예로서, 교류 전압 소스(120)는 50-60Hz, 90-240V AC 그리드일 수 있다.
일반적으로, 정류기(115)는 교류 전압원(120)에 연결될 수 있는 제 1 입력 단자(125) 및 제 2 입력 단자(130)를 포함할 수 있으며, 이에 따라 교류 전압원이 시간이 지남에 따라 교번하는 방식으로 가변할 수 있는 전기 전압차(교류 전압)를 이 두 단자 사이에 인가하도록 구성된다.
예를 들어, 정류기(115)의 제 2 입력 단자(130)는 기준 전압에 연결될 수 있으고, 일반적으로 중성 단자라고 하며, 교류 전압원(120)은 일반적으로 위상 단자라고 하는 제 1 입력 단자(125)에 기준 전압에 의해 정의된 평균값 주변에서 시간이 지남에 따라 사인파 방식으로 변하는 전압을 인가되도록 적응될 수 있다. 발생기(120)가 단자(125 및 130)에 연결될 수 있으며, 발생기는 정류기(115)의 출력에 영향을 미치지 않으면서 단자를 교환할 수 있다는 점에 유의해야 한다.
정류기(115)는 제 1 출력 단자(135) 및 제 2 출력 단자(140)를 더 포함할 수 있으며, 이들 사이에는 입력에서 수신된 교류 전압을 변환하여 얻은 직류 전압 차가 인가되고, 제 1 출력 단자(135)에 인가된 전압값은 일반적으로 제 2 출력 단자(140)에 인가된 전압값보다 낮지 않다.
예를 들어, 제 2 출력 단자(140)는 기준 전압에 연결될 수 있는 한편, 제 1 출력 단자(135)에는 교류 입력 전압을 정류하여 얻은 기준 전압값보다 작지 않은 값의 일정한 전압(리플 제외)이 인가될 수 있다.
정류기(115)는 다이오드 브리지(예를 들어, Graez 브리지)의 형태로 만들어질 수 있지만, 다른 실시예에서 단일 다이오드 정류기, 결합된 이중 다이오드, 동기식 정류기 또는 기타 정류기일 수 있음을 배제하지 않는다.
선택적으로, 정류기(115)에는 제 1 및 제 2 출력 단자(135, 140) 사이의 전압 차를 안정화하여 리플을 줄이고 따라서 시간이 지남에 따라 실질적으로 일정한 값으로 전압을 평준화하는 기능을 갖는 필터링 회로, 가령 정전용량성 필터가 제공될 수 있다.
시스템(100)은 145로 전체적으로 표시된 컨버터, 즉 소스(105)에 의해 공급된 전압을 입력으로 수신하여 이를 변환하고 전기 부하(110)로 전달하도록 구성된 전기 회로를 더 포함한다.
일반적으로, 컨버터(145)는 제 1 입력 단자(150) 및 제 2 입력 단자(155)를 포함할 수 있으며, 그 사이에는 직류 전압원(105)에 의해 공급되는 전압으로부터 시작하여 획득되는 실질적으로 일정한 전압 차가 인가되며, 제 1 입력 단자(150)에 인가되는 전압값은 일반적으로 제 2 입력 단자(155)에 인가되는 전압값보다 높다.
예를 들어, 제 2 입력 단자(155)는 정류기(115)의 제 2 출력 단자(140) 또는 기준 전압에 연결될 수 있는 반면, 제 1 입력 단자(150)는 정류기(115)의 제 1 출력 단자(135)에 연결될 수 있다.
선택적으로, 정류기(115)와 컨버터(145) 사이에, 보조 회로(미도시)가 개재될 수 있으며, 정류기(115)에 의해 공급되는 전압을 입력으로 수신하고 이를 다른 전압, 예를 들어 감소된 값의 전압으로 변환하도록 적응될 수 있으며, 이는 컨버터(145)에 공급하기에 더 적합하고/하거나 다른 목적, 예를 들어 역률을 개선하고/하거나 시스템(100)의 제어를 용이하게 하는 데 유용하다.
컨버터(145)는 전기 부하(110)의 양단에 전기적으로 연결될 수 있는 제 1 출력 단자(165) 및 제 2 출력 단자(170)를 더 포함할 수 있다.
더 자세히 설명하면, 컨버터(145)는 적어도 하나의 파형 발생기(175), 즉 직류 전압원(105)에 의해, 예를 들어 정류기(115)에 의해 공급되어 전압파, 즉, 미리 결정된 시간 주파수로 서로 뒤따르는 일련의 전압 펄스를 생성하는 전기 회로를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 파형 발생기(175)는 일반적으로 수백 KHz, MHz, 수십 MHz 또는 수백 MHz의 고주파 전압파를 생성하도록 구성된다.
전압파를 생성하기 위해, 파형 발생기(175)는 적어도 하나의 활성 스위치(180), 예를 들어 트랜지스터(예를 들어, 바이폴라 접합 트랜지스터 BJT, 전계 효과 트랜지스터 FET, MOSFET, GaN, SiC, MESFET, JFET, IGBT 등)를 포함하며, 상기 활성 스위치는 적절한 전기 구동 신호의 명령에 따라 온오프할 수 있다(즉, 차단 상태에서 포화 상태로 또는 그 반대로 통과시킬 수 있다).
보다 구체적으로, 활성 스위치(180)는 제 1 전도 단자(185)(예를 들어, N형 MOSFET의 드레인), 제 2 전도 단자(190)(예를 들어, N형 MOSFET의 소스), 및 제어 단자(195)(예를 들어, N형 MOSFET의 게이트)를 포함할 수 있다.
활성 스위치(180)가 오프 상태이거나 차단 상태인 경우에는, 제 1 및 제 2 전도 단자(185, 190) 사이에 전류가 흐를 수 없다.
반대로, 활성 스위치(180)가 온인 경우, 즉 포화 상태일 때, 전류는 제 1 및 제 2 전도 단자(185, 190) 사이에 자유롭게 흐른다.
이 두 조건 사이의 활성 스위치(180)의 스위칭은 제어 단자(195)에 인가되는 전기 구동 신호에 의해 제어된다.
실제로, 전기 구동 신호의 전압이 특정 임계값 이상인 경우, 활성 스위치(180)는 (턴온되어 전류가 통할 수 있는) 포화 상태에 있게 된다.
다른 한편으로, 전기 구동 신호의 전압이 임계값 미만인 경우, 활성 스위치(180)는 차단 상태(off)가 된다.
전압파를 생성하기 위해, 전기 구동 신호는 활성 스위치(180)의 임계값보다 낮은 최소 전압값(가능하게는 0)과 상기 임계값보다 큰 최대값 사이에서 변하는 주기적 신호일 수 있다.
예를 들어, 전기 구동 신호는 구형파 신호일 수 있다.
실질적으로 활성 스위치(180)의 스위칭 주파수에 상응하고 따라서 생성된 전압파 주파수에 상응하는 전기 구동 신호의 주파수는 바람직하게는 예를 들어 약 수백 KHz, MHz, 수십 MHz 또는 수백 MHz의 다소 높은 값으로 선택된다.
구동 신호의 각 주기 동안, 전기 구동 신호가 활성 스위치(180)의 턴온 임계값보다 큰 기간을 턴온 시간이라고 할 수 있는 반면, 전기 구동 신호가 활성 스위치(180)의 턴온 임계값보다 낮은 시간 프레임을 턴오프 시간이라고 할 수 있다.
최소 전압값에서 최대 전압값으로 넘어가는 전기적 구동 신호가 임계값을 초과하면, 활성 스위치(180)가 켜지거나 턴온된다고 한다.
