TWI840390B - 用於傳送電力至電力負載之系統 - Google Patents

Abstract

本發明描述一種系統(100)，用於傳送電力至一電力負載(110)，其包括：一直流電壓源(105)，以及至少一波產生器(145)，其適配於將該直流電壓轉換成擬傳送至該電力負載(110)之電壓波；其中所述波產生器(145)至少包括：一主動式開關(180)，其具有兩個連接端子(185，190)且適配於由在一飽合狀態與一阻斷狀態之間之一電控訊號所控制，在該飽和狀態，其容許在所述連接端子(185，190)間之電流通過，在該阻斷狀態，其阻斷所述之電流通過，以及一諧振電路(200)，其尺寸被定為，在所述主動式開關從該飽和狀態切換至該阻斷狀態之時刻，降低施加至所述主動式開關(180)之電力，且反之亦然；以及其中所述諧振電路(200)至少包括：一中心電力節點(215)，其連接於該主動式開關(180)之一第一連接端子(185)，一第一電力分路(205)，其延伸於所述中心電力節點(215)與一第一端子(210)之間，一第二電力分路(220)，其延伸於所述中心電力節點(215)與該第一端子(210)之間或於所述中心電力節點(215)與連接至一參考電壓之一另外端子(235)之間，一諧振電感(225)，其配置於該第一電力分路(205)，以及一諧振電容(230)，其配置於該第二電力分路(220)。

Description

用於傳送電力至電力負載之系統

本發明係有關於一種用於將電力傳送至電力負載之系統。電力負載可以是例如任何電氣或電子設備，其必須被饋電以允許其操作及/或為設備本身之內部電池充電。此種類型之電氣/電子設備之經典示例包括但不限於智慧型手機、電腦、筆記型電腦、平板電腦、電視機、家用電器、自動化系統、伺服器及許多其他類似設備。

當前非常廣泛地用於將電力傳輸至電力負載之解決方案是使用轉換器，即一電路，其配置為將輸入電壓轉換成適於饋送負載之電壓。

例如，已知適配於將交流電壓轉換成直流電壓之交直流轉換器(AC/DC converter)，適配於將直流電壓轉換成交流電壓之直交流轉換器(DC/AC converter)以及適配於將直流/交流電壓轉換為另一種直流/交流電壓之直流/直流或交流/交流轉換器(DC/DC or AC/AC converter)，但具有不同之特性。

為了確保更高之使用安全性及強度，所有這些轉換器都可以根據絕緣配置製成，即其可包括連接至輸入電壓之初級 電路以及連接至電力負載之次級電路，其分別是彼此電流性絕緣(galvanically insulated)。

使轉換器之初級電路及次級電路之電流性絕緣之一種非常常見之策略係使用電感耦合。

此策略之典型實現包括返馳式AC/DC轉換器，其中藉由允許初級電路與次級電路之間進行電磁耦合之變壓器以獲得電流性絕緣。

該策略之另一示例由使用感應線圈之電力無線傳輸系統提供，該感應線圈包括配置於初級電路中之至少一發送線圈及配置於次級電路中之至少一個接收線軸(receiving reel)。

當兩個感應線圈相互靠近時，其進行電磁耦合，以確保兩個電路之間之電能傳輸。

用於使轉換器之初級電路與次級電路電流隔離之另一種策略係藉由一對絕緣電容將其分開，從而形成能夠傳輸電能之電容耦合。

以電容性方式絕緣之轉換器之優點很多，但主要是由於無需變壓器，可以大幅地減少占用之空間，還可以提高工作頻率(例如達到數百kHz，MHz，數十MHz或數百MHz)。

這些以電容方式絕緣之轉換器之另一個優點為，可達到更高之工作效率，該效率通常對於輕電力負載與重力電力負載都保持穩定，而非僅於峰值時趨向於低效率，如通常於藉由變壓器絕緣之轉換器中所發生者。

不論這些考量為何，在兩種類型之絕緣轉換器中，無論是基於電感耦合之絕緣轉換器還是基於電容耦合之絕緣轉換器，初級電路通常都採用波產生器之形式，即一種交換電路，其能以高頻電壓波激發電力之傳輸元件，即電感或電容。

特別地，對於上面概述之所有類型之轉換器，通常有利者為盡可能多地增加電壓波之頻率，以使所有組件更緊湊並且向電力負載傳輸更多電力。

因此，特別是在具電容耦合之轉換器中，而且也在具有電感耦合之轉換器中，使用基於諧振電路方案之波產生器為有助益者，例如基於D類諧振電路、E、F、E/F、E^-1、F^-1或類似者。

實際上，此種類型之電路可以大幅度減少主動式元件(開關，例如MOSFET)中之動態損耗以及電磁發射(electromagnetic emission)(EMI)，並可實質地提高電路之最大工作頻率，有利於所佔用之空間、重量及成本。

國際專利申請WO2013150352中示出了諧振電路之示例，該諧振電路在藉由電容耦合絕緣之轉換器中作為波產生器。

但是，這種架構之數個缺點之一是需要在電路之饋電電壓與主動式開關之間放置一較大值之扼流電感(choke inductance)。

該扼流電感的確應具有理論上無限大之值，以便實質上作為電流產生器，該電流產生器在主動式開關導通之邊緣期間充電，並在主動式開關關閉之時段進行放電而以大致恆定之電 流饋送給電路。

顯然，在實際電路中，扼流電感不具有無限大之值，但無論如何都是很大之值。

此種大扼流電感之存在，藉此電流有益於饋電力負載流，其實質地增加了電路佔用之空間，並且由於如例如磁滯現象之實際電感之典型寄生現象、於磁性材料中之渦電流、集膚效應及焦耳效應，扼流電感之存在實質地降低電路之效率。

鑑於以上概述者，本發明之目的在於提供一種解決方案，其使得可能解決或至少實質上減少現有技術之上述缺點。

另一個目的為藉由盡可能簡單、合理及低成本之解決方案來實現此目標。

這些和其他目的係通過獨立請求項1中所提供之本發明之特徵來實現。附屬請求項概述了本發明之較佳及/或特別有利之方面。

特別地，本發明之一實施例提供一種系統，用於傳送電力至一電力負載，其包括：

一直流電壓源，以及

至少一波產生器，其適配於將該直流電壓轉換成欲傳送至該電

力負載之電壓波，

其中所述波產生器至少包括：

一主動式開關，其具有兩個連接端子且適配於由在一飽合狀態 與一阻斷狀態之間之一電控訊號所控制，在該飽和狀態，其容許在所述連接端子間之電流通過，在該阻斷狀態，其阻斷所述之電流通過，以及

一諧振電路，其尺寸被定為，在所述主動式開關從該飽和狀態切換至該阻斷狀態之時刻，降低(較佳為0)施加至所述主動式開關之電力，且反之亦然，

其中所述諧振電路至少包括：

一中心電力節點，其連接於該主動式開關之一第一連接端子，一第一電力分路，延伸於所述中心電力節點與一第一端子之間，

一第二電力分路，延伸於所述中心電力節點與該第一端子之間或於所述中心電力節點與連接至一參考電壓之一另外端子之間，

一諧振電感，其配置於該第一電力分路，以及

一諧振電容，其配置於該第二電力分路。

由於此解決方案，在諧振電路之中心電力節點處，有利地可獲得電壓之波形，其等於或在任何情況下完全類比於經由基於諧振電路結構之波產生器所獲得者，因此零電壓開關或零電流開關(ZVS或ZCS)，例如E級(class E)或類似者。

因此，上面提出之波產生器具有減少於開關之切換步驟期間之電力損耗，並因此能夠增加工作頻率之優點。

對於習知之波產生器，以上提出之波產生器還具有 以下實質優點：不需要笨重之扼流電感，可顯著減小系統之尺寸及成本，並提高其效率。

根據上面概述之基本方案，波產生器可以各種不同之方式連接至負載。

根據本發明之一實施例，電力負載可連接至諧振電路之第一或第二電力分路，使得所述第一或第二電力分路適配於藉由連接於其之電力負載吸收有效電能(active electrical energy)。

以此方式，確實可能減少構成整個系統之元件之數量及尺寸，系統可以更加小巧(compact)且節省成本。

例如，該實施方式之一樣態，係提供電力負載可與諧振電感串聯配置於諧振電路之第一電力分路上。

由於此解決方案，可以獲得結構上非常簡單之系統。

根據該解決方案之變化，可將電力負載配置於次級電路中，該次級電路與藉由電感耦合與其磁性連接(magnetically connected)之第一電力分路電流性絕緣(galvanically insulated)。

以此方式，獲得了一種絕緣系統，該絕緣系統使得可以增加使用之安全性和強度。

電感耦合例如可以包括諧振電感及配置於次級電路且適配於與諧振電感電感耦合(inductively coupling)之耦合電感。

由於該解決方案，諧振電感可以執行諧振器及電力傳輸元件之雙重功能，從而節省元件並因而簡化系統。

更具體地，電感耦合可以包括變壓器，其具有磁芯， 在該磁芯上纏繞有初級繞組以及纏繞次級繞組，初級繞組至少部分地構成諧振電感，次級繞組至少部分地構成耦合電感。

以此方式，可以確保特別安全及有效之電感耦合。

可替代地，電感耦合可以包括至少部分地構成諧振電感之無線發射線圈以及至少部分地構成耦合電感之無線接收線圈。

以此方式，所形成之電感方式之電力之無線傳輸系統，其使得例如可將電力負載及無線接收線圈安裝於設備(例如，智能電話，可攜式計算機或其他設備)中，其相對於安裝無線接收線圈及連接至直流電壓源之波產生器之設備(例如，充電底座)而言，為獨立且可移動者。

