IT202100002360A1 - Convertitore per trasferire potenza elettrica ad un carico elettrico - Google Patents

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active switch
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IT102021000002360A
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Igor Spinella
Alberto Michele Difrancesco
Andrea Zanetti
Filippo Muccini
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Eggtronic Eng S P A
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Description

DESCRIZIONE
del Brevetto Italiano per Invenzione Industriale dal titolo:
?CONVERTITORE PER TRASFERIRE POTENZA ELETTRICA
AD UN CARICO ELETTRICO?
Campo della tecnica
La presente invenzione riguarda un convertitore per trasferire potenza elettrica ad un carico elettrico. Il carico elettrico pu? essere un qualunque dispositivo elettrico o elettronico che debba essere alimentato elettricamente per consentirne il funzionamento e/o per caricare le batterie interne del dispositivo stesso. Classici esempi di questo tipo di dispositivi elettrici/elettronici includono, ma non sono limitati a, smartphone, computer, laptop, tablet, televisori, elettrodomestici, sistemi domotici, server e tanti altri dispositivi affini.
Tecnica nota
Una soluzione attualmente molto diffusa per trasferire potenza elettrica ad un carico elettrico ? quella di utilizzare un convertitore, ovvero un circuito elettrico configurato in modo da trasformare una tensione d?ingresso in un una tensione di uscita adatta ad alimentare il carico.
Ad esempio, sono noti convertitori AC/DC atti a trasformare una tensione alternata in una tensione continua, convertitori DC/AC atti a trasformare una tensione continua in una tensione alternata e anche convertitori DC/DC o AC/AC atti a trasformare una tensione continua/alternata in un?altra tensione continua/alternata ma avente caratteristiche differenti.
Per garantire maggiore sicurezza d?uso e robustezza, tutti questi convertitori possono essere realizzati secondo una configurazione isolata, ossia possono comprendere un circuito elettrico primario atto a ricevere la tensione di ingresso ed un circuito elettrico secondario collegato al carico elettrico, i quali sono isolati galvanicamente l?uno rispetto all?altro.
Il circuito primario pu? comprendere un generatore di onde, ossia in un circuito elettrico di tipo switching atto a creare onde di tensione ad alta frequenza, mentre il circuito secondario pu? eventualmente comprendere uno stadio di rettifica atto a trasformare queste onde di tensione in una tensione continua o sostanzialmente continua da applicare al carico.
Una tipica implementazione di questa soluzione ? rappresentata dal convertitore AC/DC di tipo flyback, in cui l?isolamento galvanico ? ottenuto mediante un trasformatore che permette un accoppiamento elettromagnetico tra il circuito primario ed il circuito secondario. Il circuito di tipo flyback ? sostanzialmente una variante del convertitore DC/DC di tipo buck-boost, in cui l?induttore di accumulo dell?energia ? sostituito dal trasformatore.
Questo tipo di circuito presenta il vantaggio di essere particolarmente semplice ed economico ma presenta innumerevoli svantaggi dovuti al fatto che si tratta di un convertitore hard switching.
Un convertitore hard switching ? un circuito dotato di un interruttore la cui commutazione da acceso a spento e viceversa avviene quando la corrente e/o la tensione applicata all?interruttore sono molto diverse da zero, con la conseguenza di generare ingenti perdite dinamiche, anche dette perdite di commutazione, le quali a loro volta limitano la frequenza massima di funzionamento del sistema, causando elevati ingombri e basse efficienze di funzionamento.
Nel corso degli anni questo circuito ? stato affinato mediante tecniche di quasirisonanza, utili ad effettuare commutazioni dell?interruttore in condizioni di tensione relativamente bassa, cos? come con tecniche di active clamping su primario e rettifica sincrona su secondario, utili a ridurre le perdite.
Tutti questi accorgimento hanno tuttavia lo svantaggio di generare una elevata complessit? circuitale, la quale si accompagna ad un alto costo dei componenti e all?introduzione di limiti massimi di frequenza dovuti al controllo in tempo reale dei componenti attivi.
Un?altra strategia per isolare galvanicamente il circuito primario dal circuito secondario di un convertitore ? quella di separarli mediante una coppia di capacit? di isolamento, le quali realizzano un accoppiamento capacitivo in grado di trasmettere la potenza elettrica.
I vantaggi dei convertitori isolati per via capacitiva sono molteplici ma si concretizzano principalmente nella possibilit? di ridurre molto gli ingombri, grazie all?eliminazione del trasformatore e alla possibilit? di incrementare le frequenze di funzionamento (raggiungendo ad esempio centinaia di kHz, MHz, decine di MHz o centinaia di MHz).
Un ulteriore vantaggio di questi convertitori isolati per via capacitiva risiede nel fatto di poter raggiungere un?efficienza di funzionamento pi? alta, che rimane tipicamente stabile sia per carichi elettrici leggeri sia per carichi elettrici pesanti, anzich? una efficienza tendenzialmente bassa con dei picchi di efficienza solo per certi intervalli determinati di carico, come avviene tipicamente nei convertitori isolatici mediante trasformatore.
Tipici esempi di questo tipo di convertitore sono quelli basati su schemi circuitali risonanti, ad esempio basati su circuiti in classe D risonanti, E, F, E/F, E<-1>, F<-1 >o simili.
Questa tipologia di circuiti consente di ridurre drasticamente le perdite dinamiche nei componenti attivi (interruttori, ad esempio MOSFET), cos? come le emissioni elettromagnetiche (EMI), e di incrementare notevolmente la frequenza massima di funzionamento del circuito, a tutto vantaggio degli ingombri, del peso e dei costi.
Un esempio di circuito risonante, che viene utilizzato in un convertitore isolato mediante accoppiamento capacitivo, ? illustrato nella domanda di brevetto internazionale WO2013150352.
Questo circuito ? praticamente un derivato di un amplificatore in classe E o simili, in cui si sfruttano le capacit? di isolamento come capacit? di risonanza del risuonatore LC.
Il circuito presenta innumerevoli vantaggi, tra i quali spicca l?elevata efficienza di funzionamento e le basse perdite dinamiche dovute della possibilit? di ottenere commutazioni dell?interruttore attivo di tipo Zero Voltage Switching e/o Zero Current Switching.
Le basse perdite dinamiche permettono inoltre di incrementare considerevolmente la frequenza di funzionamento, riducendo anche gli ingombri complessivi rispetto al tradizionale convertitore flyback basato su trasformatore.
Uno dei pochi inconvenienti di questa architettura ? rappresentata dalla necessit? di porre un induttore di choke di grande valore tra la tensione di alimentazione del circuito e l?interruttore attivo.
Questo induttore di choke dovrebbe avere un valore teoricamente infinito, al fine di comportarsi sostanzialmente da generatore di corrente, che si carica, durante l?intervallo di tempo in cui l?interruttore ? acceso, e si scarica alimentando il circuito con una corrente grossomodo costante, durante l?intervallo di tempo in cui l?interruttore ? spento.
Chiaramente nei circuiti reali l?induttore di choke non ha un valore infinito ma comunque molto grande e, dunque, caratterizzato da elevati ingombri.
Analoghi ingombri caratterizzano l?induttore di filtro di uscita tipicamente posto a valle dello stadio rettificatore secondario, essendo anche questo componente di valore idealmente infinito.
Un altro componente critico in questa categoria di circuito ? l?induttore risonante in serie con la capacit? di isolamento, avente tipicamente alto valore induttivo, utile anche a compensare la piccola capacit? di isolamento che ? necessaria per garantire basse touch current (anche dette correnti di leakage).
L?alto valore induttivo, l?alta frequenza di funzionamento e l?alto ripple di corrente (corrente sostanzialmente sinusoidale), fanno s? che il suddetto induttore di risonanza risulti la fonte di quasi tutte le perdite di questo tipo di circuito, le quali si concretizzano specialmente in perdite per fenomeni parassiti nel core di materiale magnetico, come ad esempio l?isteresi magnetica e le correnti parassite, e nel filo elettrico avvolto interno ad esso, come ad esempio l?effetto pelle, l?effetto Joule e fenomeni di prossimit?.
Per fronteggiare questo inconveniente, ? stata proposta la soluzione di sostituire l?induttore di choke con un induttore di risonanza atto a risuonare con le capacit? di isolamento.
Un esempio di questa soluzione ? descritto nella domanda di brevetto italiana No.
102018000008935.
Questo circuito permette di sfruttare l?unico induttore presente sul primario, sia come induttore di choke che immagazzina energia durante il periodo di accensione dell?interruttore, sia come induttore di risonanza durante il periodo di spegnimento dell?interruttore, con ci? riducendo sensibilmente il valore totale di induttanza del circuito e di conseguenza diminuendo gli ingombri complessivi e aumentando l?efficienza.
Una ulteriore evoluzione di questa soluzione, anch?essa descritta nella succitata domanda di brevetto italiana No. 102018000008935, prevede di predisporre sul circuito secondario un ulteriore induttore di risonanza, il quale ? in grado di fungere al contempo da riduttore di filtro in uscita e di risuonare con le capacit? di isolamento e con l?induttore di risonanza posto sul circuito primario.
In questo modo, la frequenza totale di risonanza del circuito dipende dalla somma delle induttanze di risonanza di primario e di secondario e dalla serie di capacit? di isolamento.
Oltre al vantaggio della compattezza, data dall?eliminazione di ingombranti componenti induttivi, questo circuito presenta anche il vantaggio di poter avere un ulteriore effetto di cancellazione delle capacit? di isolamento e, dunque, maggiore potenza trasferita al carico a parit? di frequenza e di dimensione delle capacit? di isolamento.
Uno svantaggio di questo circuito risiede tuttavia nelle elevate tensioni di picco sopportate dagli interruttori e nelle alte correnti reattive circolanti nel circuito, in particolare negli induttori, le quali sono fonte di perdite che, seppur inferiori rispetto ai circuiti tradizionali, rappresentano la quasi totalit? delle perdite nel convertitore.
Un ulteriore svantaggio ? la necessit? di predisporre due induttori di risonanza, i quali sono tipicamente caratterizzati da un rapporto induttanza/volume pi? basso rispetto agli induttori di choke.
Le pi? alte correnti picco-picco che si scaricano sugli induttori di risonanza, comportano infatti una maggiore presenza di fenomeni parassiti quali isteresi, effetto pelle ed effetto di prossimit?, i quali vengono tipicamente minimizzati abbassando la permeabilit? relativa del core di materiale magnetico (addirittura utilizzando, a frequenze elevate, gap di aria, materiali basati su nanopolveri di materiale ferromagnetico e dunque assimilabili a induttori a gap distribuito, o induttori avvolti in aria) e dunque incrementando le dimensioni degli induttori.
Questi svantaggi possono essere mitigati da un circuito analogo ma realizzato in configurazione push-pull, il quale richiede tuttavia il raddoppiamento del numero di componenti e risulta quindi adottabile solamente in casi di elevata potenza di uscita, dove ingombri e costi sono meno importanti rispetto ai circuiti a pi? bassa potenza.
Esposizione dell?invenzione
Alla luce di quanto sopra esposto, uno scopo della presente invenzione ? quello di fornire una soluzione che permetta di risolvere, o quantomeno di ridurre sensibilmente, i menzionati inconvenienti della tecnica nota.
Un altro scopo ? quello di raggiungere tale obiettivo nell?ambito di una soluzione semplice, compatta, razionale e dal costo il pi? possibile contenuto.
Questi ed altri scopi sono raggiunti dalle caratteristiche dell?invenzione riportate nella rivendicazione indipendente 1. Le rivendicazioni dipendenti delineano aspetti preferiti e/o particolarmente vantaggiosi dell?invenzione.