한편, 최대 전압값에서 최소 전압값으로 넘어가는 전기적 구동 신호가 임계값 이하로 떨어지면, 활성 스위치(180)가 꺼지거나 턴오프된다고 한다.
활성 스위치(180)의 전기 구동 신호는 도 2에 500으로 표시된 특수 컨트롤러에 의해 생성될 수 있으며, 상기 특수 컨트롤러는 전기 신호(또한 무선)를 전달할 수 있는 임의의 시스템을 통해 활성 스위치(180)의 제어 단자(195)에 적절히 연결될 수 있다.
컨트롤러(500)는 전기 구동 신호를 생성할 수 있고 가능하게 하나 이상의 특성, 예를 들어 턴온 및 턴오프 시간을 변경하고, 주기를 일정하게 유지하거나 변경할 수 있는 임의의 전기/전자 장치일 수 있다.
각각의 드라이버(미도시)가 컨트롤러(500), 즉 상기 컨트롤러(500)에 의해 생성된 구동 신호를 수신하고, 이를 적절하게 증폭시켜, 최종적으로 이를 활성 스위치(180)에 인가하도록 구성된 전기/전자 장치와 연관될 수 있다.
본 해결방안의 바람직한 양태에 따르면, 컨트롤러(500)는 예를 들어 제 1 활성 스위치(180)의 제 1 전도 단자(185)(예를 들어, MOSFET 드레인)에 인가되는 전압을 측정하고 측정된 전압이 소거될 때, 즉 0과 같은 값으로 떨어질 때 활성 스위치(180)를 켜도록 구성될 수 있다.
이 턴온 단계 후에, 컨트롤러(500)는 시스템의 에너지를 변화시키기 위해 변할 수 있는 특정 턴온 시간 동안 제 1 활성 스위치를 턴온 상태로 유지할 수 있다.
예를 들어, 턴온 시간은 시스템의 최소 리액티브 에너지를 보장하기 위해 제 1 전도 단자(185)의 피크 전압에 따라 조정될 수 있다.
턴온 시간의 마지막에서, 컨트롤러(500)는 제 1 활성 스위치(180)를 턴오프하고 전압이 다시 소거될 때까지 이를 턴오프 상태로 두도록 구성될 수 있다.
이러한 방식으로, 턴오프 시간은 실질적으로 일정하게 유지되거나 예를 들어 상이한 전력 레벨로 인해 제 1 전도 단자(185)에서 전압 파형의 작은 변화가 있는 경우에만 약간 변할 수 있다.
활성 스위치(180) 이외에, 파형 발생기(175)는 또한 공진 회로(200), 예를 들어 완전 공진 회로 또는 거의 공진 반응 회로를 포함한다.
공진 회로(200)는 일반적으로 하나 이상의 리액턴스, 예를 들어 하나 이상의 커패시턴스 및/또는 인덕턴스를 포함하는 전기 회로이며, 이들은 함께 적절하게 연결되고 주어진 주파수에서 공진하도록 동조된다.
공진 회로(200)의 튜닝은 본질적으로 전기 커패시턴스 및 인덕턴스의 관점에서 앞서 언급한 리액턴스의 크기 조정으로 구성된다.
이 경우, 공진 회로(200)는 활성 스위치(180)와 연결되고, 오프에서 온으로 각 스위칭 단계 동안 및 바람직하게는 또한 온에서 오프로 각 스위칭 단계 동안 활성 스위치(180)에 인가되는 전압 및/또는 전력을 감소하도록 튜닝된다.
바람직하게는, 공진 회로(200)는 활성 스위치(180)의 각 스위칭 단계 동안 활성 스위치(180)에 인가되는 전압 및/또는 전류가 0과 같거나 실질적으로 0과 같은 값으로 감소되도록 튜닝되어, 제로 전압 스위칭(ZVS) 및/또는 제로 전류 스위칭(ZCS) 모드에서 동작하는 파형 발생기(175)를 얻는다.
예를 들어, 공진 회로(200)는 활성 스위치(180)의 구동 주파수와 같거나 가까운 주파수에서 공진하도록 튜닝될 수 있다.
이러한 방식으로, 활성 스위치(180)의 스위칭 사이클 동안 전기 손실이 상당히 감소되어 이러한 사이클의 주파수를 증가시킬 수 있고 따라서 이들에 의해 생성되는 전압파의 주파수를 증가시킬 수 있고, 그 결과 동일한 인가 전압으로 전달된 전력을 증가시키거나, 전달된 동일한 전력으로 인가 전압을 낮출 수 있다.
이러한 일반적인 고려사항으로부터 시작하여, 컨버터(145)의 하나의 가능한 실시예가 도 2에 도시되어 있다.
이 실시예에서, 컨버터(145)는 1차 회로 및 2차 회로를 포함한다.
1차 회로는 제 1 입력 단자(150)에서 제 1 중간 전기 노드(202)로 연장되는 제 1 전기 브랜치(201), 및 상기 중간 전기 노드(202)에서 제 2 입력 단자(155), 또는 제 2 입력 단자(155)에도 또한 연결될 수 있는 미리 결정된 1차 회로 기준 전압(204)로 연장되는 제 2 전기 브랜치(203)를 포함한다.
2차 회로는 제 1 출력 단자(165)에서 제 2 중간 전기 노드(206)로 연장되는 제 3 전기 브랜치(205), 및 상기 중간 전기 노드(206)에서 제 2 출력 단자(170)로, 또는 제 2 출력 단자(170)가 또한 연결될 수 있는 미리 결정된 2차 회로 기준 전압(208)에 연장되는 제 4 전기 브랜치(207)를 포함한다.
활성 스위치(180)는 예를 들어 활성 스위치(180)의 제 1 전도 단자(185)(예를 들어 N형 MOSFET의 드레인)가 중간 전기 노드(202)에 연결되고 활성 스위치(180)의 제 2 전도 단자(190)(예를 들어, N형 MOSFET의 소스)가 제 2 입력 단자(155) 또는 단순히 기준 전압(204)에 연결되도록 제 2 전기 브랜치(203)에 배치된다.
공진 회로(200)는 제 1 전기 브랜치(201) 상에 배치되고 제 1 입력 단자(150)에 전기적으로 연결된 제 1 단자(216) 및 중간 전기 노드(202)에 전기적으로 연결된 제 2 및 반대 단자(217)를 포함하는 제 1 공진 인덕터(215)를 포함한다.
공진 회로(200)는 제 1 전기 단자(221) 및 제 2 전기 단자(222)를 갖는 제 1 공진 커패시턴스(220)를 더 포함하고, 각각의 단자가 제 1 공진 커패시턴스(220)의 각각의 전기자에 연결된다.
전기 브랜치(225)에 의해, 제 1 단자(221)가 제 1 중간 전기 노드(202)에 연결될 수 있다.
전기 브랜치(230)에 의해, 제 2 단자(222)가 제 2 중간 전기 노드(206)에 연결될 수 있다.
제 2 공진 인덕터(235)는 제 3 전기 브랜치(205) 상에 배치될 수 있고, 상기 인덕터는 제 2 중간 전기 노드(206)에 전기적으로 연결된 제 1 단자(236), 및 컨버터(145)의 제 1 출력 단자(165)에 전기적으로 연결된 제 2 및 반대 단자(237)를 포함한다.
공진 회로(200)는 제 1 전기 단자(241) 및 제 2 전기 단자(242)를 갖는 제 2 공진 커패시턴스(240)를 더 포함할 수 있고, 단자 각각은 제 2 공진 커패시턴스(240)의 각각의 전기자에 연결된다.