測試中之該實施例之一種變形，係提供電力負載可與諧振電容串聯地配置於諧振電路之第二電力分路上。

確實，該解決方案還使得可以獲得結構上非常簡單之系統。

例如，電力負載可以配置於次級電路，其係與藉由電容耦合而與其電性連接之第二電分支形成電流性絕緣。

以此方式，獲得了一種絕緣系統，其使得可增加使用之安全性及強度。

關於前述之電感耦合，此電容耦合亦具有減少占用空間、提高效率及容許更高工作頻率之優點。

電容性耦合例如可包括至少一對絕緣電容，每個絕 緣電容至少部分地構成諧振電容。

以此方式，確實有利地可能獲得完全絕緣之系統。

絕緣電容可包括離散電容(discreet capacities)，即不可分離之電容元件。

可替代地，每個所述絕緣電容可包括無線傳輸板以及適配於朝向所述無線傳輸板之無線接收板。

以此方式，以電容方式(capacitive manner)形成之電力之無線傳輸系統，其使得例如可以將電力負載及無線接收板安裝於設備(例如，智能電話，可攜式計算機或其他設備)中，其相對於安裝無線傳輸板及連接於直流電壓源之波產生器之設備(例如，充電底座)而言，為獨立且可移動者。

本發明之替代實施例，提供該系統可包括在中心電力節點與第一端子之間或者在中心電力節點與連接至參考電壓之另外端子之間延伸之電力連接分路，且電力負載可以被連接至所述電力連接分路，使得所述電力連接分路適配於藉由與其連接之電力負載吸收有效電能。

以此方式，確實也可能總是利用一減少數量之元件而將由波產生器產生之電壓波有效地傳輸至電力負載。

例如，電力負載可直接地配置於所述電力連接分路。

由於這種解決方案，可獲得結構上非常簡單之系統。

根據該解決方案之變形，電力負載可配置於次級電路，其經由電容或電感耦合而與其電性連接之電力連接分路形成 電流性絕緣。

以此方式，確實獲得了一種絕緣系統，該絕緣系統使得可增加使用之安全性及強度。

同樣在此情況下，可以根據先前概述之相同方式，經由不可分離之組件(例如，變壓器或離散電容)或經由可分離之組件(例如，無線線圈或板)來進行電感或電容耦合。

本發明之另外之樣態，係提供該系統可包括以上概述之至少兩個或多個波產生器，其被建構成傳輸相互相移電壓波(mutually dephased voltage waves)，較佳地與電力負載反相(counterphase)。

以此方式，獲得了多相系統，其可達成多個優點，包括對於相同之饋電電壓，增加傳輸至電力負載之電力，降低電力負載之電壓漣波及/或改善系統之功率因數。

適用於先前概述之所有實施例及其變形之本發明之另一樣態，其提供該系統可包括整流器，其適配於接收由波產生器產生之電壓波、將所述電壓波轉換為已整流之電壓，並將所述已整流之電壓施加於電力負載。

由於此解決方案，可為電力負載提供直流電壓或與直流電壓相當之電壓。

根據本發明之另一樣態，直流電壓源又可包括一整流器，該整流器適配於在輸入時，接收一交流電壓並且適配於轉換饋送給波產生器之所述交流電壓。

以此方式，該系統實際上成為AC/DC或AC/AC轉換器，其可以有利地被連接至公共配電網路(common electrical distribution network)。

但是，這不排除在其他實施例中直流電壓源可包括直流電壓產生器或電池之可能性。

本發明之另一樣態，係提供波產生器之諧振電路可以包括並聯連接至主動式開關之振盪回路電容(tank capacity)。

該振盪回路電容之存在使得可以減少在從飽和狀態(接通)至阻斷狀態(斷開)之過渡(transients)期間，於主動式開關中可能發生之電力損耗。

確實，在主動式開關斷開之時刻，振盪回路電容被放電並構成一低阻抗路徑，該路徑能夠減小主動式開關中之電流，從而減少損耗。

如果振盪回路電容不足，則諧振電路可包括串聯配置於中心電力節點與主動式開關之間之另一電感。

如此，諧振電路將基本上包括由諧振電感及由諧振電容構成之第一諧振器LC，以及由振盪回路電容及由所述另一電感構成之第二諧振器LC。

可以對這兩個諧振器LC進行調諧，以確保開關在接通階段時與ZVS電路具有基本相同之波形(因此在接通時，零電壓及低損耗(loss losses))，以及在關斷階段將主動式開關之電流實質上減小或歸零，以確保或接近在關斷階段中之一種特別有利之ZCS 條件，因其具有低損耗。

100‧‧‧系統

105‧‧‧直流電壓源

110‧‧‧電力負載

115‧‧‧整流器

120‧‧‧交流電壓源

125‧‧‧第一輸入端子

130‧‧‧第二輸入端子

135‧‧‧第一輸出端子

140‧‧‧第二輸出端子

145‧‧‧波產生器

150‧‧‧第一輸入端子

155‧‧‧第二輸入端子

160‧‧‧中間轉換器

175‧‧‧整流器

180‧‧‧主動式開關

185‧‧‧第一連接端子

190‧‧‧第二連接端子

195‧‧‧控制端子

200‧‧‧諧振電路

205‧‧‧第一電力分路

210‧‧‧第一端子

215‧‧‧中心電力節點

220‧‧‧第二電力分路

225‧‧‧諧振電感

230‧‧‧諧振電容

230A‧‧‧諧振電容

230B‧‧‧諧振電容

235‧‧‧一另外端子

240‧‧‧電力連接分路

245‧‧‧一另外端子

250‧‧‧絕緣電容

255‧‧‧第二絕緣電容

260‧‧‧耦合電感

265‧‧‧耦合電感

300‧‧‧耦合電感

305‧‧‧二極體

310‧‧‧電力節點

315‧‧‧電感

320‧‧‧電容

325‧‧‧電力節點

330‧‧‧調諧電感

335‧‧‧調諧電容

340‧‧‧調諧電感

345‧‧‧調諧電容

350‧‧‧振盪回路電容

355‧‧‧電感

360‧‧‧二極體

365‧‧‧電感

370‧‧‧電力節點

375‧‧‧電容

380‧‧‧電力節點

385‧‧‧電感

390‧‧‧電容

395‧‧‧電力節點

400‧‧‧整流開關

500‧‧‧第一電力分路

505‧‧‧參考節點

510‧‧‧第二電力分路

515‧‧‧第三電力分路

520‧‧‧中間節點

525‧‧‧中間節點

530‧‧‧第一電感

535‧‧‧第二電感

540‧‧‧中央節點

545‧‧‧電容

550‧‧‧第一主動式開關

555‧‧‧第二主動式開關

560‧‧‧另一電感

565‧‧‧電橋電容

570‧‧‧另一電感

575‧‧‧電橋電容

V_D‧‧‧電壓

V_G‧‧‧電控訊號之函數

通過閱讀以下作為非限制性示例所提供之描述，並藉助於圖式中所示之附圖，本發明之其他特徵與優點將變得清楚。

圖1為根據本發明實施例之用於傳送電力之系統之總體電路圖。

圖2為能在圖1之系統中使用之波產生器之電路圖。

圖3為能在圖1之系統中使用之另一波產生器之電路圖。

圖4及5分別顯示圖2及圖3之波產生器之兩個變形。

圖6為表示做為控制訊號之函數在圖2及圖3之波產生器之中心電力節點處能獲得之電壓波之可能形狀之曲線圖。

圖7為電力負載至圖1和圖2之波產生器之第一連接模式之電路圖。

圖8至圖10顯示圖7之電路圖之盡可能多之變形。

圖11為電力負載至圖1及圖2之波產生器之第二連接模式之電路圖。

圖12至圖15顯示圖11之電路圖之盡可能多之變形。

圖16是電力負載至圖1及圖2之波產生器之第三連接模式之電路圖。

圖17至21顯示圖16之電路圖之盡可能多之變形。

圖22為電力負載至圖1及圖2之波產生器之第四連接模式之電 路圖。

圖23至圖29顯示圖22之電路圖之盡可能多之變形。

圖30為適配於同時饋電給兩個電力負載之系統之電路圖。

圖31為本發明之另一實施例之電路圖。

圖32至圖36表示圖31之實施例盡可能多之變形。

本發明之實施例提供一種系統100，其用於將電力從一直流電壓源105或至少相當於直流電壓者傳送至一電力負載110。

通常用電阻符號表示之電力負載110，可以是必須被饋電以允許其操作及/或為設備本身之內部電池進行充電之任何電氣或電子設備。

此類之電氣/電子設備之經典示例為電腦、平板電腦、智慧型手機、電視機、家用電器、自動化系統、伺服器等。

在一些實施例中，直流電壓源105可以是直流電壓之產生器或電池。

在其他實施例中，另一方面，直流電壓源105可以包括整流器115，其適配於在輸入時接收來自交流電壓源120之交流電壓、將所述交流電壓轉換成與直流電大致相當之整流電壓並用於在輸出時提供所述直流電壓。