In particolare, una forma di attuazione della presente invenzione rende disponibile un convertitore per il trasferimento di potenza elettrica ad un carico elettrico, comprendente:
- un primo terminale di ingresso ed un secondo terminale di ingresso, tra i quali ? possibile applicare una tensione elettrica continua o assimilabile a una tensione elettrica continua,
- un primo terminale di uscita ed un secondo terminale di uscita collegabili ai capi opposti del carico elettrico,
- un primo ramo elettrico atto a collegare il primo terminale di ingresso con un primo nodo elettrico intermedio,
- un secondo ramo elettrico atto a collegare detto primo nodo elettrico intermedio con il secondo terminale di ingresso,
- un terzo ramo elettrico atto a collegare il primo terminale di uscita con un secondo nodo elettrico intermedio,
- un quarto ramo elettrico atto a collegare detto secondo nodo elettrico intermedio con il secondo terminale di uscita,
- un primo interruttore attivo (es. MOSFET o altro transistor) posto sul secondo ramo elettrico ed avente un primo terminale di conduzione collegato al primo nodo elettrico intermedio, un secondo terminale di conduzione collegato con il secondo terminale di ingresso, e un terminale di controllo atto a ricevere un segnale elettrico di pilotaggio per commutare il primo interruttore attivo tra una condizione di saturazione, in cui consente il passaggio di corrente elettrica tra il primo e il secondo terminale di conduzione, ed una condizione di interdizione, in cui impedisce detto passaggio di corrente elettrica, ed
- un circuito risonante dimensionato per ridurre la tensione elettrica e/o la corrente elettrica applicata a detto primo interruttore attivo almeno negli istanti in cui detto primo interruttore attivo commuta dalla condizione di interdizione alla condizione di saturazione (e preferibilmente anche negli istanti in cui detto primo interruttore attivo commuta dalla condizione di saturazione alla condizione di interdizione),
in cui detto circuito risonante comprende almeno:
- un primo induttore di risonanza posto sul primo ramo elettrico ed avente un primo terminale collegato al primo terminale di ingresso ed un secondo terminale collegato al primo nodo elettrico intermedio,
- un secondo induttore di risonanza posto sul terzo ramo elettrico ed avente un primo terminale collegato al secondo nodo elettrico intermedio e un secondo terminale collegato al primo terminale di uscita, e
- una prima capacit? di risonanza,
in cui il primo induttore di risonanza ed il secondo induttore di risonanza sono induttivamente accoppiati tra loro con un fattore di accoppiamento reciproco (K) inferiore a 1.
Da un punto di vista pratico, l?accoppiamento induttivo tra il primo induttore di risonanza ed il secondo induttore di risonanza pu? essere realizzato avvicinando le spire del primo induttore di risonanza alle spire del secondo induttore di risonanza, o nel caso di induttori avvolti su un core di materiale magnetico, avvolgendo le spire del primo induttore di risonanza e le spire del secondo induttore di risonanza sullo stesso core di materiale magnetico o su circuiti magnetici che condividono parte del core.
Rispetto alle implementazioni esclusivamente capacitive delineate in premessa, in cui si avevano due induttori di risonanza fisicamente distinti, nella presente soluzione i due induttori di risonanza sono tipicamente un unico oggetto, ad esempio un unico core di materiale magnetico (es. a forma di toroide, planare o altra geometria) sul quale sono opportunamente avvolte le spire del primo e del secondo induttore di risonanza, praticamente dimezzando la dimensione complessiva di questi due componenti che rappresentano generalmente le parti pi? voluminose del circuito.
Rispetto ai tradizionali circuiti accoppiati solo per via magnetica (quale ad esempio il flyback), il convertitore qui proposto presenta invece il fondamentale vantaggio di essere intrinsecamente Zero Voltage Switching come gli altri circuiti capacitivi gi? sviluppati in passato, con tutti gli importanti vantaggi che ne conseguono, e senza la necessit? di ulteriori circuiti di quasi risonanza o active clamping, quindi con un costo del circuito nettamente inferiore.
Secondo un aspetto dell?invenzione, il fattore di accoppiamento (K) tra il primo induttore di risonanza e il secondo induttore di risonanza pu? essere compreso tra 0.1 e 0.8, preferibilmente compreso tra 0.2 e 0.6.
Questo basso fattore di accoppiamento ? un ulteriore vantaggio rispetto ai classici convertitori basati su trasformatore, che necessitano di k prossimi ad 1 e dunque sono pi? difficilmente industrializzabili a basso costo, e che per garantire al contempo alto fattore di accoppiamento e isolamento tra primario e secondario necessitano di molteplici accorgimenti costruttivi che al contrario non sono necessari nel circuito magnetico con basso fattore di accoppiamento oggetto della presente invenzione.
Grazie al basso fattore di accoppiamento tra il primo induttore di risonanza ed il secondo induttore di risonanza, viene ridotta la mutua induttanza che determina il loro accoppiamento e la medesima non entra in gioco nella risonanza globale del circuito, consentendo cos? al convertitore di funzionare correttamente. Infatti, anche da un punto di vista teorico, l?autoinduttanza del primo induttore di risonanza e l?autoinduttanza del secondo induttore di risonanza sono le componenti di induttanza che determinano la risonanza del circuito assieme alla capacit? di risonanza, mentre la componente di mutua induttanza, utile a trasferire energia da circuito primario a circuito secondario per via induttiva, non interviene nella risonanza del circuito.
Secondo una possibile forma di realizzazione della presente invenzione, la prima capacit? di risonanza pu? comprendere un primo terminale collegata al primo nodo elettrico intermedio ed un secondo terminale collegato al secondo nodo elettrico intermedio.
Grazie a questa soluzione, si ottiene un convertitore ibrido che consente il trasferimento di potenza elettrica sia per via capacitiva, attraverso la prima capacit? di risonanza, sia di per via induttiva, attraverso il reciproco accoppiamento induttivo tra il primo induttore di risonanza e il secondo induttore di risonanza.
Questa soluzione di accoppiamento ibrido capacitivo/induttivo permette di conseguire numerosi vantaggi, specialmente in termini di riduzione degli ingombri, di riduzione delle tensioni di picco e di aumento dell?efficienza.
Per quanto riguarda gli ingombri, questa soluzione di accoppiamento ibrido consente di ottenere una ulteriore riduzione degli ingombri complessivi degli induttori di risonanza grazie al fatto che il flusso magnetico ? ridotto rispetto all?analogo circuito accoppiato solo per via capacitiva.
Infatti, nel convertitore accoppiato solo per via capacitiva, durante l?accensione dell?interruttore attivo, l?induttore di risonanza posto sul circuito primario viene caricato, accumulando energia sotto forma di flusso magnetico, che viene trasferita al carico solo per via capacitiva durante il successivo periodo di spegnimento dell?interruttore attivo.
Al contrario, in virt? dell?accoppiamento induttivo tra il primo induttore di risonanza, posto nel circuito primario, e il secondo induttore di risonanza, posto sul circuito secondario, nel convertitore ibrido qui proposto, una parte dell?energia viene trasferita al carico gi? durante il periodo di carica del primo induttore, riducendo di conseguenza il flusso magnetico massimo negli induttori di risonanza a parit? di potenza trasferita al carico.
Ci? comporta la possibilit? di sottodimensionare il core di materiale magnetico o comunque di scegliere un core con permeabilit? magnetica inferiore, cui corrispondono tipicamente perdite inferiori a frequenze pi? alte, senza penalizzare ingombri ed efficienza come accadrebbe con un accoppiamento solo capacitivo. Per quanto riguarda la tensione di picco, poich? l?energia viene trasferita per via induttiva anche durante il periodo di accensione dell?interruttore attivo, consegue che, a parit? di potenza trasferita al carico, il primo induttore di risonanza accumula meno energia magnetica ed ? dunque sottoposto a minori correnti di picco. Per la stessa ragione, durante la successiva fase di spegnimento del primo interruttore, il primo induttore di risonanza ha meno energia da trasferire sulla capacit? di risonanza, cosicch? sia detta capacit? di risonanza sia l?interruttore attivo devono sopportare una tensione di picco molto inferiore rispetto alle soluzioni tradizionali.
Ci? comporta la possibilit? di utilizzare componenti capaci di sopportare tensioni pi? basse e dunque tipicamente pi? economici, veloci e compatti.
Per quanto riguarda infine l?efficienza, il fatto di trasferire energia al carico per via induttiva (magnetica) durante la fase di accensione dell?interruttore attivo e per via capacitiva (elettrica) durante la fase di spegnimento, consente di ridurre le correnti reattive a parit? di potenza trasferita al carico e, dunque, di incrementare l?efficienza del circuito rispetto al gi? efficientissimo circuito accoppiato per via esclusivamente capacitiva.
Rispetto ai circuiti accoppiati per via esclusivamente capacitiva, la riduzione delle tensioni di picco consente inoltre di adottare interruttori attivi (es. MOSFET) pi? vicini all?idealit? e quindi caratterizzati da minori perdite (es. una minore resistenza di canale consente di ridurre le perdite statiche, mentre tempi di salita e di discesa pi? bassi permettono di ridurre le perdite dinamiche).
Secondo un aspetto di questa forma di attuazione, il circuito risonante pu? comprendere una seconda capacit? di risonanza avente un primo terminale collegato al secondo terminale di uscita ed un secondo terminale collegato al secondo terminale di ingresso (o a una tensione di riferimento cui ? collegato anche il secondo terminale di ingresso).
Grazie a questa soluzione, le capacit? di risonanza fungono anche da capacit? di isolamento che suddividono vantaggiosamente il convertitore in un circuito primario e un circuito secondario galvanicamente separati, sebbene elettricamente accoppiati mediante accoppiamento ibrido capacitivo e induttivo, con i vantaggi delineati in precedenza.
Non si esclude tuttavia che, in altre forme di attuazione, la prima capacit? di risonanza possa comprendere un primo terminale collegato al primo nodo elettrico intermedio ed un secondo terminale collegato al secondo terminale di ingresso (o a una prefissata tensione di riferimento cui ? collegato anche il secondo terminale di ingresso), in modo da risultare in parallelo con il secondo ramo elettrico sui cui ? posto il primo interruttore attivo.
Alternativamente, la prima capacit? di risonanza potrebbe comprendere un primo terminale collegato al secondo nodo elettrico intermedio e un secondo terminale collegato al secondo terminale di uscita (o a una prefissata tensione di riferimento cui ? collegato anche il secondo terminale di uscita), in modo da risultare in parallelo al quarto ramo elettrico.
Grazie a queste soluzioni si ottiene un sistema di accoppiamento di tipo puramente induttivo che, tuttavia, permette ugualmente di realizzare un risuonatore in grado di trasferire in modo efficiente energia elettrica al carico con ingombri relativamente contenuti.
Un diverso aspetto dell?invenzione prevede che il convertitore possa ulteriormente comprendere un primo controllore configurato per accendere e spegnere il primo interruttore attivo in modo periodico, in cui detto primo controllore ? particolarmente configurato per misurare la tensione elettrica applicata al primo terminale di conduzione del primo interruttore attivo e per accendere detto primo interruttore attivo quando la tensione misurata si annulla, ovvero raggiunge un valore uguale a zero.
Questa soluzione ? particolarmente utile per garantire alta efficienza in un ampio intervallo di variazione delle condizioni di lavoro del sistema (ad esempio variazioni di carico o di tensione di ingresso).
Si desidera qui evidenziare che, nella presente trattazione, un controllore pu? essere un qualunque dispositivo elettrico/elettronico capace di determinare e di generare un opportuno segnale di controllo/pilotaggio per il corrispondente interruttore attivo. A ciascun controllore pu? eventualmente essere associato anche un driver, il quale ? atto ad amplificare il segnale di controllo/pilotaggio generato dal controllore e ad applicarlo al corrispondente interruttore attivo.
Un diverso aspetto dell?invenzione, prevede che il quarto ramo elettrico possa comprendere un diodo, il cui catodo ? collegato con il secondo nodo elettrico intermedio ed il cui anodo ? collegato con il secondo terminale di uscita.
In questo modo, ? vantaggiosamente possibile realizzare uno stadio di rettifica, il quale ? in grado di convertire l?onda di tensione realizzata dal primo interruttore attivo in una tensione continua, o assimilabile ad una tensione continua, utile ad alimentare il carico elettrico.
