CN112753151A - 用于将电力传输到电负载的系统 - Google Patents

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CN112753151A CN201980063518.0A CN201980063518A CN112753151A CN 112753151 A CN112753151 A CN 112753151A CN 201980063518 A CN201980063518 A CN 201980063518A CN 112753151 A CN112753151 A CN 112753151A
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恩里科·登特
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Abstract

本发明描述了用于向电负载(110)传输电力的系统(100)，包括：直流电压源(105)；和至少一个波生成器(145)，该波生成器适于将直流电压转换成待被传输至电负载(110)的电压波；其中，波生成器(145)至少包括：有源开关(180)和谐振电路(200)，该有源开关设置有两个连接端子(185、190)，并且适于通过电控制信号被控制在饱和状态与防止状态之间，在饱和状态下，有源开关允许电流在所述连接端子(185、190)之间通过，在防止状态下，有源开关防止电流的通过；该谐振电路被尺寸化为在所述有源开关从饱和状态切换到防止状态以及从防止状态切换到饱和状态的时刻减小施加到有源开关(180)的电力；其中，所述谐振电路(200)至少包括：中心电节点(215)，有源开关(180)的第一连接端子(185)连接到该中心电节点；第一电支路(205)，该第一电支路在中心电节点(215)与第一端子(210)之间延伸；第二电支路(220)，该第二电支路在中心电节点(215)与第一端子(210)之间或在中心电节点(215)与连接到参考电压的其它端子(235)之间延伸；谐振电感(225)，其布置在第一电支路(205)上；以及谐振电容(230)，其布置在第二电支路(220)上。

Description

用于将电力传输到电负载的系统
技术领域
本发明涉及用于将电力传输到电负载的系统。该电负载例如可以是任何电气或电子装置，其中该装置必须被馈电以允许其工作和/或对装置本身的内部电池充电。这种类型的电气/电子装置的典型示例包括但不限于智能电话、计算机、膝上型电脑、平板电脑、电视机、家用电器、自动化系统、服务器和许多其它类似装置。
背景技术
目前非常广泛地用于将电力传输到电负载的解决方案是使用转换器，即被配置为将输入电压变换成适合于向负载馈电的电压的电路。
例如，已知有适于将交流电压变换成直流电压的AC/DC转换器、适于将直流电压变换成交流电压的DC/AC转换器、以及适于将直流/交流电压变换成另一直流/交流电压但具有不同特性的DC/DC或AC/AC转换器。
为了确保更高的使用安全性和强度，所有这些转换器可以根据绝缘配置来制造，即，它们可以包括连接到输入电压的初级电路和连接到电负载的次级电路，这两个电路彼此电绝缘。
用于使转换器的初级电路与次级电路电绝缘的非常常见的策略是使用电感耦合。
该策略的典型实施方式包括反激式(flyback)AC/DC转换器，其中，通过变压器获得电绝缘，该变压器允许初级电路与次级电路之间的电磁耦合。
该策略的另一示例由使用电感线圈的电力的无线传输系统提供，这些电感线圈包括布置在初级电路中的至少一个传输线圈和布置在次级电路中的至少一个接收线圈。
当两个电感线圈被使得朝向彼此时，它们形成电磁耦合，该电磁耦合确保两个电路之间的电力传输。
用于使转换器的初级电路与次级电路电绝缘的另一策略是通过一对绝缘电容将它们分开，这使得电容耦合能够传输电力。
以电容方式绝缘的AC/DC转换器的优点有很多，但是它们主要包括大大减少占用空间的可能性，这是由于消除了变压器并且增加了工作频率(例如，达到数百kHz、几MHz、数十MHz或数百MHz)的可能性。
以电容方式绝缘的这些转换器的另外优点是，可以达到更高的工作效率，这通常对于轻电负载和重电负载都保持稳定，而不是如通常在通过变压器绝缘的转换器中出现的那样，仅对于特定负载范围具有峰值的在趋势上低的效率。