전기 브랜치(245)에 의해, 제 2 공진 커패시턴스(240)의 제 1 전기 단자(241)는 컨버터(145)의 제 2 출력 단자(170)에 전기적으로 연결될 수 있다.
제 2 전기 단자(242)는 추가 전기 브랜치에 의해 제 2 입력 단자(155)에 연결되거나 1차 회로 기준 전압(204)에 연결될 수 있다.
이러한 방식으로, 2개의 공진 커패시턴스(220 및 240)가 또한 적어도 활성 스위치(180) 및 제 1 공진 인덕터(215)를 포함하는 1차 회로와 적어도 제 2 공진 인덕터(235) 및 전기 부하(110)를 포함하는 2차 회로를 갈바닉적으로 분리하는 절연 커패시턴스로서 작용한다.
그러나, 도 3에 도시된 바와 같이, 제 2 공진 커패시턴스(240)가 제공되지 않는다는 것과 제 2 출력 단자(170)를 제 2 입력 단자(155) 또는 1차 회로 기준 전압(204)에 직접 연결하는 전기 브랜치(245)를 갖는다는 차이점을 제외하고 위에서 설명한 것과 완전히 유사한 갈바닉 절연되지 않은 컨버터(145)를 실현할 가능성도 있다.
전력은 제 1 공진 커패시턴스(220) 및 가능하게는 (있다면) 제 2 공진 커패시턴스(240)에 의해 실현되는 정전용량성 결합 덕분에 1차 회로에서 2차 회로로 통과할 수 있다.
특히, 활성 스위치(180)가 턴온되는 동안, 1차 회로에 배치된 제 1 공진 인덕터(215)가 충전되어, 커패시턴스에 의해 전기 부하(110)에 전달되는 자속의 형태로 또는 활성 스위치(180)의 후속 턴오프 시간 동안 제 1 공진 커패시턴스(220) 및 가능하게는 (있다면) 제 2 공진 커패시턴스(240)에 의해 실현되는 정전용량성 전기 결합을 통해 에너지를 축적한다.
위에서 예상한 바와 같이, 제 1 공진 인덕터(215), 제 2 공진 인덕터(235), 제 1 공진 커패시턴스(220) 및 가능한 (있다면) 제 2 공진 커패시턴스(240)가 차단 상태(턴오프)에서 포화 상태(턴온)로 그리고 바람직하게는 또한 포화 상태(턴온)에서 차단 상태(턴오프)로 각각의 단일 스위칭 단계 동안 활성 스위치(180)에 인가되는 전압 및/또는 전류를 감소시키고 바람직하게는 소거하는 공진기(공진 회로(200))를 실현하도록 크기가 정해진다(튜닝된다).
이러한 방식으로, 중간 전기 노드(202)에서, 활성 스위치(180)의 전기 구동 신호에 따라 활성 스위치(180) 자체의 ZVS 및/또는 ZCS 스위칭을 보장할 수 있는 파형에 따라 시간에 걸쳐 가변적인 전압을 얻는 것이 유리하게 가능하다.
활성 스위치(180)의 전기 구동 신호(VG)에 따라 중간 전기 노드(202)에서의 전압(VD) 및 활성 스위치(180)를 통과하는 전류(ID)의 시간 경과에 따른 가능한 경향이 도 4에 도시되어 있다.
실제로, 이러한 파형은 클래스 E 또는 F 증폭기와 유사한 회로 구조를 기반으로 하거나 임의의 다른 ZVS 및/또는 ZCS 공진 증폭기를 기반으로 하는 파형 발생기를 통해 얻을 수 있는 파형과 무관하게 동일하거나 유사하다.
동일한 파형을 얻거나 동일한 전압파를 생성함으로써, 위에서 설명한 파형 발생기(175)는 특히 활성 스위치의 스위칭 단계 동안 전기 손실의 감소와 그에 따른 동작 주파수를 높이는 면에서 앞서 언급한 공진 파형 발생기와 동일한 이점을 얻는다.
그러나, 이러한 파형 발생기와 비교하여, 파형 발생기(175)는 부피가 큰 초크 리액터를 필요로 하지 않는 상당한 이점이 있어, 치수 및 비용을 크게 줄일 수 있다.
본 발명의 중요한 양태에 따르면, 제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235)는 단위보다 낮은, 즉 1보다 작은 역결합 계수(K)로 서로 유도 결합된다.
실용적인 관점에서, 이러한 유도 결합은 제 1 공진 인덕터(215)의 턴을 제 2 공진 인덕터(235)의 턴에 더 가깝게 함으로써 달성될 수 있거나, 인덕터가 자성 재료의 코어에 권선된 경우, 제 2 공진 인덕터(235)의 턴을 제 1 공진 인덕터(215)의 코일도 함께 권선된 자성 재료의 코어 또는 상기 코어의 일부를 공유하는 자기 회로에 직접 권선함으로써 달성될 수 있다.
이 해결방안 덕분에, 2개의 공진 인덕터(215, 235)는 제 1 및 제 2 공진 인덕터(215, 235)의 턴이 적절하게 감겨져 있는 단일 구성요소, 가령 자성 재료의 단일 코어의 형태로 (예를 들어, 토로이드형, 평면형 또는 또 다른 기하학적 형태로) 만들어질 수 있으며, 일반적으로 전체 회로의 가장 부피가 큰 부분을 나타내는 이 두 구성요소의 전체 크기를 실질적으로 절반으로 줄인다.
또한, 제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235) 사이의 유도 결합에 의해 활성 스위치(180)의 턴오프 단계(시간) 동안뿐만 아니라 턴온 단계(시간) 동안 전기 부하(110)에 전기 에너지가 전달된다.
실제로, 활성 스위치(180)가 온(포화 상태)되는 동안, 제 1 공진 인덕터(215)는 자속의 형태로 에너지를 충전 및 축적하는 것 외에 상기 에너지의 적어도 일부를 2차 회로에, 즉, 제 2 공진 인덕터(235)와의 유도 결합으로 인해 전기 부하(110)에 직접적으로 동시에 전달한다.
이러한 방식으로, 자속은 커패시턴스에 의해서만 결합된 유사한 회로와 관련하여 전반적으로 더 낮기 때문에 자성 재료의 코어가 소형화되거나 어떤 경우에는 일반적으로 공간과 효율에 불이익을 주지 않으면서 더 높은 주파수보다 손실이 줄어든 것에 해당하는 더 낮은 자기 투자율을 갖는 코어를 선택할 수 있다.
더욱이, 활성 스위치(180)의 턴온 기간 동안에도 1차 회로에서 2차 회로로 에너지가 유도적으로 전달되기 때문에, 동일한 전력이 전기 부하(110)에 전달되므로, 제 1 공진 인덕터(215)에 축적되는 자기 에너지가 적고, 따라서 더 낮은 피크 전류를 받는다.
동일한 이유로, 활성 스위치(180)의 후속 턴오프 시간 동안, 제 1 공진 인덕터(215)는 공진/분리 커패시턴스(220, 240)에 전달할 에너지가 적으므로, 공진/분리 커패시턴스(220 및 240) 및 활성 스위치(180) 모두가 커패시턴스에 의해서만 결합된 해결방안보다 훨씬 더 낮은 피크 전압을 견뎌야 한다.
이는 더 낮은 전압을 견딜 수 있는 구성요소를 사용할 가능성을 수반하므로 일반적으로 더 저렴하고 빠르며 더 컴팩트하다.