交流電壓源120可以是例如公共配電網絡，其可以適配於根據國家或用途(例如，工業或家庭)來供應可變值(variable value)之交流電壓。僅作為示例，交流電壓源120可以是50-60Hz，90-260V AC網路。

一般而言，整流器115可以包括第一輸入端子125及第二輸入端子130，其可以連接到交流電壓源120，使得後者適配於在這兩個端子之間以交流方式施加隨時間可變之電壓差(交流電壓)。

例如，整流器115之第二輸入端子130可連接至參考電壓，並且通常被定義為中性端子，以及交流電壓源120可以適配於施加參考電壓所定義之平均值附近之隨時間呈正弦變化之電壓至第一輸入端子125，其通常稱為相端子。應該注意者為，發電機120如何能夠連接到端子125及130，從而在不影響整流器115之輸出之情況下交換端子。

整流器115還可以包括第一輸出端子135及第二輸出端子140，在第一輸出端子135與第二輸出端子140之間施加經由轉換輸入時接收之交流電壓而得之直流電壓之差，其中，施加至第一輸出端子135之電壓值，其通常不小於施加至第二輸出端子140之電壓。

例如，第二輸出端子140可連接至參考電壓，而第一輸出端子135可具有施加至其之恆定電壓(減去漣波(minus the ripple))，該恆定電壓之值不小於參考電壓值，其經由輸入交流電壓之整流而得。

整流器115可以製成二極體電橋(例如，格雷茲電橋 (Graetz bridge))之形式，但是這不排除在其他實施例中其可為具有單一二極體、具有組合之雙二極管、同步整流器或其他者之可能性。

可能地，整流器115可設置濾波電路，例如電容濾波器，其功能為穩定第一輸出端子135與第二輸出端子140間之電壓差，減小漣波並因此將電壓調平於一隨時間變化大體上保持恆定之值。

系統100亦包括至少一個總體以145表示之波產生器，即由直流電壓源105(例如由整流器115)饋電之電路，以產生電壓波，即一連串以預定之時間頻率彼此相隨之電壓脈衝。

較佳地，波產生器145適配於產生高頻電壓波，該高頻電壓波通常為數百KHz、MHz、數十MHz或數百MHz之數量級。

一般而言，波產生器145可包括第一輸入端子150及第二輸入端子155，在第一輸入端子150語第二輸入端子155之間施加大體上恆定之電壓差，該電壓差係自直流電壓源105提供之電壓所獲得。施加至第一輸入端子150之電壓值通常大於施加至第二輸入端子155之電壓值

例如，第二輸入端子155可連接至參考電壓，而第一輸入端子150可連接至整流器115之第一輸出端子135。

可能在整流器115與波產生器145之間配置中間轉換器160，其適配於接收由整流器115提供之輸入電壓並將其轉換成另一電壓，例如轉換成值減小之電壓，更適合於向波產生器145饋 電及/或用於其他目的，例如以提高功率因數且/或促進系統100之控制。

然後，從波產生器145輸出之電壓波將被傳輸至電力負載110。

可能者為，在波產生器145與電力負載110之間可以配置整流器175，其適配於對來自波產生器145之電壓波進行整流，以便對其進行轉換並獲得整流後之輸出，例如相當於直流電壓之示例，用於饋電力負載110。

整流器175可以是基於二極體電橋(例如，格雷茲電橋)之整流器、具有單一二極體、具有組合之雙二極體之整流器、同步整流器或其他者。

同樣在這種情況下，整流器175可以設置有濾波級(filtering stage)，其能夠穩定輸出中之電壓，將其調平於大體上恆定之值，或者在任何情況下相當於隨時間變化為恆定(減去可能之殘餘漣波，其甚至可能為顯著者)。

應當觀察到，在一些實施例中，整流器175為不存在，從而獲得能夠向交流電力負載110饋電之系統100。

為了產生電壓波，波產生器145包括至少一主動式開關180，例如電晶體(例如，雙極接面電晶體BJT、場效電晶體FET、MOSFET、GaN、SiC、MESFET、JFET、IGBT等)，其適配於在適當電控訊號之命令下導通及關斷(即，從阻斷狀態變為飽和狀態，反之亦然)。

更特別地，主動式開關180可包括第一連接端子185(例如N型MOSFET之汲極)、第二連接端子190(例如N型MOSFET之源極)以及控制端子195(例如N型MOSFET之閘極)。

當主動式開關180關斷時，即處於阻斷狀態時，電流不能在第一連接端子185與第二連接端子190之間滑動。

反之亦然，當主動式開關180導通時，即處於飽和狀態時，電流在第一與第二連接端子185與190之間自由滑動。

主動式開關180在這兩個狀態之間之切換由施加至控制端子195之電控訊號控制。

在實務中，當電控訊號之電壓大於或等於某閾值時，主動式開關180處於飽和狀態(導通並且能夠承載電流)。

反之亦然，當電控訊號之電壓小於該閾值時，主動式開關180處於阻斷狀態(關斷)。

為了產生電壓波，電控訊號可為以預定頻率在主動式開關180之閾值以下之最小電壓值(可能為零)與所述閾值以上之最大值之間變化之周期性訊號。

例如，電控訊號可為具有恆定頻率以及通常但非必要等於50%之負載循環(duty cycle)之方波訊號。

電控訊號之頻率較佳地選擇為非常高之值，其實際上對應於主動式開關180之開關頻率，並因而對應於所產生之電壓波之頻率，該頻率例如為數百KHz、MHz、數十MHz或數百MHz。

電控訊號可以由適當之驅動器(未表示)產生，其可 經由能夠傳輸電訊號之任何系統(也可為無線)適當地連接至主動式開關180之控制端子195。

除了主動式開關180之外，波產生器145還包括諧振電路200，例如完全諧振或準諧振電抗電路(quasi-resonant reactive circuit)。

諧振電路200通常是一種電路，其包括一或多個電抗，例如一或多個電容及/或電感，其係適當地彼此連接並且被調諧以便在給定之頻率下諧振。

諧振電路200之調諧基本上包括分別就電容及電感決定上述電抗之大小。

在此情況下，諧振電路200連接至主動式開關180並且被調諧以便在從關斷至導通知每個開關階段期間減小施加至主動式開關180之電功率(例如電壓及/或電流)，反之亦然。

較佳地，諧振電路200被調諧，使得在主動式開關180之每個切換階段期間，施加至主動式開關180之電力(例如，電壓及/或電流)減小至等於零或實質上等於零之值，以這種方式獲得在零電壓開關(ZVS)或零電流開關(ZCS)模式操作之波產生器145。

例如，諧振電路200可以被調諧成以等於或接近主動式開關180之控制頻率之頻率進行諧振。

以此方式，在主動式開關180之開關循環期間，電損耗被顯著降低，從而可以增加此循環之頻率，從而增加由其產生之 電壓波之頻率，從而能夠增加對於相同施加電壓所傳輸之電力，或者能夠降低對相同傳輸電壓所施加之電力。

基於這些一般考慮，於圖2中繪示出波產生器145及相對諧振電路200之可能實施例。

於該實施例中，諧振電路200包括中心電力節點215，主動式開關180之第一連接端子185(例如N型MOSFET之汲極)可連接至中心電力節點215。

主動式開關180之第二連接端子190(例如N型MOSFET之源極)可連接至參考電壓。

諧振電路200還包括第一電力分路205，其從中心電力節點215延伸至可與波產生器145之第一輸入端子150連接(即重疊)之第一端子210。

諧振電路200還包括第二電力分路220，其亦可在第一端子210與中心電力節點215之間延伸，以便與第一電力分路205並聯連接。

在第一電力分路205上可配置諧振電感225，而在第二電力分路220上可配置諧振電容230。

如前所述，決定諧振電感225與諧振電容230之大小(調諧)，以使在每個單一切換階段中諧振器減低施加在主動式開關180上之電力(例如電壓及/或電流)，較佳地減低為零。

如此，在中心電力節點215處，可以有利地獲得電壓V_D，其係為主動式開關180之電控訊號之函數V_G，隨時間根據圖6 所示之波形或根據相似之波形而變化，並且尤其能夠確保開關180之轉變ZVS及/或ZCS。

實際上，其為一波形，其係相同於或在任何情況下類比於與在類似於E類放大器之電路結構或基於任何其他諧振放大器ZVS及/或ZCS經由波產生器所獲得之波形。

獲得相同之波形，即產生相同之電壓波，以上概述之波產生器145獲得與前面提及之諧振波產生器相同之優點，特別是在減少主動式開關之切換階段之電損耗方面，因此增加工作頻率。

然而，對於這些波產生器，波產生器145具有不需要龐大之扼流電感之實質性優點，從而允許尺寸及成本之顯著降低。

經由圖3所示之波產生器145也可獲得與圖2所示之波產生器145相同之波形，因此具有相同之優點。

該波產生器145與先前之波產生器之不同處僅在於，諧振電路200之第二電力分路220以相對之諧振電容230於中心電力節點215與連接至參考電壓之另外端子235之間延伸。

上述兩個波產生器145之變形分別於圖4及圖5中繪示出。

圖4及圖5之電路圖與圖2及圖3之電路圖之不同處僅在於諧振電路200之第一端子210連接至參考電壓，且主動式開關180之第二連接端子190連接至(即重疊於)波產生器145之第一輸入端子150。

以此方式，獲得了具有類似於圖2及圖3之操作之波產生器145，但是其缺點在於主動式開關180以浮動方式連接，因此更難以控制，需要例如使用經由適當之自舉電路(bootstrap circuit)控制之p-MOS或n-MOS。