不考虑这些考虑，在两个类别的绝缘转换器(基于电感耦合的转换器和基于电容耦合的转换器)中，初级电路通常是波生成器的形式，即能够利用高频电压波激励电力的传输元件(即电感或电容)的开关电路。
特别地，对于以上概述的所有类型的转换器，通常有利的是尽可能多地增加电压波的频率，以便使所有部件更紧凑并且向电负载传输更多功率。
由于该原因，尤其是在具有电容耦合的转换器中，而且在具有电感耦合的转换器中，有用的是使用基于谐振电路方案(例如基于D类谐振电路E、F、E/F、E-1、F-1或类似物)的波生成器。
实际上，这种类型的电路使得可以显著地减少有源部件(开关，例如，MOSFET)中的动态损耗以及电磁辐射(EMI)，并且显著地增加电路的最大工作频率，这有利于占用的空间、重量和成本。
在国际专利申请WO2013150352中例示了谐振电路的示例，该谐振电路用作转换器中的通过电容耦合绝缘的波生成器。
然而，该架构的几个缺点之一是需要在电路的馈电电压与有源开关之间放置一个大值的扼流电感(choke inductance)。
该扼流电感实际上应当具有理论上无穷大的值，以便基本上表现为电流生成器，该电流生成器在有源开关接通的时间段期间充电，并且在有源开关断开的时间段期间放电，以向电路馈送大致恒定的电流。
显然，在实际电路中，扼流电感并不具有无穷大的值，而是在任何情况下具有非常大的值。
对于使负载馈送的有用电流流过的该大扼流电感的存在性显著地增加了电路占用的空间，并且由于真实电感典型的寄生现象(例如磁滞现象、磁性材料中的涡流、趋肤效应(skin effect)和焦耳效应)而显著降低电路的效率。
发明内容
鉴于以上概述，本发明的目的是提供一种解决方案，该解决方案使得可以解决或至少实质上减少现有技术的上述缺点。
另一目的是利用简单、合理且成本尽可能低的解决方案来实现上述目的。
这些和其它目的通过独立权利要求1中给出的本发明的特性来实现。从属权利要求概述了本发明的优选和/或特别有利的方面。
特别地，本发明的实施例提供了一种用于将电力传输到电负载的系统，包括：
-直流电压源；和
-至少一个波生成器，该至少一个波生成器适于将直流电压转换成要传输至电负载的电压波，
其中，所述波生成器至少包括：
-有源开关，该有源开关设置有两个连接端子，并且适于通过电控制信号被控制在饱和状态与防止状态之间，在饱和状态下，有源开关允许电流在所述连接端子之间通过，在防止状态下，有源开关防止电流的所述通过；和
-谐振电路，该谐振电路被尺寸化为在所述有源开关从饱和状态切换到防止状态以及从防止状态切换到饱和状态的时刻减小(优选地减小到零)施加到所述有源开关的电力，
其中，所述谐振电路至少包括：
-中心电节点，有源开关的第一连接端子连接到该中心电节点；
-第一电支路，该第一电支路在所述中心电节点与第一端子之间延伸；
-第二电支路，该第二电支路在所述中心电节点与第一端子之间延伸或在所述中心电节点与连接到参考电压的另外端子之间延伸；
-谐振电感，该谐振电感布置在第一电支路上；以及
-谐振电容，该谐振电容布置在第二电支路上。
得益于该解决方案，在谐振电路的中心电节点处，有利地是可以获得这样电压波形：该电压波形与可以通过基于谐振电路结构的波生成器获得的电压波形相等或者在任何情况下完全类似，因此获得例如E类或类似类中的零电压或零电流开关(ZVS或ZCS)。
因此，上面提出的波生成器具有在开关的开关步骤期间减少电损耗并且因此能够增加工作频率的优点。
相对于常规的波生成器，上面提出的波生成器还具有不需要庞大的扼流电感的显著优点，实现了系统的尺寸和成本的显著减小，而且提高了该波生成器的效率。
根据以上概述的基本方案，所述波生成器可以以各种不同的方式连接到负载。
根据本发明的实施例，电负载可以连接到谐振电路的第一或第二电支路，使得所述第一或第二电支路适于借助于连接到它的电负载来吸收有功电能。
这样，可以实际减少构成整个系统的部件的数量和尺寸，这可以更紧凑且更加成本有效。
例如，该实施例的一个方面提供了：电负载可以与谐振电感串联地布置在谐振电路的第一电支路上。
得益于这种解决方案，可以获得在结构上非常简化的系统。
根据该解决方案的变体，电负载可以被布置在次级电路中，该次级电路与第一电支路电绝缘，电负载通过电感耦合磁性地连接到第一电支路。