In altre forme di attuazione, al posto del diodo, il quarto ramo elettrico pu? comprendere un secondo interruttore attivo, ad esempio un MOSFET o altro transistor, il quale presenta un primo terminale di conduzione collegato al secondo terminale della prima capacit? di risonanza, un secondo terminale di conduzione collegato con il secondo terminale di uscita, e un terminale di controllo atto a ricevere un segnale elettrico di pilotaggio per commutare il secondo interruttore attivo tra una condizione di saturazione, in cui consente il passaggio di corrente elettrica tra il primo e il secondo terminale di conduzione, ed una condizione di interdizione, in cui impedisce detto passaggio di corrente elettrica.
Grazie a questa seconda soluzione, lo stadio di rettifica pu? risultare globalmente pi? efficiente, realizzando ad esempio una rettifica sincrona efficiente ed economica, in quanto basata su un singolo interruttore attivo riferito ad un potenziale costante, ad esempio il terminale di massa del circuito secondario.
Nell?ambito di questa seconda soluzione, un preferito aspetto dell?invenzione prevede che il convertitore possa comprendere un secondo controllore configurato per accendere e spegnere il secondo interruttore attivo in modo periodico, in cui detto secondo controllore ? particolarmente configurato per misurare la tensione elettrica applicata al primo terminale di conduzione del secondo interruttore attivo e per accendere detto secondo interruttore attivo quando la tensione misurata si annulla, ovvero raggiunge un valore uguale a zero.
In questo modo, ? vantaggiosamente possibile garantire che anche l?accensione del secondo interruttore attivo avvenga in modalit? ZVS, riducendo le perdite e quindi aumentando l?efficienza del circuito.
Inoltre, il fatto di avere una commutazione controllata sulla base della misura della tensione consente di garantire alta efficienza in un ampio intervallo di variazione delle condizioni di lavoro del sistema.
Secondo un preferito aspetto di questa soluzione, il secondo controllore pu? essere ulteriormente configurato per mantenere il secondo interruttore attivo acceso per un tempo di accensione inferiore alla durata del periodo, spegnendolo nell?istante in cui il primo controllore spegne il primo interruttore attivo o con un certo ritardo, ovvero in un istante successivo.
Grazie a questa soluzione, regolando opportunamente il ritardo di spegnimento del secondo interruttore attivo rispetto allo spegnimento del primo interruttore attivo, risulta efficacemente possibile regolare in modo continuo la potenza elettrica trasmessa al carico elettrico, da un valore massimo, ottenibile se il secondo interruttore attivo viene spento nel medesimo istante di spegnimento del primo interruttore attivo, ad un valore pari a zero, ottenibile se il secondo interruttore attivo rimane acceso per un periodo intero, ovvero qualora il secondo interruttore non venisse mai spento.
Ad esempio, il secondo controllore pu? essere configurato per misurare un valore della tensione elettrica applicata al carico elettrico, ad esempio al primo terminale di uscita, e per variare il ritardo di spegnimento del secondo interruttore attivo in modo da minimizzare, ad esempio annullare, una differenza tra il valore misurato ed un valore desiderato di detta tensione elettrica.
In questo modo, si ottiene un anello di controllo in retrazione che, a partire da un valore desiderato della tensione da applicare al carico elettrico, rappresentativo della potenza elettrica richiesta dal carico stesso, ? in grado di regolare automaticamente il ritardo di spegnimento del secondo interruttore attivo, al fine di applicare al carico elettrico un valore reale della tensione elettrica sostanzialmente uguale a quello desiderato.
Un effetto elettrico associato a questa regolazione consiste nel fatto che, aumentando il ritardo di spegnimento del secondo interruttore attivo, si pu? manifestare un aumento progressivo del valore di picco della tensione elettrica che viene applicata al primo interruttore attivo, ad esempio al primo terminale di conduzione del primo interruttore attivo. Questo aumento di tensione di picco sul circuito primario deriva dal fatto che incrementando il ritardo di spegnimento dell?interruttore secondario si riduce l?energia attiva trasferita al carico incrementando l?energia reattiva accumulata nel circuito.
Traendo vantaggio da questo effetto, un ulteriore aspetto dell?invenzione prevede che il primo controllore possa essere configurato per misurare il valore di picco della tensione elettrica applicata al primo interruttore attivo, ad esempio al primo terminale di conduzione del primo interruttore attivo, e per variare il tempo di accensione del primo interruttore attivo in modo da minimizzare, ad esempio annullare, una differenza tra il valore misurato ed un valore desiderato di detto picco della tensione elettrica.
Grazie a questa soluzione, ? vantaggiosamente possibile regolare il funzionamento del primo interruttore attivo in funzione delle necessit? del carico elettrico da alimentare, evitando che la tensione di picco raggiunga valori eccessivamente elevati e, grazie alla riduzione del tempo di accensione del primo interruttore attivo, facendo in modo che il secondo interruttore attivo funzioni sempre con il minimo ritardo di spegnimento possibile e, dunque, nelle migliori condizioni di efficienza, date sostanzialmente dalla minima energia reattiva accumulata nel sistema.
Secondo un altro aspetto dell?invenzione, il circuito risonante pu? comprendere un terzo induttore di risonanza, preferibilmente avente un piccolo valore di induttanza, disposto lungo un ramo elettrico che collega il nodo elettrico intermedio al primo terminale della prima capacit? di risonanza.
Questo terzo induttore di risonanza entra nel calcolo della frequenza di risonanza del circuito globale, lasciando invariata l?induttanza totale del circuito. In altre parole, per una data frequenza di risonanza del circuito, se viene incrementato il valore di induttanza del terzo induttore di risonanza, vengono corrispondentemente diminuiti i valori di induttanza del primo e/o del secondo induttore di risonanza, mantenendo gli ingombri grossomodo costanti.
Il vantaggio dato dall?introduzione del terzo induttore di risonanza consiste nell?introduzione di una ulteriore armonica di risonanza del circuito a frequenza pi? alta di quella fondamentale, che comporta delle oscillazioni di tensione sul primo terminale degli interruttori (es. drain) durante il tempo di spegnimento e delle oscillazioni di corrente nel canale degli interruttori durante il tempo di accensione degli stessi.
Le oscillazioni di tensione sul primo terminale sono marginalmente utili per incrementare almeno leggermente la potenza trasferita al carico, in quanto, essendo a pi? alta frequenza rispetto alla frequenza fondamentale, passano pi? facilmente la barriera capacitiva che agisce come un filtro passa-alto.
Le oscillazioni di corrente durante il tempo di accensione degli interruttori possono invece essere estremamente utili, poich?, qualora il periodo di oscillazione della corrente venga opportunamente calcolato per essere sottomultiplo del periodo di accensione degli interruttori, si riesce a minimizzare la corrente istantanea di spegnimento, portando dunque il circuito in condizioni prossime a Zero Current Switching in fase di spegnimento.
Questo effetto ? particolarmente utile per minimizzare le perdite dinamiche di spegnimento del primo interruttore posto sul circuito primario.
Infatti, sebbene l?interruttore posto sul circuito primario sia gi? Zero Voltage Switching in fase di accensione (e Zero Current Switching), lo spegnimento potrebbe avvenire in condizione di massima corrente e dunque di perdita dinamica non nulla proporzionale al picco di corrente ed al tempo di spegnimento.
Al contrario, grazie all?aggiunta dell?armonica superiore, che produce oscillazione di corrente, e una scelta opportuna della sua frequenza, ? vantaggiosamente possibile spegnere l?interruttore in condizioni di Zero Current Switching o comunque con correnti fortemente ridotte, abbattendo drasticamente le perdine dinamiche di spegnimento.
Un altro aspetto dell?invenzione, il convertitore pu? ulteriormente comprendere una capacit? di tank collegata in parallelo al diodo o al secondo interruttore attivo. In aggiunta o in alternativa, il convertitore potrebbe comprendere una capacit? di tank collegata in parallelo al primo interruttore attivo.
Le capacit? di tank in parallelo all?interruttore di primario o al diodo (o interruttore in caso di rettifica sincrona) di secondario pu? aiutare a raggiungere il tuning del circuito e a minimizzare la derivata di tensione nell?istante di accensione dell?interruttore di primario, garantendo dunque minori perdite dinamiche di accensione legate a brusche variazioni di corrente.
Inoltre, queste capacit? hanno un effetto positivo in quanto riescono a rendere il circuito pi? insensibile rispetto alle tolleranze costruttive degli interruttori e dei componenti ed in particolare rispetto alle capacit? parassite di interruttori e induttanze.
Inoltre, le capacit? di tank abbassano la frequenza di risonanza del circuito, il ch? in talune situazioni pu? essere vantaggioso.
Infine, le capacit? di tank possono essere collegate mediante ulteriori interruttori in serie solo in determinate condizioni di tensione o potenza (es. in condizioni di alta tensione di ingresso e bassa potenza trasferita al carico) per ridurre in modo semplice la potenza trasferita al carico.
Breve descrizione delle figure
Ulteriori caratteristiche e vantaggi dell?invenzione risulteranno evidenti dalla lettura della descrizione seguente fornita a titolo esemplificativo e non limitativo, con l?ausilio delle figure illustrate nelle tavole allegate.
La figura 1 ? lo schema generale di un sistema per il trasferimento di potenza elettrica secondo una forma di attuazione della presente invenzione.
La figura 2 ? lo schema elettrico di convertitore utilizzabile nel sistema di figura 1. La figura 3 ? una variante del convertitore di figura 2.
La figura 4 ? un grafico che mostra una possibile forma dell?onda di tensione e della corrente ottenibile in corrispondenza del nodo elettrico intermedio del convertitore secondo la figura 2 in funzione del segnale di pilotaggio.
La figura 5 ? lo schema elettrico di un convertitore utilizzabile nel sistema di figura 1, secondo un?altra variante della presente invenzione.
La figura 6 ? un grafico che mostra l?andamento del segnale di pilotaggio del primo interruttore attivo e del secondo interruttore attivo di figura 5 e le forme d?onda delle tensioni elettriche applicate agli stessi, nella condizione in cui entrambi gli interruttori attivi vengano spenti contemporaneamente.
La figura 7 ? un grafico che mostra l?andamento del segnale di pilotaggio del primo interruttore attivo e del secondo interruttore attivo di figura 5 e le forme d?onda delle tensioni elettriche applicate agli stessi, nella condizione in cui il secondo interruttore attivo venga spento con un certo ritardo rispetto al primo interruttore attivo.
La figura 8 ? lo schema elettrico di convertitore utilizzabile nel sistema di figura 1, secondo una terza variante della presente invenzione.
La figura 9 ? un grafico che mostra una possibile forma dell?onda di tensione e della corrente ottenibile in corrispondenza del primo nodo elettrico intermedio del convertitore secondo la figura 8 in funzione del segnale di pilotaggio.
La figura 10 ? lo schema elettrico di convertitore utilizzabile nel sistema di figura 1, secondo una quarta variante della presente invenzione.
La figura 11 ? lo schema elettrico di un convertitore utilizzabile nel sistema di figura 1, secondo una quinta variante della presente invenzione.
Descrizione dettagliata
Una forma di attuazione della presente invenzione rende disponibile un sistema 100 per il trasferimento di potenza elettrica da una sorgente di tensione elettrica continua 105, o almeno assimilabile ad una tensione continua, ad un carico elettrico 110.
Il carico elettrico 110, che ? genericamente rappresentato con il simbolo di una resistenza elettrica, pu? essere qualunque dispositivo elettrico o elettronico che debba essere alimentato elettricamente per consentirne il funzionamento e/o per caricare le batterie interne del dispositivo stesso.
Classici esempi di dispositivi elettrico/elettronici di questo tipo sono i computer, i tablet, gli smartphone, i televisori, gli elettrodomestici, i sistemi domotici, i server e tanti altri.
In alcune forme di realizzazione, la sorgente di tensione continua 105 pu? essere un generatore di tensione continua o una batteria.