因此，儘管在下文將說明之所有實施方式中，可如圖4或5所示以浮動方式連接主動式開關180，但是通常總是最好將主動式開關180連接至如圖2及3及隨後之所有示例所示之參考電壓。

根據圖2及3所示之基本電路圖，可以將波產生器145以不同之方式連接至電力負載110。

根據圖7所示之第一實施例，電力負載110可配置於電力連接分路240上，其延伸於諧振電路200之第一端子210與中心電力節點215之間，使得電力負載110為大體上並聯連接於諧振電感225。

諧振電容230可根據圖2之電路圖(實線)與諧振電感225並聯連接，或者可根據圖3之電路圖等效地與參考電壓連接。

應當注意，在圖7之實施例中，電力負載110被連接以便直接接收由波產生器145產生之電壓波，且因而實質上以交流電壓饋電。

然而，如果有必要向電力負載110提供實質之直流電壓，則如圖8所示，可有利地沿電力連接分路240將整流器175插入電力負載110之上游。

在圖7及8所示之兩個實施例中，電力負載110被電性連接至如圖1所示的直流電壓源105，從而形成非絕緣系統。

然而，可以修改上述電路圖，以便將直流電壓源105放置在初級電路中，將電力負載110放置在相對於初級電路形成電流性絕緣之次級電路中。

例如，圖9繪示出由於存在兩個絕緣電容而不同於圖8之電路方案，所述兩個絕緣電容包括例如配置於電力連接分路240且位於第一端子210與電力負載110間，例如位於第一端子210與整流器175間之第一絕緣電容250以及配置於電力連接分路240且位於電力負載110與中心電力節點215間，例如位於整流器175與中心電力節點215間之第二絕緣電容255。

兩個絕緣電容250與255之值係較佳地相對於諧振電容230之值大得多，以便不干擾諧振電路200之諧振頻率。

例如，絕緣電容250與255之值可以選擇數百nF或uF之數量級，諧振頻率為MHz之數量級。

以此方式，兩個絕緣電容250與255能夠將包括直流電壓源105及波產生器145之初級電路與包括電力負載110及整流器175之次級電路完全地電流性絕緣。

同時，絕緣電容250與255以電容方式將初級電路與次級電路電耦合，從而允許將由波產生器145產生之電壓波傳輸到電力負載110。

在一些實施例中，兩個絕緣電容250與255可以是離散之電容，即，不可分離之組件包括連接至初級電路之第一端子和連接至次級電路之第二端子。

如此，系統100可以製成單一不可分割之裝置之形式，例如絕緣之電力轉換器。

在其他實施例中，每個絕緣電容250與255可由一對相互可分離之板製成，包括連接至初級電路之發送板及連接至次級電路之接收板。

如此，包括直流電壓源105、波產生器145及傳輸板之初級電路可安裝於一第一裝置中，而至少包括電力負載110、整流器175及接收板之次級電路可安裝於一第二裝置上，其相對於第一設備在實體上為分離且可移動(分開)。

例如，第一裝置可配置為充電基座，而第二裝置可為擬被充電或擬被饋電之裝置，例如智能手機、便攜式計算機、電視機等等。

以此方式，經由適當地將第二裝置帶向第一裝置，可能使每個發送板可與對應之接收板集合在一起並以其為介面，重新建構絕緣電容250和255，從而以電容方式形成電力之無線發送系統。

在其他實施例中，初級電路與次級電路間之電流性絕緣可以藉由電感耦合系統來實現。

例如，圖10示出了與圖7之電路圖之不同處在於，在電力連接分路240上存在耦合電感260，其適配於與相應之耦合電感265進行電感耦合，即經由電磁感應，其例如以整流器175之插入於閉合電路連接於電力負載110。

兩個耦合電感260與265之值係較佳地相對於諧振電感225之值大得多，以便不干擾諧振電路200之諧振頻率。

以此方式，兩個耦合電感260與265能夠將包括直流電壓源105及波產生器145之初級電路與包括電力負載110及整流器175之次級電路完全電流性絕緣。

同時，耦合電感260與265以電感方式將初級電路電性連接至次級電路，從而允許將由波產生器145產生之電壓波傳輸至電力負載110。

在一些實施例中，耦合電感260與265可以至少部分地分別由例如繞同一磁芯(magnetic core)纏繞之變壓器之初級繞組與次級繞組組成。

如此，系統100可以製成單一不可分離之裝置之形式，例如絕緣之電轉換器。

在其他實施例中，每個耦合電感260與265可以至少部分地分別由電力之無線發射線圈(例如，天線)與無線接收線圈(例如，天線)組成。

以此方式，可以將包括直流電壓源105、波產生器145及耦合電感260之初級電路安裝於第一裝置(例如，充電基座)，而至少包括電力負載110、整流器175及耦合電感265之次級電路可安裝於第二裝置(例如，智能電話，便攜式計算機或電視機)，其相對於第一裝置在實體上為分開且可移動(分開)者。

以此方式，經由適當地將第二裝置帶向第一裝置，可以在耦合電感260與265之間重新建立電感耦合，從而以電感方式構成電力之無線傳輸系統。

在此應當注意，儘管參考圖9與圖10描述之絕緣解決方案提供整流器175之存在，但是如果需要向交流電力負載110饋電，則可省略後者。

此外，儘管前述絕緣解決方案提供(以實線)諧振電容230與諧振電感225並聯連接，但是可替代地，諧振電容230可連接至參考電壓(虛線)。

如圖11所示，將電力負載110連接至圖2及圖3之方案所示之波產生器145之第二種方式為，在其上配置電力負載110之電力連接分路240從諧振電路200之中心電力節點215與參考電壓連接之一另外端子245。

因此，相對於圖7之實施例，該解決方案具有使電力負載110參照參考電壓而非浮動電壓(floating)之實質優點。

同樣在此情況下，諧振電容230可根據圖2之方案(實線)並聯連接至諧振電感225，或者可以根據圖3之方案等效地連接至參考電壓。

根據圖11之方案，電力負載110直接接收由波產生器145產生之電壓波，並因此實質上以交流電壓饋電。

但是，如果有必要向電力負載110提供實質上為直流之電壓，則如圖12所示，有利者為可沿電力連接分路240於電力負 載110之上游插入整流器175。

在參照圖11及圖12描述之解決方案中，電力負載110被電性連接至如圖1所示的直流電壓源105，從而形成非絕緣系統。

但是在此情況下，也可以修改上述每個方案，以便將直流電壓源105配置於初級電路中，並且將電力負載110配置於相對於初級電路為電流性絕緣之次級電路。

例如，圖13示出與圖12之電路圖不同之電路圖，其中存在兩個絕緣電容，其包括配置於中心電力節點215與電力負載110間之電力連接分路240上之第一絕緣電容250，用於例如在中心電力節點215與整流器175之間，並且第二絕緣電容255配置於電力負載110與連接至參考電壓之端子245間之電力連接分路240，例如在整流器175與所述端子245之間。

相對於諧振電容230之值，兩個絕緣電容250與255之值較佳地大得多，以便不干擾諧振電路200之諧振頻率，例如數百nF或uF之數量級，諧振頻率為MHz之數量級。

以此方式，兩個絕緣電容250與255能夠將包括直流電壓源105與波產生器145之初級電路與包括電力負載110與整流器175之次級電路完全地電流性絕緣。

同時，絕緣電容250與255以電容方式將初級電路與次級電路電耦合，從而允許將由波產生器145產生之電壓波傳輸到電力負載110。

在一些實施例中，兩個絕緣電容250與255可以是離散之電容。

在其他實施例中，每個絕緣電容250與255可由一對相互可分離之板製成，包括連接至初級電路之發送板與連接至次級電路之接收板。

這樣，包括直流電壓源105、波產生器145及傳輸板之初級電路可安裝於第一裝置(例如充電基座)，而至少包括電力負載110、整流器175及接收板之次級電路可安裝於相對於第一裝置實體上個別獨立且可移動(分開)之第二設備(例如，智能電話，可攜式計算機或電視機)。

這樣，藉由將第二裝置適當地帶向第一裝置，可以將每個傳輸板與對應之接收板組合在一起並以其為介面，從而重新構成絕緣電容250與255，從而構成以電容方式供電之電力無線傳輸系統。

但是，如果不需要無線傳輸電力及/或不必在初級電路與次級電路之間具有完全之電氣絕緣，則可以移除絕緣電容255，如圖14所示。

以此方式，將存在適於用作直流電壓之區塊之單一絕緣電容250，其配置於中心電力節點215與電力負載110間之電力連接分路240上，以用於例如在中心電力節點215與整流器175間之示例。

替代地，等效地可以省略絕緣電容250並且僅保留適於用作直流電壓之絕緣電容255。

在其他實施例中，初級電路與次級電路間之電流性絕緣可以經由電感耦合系統來實現。

例如，圖15表示與圖11之電路圖不同之電路圖，其中在電力連接分路240上存在耦合電感260，其適配於以對應之耦合電感265進行電感耦合，即經由電磁感應，其例如以整流器175之插入於閉合電路連接於電力負載110。