这样，获得了这样的绝缘系统：该绝缘系统使得可以提高使用的安全性和强度。
电感耦合例如可以包括谐振电感和耦合电感，耦合电感布置在次级电路中并且适于电感地耦合到谐振电感。
得益于这种解决方案，谐振电感可以执行谐振器和电力传输元件的双重功能，这节省了部件并因此简化了系统。
更具体地，电感耦合可以包括设置有磁芯的变压器，至少部分地构成谐振电感的初级绕组缠绕在该磁芯上，并且至少部分地构成耦合电感的次级绕组缠绕在该磁芯上。
这样，可以确保特别安全且高效的电感耦合。
替代性地，电感耦合可以包括至少部分地构成谐振电感的无线传输线圈和至少部分地构成耦合电感的无线接收线圈。
这样，可以形成以电感方式的电力的无线传输系统，该系统使得例如可以将电负载和无线接收线圈安装在相对于其中安装有无线接收线圈和连接到直流电压源的波生成器的装置(例如，再充电底座)分离且可移动的装置(例如，智能电话、便携式计算机或其它)中。
检查中的实施例的变体提供了：电负载可以与谐振电容串联地布置在谐振电路的第二电支路上。
该解决方案实际上也使得可以获得结构上非常简化的系统。
例如，电负载可以布置在次级电路中，该次级电路与第二电支路电绝缘，电负载通过电容耦合电连接到第二电支路。
这样，获得了这样的绝缘系统：该绝缘系统使得可以提高使用的安全性和强度。
相对于上述电感耦合，该电容耦合还具有减少占用空间、提高效率和允许更高工作频率的优点。
电容耦合可以包括例如至少一对绝缘电容，每一个绝缘电容至少部分地构成谐振电容。
这样，实际上有利地可以获得完全绝缘的系统。
绝缘电容可以由分立电容(即不可分离的电容部件)构成。
替代性地，各个所述绝缘电容可以包括无线传输板和适于面向所述无线传输板的无线接收板。
这样，制造以电容方式无线传输电力的系统，该系统使得例如可以将电负载和无线接收板安装在相对于其中安装有无线传输板和连接到直流电压源的波生成器的装置(例如，再充电底座)分离且可移动的装置(例如，智能电话、便携式计算机或其它)中。
本发明的替代实施例提供了：系统可以包括在中心电节点与第一端子之间或在中心电节点与连接到参考电压的另外端子之间延伸的电连接支路，并且电负载可以连接到所述电连接支路，使得电连接支路适于借助于连接到它的电负载来吸收有功电能。
这样，还可以总是利用减少数量的部件来将由波生成器生成的电压波实际有效地传输到电负载。
例如，电负载可以直接布置在所述电连接支路上。
得益于这种解决方案，可以获得结构上非常简化的系统。
根据该解决方案的变体，电负载可以被布置在次级电路中，该次级电路与电连接支路电绝缘，电负载通过电容或电感耦合电连接到电连接支路。
这样，实际上获得了这样的绝缘系统：该绝缘系统使得可以提高使用的安全性和强度。
同样在这种情况下，根据前面概述的相同方式，电感或电容耦合可以通过不可分离的部件(例如，变压器或分立电容)或通过可分离的部件(例如，无线线圈或板)来制造。
本发明的不同方面提供了：系统可以包括至少两个或更多个上面概述的波生成器，这些波生成器被配置为优选地与电负载反相地发送相互移相的电压波。
这样，获得了这样的多相系统，该多相系统使得可以实现多个优点，包括对于相同的馈电电压增加传输到电负载的功率、减少电负载上的电压纹波和/或改善系统的功率因数。
适用于前面概述的所有实施例及其变体的本发明的另一方面提供了：系统可以包括整流器，该整流器适于接收由波生成器生成的电压波，将所述电压波转换成整流电压，并且将所述整流电压施加到电负载。
得益于该解决方案，可以向电负载馈送直流电压或可与直流电压相当的电压。
根据本发明的另一方面，直流电压源还可以包括整流器，该整流器适于在输入中接收交流电压并且转换向波生成器馈电的所述交流电压。
这样，系统实际上变成了可以有利地连接到公共配电网的AC/DC或AC/AC转换器。
然而，这并不排除以下可能性：在其它实施例中，直流电压源可以包括直流电压生成器或电池。
本发明的另外方面提供了：波生成器的谐振电路可包括并联到有源开关的振荡回路电容。
该振荡回路电容的存在使得可以减少在从饱和状态(接通)到防止状态(断开)的转变期间在有源开关中可能发生的电损耗。
实际上，在有源开关断开的时刻，振荡回路电容被放电并且构成能够减小有源开关中的电流并且因此减小损耗的低阻抗路径。