In altre forme di realizzazione, la sorgente di tensione continua 105 pu? invece comprendere un rettificatore 115 atto a ricevere in ingresso una tensione alternata proveniente da una sorgente di tensione alternata 120, a convertire detta tensione alternata in una tensione rettificata pi? o meno assimilabile ad una tensione continua e a fornire in uscita detta tensione continua.
La sorgente di tensione alternata 120 pu? essere ad esempio una comune rete di distribuzione elettrica, la quale pu? essere atta a fornire una tensione alternata di valore variabile a seconda dei Paesi o degli usi (es. industriale o domestico). A titolo puramente esemplificativo, la sorgente di tensione alternata 120 pu? essere una rete 50-60Hz, 90-240V AC.
In termini generali, il rettificatore 115 pu? comprendere un primo terminale di ingresso 125 ed un secondo terminale di ingresso 130, i quali sono collegabili alla sorgente di tensione alternata 120, in modo tale che quest?ultima sia atta ad applicare tra questi due terminali una differenza di tensione elettrica variabile in modo alternativo nel tempo (tensione alternata).
Ad esempio, il secondo terminale di ingresso 130 del rettificatore 115 pu? essere collegato ad una tensione di riferimento, e viene generalmente definito terminale di neutro, e la sorgente di tensione alternata 120 pu? essere atta ad applicare al primo terminale di ingresso 125, detto in genere terminale di fase, una tensione che varia in modo sinusoidale nel tempo intorno al valore medio definito dalla tensione di riferimento. E? da notare come il generatore 120 possa essere collegato ai terminali 125 e 130 scambiando i terminali senza che ci? influisca sull?uscita del rettificatore 115.
Il rettificatore 115 pu? ulteriormente comprendere un primo terminale di uscita 135 ed un secondo terminale di uscita 140, tra i quali viene applicata la differenza di tensione elettrica continua ottenuta dalla conversione della tensione alternata ricevuta in ingresso, dove il valore della tensione elettrica applicata al primo terminale di uscita 135 ? generalmente non-inferiore al valore di tensione elettrica applicata al secondo terminale di uscita 140.
Ad esempio, il secondo terminale di uscita 140 pu? essere collegato alla tensione di riferimento mentre al primo terminale di uscita 135 pu? essere applicata una tensione costante (a meno del ripple), di valore non-inferiore al valore della tensione di riferimento, la quale ? ottenuta dalla rettifica della tensione alternata di ingresso.
Il rettificatore 115 pu? essere realizzato sotto forma di un ponte a diodi (ad esempio di Graez) ma non si esclude che, in altre forme di realizzazione, esso possa essere un rettificatore a singolo diodo, a doppio diodo abbinato, un rettificatore sincrono o altro.
Eventualmente, il rettificatore 115 pu? essere provvisto di un circuito di filtraggio, ad esempio un filtro capacitivo, la cui funzione ? quella di stabilizzare la differenza di tensione tra il primo ed il secondo terminale di uscita 135 e 140, riducendo il ripple e quindi livellando la tensione ad un valore sostanzialmente costante nel tempo.
Il sistema 100 comprende inoltre un convertitore, indicato globalmente con 145, ovvero un circuito elettrico atto a ricevere in ingresso la tensione fornita dalla sorgente 105, a convertirla e a trasmetterla al carico elettrico 110.
In termini generali, il convertitore 145 pu? comprendere un primo terminale di ingresso 150 ed un secondo terminale di ingresso 155, tra i quali viene applicata una differenza di tensione sostanzialmente costante, ottenuta a partire dalla tensione fornita dalla sorgente di tensione continua 105, dove il valore della tensione elettrica applicata al primo terminale di ingresso 150 ? generalmente superiore al valore di tensione elettrica applicata al secondo terminale di ingresso 155.
Ad esempio, il secondo terminale di ingresso 155 pu? essere collegato al secondo terminale di uscita 140 del rettificatore 115 o alla tensione di riferimento, mentre il primo terminale di ingresso 150 pu? essere collegato al primo terminale di uscita 135 del rettificatore 115.
Eventualmente, tra il rettificatore 115 ed il convertitore 145 pu? essere interposto un circuito ausiliario (non illustrato) atto a ricevere in ingresso la tensione fornita dal rettificatore 115 e a convertirla in un?altra tensione, ad esempio in una tensione di valore ridotto, pi? idonea per alimentare il convertitore 145 e/o utile per altri fini, ad esempio per migliorare il fattore di potenza e/o per agevolare il controllo del sistema 100.
Il convertitore 145 pu? comprendere inoltre un primo terminale di uscita 165 ed un secondo terminale di uscita 170, i quali possono essere elettricamente collegati ai capi opposti del carico elettrico 110.
Entrando pi? nel dettaglio, il convertitore 145 pu? comprendere almeno un generatore di onde 175, ovvero un circuito elettrico che ? alimentato dalla sorgente di tensione continua 105, ad esempio dal rettificatore 115, per generare un?onda di tensione, ovvero una successione di impulsi di tensione che si susseguono con una prefissata frequenza temporale.
Preferibilmente, il generatore di onde 175 ? atto a generare un?onda di tensione ad alta frequenza, tipicamente dell?ordine delle centinaia di KHz, dei MHz, delle decine di MHz o delle centinaia di MHz.
Per generare l?onda di tensione, il generatore di onde 175 comprende almeno un interruttore attivo 180, ad esempio un transistor (es. transistor a giunzione bipolare BJT, transistor ad effetto di campo FET, MOSFET, GaN, SiC, MESFET, JFET, IGBT ed altri), il quale ? atto ad accendersi e spegnersi (ossia passare da una condizione di interdizione ad una condizione di saturazione e viceversa) dietro comando di un opportuno segnale elettrico di pilotaggio.
Pi? in particolare, l?interruttore attivo 180 pu? comprendere un primo terminale di conduzione 185 (es. il drain di un MOSFET di tipo N), un secondo terminale di conduzione 190 (es. la source di un MOSFET di tipo N), ed un terminale di controllo 195 (es. il gate di un MOSFET di tipo N).
Quando l?interruttore attivo 180 ? spento, ovvero si trova in condizione di interdizione, la corrente elettrica non pu? scorrere tra il primo ed il secondo terminale di conduzione 185 e 190.
Viceversa, quando l?interruttore attivo 180 ? acceso, ovvero si trova in condizione di saturazione, la corrente elettrica scorre liberamente tra il primo ed il secondo terminale di conduzione 185 e 190.
La commutazione dell?interruttore attivo 180 tra queste due condizioni ? comandata dal segnale elettrico di pilotaggio, il quale viene applicato al terminale di controllo 195.
In pratica, quando la tensione del segnale elettrico di pilotaggio ? superiore o uguale ad un certo valore di soglia, l?interruttore attivo 180 si trova in condizione di saturazione (acceso e capace di condurre corrente elettrica).
Quando viceversa la tensione del segnale elettrico di pilotaggio ? inferiore al valore di soglia, l?interruttore attivo 180 si trova in condizione di interdizione (spento).
Per generare l?onda di tensione, il segnale elettrico di pilotaggio pu? essere un segnale periodico che varia tra un valore di tensione minimo (eventualmente nullo) inferiore al valore di soglia dell?interruttore attivo 180 ed un valore massimo superiore a detto valore di soglia.
Ad esempio, il segnale elettrico di pilotaggio pu? essere un segnale ad onda quadra.
La frequenza del segnale elettrico di pilotaggio, che corrisponde in pratica alla frequenza di commutazione dell?interruttore attivo 180 e, quindi, alla frequenza dell?onda di tensione generata, ? preferibilmente scelta di valore piuttosto elevato, ad esempio dell?ordine delle centinaia di KHz, dei MHz, delle decine di MHz o delle centinaia di MHz.
Durante ciascun periodo del segnale di pilotaggio, il lasso di tempo durante il quale il segnale elettrico di pilotaggio ? superiore alla soglia di accensione dell?interruttore attivo 180 pu? essere chiamato tempo di accensione, mentre il lasso di tempo durante il quale il segnale elettrico di pilotaggio ? inferiore alla soglia di accensione dell?interruttore attivo 180 pu? essere chiamato tempo di spegnimento.
Quando il segnale elettrico di pilotaggio, passando dal valore di tensione minimo al valore di tensione massimo, supera il valore di soglia, si dice che l?interruttore attivo 180 si accende o che viene acceso.
Quando viceversa il segnale elettrico di pilotaggio, passando dal valore di tensione massimo al valore di tensione minimo, scende sotto il valore di soglia, si dice che l?interruttore attivo 180 si spegne o che viene spento.
Il segnale elettrico di pilotaggio dell?interruttore attivo 180 pu? essere generato da un apposito controllore, indicato con 500 in figura 2, il quale pu? essere opportunamente collegato al terminale di controllo 195 dell?interruttore attivo 180 attraverso qualunque sistema in grado di trasferire segnali elettrici (anche wireless). Il controllore 500 pu? essere qualunque dispositivo elettrico/elettronico in grado di generare il segnale elettrico di pilotaggio ed eventualmente di cambiarne una o pi? caratteristiche, ad esempio il tempo di accensione e di spegnimento mantenendo costante o variando il periodo.
Al controllore 500 pu? essere associato un rispettivo driver (non illustrato), ossia un dispositivo elettrico/elettronico atto a ricevere il segnale di pilotaggio generato dal controllore 500, ad amplificarlo opportunamente ed infine ad applicarlo all?interruttore attivo 180.
Secondo un preferito aspetto della presente soluzione, il controllore 500 pu? essere ad esempio configurato per misurare la tensione elettrica che viene applicata al primo terminale di conduzione 185 del primo interruttore attivo 180 (es. al drain del MOSFET) e per accendere l?interruttore attivo 180 quando la tensione misurata si annulla, ovvero scende ad un valore uguale a zero.
Dopo questa fase di accensione, il controllore 500 pu? mantenere il primo interruttore attivo acceso per un certo tempo di accensione, il quale pu? variare per variare l?energia del sistema.
Ad esempio, il tempo di accensione pu? essere regolato in funzione della tensione elettrica di picco sul primo terminale di conduzione 185, per garantire minima energia reattiva del sistema.
Al termine del tempo di accensione, il controllore 500 pu? essere configurato per spegnere il primo interruttore attivo 180 e per lasciarlo spento fino a quando la tensione si annulla nuovamente.
In questo modo, il tempo di spegnimento rimane sostanzialmente costante o pu? variare leggermente solo nel caso in cui si verifichi una piccola variazione nella forma d?onda della tensione elettrica in corrispondenza del primo terminale di conduzione 185, ad esempio a causa di diversi livelli di energia.
Oltre all?interruttore attivo 180, il generatore di onde 175 comprende anche un circuito risonante 200, ad esempio un circuito reattivo completamente risonante o quasi risonante.
Il circuito risonante 200 ? in generale un circuito elettrico che comprende una o pi? reattanze, ad esempio una o pi? capacit? e/o induttanze, le quali sono opportunamente collegate tra loro e accordate in modo da risuonare ad una data frequenza.
L?accordatura del circuito risonante 200 consiste essenzialmente nel dimensionamento delle suddette reattanze, in termini rispettivamente di capacit? e induttanza elettrica.
In questo caso, il circuito risonante 200 ? collegato all?interruttore attivo 180 ed ? accordato in modo da ridurre la tensione elettrica e/o la potenza elettrica che viene applicata all?interruttore attivo 180, durante ogni fase di commutazione da spento ad acceso e, preferibilmente, anche durante ogni fase di commutazione da acceso a spento.
Preferibilmente, il circuito risonante 200 ? accordato in modo che, durante ogni fase di commutazione dell?interruttore attivo 180, la tensione elettrica e/o la corrente elettrica applicata all?interruttore attivo 180 sia ridotta ad un valore pari a zero o sostanzialmente pari a zero, ottenendo in questo modo un generatore di onde 175 operante in modalit? zero voltage switching (ZVS) e/o zero current switching (ZCS).
Ad esempio, il circuito risonante 200 pu? essere accordato in modo da risuonare ad una frequenza uguale o prossima alla frequenza di pilotaggio dell?interruttore attivo 180.