兩個耦合電感260與265之值係較佳地相對於諧振電感225之值大得多，以便不干擾諧振電路200之諧振頻率。

以此方式，兩個耦合電感260與265能夠將包括直流電壓源105及波產生器145之初級電路與包括電力負載110及整流器175之次級電路完全地電流性絕緣。

同時，耦合電感260與265以電感方式將初級電路電性連接至次級電路，從而允許將由波產生器145產生之電壓波傳輸至電力負載110。

在一些實施例中，耦合電感260與265可以至少部分地分別由例如纏繞在同一磁芯上之變壓器之初級繞組及次級繞組組成。

以此方式，系統100可以製成單一不可分離之裝置之形式，例如絕緣之電轉換器。

在其他實施例中，每個耦合電感260與265可以至少部分地分別由電力之無線發射線圈(例如，天線)及無線接收線圈(例如，天線)組成。

以此方式，可以將包括直流電壓源105、波產生器145及耦合電感260之初級電路安裝於第一裝置(例如，充電基座)，而至少包括電力負載110、整流器175及耦合電感265之次級電路可安裝於第二裝置(例如，智能電話，可攜式計算機或電視機)，其係相對於第一裝置在實體上為個別獨立且可移動(分開)者。

以此方式，經由適當地將第二裝置帶向第一裝置，可以在耦合電感260與265之間重新建立電感耦合，從而以電感方式構成電力之無線傳輸系統。

儘管參考圖13、14及15所描述之所有絕緣解決方案都提供整流器175之存在，但是如果需要向交流電力負載110饋電，則可以省略後者。

此外，儘管上述解決方案提供了諧振電容230與諧振電感225並聯連接(實線)，但是可選地，諧振電容230可以連接至參考電壓(虛線)。

將電力負載110連接至繪示於圖2及3之方案中之波產生器145之第三種方式，係表現於圖16中，並且提供電力負載110可直接配置於第一電力分路205上，串聯於諧振電感225。

同樣在此情況下，諧振電容230可根據圖2之方案(實線)並聯連接至諧振電感225，或者可根據圖3之方案等效地連接至參考電壓。

於圖16之方案中，電力負載110被連接以便直接接收由波產生器145所產生之電壓波，並因此大體上以交流電壓被饋送。

然而，如果有必要向電力負載110提供實質之直流電壓，則其為有利者係將整流器175沿第一電力分路205插入電力負載110之上游，如圖17所示。

從這些非絕緣方案中，還可開發出解決方案，其中將直流電壓源105配置於初級電路上，並且將電力負載110配置於相對於初級電路為電流性絕緣之次級電路中。

例如，圖18所繪示之電路圖與圖17之不同處在於，配置於第一電力分路205之諧振電感225適配於與相應之耦合電感300進行電感耦合，即通過電磁感應(electromagnetic induction)，其以例如整流器175之插入於閉合電路中連接於電力負載110。

以此方式，諧振電感225及耦合電感300能將包括直流電壓源105及波產生器145之初級電路與包括電力負載110及整流器175之次級電路完全地電流性絕緣。

同時，諧振電感225及耦合電感300以電感方式將初級電路電性連接至次級電路，從而容許由波產生器145所產生之電壓波傳輸至電力負載110。

關於圖9及14所示之電感絕緣系統，因為耦合電感其中之一與諧振電感225重疊，該解決方案使得可減少元件之數量，而且，由於圖18之方案之電感225與300，其亦具有諧振電感之功能，可比先前方案中使用之電感小得多，還可顯著地減少尺寸及整個系統之成本。

觀察圖18之方案，其著實明確者係如何給出總體諧振電感，不僅由表示為初級電路之諧振電感225之電感，而且還藉由次級電路之耦合電感300給出，即磁耦合之耦合係數k通常小於1(其中k=1會對應於理想耦合)。

類似於先前之情況，一些實施例可提供，諧振電感225及耦合電感300分別至少部分地由變壓器之初級繞組及次級繞組構成，例如繞在同一磁芯上。

另一方面，其他實施例可提供，諧振電感225及耦合電感300可分別至少部分地由電源之無線發射線圈(例如天線)及無線接收線圈(例如天線)構成。

以此方式，可將至少包括直流電壓源105、波產生器145及諧振電感225之初級電路安裝於第一裝置，而將至少包括電力負載110、整流器175及耦合電感300之次級電路安裝於第二裝置，其相對於第一裝置在實體上為個別獨立且可移動(分開)者。

例如，第一裝置可被建構為充電基座，而第二裝置可為擬被充電或被饋電之裝置，例如智能手機、可攜式計算機、電視機等等。

以此方式，藉由適當地將第二裝置帶向第一裝置，可以在諧振電感225與耦合電感300之間重新建立電感耦合，從而形成以電感方式之電力無線傳輸系統。

儘管圖18之解決方案提供了諧振電容230與諧振電感225並聯連接(實線)，但是可替代地，諧振電容230可連接至參 考電壓(虛線)。

從以上表示之絕緣方案，也可發展概念上類似之方案，但基於更多個相位，例如但不排除地基於兩個相位。

在圖19中示出了該解決方案之示例，其中系統100包括至少兩個圖18所示之類型之波產生器145。

特別地，兩個波產生器145之第一端子210可以重疊且形成單個公共節點(common rode)，其與第一輸入端子150連接，即與直流電壓源105連接，而主動式開關180與諧振電容230可連接至參考電壓。

當然，諧振電容230可替代地與對應之諧振電感225並聯連接，並且可能由具有分別連接至兩個波產生器145之中心電力節點215之端子之單一諧振電容230代替，如圖20所示。

不管這些考慮如何，配置在每個波產生器145之第一電力分路205之諧振電感225可適配於與對應之耦合電感300進行電感耦合，即經由電磁感應，其係以例如插入整流器175在閉合電路中連接於電力負載110。

同樣在這種情況下，完全如先前所述，可以經由變壓器或經由無線傳輸解決方案來獲得諧振電感225與耦合電感300間之電感耦合。

可以通過個別之控制訊號來控制主動式開關180，以便以相同之頻率導通及關斷，但是彼此間之相位不同，即主動式開關180並非總是同時導通或關斷，而是總是在每個操作週期內至少 經過一小段時間，其中一主動式開關180導通，另一主動式開關180關斷，反之亦然。

以此方式，藉由適當地調節該時間間隔(time lapse)，即兩個主動式開關180之控制訊號間之相位移，可以有利地增加對於相同饋電電壓傳送至電力負載110之電力，以減小電力負載110上之電壓紋波及/或改善電路之功率因數。

如果要傳輸至電力負載110電力位準特別高，則也可以使用彼此反相之控制訊號來控制兩個主動式開關180，以便在導通一主動式開關180時，另一個則持續地關斷，反之亦然，從而獲得推拉操作模式(Push-Pull operating mode)。

為了使這些多相實施方案能夠正確地運行，較佳者為，從與饋電電壓連接之公共第一端子210起，兩個諧振電感225(即，兩個初級變壓器繞組或兩個初級無線傳輸感應線圈)係沿相反方向纏繞，如圖21之示意圖所示。

例如，兩個諧振電感225可以分別以右旋及左旋方向纏繞。

以此方式，確實有可能確保由兩個諧振電感225產生之磁場之反轉，並且同時確保電流之反轉，從而改善了電路之功率因數並防止了在諧振電路中感應出之電壓，不活動諧振電感225使電流在主動式開關180之體二極體(body diode)中循環。

在此應當注意，儘管圖18至圖20所示之所有絕緣解決方案都在次級電路中提供了整流器175，但是如果需要向電力負 載110饋送交流電壓，則可以省略這種整流器175。

如圖22和23所示，將電力負載110連接至圖2及3之方案中所示之波產生器145之第四種方式，提供了電力負載110可以在第二電力分路220與諧振電容230直接串聯配置。

特別地，在圖22之實施例中，在其上串聯配置有諧振電容230及電力負載110之第二電力分路220在諧振電路200之第一端子210與中心電力節點215之間延伸，根據圖2之總體方案。

在圖23之實施例中，在其上串聯配置有諧振電容230及電力負載110之第二電力分路220在諧振電路200之中心電力節點215與端子235之間延伸，其係與參考電壓連接，根據圖3之一般方案。

因此，相對於圖22之實施例，該第二變型具有實質優點，其為使電力負載110參照參考電壓而不是浮動電壓(floating)。

在圖22及23之解決方案中，連接電力負載110以便直接接收由波產生器145所產生之電壓波，並因此實質上以交流電壓饋送。

然而，如果有必要向電力負載110提供實質上直流之電壓，則如圖24與圖25之示例所示，可以沿著電力負載110上游之第二電力分路220插入整流器175。

無論整流器175是否存在，圖24之方案精確地對應於圖22之方案，而圖25之方案精確地對應於圖23之方案。

根據一特別有利之變形，可以如圖26所示地製造在 圖25中表示為通用整流級之整流器175。

實際上，整流器175可以包括二極體305，該二極體305之陽極連接至參考電壓，陰極連接至電力節點310，其配置於諧振電容230與電力負載110間之第二電力分路220上。

整流器175還可以包括沿著電力節點310及電力負載110間之第二電力分路220配置之電感315，以及可能包括具有參考電壓之第一端子以及連接至電力節點325之第二端子之電容320，其配置於電感315與電力負載110之間。

由於採用此種解決方案，因此達成一非常多用途之電路，其能夠實現非反相升壓-降壓轉換器(non-inverting Buck-Boost converter)之幾乎所有功能，但相對於習知之非反相升壓-降壓轉換器，具有較少數量之部件，有利地減少了其體積及成本。