더욱이, 피크 전압의 감소는 활성 스위치(180)(예를 들어, MOSFET)를 이상에 더 가깝게 채택할 수 있게 하므로 더 낮은 손실을 특징으로 한다(예를 들어, 더 낮은 채널 저항은 정적 손실을 감소시키는 반면, 더 낮은 상승 및 하강 시간은 동적 손실을 감소시킨다).
활성 스위치(180)의 턴온 기간 동안 유도적으로(자기적으로) 그리고 턴오프 기간 동안 커패시턴스(전기)에 의해 에너지를 전기 부하(110)에 전달한다는 사실은 마지막으로 리액티브 전류가 전기 부하(110)에 전달된 전력과 동일하게 감소되도록 허용하므로, 커패시턴스를 통해서만 결합된 이미 고효율 컨버터에 대해 컨버터(145)의 전체 효율을 증가시킨다.
이러한 모든 이점은 본질적으로 제로 전압 스위칭 회로 내에 남아 있으면서 달성되는 데, 이는 위에서 설명된 컨버터(145)가 클래식 플라이백 컨버터와 같이 자기적으로만 결합된 기존 회로에 비하여 훨씬 더 낮은 손실 및 전체 치수를 특징으로 한다.
컨버터(145)가 올바르게 기능하기 위해서는, 어떠한 경우에, 1차 회로에서 2차 회로로 에너지를 유도적으로 전달하는데 유용한 인덕턴스 성분인 제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235) 사이의 상호 인덕턴스가 회로의 공진에 간섭하지 않는 것이 바람직하다.
따라서, 클래식 변압기 기반 절연 컨버터(예를 들어, 플라이백)에서 발생하는 것과 달리, 제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235) 사이의 결합 계수 k는 1미만, 예를 들어 0.1 내지 0.8 사이, 심지어 더 바람직하게는, 0.2 내지 0.6 사이로 구성되어야 한다.
도 2 및 도 3의 도면을 참조하면, 컨버터(145)는 제 4 전기 브랜치(207) 상에 배치되고 일반적으로 전류가 단 하나의 방향으로 상기 제 4 전기 브랜치(207)를 따라 흐르도록 구성되는 다이오드(255)를 더 포함할 수 있다.
다이오드(255)는 제 2 중간 전기 노드(206)와 연결된 자체 캐소드 및 제 2 출력 단자(170)와 연결된 자체 캐소드를 가질 수 있다.
다이오드(255)는 애노드와 캐소드 사이의 전압이 다이오드의 임계 전압을 초과할 때 턴온되고, 다이오드는 도통되어 애노드 단자와 캐소드 단자 사이에 전류가 흐르게 한다.
전류가 0으로 감소하면, 다이오드가 꺼진다.
이러한 방식으로, 다이오드(255)는 1차 회로에서 오는 전압파를 전기 부하(110)에 인가되는 직류 전압과 유사한 직류 전압으로 효과적으로 변환할 수 있는 일반적인 정류 단계를 실현한다.
가능하게는(반드시 그렇지는 않지만), 컨버터(145)의 정류 스테이지는 제 2 공진 인덕터(235)와 제 1 출력 단자(165) 사이에 포함된 제 3 전기 브랜치(205)의 중간 노드(270)로부터 전기 브랜치(245)의 중간 노드(275)로 뻗어 있어, 전기 부하(110)와 병렬이 되도록 하는 전기 브랜치(265) 상에 배치된 커패시터(260)를 또한 포함할 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 더 복잡하지만 더 에너지 효율적인 다른 실시예에서, 적어도 낮은 전류 값에 대해, 다이오드(255)는 예를 들어 동기 정류를 실현하기 위해 구동되는 제 2 활성 스위치(300)(예를 들어, MOSFET 또는 기타 트랜지스터)로 대체될 수 있다.
특히, 활성 스위치(300)는 제 2 중간 전기 노드(206)와 연결된 제 1 전도 단자(256)(예를 들어, N-형 MOSFET의 드레인), 제 2 출력 단자(170)와 연결된 제 2 전도 단자(257)(예를 들어, N-형 MOSFET의 소스) 및 제어 단자(305)(예를 들어, N형 MOSFET의 게이트)를 포함할 수 있다.
도 5는 도 2와 같이 컨버터(145)가 갈바닉 절연된 경우를 예시적으로 보여주지만, 도 3의 비절연된 경우에도 동일한 해결방안이 적용될 수 있다.
활성 스위치(300)가 오프 상태이거나 차단 상태인 경우에는, 제 1 및 제 2 전도 단자(256, 257) 사이에 전류가 흐를 수 없다.
반대로, 활성 스위치(300)가 온일 때, 즉 포화 상태일 때, 전류는 제 1 및 제 2 전도 단자(256, 257) 사이에 자유롭게 흐른다.
이 두 조건 사이의 활성 스위치(300)의 스위칭은 제어 단자(305)에 인가되는 전기 구동 신호에 의해 제어된다.
실제로, 전기 구동 신호의 전압이 특정 임계값 이상인 경우, 활성 스위치(300)는 (턴온되고 전류를 전도할 수 있는) 포화 상태에 있다.
다른 한편으로, 전기 구동 신호의 전압이 임계값 미만인 경우, 활성 스위치(300)는 차단 상태(off)가 된다.
전기 구동 신호는 활성 스위치(300)의 임계값보다 낮은 최소 전압값(아마도 0)과 상기 임계값보다 큰 최대값 사이에서 변하는 주기적 신호일 수 있다.
예를 들어, 전기 구동 신호는 구형파 신호일 수 있다.
구동 신호의 각 주기 동안, 전기 구동 신호가 활성 스위치(300)의 턴온 임계값보다 큰 기간을 턴온 시간이라고 할 수 있고, 전기 구동 신호가 활성 스위치(300)의 턴온 임계값보다 낮은 시간 프레임을 턴오프 시간이라고 할 수 있다.
최소 전압값에서 최대 전압값으로 넘어가는 전기적 구동 신호가 임계값을 초과하면, 활성 스위치(300)가 켜지거나 턴온된다고 한다.
한편, 최대 전압값에서 최소 전압값으로 넘어가는 전기적 구동 신호가 임계값 이하로 떨어지면, 활성 스위치(300)가 꺼지거나 턴오프된다고 한다.
활성 스위치(300)의 전기 구동 신호는 도 5에서 600으로 표시된 특수 컨트롤러에 의해 생성될 수 있으며, 상기 특수 컨트롤러는 전기 신호(또한 무선)를 전달할 수 있는 임의의 시스템을 통해 활성 스위치(180)의 제어 단자(195)에 적절히 연결될 수 있다.
컨트롤러(600)는 전기 구동 신호를 생성할 수 있고 가능하게는 하나 이상의 특성, 예를 들어 턴-온 및 턴-오프 시간을 변경하거나, 주기를 일정하게 유지하거나 변경할 수 있는 임의의 전기/전자 장치일 수 있다.
각각의 드라이버(미도시)가 컨트롤러(600), 즉 컨트롤러(600)에 의해 생성된 구동 신호를 수신하고, 이를 적절하게 증폭시켜, 최종적으로 활성 스위치(300)에 인가하도록 구성된 전기/전자 장치와 연관될 수 있다.
활성 스위치(300)는 이상적인 다이오드를 시뮬레이션하기 위해 컨트롤러(600)에 의해 구동될 수 있다.