In questo modo, si abbattono notevolmente le perdite elettriche durante i cicli di commutazione dell?interruttore attivo 180, consentendo di aumentare la frequenza di tali cicli e quindi la frequenza dell?onda di tensione da essi generata, con il risultato di poter aumentare la potenza elettrica trasmessa, a parit? di tensione applicata, oppure di poter abbassare la tensione applicata, a parit? di potenza elettrica trasmessa.
A partire da queste considerazioni generali, una possibile forma di realizzazione del convertitore 145 ? illustrata in figura 2.
In questa forma di realizzazione, il convertitore 145 comprende un circuito primario ed un circuito secondario.
Il circuito primario comprende un primo ramo elettrico 201, il quale si estende dal primo terminale di ingresso 150 ad un primo nodo elettrico intermedio 202, ed un secondo ramo elettrico 203, il quale si estende da detto nodo elettrico intermedio 202 al secondo terminale di ingresso 155, oppure ad una prefissata tensione di riferimento di primario 204 cui pu? essere collegato anche il secondo terminale di ingresso 155.
Il circuito secondario comprende un terzo ramo elettrico 205, il quale si estende dal primo terminale di uscita 165 ad un secondo nodo elettrico intermedio 206, ed un quarto ramo elettrico 207, il quale si estende da detto nodo elettrico intermedio 206 al secondo terminale di uscita 170, oppure ad una prefissata tensione di riferimento di secondario 208 cui pu? essere collegato anche il secondo terminale di uscita 170.
L?interruttore attivo 180 ? posto sul secondo ramo elettrico 203, ad esempio in modo che il primo terminale di conduzione 185 dell?interruttore attivo 180 (ad esempio il drain di un MOSFET di tipo N) sia collegato al nodo elettrico intermedio 202 e che il secondo terminale di conduzione 190 dell?interruttore attivo 180 (ad esempio la source di un MOSFET di tipo N) sia collegato al secondo terminale di ingresso 155 o semplicemente alla tensione di riferimento 204.
Il circuito risonante 200 comprende un primo induttore di risonanza 215, il quale ? posto sul primo ramo elettrico 201 e comprende un primo terminale 216 elettricamente collegato al primo terminale di ingresso 150 ed un secondo e opposto terminale 217 elettricamente collegato al nodo elettrico intermedio 202.
Il circuito risonante 200 comprende inoltre una prima capacit? di risonanza 220, la quale presenta un primo terminale elettrico 221 ed un secondo terminale elettrico 222, ciascuno dei quali ? connesso ad una rispettiva armatura della prima capacit? di risonanza 220.
Mediante un ramo elettrico 225, il primo terminale 221 pu? essere collegato con il primo nodo elettrico intermedio 202.
Mediante un ramo elettrico 230, il secondo terminale 222 pu? essere collegato al secondo nodo elettrico intermedio 206.
Sul terzo ramo elettrico 205 pu? essere posto un secondo induttore di risonanza 235, il quale comprende un primo terminale 236 elettricamente collegato al secondo nodo elettrico intermedio 206, ed un secondo e opposto terminale 237 elettricamente collegato al primo terminale di uscita 165 del convertitore 145. Il circuito risonante 200 pu? comprendere inoltre una seconda capacit? di risonanza 240, la quale presenta un primo terminale elettrico 241 ed un secondo terminale elettrico 242, ciascuno dei quali ? connesso ad una rispettiva armatura della seconda capacit? di risonanza 240.
Mediante un ramo elettrico 245, il primo terminale elettrico 241 della seconda capacit? di risonanza 240 pu? essere elettricamente collegato al secondo terminale di uscita 170 del convertitore 145.
Il secondo terminale elettrico 242 pu? essere collegato, mediante un ulteriore ramo elettrico, al secondo terminale di ingresso 155, oppure pu? essere collegato alla tensione di riferimento di primario 204.
In questo modo, le due capacit? di risonanza 220 e 240 fungono anche da capacit? di isolamento che separano galvanicamente il circuito primario, che comprende almeno l?interruttore attivo 180 e il primo induttore di risonanza 215, ed il circuito secondario, che comprende almeno il secondo induttore di risonanza 235 e il carico elettrico 110.
Come illustrato in figura 3, esiste tuttavia anche la possibilit? di realizzare un convertitore 145 non isolato galvanicamente, il quale ? del tutto analogo a quello descritto in precedenza, con la differenza di non essere provvisto della seconda capacit? di risonanza 240 e di avere il ramo elettrico 245 che collega direttamente il secondo terminale di uscita 170 con il secondo terminale di ingresso 155, ovvero con la tensione di riferimento di primario 204.
La potenza elettrica pu? passare dal circuito primario al circuito secondario grazie all?accoppiamento capacitivo realizzato dalla prima capacit? di risonanza 220 ed eventualmente dalla seconda capacit? di risonanza 240 (se presente).
In particolare, durante ciascun tempo di accensione dell?interruttore attivo 180, il primo induttore di risonanza 215 posto sul circuito primario viene caricato, accumulando energia sotto forma di flusso magnetico, che viene trasferita al carico elettrico 110 per via capacitiva, ovvero attraverso l?accoppiamento elettrico capacitivo realizzato dalla prima capacit? di risonanza 220, ed eventualmente dalla seconda capacit? di risonanza 240 (se presente), durante il successivo tempo di spegnimento dell?interruttore attivo 180.
Come anticipato in precedenza, il primo induttore di risonanza 215, il secondo induttore di risonanza 235, la prima capacit? di risonanza 220 e l?eventuale seconda capacit? di risonanza 240 (se presente), sono dimensionate (accordate) in modo da realizzare un risonatore (circuito risonante 200) che riduce, preferibilmente annulla, la tensione elettrica e/o la corrente elettrica che ? applicata all?interruttore attivo 180 durante ogni singola fase di commutazione dalla condizione di interdizione (spegnimento) alla condizione di saturazione (accensione) e, preferibilmente, anche dalla condizione di saturazione (accensione) alla condizione di interdizione (spegnimento).
In questo modo, in corrispondenza del nodo elettrico intermedio 202, ? vantaggiosamente possibile ottenere una tensione elettrica che, in funzione del segnale elettrico di pilotaggio dell?interruttore attivo 180, ? variabile nel tempo secondo una forma d?onda capace di garantire transizioni ZVS e/o ZCS dell?interruttore attivo 180 stesso.
I possibili andamenti nel tempo della tensione elettrica VD in corrispondenza del nodo elettrico intermedio 202 e della corrente elettrica ID che attraversa l?interruttore attivo 180, sono mostrati in figura 4 in funzione del segnale di elettrico VG di pilotaggio dell?interruttore attivo 180.
In pratica, si tratta di forme d?onda uguali o comunque analoghe a quelle ottenibili mediante un generatore di onde basato su una struttura circuitale simile ad un amplificatore in classe E od F o basato su un qualunque altro amplificatore risonante ZVS e/o ZCS.
Ottenendo le stesse forma d?onda, ovvero generando la stessa onda di tensione, il generatore di onde 175 sopra delineato ottiene gli stessi vantaggi dei generatori di onde risonanti poc?anzi menzionati, in particolare in termini di riduzione delle perdite elettriche durante le fasi di commutazione dell?interruttore attivo e quindi di aumento delle frequenze di funzionamento.
Rispetto a questi generatori di onde, il generatore di onde 175 ha tuttavia il notevole vantaggio di non necessitare di ingombranti induttanze di choke, consentendo una significativa riduzione delle dimensioni e dei costi.
Secondo un importante aspetto della presente invenzione, il primo induttore di risonanza 215 ed il secondo induttore di risonanza 235 sono induttivamente accoppiati tra loro con un fattore di accoppiamento reciproco K inferiore all?unit?, ovvero inferiore a 1.
Da un punto di vista pratico, questo accoppiamento induttivo pu? essere realizzato avvicinando le spire del primo induttore di risonanza 215 alle spire del secondo induttore di risonanza 235, o nel caso di induttori avvolti su un core di materiale magnetico, avvolgendo le spire del secondo induttore di risonanza 235 direttamente sul core di materiale magnetico su cui sono avvolte anche le spire del primo induttore di risonanza 215 o su circuiti magnetici che condividono parte del core.
Grazie a questa soluzione, i due induttori di risonanza 215 e 235 possono risultare realizzati sotto forma di un unico componente, ad esempio un unico core di materiale magnetico (es. a forma di toroide, planare o altra geometria) sul quale sono opportunamente avvolte le spire del primo e del secondo induttore di risonanza 215 e 235, praticamente dimezzando la dimensione complessiva di questi due componenti che rappresentano generalmente le parti pi? voluminose del circuito globale.
Inoltre, in virt? dell?accoppiamento induttivo tra il primo induttore di risonanza 215 e il secondo induttore di risonanza 235, l?energia elettrica viene trasferita al carico elettrico 110 non solo durante le fasi (tempi) di spegnimento dell?interruttore attivo 180 ma anche durante le fasi (tempi) di accensione.
In pratica, mentre l?interruttore attivo 180 ? acceso (condizione di saturazione), il primo induttore di risonanza 215, oltre a caricarsi accumulando energia sotto forma di flusso magnetico, trasferisce direttamente e contemporaneamente almeno una parte di detta energia al circuito secondario, ovvero al carico elettrico 110, grazie all?accoppiamento induttivo con il secondo induttore di risonanza 235. In questo modo, il flusso magnetico risulta globalmente inferiore rispetto ad un analogo circuito accoppiato solo per via capacitiva, consentendo di sottodimensionare il core di materiale magnetico o comunque di scegliere un core con permeabilit? magnetica inferiore, cui corrispondono tipicamente perdite inferiori a frequenze pi? alte, senza penalizzare ingombri ed efficienza.
Inoltre, poich? l?energia viene trasferita dal circuito primario al circuito secondario per via induttiva anche durante il periodo di accensione dell?interruttore attivo 180, a parit? di potenza trasferita al carico elettrico 110, il primo induttore di risonanza 215 accumula meno energia magnetica ed ? dunque sottoposto a minori correnti di picco.
Per la stessa ragione, durante il successivo tempo di spegnimento dell?interruttore attivo 180, il primo induttore di risonanza 215 ha meno energia da trasferire sulle capacit? di risonanza/isolamento 220 e 240, cosicch? sia dette capacit? di risonanza/isolamento 220 e 240, sia l?interruttore attivo 180, devono sopportare tensioni di picco molto inferiori rispetto alle soluzioni accoppiate solamente per via capacitiva.
Ci? comporta la possibilit? di utilizzare componenti capaci di sopportare tensioni pi? basse e dunque tipicamente pi? economici, veloci e compatti.
Inoltre, la riduzione delle tensioni di picco consente di adottare un interruttore attivo 180 (es. MOSFET) pi? vicino all?idealit? e quindi caratterizzato da minori perdite (es. una minore resistenza di canale consente di ridurre le perdite statiche, mentre tempi di salita e di discesa pi? bassi permettono di ridurre le perdite dinamiche).
Il fatto di trasferire energia al carico elettrico 110 per via induttiva (magnetica) durante il periodo di accensione dell?interruttore attivo 180 e per via capacitiva (elettrica) durante il periodo di spegnimento, consente infine di ridurre le correnti reattive a parit? di potenza trasferita al carico elettrico 110 e, dunque, di incrementare l?efficienza globale del convertitore 145 rispetto ai gi? efficientissimi convertitori accoppiati per via esclusivamente capacitiva.
Tutti questi vantaggi vengono conseguiti rimanendo nell?ambito di un circuito intrinsecamente Zero Voltage Switching, che consente al convertitore 145 sopra delineato di essere caratterizzato da perdite e ingombri molto pi? bassi rispetto ai tradizionali circuiti accoppiati solo per via magnetica, come ad esempio il classico convertitore flyback.
Affinch? il convertitore 145 funzioni correttamente ? comunque preferibile che la mutua induttanza tra il primo induttore di risonanza 215 e il secondo induttore di risonanza 235, che ? la componente di induttanza utile a trasferire energia da circuito primario a circuito secondario per via induttiva, non intervenga nella risonanza del circuito.