實際上，非反相升壓-降壓轉換器實際上由兩個級串級排列而成，包括第一級升壓級及第二級降壓級，因此，需要至少兩個主動式開關之存在以及至少兩個二極體。

這種習知之升壓-降壓轉換器之主動式開關亦為浮動開關，其很難控制並且需要自舉電路(bootstrap circuit)。

獲得非反相升壓-降壓效應之另一種已知解決方案是使用SEPIC轉換器，但其需要昂貴且笨重之變壓器。

另一方面，圖26所示之電路以非常小之電路複雜度獲得非反相升壓-降壓效果，與傳統之反相降壓-升壓電路或庫克變換器(Cuk converter)相當。

關於庫克變換器，另一方面，圖26所示之電路於二極體305之方向上不同，特別是在電抗元件之尺寸完全不同之情況下，由此實現了極不同之工作原理。

確實，庫克變換器基於其正常操作使用電感作為連續電流源，並且基於使用這些電流於工作週期之子階段中電容元件之受控充電及放電。

另一方面，圖26之電路基於諧振電感225與諧振電容230間之諧振，以及諧振電容230既用作諧振電容又用作阻擋直流電壓(DC)之障壁之事實，獲得與庫克變換器可獲得之電壓及電流完全不同之電壓及電流波形。

當然，這種諧振方法也反映所涉及之電抗元件之尺寸決定，其尺寸相當程度地小於庫克變換器之電抗元件之尺寸。

由於諧振，由於主動式開關180之切換為軟切換類型(soft switching type)，例如零電壓切換(ZVS)及/或零電流切換(ZCS)，因此還可以確保相對於庫克變換器之效率大幅地提高，並且還相當程度地降低了電磁輻射(EMI)。

然後，諧振電容230下游之電壓波藉由整流器175被整流，其中，與諧振電感225不同，電感315之尺寸可被確定，以便實質上作為電流產生器。

換句話說，電感315可具有高電感值，例如足夠大以使得相對於電感315本身之平均電流值而言，電流漣波可以忽略。當然，圖26所示之方案為整流器175係由一個簡單之二極體35及一 由電感315與電容320形成之濾波器LC所組成，其代表非反相升壓-降壓電路之最簡單形式，其可從以上提出之波產生器145獲得。

從能量之觀點而言，在其他更複雜及更有效之實施例中-至少對於低電流值而言，二極體305可例如被另一受控制之主動式開關代替，以進行同步整流。

同樣在此種情況下，電路也不會特別複雜，因為另一主動式開關涉及參考電動勢，因此即使在高頻下也非常容易控制。

可能進一步提高圖26之升壓-降壓電路性能之可能變體包括亦使整流器175諧振，以類似之方式以E類整流器或在任何情況下以諧振整流器製成。

就電路而言，方案將保持基本相同(可能具有用於簡化調諧之其他電抗組件，例如與二極體305並聯之一或多個其他電容)，但是電感315會具有減小之電感值，尤其益於與其餘電路網路諧振，以減少二極體305中之動態損耗，甚至可能使其為零，或者在同步整流之情況下，減少將替代二極體305之另一個主動式開關中之動態損耗。

從圖22至26所示之方案中，還可以開發絕緣解決方案，其中直流電壓源105配置於初級電路中，而電力負載110配置於次級電路中，其係相對於初級電路為電流性絕緣，但經由電容耦合系統與之電性耦合。

例如，圖27繪示與圖24相同之電路圖，除了以下事實：諧振電容230被分成兩個諧振電容230A和230B，這兩個諧振電 容230A和230B分別被配置於第二電力分路220上，分別在諧振電路200之第一端子210與電力負載110之間，例如在整流器175之上游，以及在電力負載110與中心電力節點215之間，例如在整流器175之下游。

以此方式，兩個諧振電容230A及230B亦作為絕緣電容，並且能夠將包括直流電壓源105及波產生器145之初級電路與包括電力負載110及整流器175之次級電路完全地電流性絕緣。

同時，諧振電容230A和230B以電容性方式將初級電路電性連接至次級電路，從而容許將波產生器145產生之電壓波傳輸至電力負載110。

在圖28中所表示可替代之解決方案，但是其實現與上面概述之相同效果，並且提供了與圖25之電路圖相同之電路圖(並且因此能形成如圖26之電路圖)，除了以下之事實之外，同樣在此種情況下將諧振電容230分成兩個諧振電容230A及230B，其分別配置於第二電力分路220上，分別位於諧振電路200之中心電力節點215及電力負載110之間，例如在整流器175之上游，以及在電力負載110與連接至參考電壓之端子235之間，例如在整流器175之下游。

在兩個繪示之實施例中，兩個諧振電容230A及230B可以是離散電容(discreet capacities)，即，不可分離之元件，其包括連接至初級電路之第一端子及連接至次級電路之第二端子。

以此方式，系統100可以製成單一不可分離之裝置之 形式，例如絕緣之電轉換器。

在其他實施例中，每個諧振電容230A及230B可由一對相互可分離之板製成，包括連接至初級電路之發送板以及連接至次級電路之接收板。

以此方式，包括直流電壓源105、波產生器145及傳輸板之初級電路可安裝於第一裝置，而至少包括電力負載110、整流器175及接收板之次級電路可安裝於第二裝置，其相對於第一裝置在實體上為個別獨立且可移動(分開)者。

例如，第一裝置可以被配置為充電基座，而第二裝置可以是欲充電或饋電之設備，例如智慧型手機、可攜式計算機、電視機等。

以此方式，通過適當地將第二裝置帶向第一裝置，可以使每個發送板與對應之接收板組合在一起並以其為介面，從而重構了諧振電容230A及230B，從而使電容方式之電力之無線發送系統成為可能。

應該注意者為，對於以圖18所示之電感方式絕緣之系統，以圖27及28所示之電容耦合絕緣之系統就減少體積、提高效率以及在高頻操作之可能性而言具有可觀之優點。

圖27和28所示之系統相對於已參照圖9及13所示之其他電容絕緣系統亦為有利者。

實際上，圖27及28之系統提供諧振電容230A與230B同時充當諧振器並且充當直流電壓DC之絕緣電容及障壁。

以此方式，有利地減少電路之元件數量，且相對於圖9或圖13之絕緣電容250及255，諧振電容230A及230B可小得多(例如，可從pF、數十pF、數百pF、nF或數十nF之數量級中選擇)。

小尺寸之電容減少體積及成本，對於寄生現象(parasitic phenomena)具較少之損耗，且特別是使得在製造絕緣轉換器之情況下可能使電路免於認證方面之問題。

實際上，存在限制將電轉換器之初級電路連接至次級電路之電容值之標準，以免引起安全問題和電磁輻射。

類似地，可以使用小尺寸電容之事實使得在實體上分離之裝置間製造無線電容型之電力傳輸系統變得更簡單，此因裝置之幾何形狀及因此於其可用之區域，通常不容許安裝大尺寸之發射及/或接收板，這對於獲得高電容值之電容為必要者，而其絕對必須相容於如通常對於圖27及28之方案為足夠者之小電容之發射及/或接收板之尺寸。

儘管圖27和28之系統提供整流器175之存在，但是如果希望以交流電壓饋送電力負載110，則當然可省略後者。

從以上表示之絕緣方案，也可以開發概念上類似之方案，但基於更多數量之相位，例如但不互斥地基於兩個相位。

在圖29中表示該解決方案之示例，其中系統100包括至少兩個與圖23中表示之波產生器基本相同之波產生器145，但此兩個波產生器145之諧振電容230係連接至單一電力負載110之相對端之事實除外。

實際上，兩個波產生器145之諧振電路200之第一端子210可皆與第一輸入端子150，即直流電壓源105連接，而中心電力節點215可以藉由一單一第二電力分路220連接在一起，其對於兩個波產生器145為共有，兩個波產生器145之兩個諧振電容230皆配置於其上，並且在所述諧振電容230間配置之位置上配置有電力負載110。

以此方式，諧振電容230亦作為絕緣電容，將包括直流電壓源105及波產生器145之初級電路與包括電力負載110之次級電路形成電流性隔離。

同樣在這種情況下，在電容之無線傳輸系統中，兩個諧振電容230可以是離散之電容，或者可以由發送板及接收板單獨製成，如先前已多次描述者。

可以通過各自之控制訊號來控制兩個波產生器145之主動式開關180，以便以相同之頻率導通及關斷，但是彼此不同相，即，使得主動式開關180並不一直同時導通或關斷，但在每個工作週期內，總是至少有一個微小之時間間隔，於其中一主動式開關180導通，而另一主動式開關180關斷，反之亦然。

以此方式，經由適當地調整該時間間隔，即兩個主動式開關180之控制訊號間之相位偏移(dephasing)，可有利地增加對於相同饋電電壓傳送至電力負載110之功率，以減少電力負載110之電壓漣波且/或改善電路之功率因數。

如果傳送給電力負載110之功率水平特別高，則還可 以使用彼此反相知控制訊號來控制兩個主動式開關180，以便在接通一個主動式開關180時，另一個則不斷關閉，反之亦然，從而獲得推拉操作模式(Push-Pull operating mode)。

在此應注意，儘管圖29之解決方案未提供整流器175之存在，但如有必要，可將整流器175插入諧振電容230及電力負載110間之次級電路。

應當注意，在參照圖16至圖29表示之所有實施例，電力負載110被連接至第一電力分路205或第二電力分路220，使得所述第一或第二電力分路205或第二電力分路220適配於藉由連接至其之電力負載110適於吸收有效電能。