실제로, 컨트롤러(600)는 2차 회로 전압, 즉 제 1 단자(256)(예를 들어, MOSFET 드레인)에서의 전기 전압이 0V 아래로 떨어지고 활성 스위치(180)의 턴오프와 실질적으로 동기하여 턴오프시킬 때 또는 어떤 경우 전류가 실질적으로 0일 때 부하(110)에 전달되는 전력을 최대화하기 위해 활성 스위치(300)를 켜도록 보정된 구동 신호를 생성하도록 구성될 수 있다.
도 6은 활성 스위치(180)의 제 1 전도 단자(185)(예를 들어, MOSFET 드레인)의 전압 파형(VD) 및 제어 단자(195)에 인가된 상대 구동 신호 파형(VG)을 활성 스위치(300)의 제 1 전도 단자(256)(예를 들어, MOSFET의 드레인)의 전압 파형(VD) 및 제어 단자(305)에 인가된 상대 구동 신호 파형(VG)과 비교한다.
해당 회로에서 전압 파형(VD)은 상기 전압 파형(VD)의 제 1 부분이 있기 때문에 클래식 E, F 또는 유사한 회로의 파형과 어떻게 다를 수 있는지 알 수 있고, 한 파형에서 또한 1차 회로의 전압(VD)이 직접 미분을 갖는 2차 회로 상의 전압(VD)이 0이 아닌 반면 2차 회로의 전압(VD)이 소거되는 순간, 전압(VD)의 미분에 불연속성이 있다.
일반적으로, 다이오드 대신 능동 정류 스위치(300)를 사용하면 더 높은 주파수, 예를 들어 MHz, 수십 MHz 또는 수백 MHz에서 동작할 수 있고 일반적으로 정적 손실을 줄일 수 있다.
N형 또는 GaN형 MOSFET 트랜지스터를 사용하는 예를 고려하면, 실제로 다이오드에 비해 손실을 제한할 수 있는 낮은 채널 저항을 가질 수 있다.
활성 스위치(300) 사용의 또 다른 중요한 이점은 최대 전력 전달을 보장하는 순간에 대해 특정 지연, 즉 1차 회로에 배치된 활성 스위치(180)의 턴오프 순간에 대한 특정 지연으로 활성 스위치(300)를 턴오프할 가능성에 의해 주어진 추가 제어 자유도에 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, 활성 스위치(180)에 대해 활성 스위치(300)를 턴오프하는 순간을 지연시킴으로써, 이전의 경우보다 낮은 전압(VD)에서 피크가 얻어지며, 이는 부하로 전달되는 더 적은 전력으로 해석된다.
활성 스위치(300)가 항상 켜져 있는 극단적인 경우, 즉 구동 신호 주기와 동일한 턴온 시간(예를 들어, 100% 듀티 사이클)으로, 에너지는 부하로 전달되지 않고 회로에 리액티브 전류만 있을 것이다.
결과적으로, 부하(110)로의 최대 에너지 전달 조건(활성 스위치(180, 300) 모두가 동시에 턴오프)과 부하에 전력이 전달되지 않는 조건(활성 스위치(300)가 상시 턴온) 사이에는 부하로 전달되는 전력을 연속적으로 조절하도록 선택될 수 있는 활성 스위치(300)를 턴온하기 위한 무한한 가능한 지점들이 있다.
실제로, 활성 스위치(300)의 턴오프 지연이 0이면, 두 개의 활성 스위치(180, 300)가 동시에 턴오프되고 전기 부하(110)에 전달되는 에너지가 최대이다.
활성 스위치(300)의 턴오프 지연을 증가시킴으로써, 전기 부하로 전달되는 에너지는 점진적으로 감소된다.
전송된 에너지의 최소값은 0과 같으며 활성 스위치(300)의 턴온 시간이 구동 신호 주기(100% 듀티 사이클)와 같을 정도로 지연이 너무 높거나 활성 스위치가 항상 켜져 있다면 도달된다.
이러한 방식으로, 활성 스위치(300)의 턴오프 순간이 부하(110) 상의 전압, 전류 또는 전력을 제어하기 위해 효과적으로 이용될 수 있는 자유도가 된다.
예를 들어, 활성 스위치(180)에 대한 활성 스위치(300)의 턴오프 지연을 피드백하여 1차 회로와 2차 회로 사이의 직접적인 피드백 없이 간단하고 빠르고 신뢰할 수 있는 방식으로 따라서 저렴한 비용으로 출력 전압을 조정하는 것이 유리하게 가능하다.
실제로, 컨트롤러(600)는 전기 부하, 예를 들어 제 1 출력 단자(165)에 인가되는 전기 전압값을 측정하고, 측정값과 상기 전압의 원하는 값 사이의 차를 최소화하기 위해 예를 들어 소거하기 위해 활성 스위치(300)를 턴오프하는 데 있어 지연을 변화시키도록 구성될 수 있다.
제 1 출력단자(165)에 인가되는 전압의 실제값은 간단한 전기적 연결을 통해 컨트롤러(600)에서 측정할 수 있는 한편, 부하에 인가되는 원하는 값은 전기 부하(100) 자체에 의해 직접적으로 컨트롤러(600)에 제공되는 정보일 수 있다 .
이러한 방식으로, 전기 부하(110)에서 더 적은 전력이 필요할 때 제 2 컨트롤러(600)가 활성 스위치(300)를 턴오프하는 것을 지연시켜 전기 부하(110)의 전압 및 상기 전기 부하에 전달된 전력을 낮추도록 구성된 2차 회로에 대한 피드백 제어 루프를 실현하는 것이 가능하다.
도 7에서 추론할 수 있는 제 2 전기적 효과는, 활성 스위치(180)(및 따라서 회로의 평균 에너지)의 동일한 턴온 시간으로, 활성 스위치(300)을 턴온하는 데 지연이 있는 경우 피크 전압(VD)의 증가가 얻어진다는 사실에 있다.
이 제 2 효과는 전기 부하(110)에 전류를 줄임으로써 회로의 평균 리액티브 에너지가 증가하고, 이는 1차 회로에서 더 높은 피크 전압으로 변환된다는 사실에 의해 명확하게 설명될 수 있다.
이 2차 전기 효과는 1차 회로와 2차 회로(예를 들어, 1차 회로와 2차 회로 사이에서 정보를 전송하도록 구성된 광절연기 또는 디지털 또는 아날로그 정전용량성 절연체) 사이에 추가 통신회로를 사용하지 않고도 전기 부하(110)에 필요로 하는 저전력 수요의 정보를 1차 회로에 전달하는데 효과적으로 활용될 수 있다.
실제로, 컨트롤러(600)가 전기 부하(110)에 의한 더 낮은 전력 요구를 처리하기 위해 활성 스위치(600)를 턴오프하는 데 있어 지연을 증가시키면, 1차 회로는 피크 전압(VD)의 상응하는 증가를 보게 될 것이다.
이 전압 피크(VD)는 활성 스위치(180)의 턴온 시간을 조정하기 위한 피드백 신호로 사용될 수 있다.
실제로, 제 1 컨트롤러(500)는 활성 스위치(180), 예를 들어 제 1 활성 스위치(180) 자체의 제 1 전도 단자(185)에 인가되는 전압의 피크 값을 측정하고 측정된 값과 상기 전압 피크의 원하는 값 사이의 차를 최소화, 예를 들어 소거하기 위해 제 1 활성 스위치(180)의 턴온 시간을 변경하도록 구성될 수 있다.
전압(VD)의 피크 값은 예를 들어 피크 검출기(예를 들어, 다이오드 및 커패시턴스)를 사용하여 컨트롤러(500)에 의해 쉽게 측정될 수 있는 반면, 상기 전압 피크의 원하는 값은 설계 파라미터일 수 있다.