Pertanto, a differenza di quanto accade nei classici convertitori isolati basati su trasformatore (es. flyback), ? necessario che il fattore di accoppiamento k tra il primo induttore di risonanza 215 e il secondo induttore di risonanza 235 sia inferiore a 1, ad esempio compreso tra 0.1 e 0.8 e, ancor pi? preferibilmente, compreso tra 0.2 e 0.6.
Rimanendo agli schemi di figura 2 e 3, il convertitore 145 pu? ulteriormente comprendere un diodo 255, il quale ? posto sul quarto ramo elettrico 207 ed ? generalmente configurato per consentire che la corrente elettrica possa fluire lungo detto quarto ramo elettrico 207 solamente in un verso.
Il diodo 255 pu? avere il proprio catodo collegato con il secondo nodo elettrico intermedio 206, ed il proprio catodo collegato con il secondo terminale di uscita 170.
Il diodo 255 si accende quando la tensione tra anodo e catodo supera la tensione di soglia del diodo stesso, il quale entra in conduzione e permette alla corrente di scorrere tra il terminale di anodo e quello di catodo.
Quando la corrente si riduce fino ad annullarsi, il diodo si spegne.
In questo modo, il diodo 255 realizza un generico stadio di rettifica, il quale ? efficacemente in grado di trasformare l?onda di tensione proveniente dal circuito primario in una tensione continua, o assimilabile ad una tensione continua, che viene applicata al carico elettrico 110.
Eventualmente (anche se non necessariamente), lo stadio di rettifica del convertitore 145 pu? comprendere anche un condensatore 260, il quale ? posto su un ramo elettrico 265 che si estende da un nodo intermedio 270 del terzo ramo elettrico 205, compreso tra il secondo induttore di risonanza 235 ed il primo terminale di uscita 165, a un nodo intermedio 275 del ramo elettrico 245, in modo da risultare in parallelo con il carico elettrico 110.
Come illustrato in figura 5, in altre forme di attuazione pi? complesse ma pi? efficienti dal punto di vista energetico, almeno per bassi valori di correnti, il diodo 255 pu? essere sostituito da un secondo interruttore attivo 300 (es. MOSFET o altro transistor) pilotato in modo da realizzare ad esempio una rettifica sincrona. In particolare, l?interruttore attivo 300 pu? comprendere un primo terminale di conduzione 256 (es. il drain di un MOSFET di tipo N) collegato con il secondo nodo elettrico intermedio 206, un secondo terminale di conduzione 257 (es. la source di un MOSFET di tipo N) collegato con il secondo terminale di uscita 170, ed un terminale di controllo 305 (es. il gate di un MOSFET di tipo N).
La figura 5 mostra a titolo esemplificativo il caso in cui il convertitore 145 sia galvanicamente isolato come in figura 2, ma la stessa soluzione potrebbe essere applicata anche al caso non isolato di figura 3.
Quando l?interruttore attivo 300 ? spento, ovvero si trova in condizione di interdizione, la corrente elettrica non pu? scorrere tra il primo ed il secondo terminale di conduzione 256 e 257.
Viceversa, quando l?interruttore attivo 300 ? acceso, ovvero si trova in condizione di saturazione, la corrente elettrica scorre liberamente tra il primo ed il secondo terminale di conduzione 256 e 257.
La commutazione dell?interruttore attivo 300 tra queste due condizioni ? comandata dal segnale elettrico di pilotaggio, il quale viene applicato al terminale di controllo 305.
In pratica, quando la tensione del segnale elettrico di pilotaggio ? superiore o uguale ad un certo valore di soglia, l?interruttore attivo 300 si trova in condizione di saturazione (acceso e capace di condurre corrente elettrica).
Quando viceversa la tensione del segnale elettrico di pilotaggio ? inferiore al valore di soglia, l?interruttore attivo 300 si trova in condizione di interdizione (spento).
Il segnale elettrico di pilotaggio pu? essere un segnale periodico che varia tra un valore di tensione minimo (eventualmente nullo) inferiore al valore di soglia dell?interruttore attivo 300 ed un valore massimo superiore a detto valore di soglia.
Ad esempio, il segnale elettrico di pilotaggio pu? essere un segnale ad onda quadra.
Durante ciascun periodo del segnale di pilotaggio, il lasso di tempo durante il quale il segnale elettrico di pilotaggio ? superiore alla soglia di accensione dell?interruttore attivo 300 pu? essere chiamato tempo di accensione, mentre il lasso di tempo durante il quale il segnale elettrico di pilotaggio ? inferiore alla soglia di accensione dell?interruttore attivo 300 pu? essere chiamato tempo di spegnimento.
Quando il segnale elettrico di pilotaggio, passando dal valore di tensione minimo al valore di tensione massimo, supera il valore di sogli, si dice che l?interruttore attivo 300 si accende o che viene acceso.
Quando viceversa il segnale elettrico di pilotaggio, passando dal valore di tensione massimo al valore di tensione minimo, scende sotto il valore di sogli, si dice che l?interruttore attivo 300 si spegne o che viene spento.
Il segnale elettrico di pilotaggio dell?interruttore attivo 300 pu? essere generato da un apposito controllore, indicato con 600 in figura 5, il quale pu? essere opportunamente collegato al terminale di controllo 305 dell?interruttore attivo 300 attraverso qualunque sistema in grado di trasferire segnali elettrici (anche wireless). Il controllore 600 pu? essere qualunque dispositivo elettrico/elettronico in grado di generare il segnale elettrico di pilotaggio ed eventualmente di cambiarne una o pi? caratteristiche, ad esempio il tempo di accensione e di spegnimento mantenendo costante o variando il periodo.
Al controllore 600 pu? essere associato un rispettivo driver (non illustrato), ossia un dispositivo elettrico/elettronico atto a ricevere il segnale di pilotaggio generato dal controllore 600, ad amplificarlo opportunamente ed infine ad applicarlo all?interruttore attivo 300.
L?interruttore attivo 300 pu? essere pilotato dal controllore 600 in modo da simulare un diodo ideale.
In pratica, il controllore 600 pu? essere configurato per generare un segnale di pilotaggio calibrato in modo da accendere l?interruttore attivo 300 quando la tensione di secondario, ovvero la tensione elettrica in corrispondenza del primo terminale 256 (es. sul drain del MOSFET), scende sotto a 0V e spegnendolo sostanzialmente in sincronia con lo spegnimento dell?interruttore attivo 180 o, comunque, quando la corrente ? sostanzialmente nulla, per massimizzare la potenza trasferita al carico 110.
In figura 6 vengono messe a confronto le forme d?onda della tensione VD sul primo terminale di conduzione 185 dell?interruttore attivo 180 (es. sul drain del MO-SFET) e del relativo segnale di pilotaggio VG applicato al terminale di controllo 195, con le forme d?onda della tensione VD? sul primo terminale di conduzione 256 dell?interruttore attivo 300 (es. sul drain del MOSFET) e del relativo segnale di pilotaggio VG? applicato al terminale di controllo 305.
Si pu? notare come nel circuito in esame la forma d?onda della tensione VD possa essere diversa da quella dei classici circuiti in classe E, F o simili, in quanto si ha una prima parte della forma d?onda di tensione VD, quella in cui anche la tensione VD? su secondario ? non nulla, in cui la tensione VD su primario ha una derivata continua, mentre nell?istante in cui la tensione VD? su secondario si annulla si ha una discontinuit? nella derivata della tensione VD.
In generale, l?uso dell?interruttore attivo di rettifica 300 al posto del diodo permette di operare a frequenze pi? alte, ad esempio MHz, decine di MHz o centinaia di MHz e permette, tipicamente, di ridurre le perdite statiche.
Se si considera il caso esemplificativo di usare un transistor MOSFET di tipo N o GaN, ? possibile infatti avere una bassa resistenza di canale, che consente di limitare le perdite rispetto ai diodi.
Un altro importante vantaggio dell?uso dell?interruttore attivo 300 consiste nell?ulteriore grado di libert? di controllo dato dalla possibilit? di spegnere l?interruttore attivo 300 con un certo ritardo rispetto all?istante che garantisce il massimo trasferimento di potenza, ovvero con un certo ritardo rispetto all?istante di spegnimento dell?interruttore attivo 180 posto sul circuito primario.
Come illustrato in figura 7, ritardando l?istante di spegnimento dell?interruttore attivo 300 rispetto all?interruttore attivo 180, si ottiene un picco della tensione VD? inferiore rispetto al caso precedente, che si traduce in minore potenza trasferita al carico.
Nel caso limite in cui l?interruttore attivo 300 fosse sempre acceso, ovvero con tempo di accensione uguale al periodo del segnale di pilotaggio (es. duty cycle 100%), non si trasferirebbe energia al carico e si avrebbe solo corrente reattiva nel circuito.
Di conseguenza, tra la condizione di massimo trasferimento dell?energia al carico 110 (spegnimento contemporaneo di entrambi gli interruttori attivi 180 e 300) e la condizione di nessuna potenza trasferita al carico (interruttore attivo 300 sempre acceso) si hanno infiniti punti di possibile accensione dell?interruttore attivo 300, tra i quali ? possibile scegliere per regolare in modo continuo la potenza elettrica trasferita al carico.
In pratica, se il ritardo di spegnimento dell?interruttore attivo 300 ? zero, i due interruttori attivi 180 e 300 si spengono contemporaneamente e l?energia trasferita al carico elettrico 110 ? massima.
Aumentando il ritardo di spegnimento dell?interruttore attivo 300, si riduce progressivamente l?energia trasferita al carico elettrico.
Il valore minimo dell?energia trasmessa ? pari a zero e si raggiunge quando il ritardo ? talmente elevato che il tempo di accensione dell?interruttore attivo 300 ? uguale al periodo del segnale di pilotaggio (duty cycle 100%), ovvero qualora l?interruttore attivo rimanesse sempre acceso.
In questo modo, l?istante di spegnimento dell?interruttore attivo 300 diventa un grado di libert? che pu? essere efficacemente sfruttato per il controllo della tensione, della corrente o della potenza sul carico 110.
Ad esempio, ? vantaggiosamente possibile retroazionare il ritardo di spegnimento dell?interruttore attivo 300 rispetto all?interruttore attivo 180 per regolare la tensione di uscita in modo semplice, veloce ed affidabile e senza feedback diretto tra circuito primario e circuito secondario, dunque con costi bassi.
In pratica, il controllore 600 pu? essere configurato per misurare un valore della tensione elettrica applicata al carico elettrico, ad esempio al primo terminale di uscita 165, e per variare il ritardo di spegnimento dell?interruttore attivo 300 in modo da minimizzare, ad esempio annullare, una differenza tra il valore misurato ed un valore desiderato di detta tensione elettrica.
Il valore reale della tensione elettrica applicata al primo terminale di uscita 165 pu? essere misurata dal controllore 600 mediante una semplice connessione elettrica, mentre il valore desiderato da applicare al carico pu? essere una informazione che viene fornita al controllore 600 direttamente dal carico elettrico 100 stesso.
In questo modo ? possibile realizzare sul secondario un anello di controllo in retroazione configurato in modo che, quando al carico elettrico 110 serve minore potenza, il secondo controllore 600 ritardi lo spegnimento dell?interruttore attivo 300, riducendo la tensione elettrica sul carico elettrico 110 e la potenza trasferita allo stesso.
Un secondo effetto elettrico desumibile dalla figura 7 consiste nel fatto che, a parit? di tempo di accensione dell?interruttore attivo 180 (e dunque dell?energia media nel circuito), si ottiene un incremento della tensione di picco VD qualora si ritardi l?accensione dell?interruttore attivo 300.
Questo secondo effetto ? chiaramente spiegabile dal fatto che, riducendo la corrente sul carico elettrico 110, si incrementa l?energia media reattiva nel circuito, che si traduce in una maggiore tensione di picco sul primario.