該特性在許多方面為有利者，其可能具有降低諧振電感225或諧振電容230之電抗效應之副作用。

因此，相對於圖7至圖15中描述之電路，圖16至圖29中描述之電路之調諧可更加複雜且取決於電力負載110及其可能之變化。

為了降低對電力負載110及其變化之敏感性，因此在所有上述電路中，可以導入其他電抗性調諧元件，即其他電感及/或電容，其可與諧振電感225及/或諧振電容230串聯或併聯配置。

圖30所示之解決方案提供了一示例，其中純粹作為示例，根據圖18和27中已說明之方案之組合，波產生器145分別以電感及電容方式同時連接至兩個電力負載110。

從具有全部為可選之以虛線表示之元件可以理解 為，例如可在第一電力分路205上增加與諧振電感225串聯之調諧電感330，及/或在中心電力節點215與參考電壓(即，與主動式開關180並聯)間增加加調諧電容335，及/或增加調諧電容345及/或增加並聯於諧振電感225之調諧電感340。

還可以在次級電路上提供其他電抗組件(reactive components)，因為其與初級電路耦合，其作為耦合參數之函數而影響其諧振。

當然，可以在前面描述之所有電路中使用附加電抗組件之功能係促進電路之調諧以實現多種目的，例如：使電路對負載變化不太敏感，以便使傳遞至負載之功率最大化，使電路效率最大化，以確保開關在零電壓條件(零電壓切換)及/或零電流條件(零電流切換)下導通及關斷，從而降低了峰值電壓。主動式開關180，減小元件中之平均電流，減小電路對元件公差之靈敏度，減小電路對元件寄生參數之靈敏度(例如，在MOSFET為用作主動式開關180，汲極端子及源極端子間之寄生電容)。

儘管圖30之方案僅是示例，其亦表示所有上述電路及解決方案如何相互結合，以獲得一系統100，其能夠同時饋送兩個或更多不同之電力負載110。

在圖31表示根據本發明之波產生器145之特別有利之實施例，並且表示了圖23之實施例之改進。

在確保諧振對實現ZVS及/或ZCS過渡有用之同時，圖23中所示之波產生器145之特點為，於諧振電感225及主動式開 關180中之電流非常高，在此刻達到最大值。主動式開關180被斷開，即在飽和狀態(接通)和阻斷狀態(斷開)之間之過渡期間。

在飽和狀態(接通)下，主動式開關180之電阻幾乎為零或可忽略不計，結果，即使對於大電流，該元件中之損耗也極低。

損耗P實際上由以下方程式P=R * I²量化，其中R為電阻，I為電流。

在阻斷狀態(斷開)下，主動式開關180之電阻基本上為無限大，但是電流為零，因此在這種情況下，開關中之損耗也可以忽略不計。

另一方面，在導通與關斷間之過渡中，主動式開關180之電阻在有限時間內變化。

考慮到快速主動式開關(例如N型MOSFET)之例子，適當控制之開關會在ns，數十ns或幾百ns之時間內從導通變為關斷。

在該有限之過渡時間期間，主動式開關180之電阻逐漸增加，並且同時電流成比例地減小，從而造成損耗峰值，其不會被過渡條件ZVS減輕。

為了解決該問題，可以使用圖31所示之波產生器145，其與參考圖23描述之波產生器之不同處在於，其包括另一振盪回路電容(tank capacity)350，該振盪回路電容具有與一第一端子，其與主動式開關180之第一端子185連接，以及一第二端子，其 與例如連接至相同之參考電壓之第二端子190連接。

並聯到主動式開關180之振盪回路電容350可減少上述暫變期間之損耗，因為在關閉主動式開關180之時刻，振盪回路電容350會放電並構成低阻抗路徑而能夠減小主動式開關180中之電流，從而減小損耗。

然而，振盪回路電容350通常太小而不能顯著減少損失。

因此，較佳地，諧振電路200還包括與主動式開關180串聯之另一電感355，其具有連接到中心節點215之第一端子以及連接至主動式開關180之第一端子之第二端子。因此，其串聯連接到由主動式開關180及振盪回路電容350形成之並聯。

以此方式，波產生器145之諧振電路200基本上包括由諧振電感225及由諧振電容230構成之第一諧振器LC以及由電感355及由振盪迴路電容350構成之第二諧振器LC。

可以調諧這兩個諧振器LC，其電感225和355兩者都具有小電感值，在導通相位時具有與ZVS電路基本相同之波形(因此導通時電壓為零且損耗低)。

同時，兩個諧振器LC可以被調諧為彼此相位偏移，以在關斷階段中顯著減小開關上之電流，從而在關斷階段中接近尤其是ZCS狀態，其特別有利因其具低損耗。

該電路之更大自由度還確保實現許多解決方案之可能性，這些解決方案確保ZVS處於主動式開關180之導通階段，而 ZCS處於關斷階段，或者在任何情況下均相對於圖23之情況減小電流。

振盪回路電容350與電感355之可能存在當然不限於該實施例，而是可以應用於本說明書中描述之所有電路。

應當注意，在圖31之解決方案中，電力負載110被連接以便直接接收由波產生器145產生之電壓波，並且因此實質上以交流電壓被饋送。

但是，如果有必要向電力負載110提供實質上為直流之電壓，則有利地可將整流器175沿第二電力分路220插入電力負載110之上游，如圖32所示。

根據一特別有利之變形，可以如圖33所示，製造在圖32中表示為通用整流級(generic rectification stage)之整流器175。

實際上，整流器175可以包括二極體360，其陽極連接至參考電壓，陰極連接至電感365之第一端子，其第二端子連接至電力節點370，其配置於第二電力分路220，且位於諧振電容230與電力負載110之間。

整流器175還可以包括電容375，其具有一第一端子連接至電力節點380，其被包括於二極體360與電感365之間，以及一第二端子，其連接參考電壓，從而與二極體360並聯。

整流器175還可以包括電感385，其沿著電力節點370與電力負載110之間之第二電力分路220配置，以及電容390，其可包括具有參考電壓之第一端子及連接至電力節點395之第二端子 之電容390，其配置於電感385與電力負載110之間。

選擇性地，整流器175之二極體360可用主動式整流開關400(例如MOSFET)代替，如圖34所示。

這兩個實施例皆為特別有利者，由於其可在二極體360或在整流開關395中產生ZVS及ZCS過渡，或者在任何情況下都具低電流和低損耗之過渡。

然而，應注意者為，使用整流開關400而非二極體360使得可在更高之頻率下工作，例如MHz，數十MHz或幾百MHz，並且通常可降低靜態損失。

實際上，如果我們考慮使用N型或GaN型MOSFET電晶體作為開關400之示例情況，則可具有較低之通道電阻(channel resistance)，這可能限制相對於二極體之損耗。

由於整流開關400之存在，圖34之電路還允許兩種不同類型之控制。

第一控制是提供與整流開關400一起模擬之理想二極體，即，當汲極上之電壓下降至低於0V時導通整流開關400，而當電壓上升至高於0V時將其關斷。

第二種可能之控制包括，相對於波產生器145之主動式開關180之控制訊號之參照整流開關400之控制訊號，在這兩個控制訊號間之相位偏移在最小值及最大值之間變化，以調節傳遞到電力負載110之功率。

從圖31至圖34所示之方案中，還可以開發絕緣解決方案，其中直流電壓源105配置於初級電路，而電力負載110配置於次級電路，其係相對於初級電路形成電流性絕緣，但通過電容耦合系統與其電性耦合。

例如，圖35表示與圖32相同之電路圖，以下之事實除外：諧振電容230被分成兩個諧振電容230A及230B，此兩個諧振電容230A與230B分別配置於第二電力分路220，分別在諧振電路200之中心電力節點215與電力負載110之間，例如在整流器175之上游，以及在電力負載110與連接到參考電壓之端子235之間，例如在整流器175之下游。

同樣在絕緣情況下，整流器175可以如先前針對非絕緣情況所描述般製造，唯一之區別在於，如圖35所示，整流開關400之第二端子，電容375和390(如果存在)之第二端子以及負載110之第二端子都被連接至與第二諧振電容230B連接之電力節點。

當然，同樣在這種情況下，整流開關400可以類似於圖33所示之方式由二極體360代替。

從以上表示之絕緣方案，可以開發概念上類似之方案，但是基於更多數量之相位，例如但不互斥地基於兩個相位，以確保對於相同之電壓將更多之電力傳輸至電力負載110。

在圖36中表示該解決方案之示例，其中系統100包括至少兩個與圖31所表示之波產生器實質上相同之波產生器145，而以下之事實除外，此兩個波產生器145之諧振電容230係連接到單一電力負載110之相對端，以便還作為絕緣電容。

可經由各自之控制訊號來控制兩個波產生器145之主動式開關180，以便以相同之頻率進行導通及關斷，但是彼此不同相，即，主動式開關180非一直同時導通或關斷，但在每個操作週期內，總是存在至少一個微小時間間隔，其中一個主動式開關180導通，而另一個主動式開關180關斷，反之亦然。

以此方式，通過適當地調節該時間間隔，即兩個主動式開關180之控制訊號之間之相位偏移，可有利地增加對於相同之饋電電壓傳送至電力負載110之功率，以減小電力負載110上之電壓漣波及/或改善電路之功率因數。