이러한 방식으로, 활성 스위치(180)의 턴온 시간을 변화시켜 피크 전압(VD)을 일정하게 유지하는 1차 회로에 대한 추가 피드백 제어 루프를 실현하는 것이 가능하다.
전압(VD)은 전기 부하(110)에 전달된 활성 전력관 관련하여 더 큰 리액티브 전력의 경우에 증가하는 경향이 있기 때문에, 이 추가 피드백 루프는 부하(110)가 전기 부하(110) 활성 전력이 적은 경우 활성 스위치(180)의 턴온 시간을 감소시키는 경향이 있다.
이 제어 시스템은 1차 회로와 2차 회로 사이에 일반적으로 부피가 크고(인증 목적에 필요한 최소 절연 거리로 인해) 비용이 많이 들고 신뢰할 수 없는 광분리기 또는 기타 정보 전달 시스템에 대한 필요성을 제거하고 (2차 회로에 대한 피드백 루프로 인한) 높은 다이내믹 및 (1차 회로에 대한 피드백 루프로 인한) 컨트롤러의 높은 효율을 보장한다.
사실, 1차 회로의 피드백 루프는 항상 전기 부하(110)를 공급하는 데 필요한 최소 에너지를 유지하므로 2차 컨트롤러(600)가 가능한 최소 지연(및 따라서, 부하의 활성 에너지와 리액티브 에너지 사이의 가능한 최대 비율)으로 작동하게 한다.
이 조절 시스템의 또 다른 이점은 가벼운 부하 조건을 (예를 들어, 펄스 트레인 기반의) 종래 기술보다 훨씬 더 효율적으로 관리할 수 있고 (종래 기술은 일반적으로 컴팩트 필터로 필터링하기가 더 어려운 저주파 고조파를 도입하기 때문에) 복사 및 전도 방출 문제가 적다는 것이다.
이러한 유형의 제어 시스템은 1차 스위치의 턴오프 시간이 (회로 에너지에 따른 작동 드레인 전압의 형태 변화로 인한 약간의 변동을 제외하고) 거의 일정하게 유지되는 반면, 1차 스위치의 턴온 시간은 부하에 필요한 에너지에 따라 크게 변하기 때문에 주파수가 실질적으로 가변적이라는 점에 유의해야 한다.
위에서 언급한 바와 같이, 위에 설명된 컨버터(145)의 공진 회로(200)는 턴온 단계에서, 즉 차단 상태(오프)로부터 포화 상태(온)로 활성 스위치(180)의 스위칭 동안 실질적으로 ZVS 및 ZCS 전이를 갖고, 턴오프 단계 동안, 즉 활성 스위치(180)가 포화 상태(온)에서 차단 상태(오프)로 다시 스위칭되는 동안 실질적으로 ZVS 전이를 갖는 유용한 공진을 보장할 수 있다.
특히, ZVS 및 ZCS 조건은 회로의 간단한 튜닝으로 보장될 수 있거나, 더 적절하게는 스위치(180 및 300)의 턴온 및/또는 턴오프 순간을 동적으로 변경하는 데 유용한 제 1 전도 단자(예를 들어, MOSFET 드레인)에서 전압 및/또는 전류 측정 덕분에 수행될 수 있다.
특히 드레인 전압이 소거되는 순간의 감지에 기반한 스위치(180, 300)의 턴온 순간에 대한 능동 제어 시스템은 시스템의 작동 조건의 광범위한 변동(예를 들어, 부하 또는 입력 전압의 변동)에서 고효율을 보장하는 데 특히 유용하다.
요컨대, 턴오프 시간은 시스템의 작동 조건에 따라 미약하게 가변적이며, 턴온 순간은 스위치(180, 300)의 드레인 전압이 소거되는 순간을 감지하는 적절한 회로에 의해 능동적으로 제어되는 것이 바람직하다.
턴온된 순간부터 시작해 계산되는 제 1 스위치(180)의 턴온 시간은 시스템의 최소 리액티브 에너지를 보장하기 위해 제 1 스위치(180) 자체의 드레인 피크 전압에 따라 1차 회로에서 제어되는 것이 바람직하다.
제 2 스위치(300)의 턴온 시간은 대신 제 1 스위치(180)가 턴오프되는 순간에 대한 지연을 보장하도록 계산되어 전기 부하(110)의 출력 전압을 효과적으로 조절하는 것이 바람직하다.
이 회로의 동작은 동일한 활성 스위치(180)가 턴오프되는 순간에 최대값에 정확하게 도달하는 활성 스위치(180)에서의 전류(ID)에 의해 특징지어질 수 있다.
온과 오프 사이의 전이에서, 활성 스위치(180)의 저항 변화는 유한한 시간에 발생한다.
빠른 활성 스위치, 가령 N형 MOSFET의 경우를 고려하면, 적절하게 구동되는 스위치는 ns, 수십 ns 또는 수백 ns의 시간에 온오프로 전환된다.
이 유한한 과도 시간 동안, 활성 스위치(180)의 저항이 점진적으로 증가하고 동시에 전류는 비례적으로 감소하여, ZVS 전이 조건에 의해 완화되지 않는 소산 피크를 유발한다.
이 소산 피크를 줄이기 위해, 도 9에 도시된 바와 같이, 즉 중간 전기 노드(202)를 제 1 공진 커패시턴스(220)의 제 1 단자(221)에 연결하는 전기 브랜치(225)를 따라 배열되는 바람직하게는 작은 인덕턴스 값을 갖는 제 3 공진 인덕터(280)를 도입함으로써 컨버터(145)를 수정하는 것이 가능하다.
이런 방식으로, 제 3 공진 인덕터(280)는 제 1 공진 커패시턴스(220)와 직렬로 1차 회로에 배치된다.
이 제 3 공진 인덕터(280)는 회로의 총 인덕턴스를 변경하지 않은 채 회로의 전체 공진 주파수의 계산에 입력한다. 다시 말해, 회로의 주어진 공진 주파수에 대해, 제 3 공진 인덕터(280)의 인덕턴스 값이 증가하면, 제 1 및/또는 제 2 공진 인덕터(215 및/또는 235)의 인덕턴스 값이 상응하게 감소하고, 치수는 거의 일정하게 유지된다.
제 3 공진 인덕터(280)에 의해 주어지는 이점은 턴오프 시간 동안 중간 전기 노드(202)에서, 따라서 활성 스위치(180)(예를 들어, MOSFET 드레인)의 제 1 단자(185)에서 전압 발진(VD)을 포함하는 기본 주파수보다 더 높은 주파수를 갖는 회로의 추가 공진 고조파의 도입에 있다.
이 추가 고조파는 또한 턴온 시간 동안 활성 스위치(180)를 통해 실행되는 전류(ID)의 발진을 포함한다.
구동 신호(VG)에 따른 전압(VD)와 전류(ID)의 가능한 경향이 도 9에 예시되어 있다.
전압(VD)의 발진은 기본 주파수보다 더 높은 주파수에 있는 발진들이 고역 통과 필터 역할을 하는 정전용량 장벽을 더 쉽게 통과하기 때문에 전기 부하(110)에 전달되는 전력을 적어도 약간 증가시키는 데 유용하다.
활성 스위치(180)의 턴온 시간 동안의 전류(ID)의 발진은 대신 턴온 단계 동안 동적 손실을 줄이는 데 매우 유용할 수 있다.