Questo secondo effetto elettrico pu? essere efficacemente sfruttato per trasferire al circuito primario l?informazione di minore richiesta di potenza necessaria al carico elettrico 110, senza dover utilizzare ulteriori circuiti di comunicazione tra primario e secondario (es. optoisolatori o isolatori capacitivi digitali o analogici, atti a trasferire informazioni tra circuito primario e circuito secondario).
Infatti, qualora il controllore 600 aumenti il ritardo di spegnimento dell?interruttore attivo 600 per fronteggiare una minore richiesta di potenza da parte del carico elettrico 110, il circuito di primario vedr? un corrispondente incremento della tensione di picco VD.
Questo picco di tensione VD pu? essere utilizzato come segnale di retroazione per regolare il tempo di accensione dell?interruttore attivo 180.
In pratica, il primo controllore 500 pu? essere configurato per misurare il valore di picco della tensione elettrica applicata all? interruttore attivo 180, ad esempio al primo terminale di conduzione 185 del primo interruttore attivo 180 stesso, e per variare il tempo di accensione del primo interruttore attivo 180 in modo da minimizzare, ad esempio annullare, una differenza tra il valore misurato ed un valore desiderato di detto picco della tensione elettrica
Il valore di picco della tensione VD ? facilmente misurabile dal controllore 500, ad esempio con un rilevatore di picco (es. diodo e capacit?), mentre il valore desiderato di detto picco di tensione pu? essere un parametro di progetto.
In questo modo ? possibile realizzare sul primario un ulteriore anello di controllo in retroazione che mantiene costante la tensione di picco VD variando il tempo di accensione dell?interruttore attivo 180.
Dato che la tensione VD tenderebbe ad aumentare in caso di maggiore potenza reattiva rispetto alla potenza attiva trasferita al carico elettrico 110, questo ulteriore anello di retroazione tende a ridurre il tempo di accensione dell?interruttore attivo 180 qualora il carico 110 assorba meno potenza attiva.
Questo sistema di controllo elimina la necessit? di optoisolatori o altri sistemi di trasmissione dell?informazione tra primario e secondario, i quali sono tipicamente ingombranti (per via delle distanze di isolamento minime necessarie ai fini certificativi), costose e poco affidabili, e garantisce alta dinamica del controllore (grazie all?anello di retroazione posto su secondario) e alta efficienza (grazie all?anello di retroazione posto sul primario).
Infatti, l?anello di retroazione sul primario mantiene sempre la minima energia necessaria per alimentare il carico elettrico 110, facendo lavorare il controllore secondario 600 con il minimo ritardo possibile (e dunque il maggior rapporto possibile tra energia attiva sul carico ed energia reattiva).
Un ulteriore vantaggio di questo sistema di regolazione ? che consente di gestire condizioni di light load in modo molto pi? efficiente delle tecniche tradizionali (ad esempio basate su treni di impulsi) e con minori problemi di emissioni radiate e condotte (in quanto le tecniche tradizionali tipicamente introducono armoniche a bassa frequenza pi? difficili da filtrare con filtri compatti).
E? da notare come un sistema di controllo di questo tipo ? sostanzialmente a frequenza variabile, in quanto il tempo di spegnimento dell?interruttore primario resta all?incirca costante (a meno di modeste variazioni date dal cambio di forma della tensione di drain in funzione dell?energia del circuito), mentre il tempo di accensione dell?interruttore primario cambia considerevolmente in funzione dell?energia richiesta dal carico.
Come menzionato in precedenza, il circuito risonante 200 del convertitore 145 sopra descritto pu? garantire la risonanza utile ad avere transizioni sostanzialmente ZVS e ZCS in fase di accensione, ossia durante la commutazione dell?interruttore attivo 180 dalla condizione di interdizione (spento) alla condizione di saturazione (acceso), e transizioni sostanzialmente ZVS anche in fase di spegnimento, ossia durante la commutazione dell?interruttore attivo 180 dalla condizione di saturazione (acceso) nuovamente alla condizione di interdizione (spento).
In particolare la condizione di ZVS e ZCS pu? essere garantita dal semplice tuning del circuito, o pi? opportunamente pu? essere effettuato grazie alla misurazione della tensione e/o della corrente in corrispondenza del primo terminale di conduzione (es. in corrispondenza del drain del MOSFET) utile a variare dinamicamente l?istante di accensione e/o spegnimento degli interruttori 180 e 300.
Un sistema di controllo attivo dell?istante di accensione degli interruttori 180 e 300, basato in particolare sulla rilevazione dell?istante in cui la tensione di drain si annulla, ? particolarmente utile per garantire alta efficienza in un ampio range di variazione delle condizioni di lavoro del sistema (ad esempio variazioni di carico o di tensione di ingresso).
In definitiva, si ha che il tempo di spegnimento ? debolmente variabile in funzione delle condizioni di lavoro del sistema, e l?istante di accensione ? preferibilmente controllato in modo attivo da un opportuno circuito che rileva l?istante in cui la tensione di drain degli interruttori 180 e 300 si annulla.
Il tempo di accensione del primo interruttore 180, calcolato a partire dall?istante di accensione, viene preferibilmente controllato su primario in funzione della tensione di picco di drain del primo interruttore 180 stesso, per garantire minima energia reattiva nel sistema.
Il tempo di accensione del secondo interruttore 300 ? invece calcolato preferibilmente in modo da garantire un ritardo rispetto all?istante di spegnimento del primo interruttore 180, tale da regolare efficacemente la tensione di uscita sul carico elettrico 110.
Il funzionamento di questo circuito pu? essere caratterizzato da correnti elettriche ID nell?interruttore attivo 180 che raggiungono il loro valore massimo proprio al momento dello spegnimento dell?interruttore attivo 180 stesso.
Nella transizione tra acceso e spento, si verifica contestualmente una variazione della resistenza dell?interruttore attivo 180 in un tempo finito.
Considerando il caso di interruttori attivi veloci, ad esempio MOSFET di tipo N, l?interruttore opportunamente pilotato passa da acceso a spento in un tempo di ns, decine di ns o centinaia di ns.
Durante questo tempo finito di transitorio, la resistenza dell?interruttore attivo 180 aumenta progressivamente e, al contempo, la corrente diminuisce in proporzione, provocando un picco di dissipazione che non ? mitigato dalla condizione di transizione ZVS.
Per ridurre questo picco di dissipazione ? possibile modificare il convertitore 145 come illustrato in figura 9, ossia introducendo un terzo induttore di risonanza 280, preferibilmente avente un piccolo valore di induttanza, il quale ? disposto lungo il ramo elettrico 225 che collega il nodo elettrico intermedio 202 al primo terminale 221 della prima capacit? di risonanza 220.
In questo modo, il terzo induttore di risonanza 280 risulta disposto nel circuito primario in serie alla prima capacit? di risonanza 220.
Questo terzo induttore di risonanza 280 entra nel calcolo della frequenza di risonanza del circuito globale, lasciando invariata l?induttanza totale del circuito. In altre parole, per una data frequenza di risonanza del circuito, se viene incrementato il valore di induttanza del terzo induttore di risonanza 280, vengono corrispondentemente diminuiti i valori di induttanza del primo e/o del secondo induttore di risonanza 215 e/o 235, mantenendo gli ingombri grossomodo costanti.
Il vantaggio dato dal terzo induttore di risonanza 280 consiste nell?introduzione di una ulteriore armonica di risonanza del circuito a frequenza pi? alta di quella fondamentale, che comporta delle oscillazioni di tensione VD in corrispondenza del nodo elettrico intermedio 202, e quindi sul primo terminale 185 dell?interruttore attivo 180 (es. drain del MOSFET), durante il tempo di spegnimento.
Questa armonica aggiuntiva comporta anche delle oscillazioni nella corrente ID che percorre l?interruttore attivo 180, durante il tempo di accensione.
I possibili andamenti della tensione VD e della corrente ID, in funzione del segnale di pilotaggio VG, sono illustrati in figura 9.
Le oscillazioni della tensione VD sono utili per incrementare almeno leggermente la potenza trasferita al carico elettrico 110, in quanto, essendo a pi? alta frequenza rispetto alla frequenza fondamentale, passano pi? facilmente la barriera capacitiva che agisce come un filtro passa-alto.
Le oscillazioni della corrente ID durante il tempo di accensione dell?interruttore attivo 180 possono invece essere estremamente utili per abbattere le perdite dinamiche durante la fase di spegnimento.
Infatti, qualora il terzo induttore di risonanza 280 venga scelto in modo che il periodo di oscillazione della corrente ID sia un sottomultiplo del periodo di accensione dell?interruttore 180, si riesce a minimizzare la corrente istantanea di spegnimento, portando dunque il circuito in condizioni prossime a Zero Current Switching o comunque con correnti fortemente ridotte.
Si desidera osservare che, sebbene la figura 8 mostri il terzo induttore di risonanza 280 nel caso in cui il convertitore 145 sia galvanicamente isolato ed in cui lo stadio di rettifica ? ottenuto mediante il secondo interruttore attivo 300, non si esclude che il terzo induttore di risonanza 280 possa essere utilizzato anche nel caso non isolato di figura 3 e/o nel caso di rettifica per mezzo di un diodo semplice.
Un ulteriore sviluppo dei circuiti sopra descritti ? illustrato in figura 10 e prevede che il convertitore 145 possa ulteriormente comprendere una prima capacit? di tank 285 in parallelo con l?interruttore attivo 180, ad esempio avente un primo terminale 286 connesso con il primo nodo elettrico intermedio 202 ed un secondo terminale 187 connesso con il secondo terminale di ingresso 155, oppure collegato con la tensione di riferimento di primario 204.
In aggiunta o in alternativa, il convertitore 145 pu? comprendere una seconda capacit? di tank 290 in parallelo con il terzo ramo elettrico 207, ovvero in parallelo con il diodo 255 o con il secondo interruttore attivo 300, ad esempio avente un primo terminale 291collegato al secondo nodo elettrico intermedio 206, ed un secondo terminale 292 collegato al secondo terminale di uscita 170.
Le capacit? di tank 285 e/o 290 possono aiutare a raggiungere il tuning del circuito e a minimizzare la derivata di tensione nell?istante di accensione dell?interruttore attivo 180, garantendo minori perdite dinamiche di accensione legate a brusche variazioni di corrente.
Inoltre, queste capacit? di tank 285 e/o 290 hanno un effetto positivo in quanto riescono a rendere il circuito pi? insensibile rispetto alle tolleranze degli interruttori e dei componenti e, in particolare, rispetto alle capacit? parassite di interruttori e induttanze.
Inoltre, le capacit? di tank 285 e/o 290 abbassano la frequenza di risonanza del circuito.
Infine, le capacit? di tank 285 e/o 290 possono essere collegate mediante ulteriori interruttori in serie solo in determinate condizioni di tensione o potenza (es. in condizioni di alta tensione di ingresso e bassa potenza trasferita al carico) per ridurre in modo semplice la potenza trasferita al carico.
Anche in questo caso, sebbene la figura 10 mostri le capacit? di tank 285 e 290 nel caso in cui il convertitore 145 sia galvanicamente isolato ed in cui lo stadio di rettifica ? ottenuto mediante il secondo interruttore attivo 300, non si esclude che le medesime capacit? di tank 285 e/o 290 possano essere utilizzate anche nel caso non isolato di figura 3 e/o nel caso di rettifica per mezzo di un diodo semplice
Per incrementare la potenza trasferita al carico elettrico 110, tutte le varianti del convertitore 145 sopra descritto possono essere realizzate in configurazione multi-fase senza variazioni concettuali di rilievo.
In pratica ? possibile collegare al secondo terminale 242 della seconda capacit? di risonanza 240 un ulteriore circuito generatore di onde, sostanzialmente analogo al generatore di onde 175.
Gli interruttori attivi 180 dei due generatori di onde 175 possono essere controllati da rispettivi segnali di pilotaggio, in modo tale da accendersi e spegnersi con la stessa frequenza ma non in fase tra loro, ovvero in modo tale che gli interruttori attivi 180 non siano sempre accesi o spenti contemporaneamente ma ci sia sempre almeno un piccolo lasso di tempo, all?interno di ogni periodo di funzionamento, in cui un interruttore attivo 180 ? acceso mentre l?altro interruttore attivo 180 ? spento e viceversa.