如果欲傳輸至電力負載110之電力位準(power level)特別高，則也可以使用彼此反相之控制訊號來控制兩個主動式開關180，以便在導通一個主動式開關180時，另一個則關斷，反之亦然，從而獲得推拉操作模式。

同樣在這種情況下，可在諧振電容230與負載110之間配置整流器175，其可以根據先前示出之實施例中之任一或以任何其他方式來製造。

例如，整流器175可以根據由同一申請人提交之義大利專利申請案No.102017000139734中表示之實施例之一來製造，所述專利申請案被認為包含於此而作為參考。

特別地，如圖36所示，整流器175可包括一第一電力分路500，其適配於將諧振及絕緣電容230與參考節點505連接，即連接於參考電壓，以及一第二電力分路510，其適配於連接所述參 考節點505至另一諧振及絕緣電容230。

整流器175還包括第三電力分路515，其適配於將第一電力分路500之中間節點520與第二電力分路510之中間節點525連接。

在該第三電力分路515上，存在兩個電感，其包括一第一電感530，其具有與中間節點520連接之端子，以及一第二電感535，其具有與中間節點252連接之端子。

所述兩個電感530及535之相對端子在第三電力分路515之中央節點540中連接在一起。

在中央節點540與參考節點505之間，電力負載110以及有可能地電容545與電力負載110並聯連接。

整流器175還包括兩個主動式開關，包括佈置於第一電力分路500上且連接於中間節點520與參考節點505之間之第一主動式開關550以及配置於第二電力分路510上且在中間節點525與參考節點間之第二主動式開關555。

詳細地，每個主動式開關550及555包括連接至參考節點505之第一導電端子以及連接至對應之中間節點520或525之第二導電端子。

另外，每個主動式開關550與555包括與控制模組(未示出)耦合之控制端子，以接收對應之控制訊號。

可能地，在第一電力分路500上，在中間節點520與參考節點505之間，可以有另一電感560串聯連接到主動式開關550及 /或電橋電容565並聯至主動式開關550。

類似地，在第二電力分路510上，在中間節點525與參考節點505之間，可以存在串聯連接至主動式開關555之另一電感570及/或併聯連接至主動式開關555之電橋電容575。

在操作中，兩個主動式開關550與555可以交替導通及關斷，以便對施加於電容230間之電壓波之各個半波進行整流。

例如，可以控制兩個主動式開關550與555中之每一個，以便模擬理想二極體，即，當對應之中間節點520與525中之電壓下降到0V以下時將其導通，而當電壓升高至高於0V時將其關斷。

以此方式，整流器175可以被配置為以類似於基於中心抽頭變壓器之雙半波整流(double half-wave rectification)之模式來整流輸入電壓波，但不需要變壓器元件，尤其是具有同步整流能力，即使在非常高之頻率下也能保持高效率，因此減少了體積、成本及能耗。

當然，此種類型之整流器175僅是非限制性示例，此外，其不僅可應用於根據圖36之方案之系統，而且可應用於本說明書中之所有其他實施例。

話雖如此，應該觀察到，在圖35及36所示之絕緣實施例中，兩個諧振/絕緣電容可以是分立電容，即，不可分離之元件包括連接至初級電路之第一端子以及連接至次級電路之第二端子，從而製成單一且不可分離之裝置，如例如絕緣電轉換器。

然而，在其他實施例中，每個諧振/絕緣電容可由一對可相互分離之板製成，包括連接至初級電路之發送板及連接至次級電路之接收板。

以此方式，包括直流電壓源105、波產生器145及傳輸板之初級電路可安裝於第一裝置，而至少包括電力負載110、整流器175及接收板之次級電路可安裝於第二裝置上，其相對於第一裝置在實體上為個別獨立且可移動(分開)者。

例如，第一裝置可以被配置為充電基座，而第二裝置可以是欲充電或欲饋電之設備，例如智能手機、可攜式計算機、電視機等等。

以此方式，通過將第二裝置適當地帶向第一裝置，可以將每個發送板並與對應之接收板集合在一起且對接，從而重新建構諧振/絕緣電容，從而使電容方式之電力之無線發送系統成為可能。

在圖31至圖36所示之電路之替代尺寸中，諧振電感225與385之電感值遠高於電感355與365之電感值，從而具有先前說明之所有優點，並且僅非常小尺寸之兩個電感355及365具有，並且具有會流經隨時間變化較大之電流(RMS電流與平均電流之間之高比率)，而電感器225與385可更大，以便限制所有電流中之平均電流元件，表現為電流產生器，並且具有低漣波之特點。

這種類型之尺寸可確保，例如，對電感器355與365使用於空氣中纏繞之小型電感，其特徵在於高頻電流之高振盪，而電 感器225與385使用纏繞於鐵磁芯上之電感器，具有低電流漣波之特點，有助於限制鐵芯之損耗。

可選擇地，所有電感器都可以於空氣中纏繞，只要工作頻率足夠高以允許以小電感值(數十或數百nH)為特徵之尺寸即可。

當然，本領域技術人員可以對所描述之所有內容進行技術應用類型之多種修改，而不會因此原因而偏離以下要求保護之本發明之範圍。

145‧‧‧波產生器

150‧‧‧第一輸入端子

155‧‧‧第二輸入端子

180‧‧‧主動式開關

185‧‧‧第一連接端子

190‧‧‧第二連接端子

195‧‧‧控制端子

200‧‧‧諧振電路

205‧‧‧第一電力分路

210‧‧‧第一端子

215‧‧‧中心電力節點

220‧‧‧第二電力分路

225‧‧‧諧振電感

230‧‧‧諧振電容

Claims (9)

1. 一種用於傳送電力至一電力負載(110)之系統(100)，其包括：一直流電壓源(105)，以及至少一波產生器(145)，其適配於將直流電壓轉換成擬傳送至該電力負載(110)之電壓波，該波產生器(145)包括第一輸入端子(150)及第二輸入端子(155)，該第一輸入端子(150)及該第二輸入端子(155)連接至該直流電壓源(105)，使得在它們之間施加大體上恆定之電壓差，其中所述波產生器(145)至少包括：一主動式開關(180)，其具有兩個連接端子(185，190)且適配於由在一飽合狀態與一阻斷狀態之間之一電控訊號所控制，在該飽和狀態，其容許在所述連接端子(185，190)間之電流通過，在該阻斷狀態，其阻斷所述之電流通過，以及一諧振電路(200)，其尺寸被定為，在所述主動式開關從該飽和狀態切換至該阻斷狀態或在所述主動式開關從該阻斷狀態切換至該飽和狀態之時刻，降低施加至所述主動式開關(180)之電力，其中所述諧振電路(200)至少包括：一中心電力節點(215)，其連接於該主動式開關(180)之一第一連接端子(185)，該主動式開關(180)的該第二連接端子(190)連接至該第二輸入端子(155)，一第一電力分路(205)，其延伸於所述中心電力節點(215)與該第一輸入端子(150)之間， 一第二電力分路(220)，其延伸於所述中心電力節點(215)與該第一輸入端子(150)之間或於所述中心電力節點(215)與連接至一參考電壓之一另外端子(235)之間，一諧振電感(225)，其配置於該第一電力分路(205)，以及一諧振電容(230)，其配置於該第二電力分路(220)，其中該電力負載(110)連接至該諧振電路(200)之該第一電力分路(205)，使得該第一電力分路(205)適配於藉由連接於其之該電力負載(110)吸收有效電能(active electrical energy)，及其中該電力負載(110)係配置於次級電路，其係與藉由電感耦合而與其電性連接之該第一電力分路(205)形成電流性絕緣(galvanically insulated)。
2. 根據申請專利範圍第1項之系統(100)，其中所述電感耦合包括該諧振電感(225)及配置於該次級電路中且適配於與該諧振電感(225)電感耦合之一耦合電感(300)。
3. 根據申請專利範圍第2項之系統(100)，其中所述電感耦合包括一變壓器，其具有一磁芯，在該磁芯上纏繞有一初級繞組，其至少部分地構成該諧振電感(225)，以及一次級繞組，其至少部分地構成該耦合電感(300)。
4. 根據申請專利範圍第2項之系統(100)，其中該電感耦合包括一無線發射線圈，其至少部分地構成該諧振電感(225)，以及一無線接收線圈，其至少部分地構成該耦合電感(300)。
5. 根據申請專利範圍第1項至第4項中任一項之系統(100)，其包括至少兩個所述波產生器(145)，其被建構成將相互相移電壓波(mutually dephased voltage waves)傳輸到該電力負載。
6. 根據申請專利範圍第1項至第4項中任一項之系統(100)，其包括一整流器(175)，其適配於接收由該波產生器(145)產生之電壓波、將所述電壓波轉換成一整流電壓並且將所述整流電壓施加至該電力負載(110)。
7. 根據申請專利範圍第1項至第4項中任一項之系統(100)，其中該直流電壓源(105)包括一整流器，其適配於接收於輸入時之一交流電壓及將所述交流電壓轉換成直流電壓。
8. 根據申請專利範圍第1項至第4項中任一項之系統(100)，其中所述諧振電路(200)包括一振盪回路電容(tank capacity)(350)，其係並聯連接至該主動式開關(180)。
9. 根據申請專利範圍第8項之系統(100)，其中該諧振電路(200)包括一電感(355)，其係串聯配置於該中心電力節點(215)與該主動式開關(180)之間。

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