실제로, 제 3 공진 인덕터(280)를 선택하여 전류(ID)의 발진 주기가 스위치(180)의 턴온 주기의 하위 배수가 되도록 하면, 순간적인 턴오프 전류를 최소화할 수 있어, 회로를 ZCS(Zero Current Switching)에 가까운 조건이 되거나 어떤 경우에는 전류가 크게 감소하게 한다.
비록 도 8이 컨버터(145)가 갈바닉 절연되고 정류 스테이지가 제 2 활성 스위치(300)에 의해 얻어지는 경우에 제 3 공진 인덕터(280)를 도시하지만, 제 3 공진 인덕터(280)는 도 3의 비절연 경우 및/또는 간단한 다이오드를 통한 정류의 경우에도 사용할 수 있다는 것이 배제되지 않는다.
위에서 설명된 회로의 추가 발전이 도 10에 예시되어 있으며, 컨버터(145)가 예를 들어 제 1 중간 전기 노드(202)와 연결된 제 1 단자(286) 및 제 2 입력 단자(155)에 연결되거나 1차 회로 기준 전압(204)에 연결된 제 2 단자(187)를 갖는 활성 스위치(180)와 병렬인 제 1 탱크 커패시턴스(285)를 더 포함할 수 있다.
추가로 또는 대안으로, 컨버터(145)는 예를 들어 제 2 중간 전기 노드(206)에 연결된 제 1 단자(291) 및 제 2 출력 단자(170)에 연결된 제 2 단자(292)를 갖는 제 3 전기 브랜치(207)와 병렬의, 또는 다이오드(255)나 제 2 활성 스위치(300)와 병렬의 제 2 탱크 커패시턴스(290)를 포함할 수 있다.
탱크 커패시턴스(285 및/또는 290)는 회로의 튜닝을 달성하고 활성 스위치(180)를 턴온하는 순간 전압 미분을 최소화하는 데 도움을 줄 수 있어 전류의 급격한 변화와 관련된 더 낮은 동적 턴온 손실을 보장한다.
더욱이, 이러한 탱크 커패시턴스(285 및/또는 290)는 스위치 및 구성요소의 허용오차, 특히 스위치 및 인덕턴스의 에디 커패시턴스와 관련하여 회로를 보다 둔감하게 만들 수 있기 때문에 긍정적인 효과가 있다.
또한, 탱크 커패시턴스(285 및/또는 290)는 회로의 공진 주파수를 낮춘다.
마지막으로, 탱크 캐패시턴스(285 및/또는 290)는 특정 전압 또는 전력 조건(예를 들어, 부하에 전달되는 높은 입력 전압 및 낮은 전력 조건)에서만 추가 스위치를 통해 직렬로 연결되어 부하에 전달되는 전력을 간단히 줄일 수 있다.
또한, 이 경우에, 도 10은 컨버터(145)가 갈바닉 절연되고 정류 단계가 제 2 활성 스위치(300)에 의해 얻어지는 경우의 탱크 커패시턴스(285, 290)을 보여주지만, 동일한 탱크 커패시턴스(285 및/또는 290)가 도 3의 비절연 케이스 및/또는 간단한 다이오드에 의한 정류의 경우에도 사용될 수 있음이 배제되지 않는다.
전기 부하(110)로 전달되는 전력을 증가시키기 위해, 전술한 컨버터(145)의 모든 변형은 상당한 개념적 변형 없이 다양한 구성으로 만들어질 수 있다.
실제로, 파형 발생기(175)와 실질적으로 유사한 다른 파형 발생기 회로를 제 2 공진 커패시턴스(240)의 제 2 단자(242)에 연결하는 것이 가능하다.
2개의 파형 발생기(175)의 활성 스위치(180)는 각각의 구동 신호에 의해 제어되어, 주파수가 동일하나 서로 위상이 같지 않도록, 턴온 및 턴오프할 수 있어, 즉 활성 스위치(180)가 항상 동시에 턴온되거나 턴오프되지 않고 한 활성 스위치(180)가 켜진 반면 다른 활성 스위치(180)가 꺼진 또는 그 반대의 각 작동 주기 내에 적어도 적은 양의 시간이 있게 된다.
이러한 방식으로, 이 시간 기간, 즉 2개의 활성 스위치(180)의 구동 신호 사이의 위상 변이를 적절하게 조정함으로써, 유리하게는 동일한 공급 전압으로 전기 부하(110)에 전달되는 전력을 증가시키는 것이 가능하다.
전기 부하(110)에 전달되는 전력 레벨이 특히 높은 경우, 두 활성 스위치(180) 사이의 역위상 구동 신호로 2개의 활성 스위치(180)를 제어할 수 있어 활성 스위치(180)가 켜져 있을 때 다른 스위치가 지속적으로 꺼지고 그 반대도 마찬가지로 푸시 풀 유형의 작동을 얻는다.
마지막으로, 모든 예시된 실시예에서, 2개의 공진 커패시턴스(220 및 240)는 개별 커패시턴스, 즉 1차 회로에 연결된 제 1 단자 및 2차 회로에 연결된 제 2 단자를 포함하는 분리할 수 없는 구성요소일 수 있음이 지적되어야 한다.
이러한 방식으로, 시스템(100)은 절연 전력 공급 장치와 같은 독특하고 분리할 수 없는 장치의 형태로 만들어질 수 있다.
그러나, 다른 실시예에서, 각각의 공진 커패시턴스(220, 240)는 한 쌍의 상호 분리 가능한 전기자에 의해 만들어질 수 있으며, 그 중 하나는 1차 회로에 연결되고 수신 전기자는 2차 회로에 연결된다.
동시에, 함께 유도 결합된 공진 인덕터(215, 235)는 무선 전송을 위한 코일(예를 들어, 안테나)과 전력의 무선 수신을 위한 코일(예를 들어, 안테나)로 각각 구성될 수 있다.
이러한 방식으로, 컨버터(145)의 1차 회로는 제 1 장치에 설치될 수 있는 반면, 2차 회로는 제 1 장치에 대해 물리적으로 분리되고 이동(제거 가능)한 제 2 장치에 설치될 수 있어, 무선 하이브리드 정전 용량 및 유도 전력 전송 시스템을 만들 수 있다.
예를 들어, 제 1 장치는 충전 베이스로 구성될 수 있는 반면 제 2 장치는 스마트폰, 랩톱, 텔레비전 등과 같이 충전되거나 전원이 공급되는 장치일 수 있다.
이런 방식으로, 제 2 장치를 제 1 장치에 적절히 가깝게 함으로써, 각각의 송신 전기자를 대응하는 수신 전기자에 접근시켜 대면시키고, 공진 정전 용량(220, 240)을 재구성할뿐만 아니라, 공진 인덕터(215, 235)를 더 가까이 가져와, 유도 결합을 재구성하는 것이 가능하다.
본 해결방안의 추가 실시예가 도 11에 예시되어 있다.
이 실시예는 제 1 공진 커패시턴스(220 및 240)가 제거되었고, 이에 따라 제 1 중간 전기 노드(202)와 제 2 중간 전기 노드(206) 사이의 전체 연결 브랜치를 상응하게 제거되었으며, 제 1 탱크 커패시턴스(285) 및/또는 탱크 커패시턴스(290)도 공진 커패시턴스로서 사용된다는 점에서만 도 10에 도시된 실시예와 다르다.
이러한 방식으로, 1차 회로와 2차 회로 사이의 전기 에너지 전달은 제 1 공진 인덕턴스(215)와 제 2 공진 인덕턴스(235) 사이의 상호 유도 결합을 통해 유도적으로만 발생한다.