In questo modo, regolando opportunamente questo lasso di tempo, ovvero lo sfasamento tra i segnali di pilotaggio dei due interruttori attivi 180, ? vantaggiosamente possibile incrementare la potenza trasmessa al carico elettrico 110 a parit? di tensione di alimentazione.
Qualora il livello di potenza da trasferire il carico elettrico 110 sia particolarmente elevato, ? altres? possibile comandare i due interruttori attivi 180 con segnali di pilotaggio in controfase tra loro, in modo tale che, quando un interruttore attivo 180 ? acceso, l?altro sia costantemente spento e viceversa, ottenendo una modalit? di funzionamento di tipo Push-Pull.
Si desidera infine evidenziare che, in tutte le forme di realizzazione illustrate, le due capacit? di risonanza 220 e 240 possono essere capacit? discrete, ossia dei componenti inseparabili comprendenti un primo terminale collegato al circuito primario ed un secondo terminale collegato al circuito secondario.
In questo modo, il sistema 100 pu? essere realizzato sotto forma di un dispositivo unico e inscindibile, come ad esempio un alimentatore elettrico isolato.
In altre forme di realizzazione, ciascuna capacit? di risonanza 220 e 240 potrebbe tuttavia essere realizzata da una coppia di armature reciprocamente separabili, di cui una armatura di trasmissione collegata al circuito primario ed una armatura di ricezione collegata al circuito secondario.
Contestualmente, gli induttori di risonanza 215 e 235, induttivamente accoppiati tra loro, potrebbero essere rispettivamente costituite da una bobina (es. antenna) di trasmissione wireless e da una bobina (es. antenna) di ricezione wireless della potenza elettrica.
In questo modo, il circuito primario del convertitore 145 pu? essere installato in un primo dispositivo, mentre il circuito secondario potr? essere installato su un secondo dispositivo, fisicamente separato e mobile (allontanabile) rispetto al primo dispositivo, realizzando un sistema di trasmissione wireless della potenza elettrica per via ibrida capacitiva e induttiva.
Ad esempio, il primo dispositivo potrebbe essere configurato come una base di ricarica mentre il secondo dispositivo potrebbe essere un dispositivo da ricaricare o da alimentare, come uno smartphone, un computer portatile, un televisore e tanto altro.
In questo modo, avvicinando opportunamente il secondo dispositivo al primo dispositivo ? possibile accostare e affacciare ciascuna armatura di trasmissione ad una corrispondente armatura di ricezione, ricostituendo le capacit? di risonanza 220 e 240, nonch? avvicinare tra loro gli induttori di risonanza 215 e 235, ricostituendo l?accoppiamento induttivo.
Una ulteriore forma di attuazione della presente soluzione ? illustrata in figura 11. Questa forma di attuazione si distingue da quella illustrata in figura 10, solamente per il fatto che sono state eliminate le capacit? di risonanza 220 e 240, eliminando corrispondentemente l?intero ramo di collegamento tra il primo nodo elettrico intermedio 202 e il secondo nodo elettrico intermedio 206, e per il fatto che la prima capacit? di tank 285 e/o la capacit? di tank 290 sono utilizzate anche come capacit? di risonanza.
In questo modo, il trasferimento di energia elettrica tra il circuito primario ed il circuito secondario avviene unicamente per via induttiva, attraverso il mutuo accoppiamento induttivo tra la prima induttanza di risonanza 215 e la seconda induttanza di risonanza 235.
Sebbene questo schema faccia pensare ad un classico convertitore basato su trasformatore, in realt? esso di differenzia dalla tecnica nota per il basso valore del fattore di accoppiamento K tra il primo induttore di risonanza 215 ed il secondo induttore di risonanza 235, nonch? per la presenza delle capacit? di risonanza/tank 285 e/o 290.
Si ? riscontrato che il convertitore 145 secondo quest?ultima forma di attuazione, pur trasferendo meno energia, funziona ugualmente con forme d?onda simili a quelle ottenibili con i circuiti precedenti, raggiungendo elevati livelli di efficienza e ingombri contenuti.
Naturalmente questa forma di attuazione non richiede necessariamente la presenza di entrambe le capacit? di risonanza/tank 285 e 290, essendo sufficiente la presenza anche di una sola di esse.
Ovviamente a tutto quanto descritto un tecnico del settore potr? apportare numerose modifiche di natura tecnico-applicativa, senza per questo uscire dall?ambito dell?invenzione come sotto rivendicata.

Claims (17)

RIVENDICAZIONI
1. Un convertitore (145) per il trasferimento di potenza elettrica ad un carico elettrico (110), comprendente:
- un primo terminale di ingresso (150) ed un secondo terminale di ingresso (155), tra i quali ? possibile applicare una tensione elettrica continua o assimilabile a una tensione elettrica continua,
- un primo terminale di uscita (165) ed un secondo terminale di uscita (170) collegabili ai capi opposti del carico elettrico (110),
- un primo ramo elettrico (201) atto a collegare il primo terminale di ingresso (150) con un primo nodo elettrico intermedio (202),
- un secondo ramo elettrico (203) atto a collegare il primo nodo elettrico intermedio (202) con il secondo terminale di ingresso (155),
- un terzo ramo elettrico (205) atto a collegare il primo terminale di uscita (165) con un secondo nodo elettrico intermedio (206),
- un quarto ramo elettrico (207) atto a collegare il secondo nodo elettrico intermedio (206) con il secondo terminale di uscita (170),
- un primo interruttore attivo (180) posto sul secondo ramo elettrico (203) ed avente un primo terminale di conduzione (185) collegato al primo nodo elettrico intermedio (202), un secondo terminale di conduzione (190) collegato con il secondo terminale di ingresso (155), e un terminale di controllo (195) atto a ricevere un segnale elettrico di pilotaggio per commutare il primo interruttore attivo (180) tra una condizione di saturazione, in cui consente il passaggio di corrente elettrica tra il primo e il secondo terminale di conduzione (185, 190), ed una condizione di interdizione, in cui impedisce detto passaggio di corrente elettrica, ed
- un circuito risonante (200) dimensionato per ridurre la tensione elettrica e/o la corrente elettrica applicata a detto primo interruttore attivo almeno negli istanti in cui detto primo interruttore attivo (180) commuta dalla condizione di interdizione alla condizione di saturazione,
in cui detto circuito risonante (200) comprende almeno:
- un primo induttore di risonanza (215) posto sul primo ramo elettrico (201) ed avente un primo terminale (216) collegato al primo terminale di ingresso (150) ed un secondo terminale (217) collegato al primo nodo elettrico intermedio (202),
- un secondo induttore di risonanza (235) posto sul terzo ramo elettrico (205) ed avente un primo terminale (236) collegato al secondo nodo elettrico intermedio e un secondo terminale (237) collegato al primo terminale di uscita (165), e
- una prima capacit? di risonanza (220, 285, 290),
caratterizzato dal fatto che il primo induttore di risonanza (215) ed il secondo induttore di risonanza (235) sono induttivamente accoppiati tra loro in modalit? forward e con un fattore di accoppiamento reciproco inferiore a 1.
2. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che il fattore di accoppiamento tra il primo induttore di risonanza (215) e il secondo induttore di risonanza (235) ? compreso tra 0.1 e 0.8.
3. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che il fattore di accoppiamento tra il primo induttore di risonanza (215) e il secondo induttore di risonanza (235) ? compreso tra 0.2 e 0.6.
4. Un convertitore (145) secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detta prima capacit? di risonanza (220) comprende un primo terminale (221) collegato al primo nodo elettrico intermedio (202) ed un secondo terminale (222) collegato al secondo nodo elettrico intermedio (206).
5. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 4, caratterizzato dal fatto di comprendere una seconda capacit? di risonanza (240) avente un primo terminale (241) collegato al secondo terminale di uscita (170) ed un secondo terminale (242) collegato al secondo terminale di ingresso (155).
6. Un convertitore (145) secondo una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 3, caratterizzato dal fatto che detta prima capacit? di risonanza (285) comprende un primo terminale (286) collegato al primo nodo elettrico intermedio (202) ed un secondo terminale (287) collegato al secondo terminale di ingresso (155), in modo da risultare in parallelo al secondo ramo elettrico (203).
7. Un convertitore (145) secondo una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 3, caratterizzato dal fatto che detta prima capacit? di risonanza (290) comprende un primo terminale (291) collegato al secondo nodo elettrico intermedio (206) ed un secondo terminale (292) collegato al secondo terminale di uscita (170), in modo da risultare in parallelo al quarto ramo elettrico (207).
8. Un convertitore (145) secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto di comprendere un primo controllore (500) configurato per accendere e spegnere il primo interruttore attivo (180) in modo periodico, in cui detto primo controllore (500) ? configurato per misurare la tensione elettrica applicata al primo terminale di conduzione (185) del primo interruttore attivo (180) e per accendere detto primo interruttore attivo (180) quando la tensione misurata si annulla.
9. Un convertitore (145) secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che il quarto ramo elettrico (207) comprende un diodo (255), il cui catodo ? collegato con il secondo nodo elettrico intermedio (206) ed il cui anodo ? collegato con il secondo terminale di uscita (170).
10. Un convertitore (145) secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che il quarto ramo elettrico (207) comprende un secondo interruttore attivo, il quale presenta un primo terminale di conduzione (256) collegato al secondo nodo elettrico intermedio (206), un secondo terminale di conduzione (257) collegato con il secondo terminale di uscita (170), e un terminale di controllo (305) atto a ricevere un segnale elettrico di pilotaggio per commutare il secondo interruttore attivo (300) tra una condizione di saturazione, in cui consente il passaggio di corrente elettrica tra il primo e il secondo terminale di conduzione (256, 257), ed una condizione di interdizione, in cui impedisce detto passaggio di corrente elettrica.
11. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 10, caratterizzato dal fatto di comprendere un secondo controllore (600) configurato per accendere e spegnere il secondo interruttore attivo (300) in modo periodico, in cui detto secondo controllore (600) ? configurato per misurare la tensione elettrica applicata al primo terminale di conduzione (256) del secondo interruttore attivo (300) e per accendere detto secondo interruttore attivo (300) quando la tensione misurata si annulla.
12. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 11, caratterizzato dal fatto che il secondo controllore (600) ? configurato per mantenere il secondo interruttore attivo (300) acceso per un tempo di accensione inferiore alla durata del periodo, spegnendolo nell?istante in cui il primo controllore (500) spegne il primo interruttore attivo (180) o con un certo ritardo.
13. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 12, caratterizzato dal fatto che il secondo controllore (600) ? configurato per misurare un valore della tensione elettrica applicata al primo terminale di uscita (165) e per variare il ritardo di spegnimento del secondo interruttore attivo (300) in modo da minimizzare una differenza tra il valore misurato ed un valore desiderato di detta tensione elettrica.
14. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 11 o 12, il primo controllore ? configurato per misurare un valore di picco della tensione elettrica applicata al primo terminale di conduzione (185) del primo interruttore attivo (180) e per variare il tempo di accensione del primo interruttore attivo (180) in modo da minimizzare una differenza tra il valore misurato ed un valore desiderato di detto picco della tensione elettrica.
15. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 4 o 5, caratterizzato dal fatto di comprendere un terzo induttore di risonanza (280) disposto lungo un ramo elettrico (225) che collega il primo nodo elettrico intermedio (202) al primo terminale (221) della prima capacit? di risonanza (220).
16. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 4 ed una qualunque delle rivendicazioni 9 o 10, caratterizzato dal fatto di comprendere una capacit? di tank (290) collegata in parallelo al diodo (255) o al secondo interruttore attivo (300).
17. Un convertitore (145) secondo la rivendicazione 4 o 5, caratterizzato dal fatto di comprendere una capacit? di tank (285) collegata in parallelo al primo interruttore attivo (180).
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