이 레이아웃은 클래식 변압기 기반 컨버터와 유사하지만 실제로는 제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235) 사이의 결합 계수 K의 낮은 값과 공진/ 탱크 커패시턴스(285 및/또는 290)의 유무에 대한 공지의 기술과 다르다.
이 마지막 실시예에 따른 컨버터(145)는 더 적은 에너지를 전달하지만 이전 회로에서 얻을 수 있는 파형과 유사한 파형으로 동일하게 작동하여 높은 수준의 효율 및 소형 치수에 도달한다는 것이 밝혀졌다.
당연히, 이 실시예는 공진/탱크 커패시턴스(285, 290) 모두의 존재를 반드시 필요로 하지는 않는데, 심지어 그 중 하나만 존재해도 충분하기 때문이다.
명백히, 해당 분야의 전문가는 아래에 청구된 바와 같은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 여러 기술-응용적 변형을 수행할 수 있다.
Claims (17)
- - 제 1 입력 단자 및 제 2 입력 단자 사이에 직류 전압에 직류 또는 유사한 전압을 인가할 수 있는 제 1 입력 단자(150) 및 제 2 입력 단자(155);
- 전기 부하(110)의 양단에 연결 가능한 제 1 출력 단자(165) 및 제 2 출력 단자(170);
- 상기 제 1 입력 단자(150)를 제 1 중간 전기 노드(202)와 연결하도록 구성된 제 1 전기 브랜치(201);
- 상기 제 1 중간 전기 노드(202)를 제 2 입력 단자(155)와 연결하도록 구성된 제 2 전기 브랜치(203);
- 상기 제 1 출력 단자(165)를 제 2 중간 전기 노드(206)와 연결하도록 구성된 제 3 전기 브랜치(205);
- 상기 제 2 중간 전기 노드(206)를 상기 제 2 출력 단자(170)와 연결하도록 구성된 제 4 전기 브랜치(207);
- 상기 제 2 전기 브랜치(203) 상에 배치되고 상기 제 1 중간 전기 노드(202)에 연결된 제 1 전도 단자(185), 상기 제 2 입력 단자(155)와 연결된 제 2 전도 단자(190) 및 상기 제 1 및 제 2 전도 단자(185, 190) 사이에서 전류의 통과를 허용하는 포화 상태와 전류의 상기 통과를 방지하는 차단 상태 사이에서 상기 제 1 활성 스위치(180)를 스위칭하기 위해 전기 구동 신호를 수신하도록 구성된 제어 단자(195)를 갖는 제 1 활성 스위치(180); 및
- 적어도 상기 제 1 활성 스위치(180)가 차단 상태에서 포화 상태로 스위칭되는 순간에 상기 제 1 활성 스위치에 인가되는 전압 및/또는 전류를 감소시키도록 크기가 조정된 공진 회로(200)를 포함하고,
상기 공진 회로(200)는 적어도:
- 상기 제 1 전기 브랜치(201) 상에 배치되고 상기 제 1 입력 단자(150)에 연결된 제 1 단자(216) 및 상기 제 1 중간 전기 노드(202)에 연결된 제 2 단자(217)를 갖는 제 1 공진 인덕터(215);
- 상기 제 3 전기 브랜치(205) 상에 배치되고 상기 제 2 중간 전기 노드에 연결된 제 1 단자(236) 및 상기 제 1 출력 단자(165)에 연결된 제 2 단자(237)를 갖는 제 2 공진 인덕터(235); 및
- 상기 제 1 중간 전기 노드(202)에 직접 연결된 제 1 전기 단자(221) 및 상기 제 2 중간 전기 노드(206)에 직접 연결된 제 2 전기 단자(222)로 구성되는 제 1 공진 커패시터(220)를 구비하는, 전력을 전기 부하(110)에 전달하기 위한 컨버터(145)로서,
- 상기 제 1 공진 인덕터(215) 및 상기 제 2 공진 인덕터(235)는 1보다 작은 가역결합 계수로 함께 유도 결합되고,
상기 제 4 전기 브랜치(207)는 다이오드(255) 또는 제 2 활성 스위치(300)를 포함하며,
상기 다이오드(255)는 제 2 중간 전기 노드(206)와 연결된 캐소드 및 제 2 출력 단자(170)와 연결된 애노드를 갖고,
상기 제 2 활성 스위치(300)는 제 2 중간 전기 노드(206)에 연결된 제 1 전도 단자(256), 제 2 출력 단자(170)에 연결된 제 2 전도 단자(257), 및 상기 제 1 및 제 2 전도 단자(256, 257) 사이의 전류의 통과를 허용하는 포화 상태와 전류의 상기 통과를 막는 차단 상태 간에 제 2 활성 스위치(300)를 스위칭시키기 위해 전기 구동 신호를 수신하도록 구성된 제어 단자(305)를 갖는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항에 있어서,
제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235) 사이의 결합 계수는 0.1 내지 0.8 사이에 포함되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 2 항에 있어서,
제 1 공진 인덕터(215)와 제 2 공진 인덕터(235) 사이의 결합 계수는 0.2 내지 0.6 사이에 포함되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
제 2 출력 단자(170)에 연결된 제 1 단자(241) 및 제 2 입력 단자(155)에 연결된 제 2 단자(242)를 갖는 제 2 공진 커패시턴스(240)를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
주기적 방식으로 제 1 활성 스위치(180)를 온오프하도록 구성된 제 1 컨트롤러(500)를 포함하고, 상기 제 1 컨트롤러(500)는 제 1 활성 스위치(180)의 제 1 전도 단자(185)에 인가된 전압을 측정하고 측정된 전압이 소거되면 상기 제 1 활성 스위치(180)를 턴온하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항에 있어서,
주기적 방식으로 제 2 활성 스위치(300)를 온오프하도록 구성된 제 2 컨트롤러(600)를 포함하고, 상기 제 2 컨트롤러(600)는 제 2 활성 스위치(300)의 제 1 전도 단자(256)에 인가된 전압을 측정하고, 측정된 전압이 소거되면 상기 제 2 활성 스위치(300)를 턴온시키는 도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 6 항에 있어서,
제 2 컨트롤러(600)는 기간보다 짧은 턴온 시간 동안 제 2 활성 스위치(300)를 온 상태로 유지하고, 제 1컨트롤러(500)가 제 1활성 스위치(180)를 턴오프하는 순간 또는 소정의 지연으로 상기 제 2 활성 스위치를 턴오프하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 7 항에 있어서,
제 2 컨트롤러(600)는 제 1 출력 단자(165)에 인가된 전압의 값을 측정하고 측정값과 상기 전압의 원하는 값 사이의 차를 최소화하도록 제 2 활성 스위치(300)를 턴오프시키는 데 있어 지연을 가변하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
제 1 컨트롤러는 제 1 활성 스위치(180)의 제 1 전도 단자(185)에 인가된 전압의 피크 값을 측정하고 측정값과 상기 전압 피크의 원하는 값 사이의 차를 최소화하도록 제 1 활성 스위치(180)의 턴온 시간을 가변하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
제 1 중간 전기 노드(202)를 제 1 공진 커패시턴스(220)의 제 1 단자(221)에 연결하는 전기 브랜치(225)를 따라 배열된 제 3 공진 인덕터(280)를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
다이오드(255) 또는 제 2 활성 스위치(300)에 병렬로 연결된 탱크 커패시턴스(290)를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
제 1 활성 스위치(180)에 병렬로 연결된 탱크 커패시턴스(285)를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터(145). - 삭제
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