如果振荡回路电容不足，则谐振电路可以包括串联布置在中心电节点与有源开关之间的另外电感。
这样，谐振电路将基本上包括由谐振电感和谐振电容制成的第一谐振器LC以及由振荡回路电容和所述另外电感制成的第二谐振器LC。
这两个谐振器LC可以被调谐，以便在接通阶段中确保开关上的ZVS电路的基本上相同的波形(因此确保接通时的零电压和损耗)，并且在断开阶段中大幅减小有源开关上的电流或使其为零，以便在断开步骤中确保或接近特别有利的ZCS条件，因为该有源开关具有低损耗。
附图说明
通过阅读作为非限制性示例提供的以下描述，并且借助于以下例示的附图，本发明的另外特性和优点将变得清楚。
图1是根据本发明的实施例的用于传输电力的系统的总体方案。
图2是能够在图1的系统中使用的波生成器的电气方案。
图3是能够在图1的系统中使用的另一波生成器的电气方案。
图4和图5分别示出了图2和图3的波生成器的两种变体。
图6是示出了能够根据控制信号在根据图2和图3的波生成器的中心电节点处获得的电压波的可能形状的曲线图。
图7是电负载到图1和图2的波生成器的第一连接模式的电气方案。
图8至图10示出了图7的方案的许多变体。
图11是电负载到图1和图2的波生成器的第二连接模式的电气方案。
图12至图15示出了图11的方案的许多变体。
图16是电负载到图1和图2的波生成器的第三连接模式的电气方案。
图17至图21示出了图16的方案的许多变体。
图22是电负载到图1和图2的波生成器的第四连接模式的电气方案。
图23至图29示出了图22的方案的许多变体。
图30是适于同时向两个电负载馈电的系统的电气方案。
图31是本发明的另外实施例的电气方案。
图32至图37示出了图31的实施例的许多变体。
具体实施方式
本发明的实施例提供了用于将电力从直流电压源105或者至少与直流电压相当的电力传输到电负载110的系统100。
总体上用电阻符号表示的电负载110可以是任何电气或电子装置，该电气或电子装置必须被馈电以允许其工作和/或对该电气或电子装置本身的内部电池充电。
该类型的电气/电子装置的典型示例是计算机、平板电脑、智能电话、电视机、家用电器、自动化系统、服务器和许多其它装置。
在一些实施例中，直流电压源105可以是直流电压的生成器或电池。
在其它实施例中，直流电压源105另一方面可以包括整流器115，该整流器适于将来自交流电压源120的交流电压接收到输入中，将所述交流电压转换成或多或少与直流电压相当的整流电压，并且将所述直流电压供应到输出中。
交流电压源120可以是例如公共配电网，该配电网可以适于根据国家或用途(例如，工业或家庭)供应可变值的交流电压。纯粹作为示例，交流电压源120可以是50Hz-60Hz、90V-260V的AC(交流)网络。
总体而言，整流器115可以包括第一输入端子125和第二输入端子130，它们可以连接到交流电压源120，使得交流电压源120适于在这两个端子之间施加以交流方式可随时间变化的电压差(交流电压)。
例如，整流器115的第二输入端子130可以连接到参考电压，并且通常被定义为中性端子，并且交流电压源120可以适于向通常被称为相位端子的第一输入端子125施加在由参考电压定义的平均值附近随时间以正弦方式变化的电压。应当注意如何可以将生成器120连接到端子125和端子130，而交换端子也不影响整流器115的输出。
整流器115还可以包括第一输出端子135和第二输出端子140，在它们之间施加从在输入中接收的交流电压的转换获得的直流电压差，其中，施加到第一输出端子135的电压值通常不小于施加到第二输出端子140的电压。
例如，第二输出端子140可以连接到参考电压，而第一输出端子135可以施加有恒定电压(减去纹波)，该恒定电压的值不小于通过对输入交流电压进行整流而获得的参考电压的值。
整流器115可以制成二极管桥(例如Graetz桥)的形式，但是这不排除以下可能性：在其它实施例中，它可以是具有单个二极管的整流器、具有组合的双二极管的整流器、同步整流器或其它整流器。
可能地，整流器115可以设置有滤波电路，例如电容滤波器，该滤波电路的功能是稳定第一输出端子135与第二输出端子140之间的电压差、减少纹波、并因此将电压调平为随着时间基本恒定的值。
系统100还包括整体上用145指示的至少一个波生成器，即，这样的电路：该电路由直流电压源105(例如由整流器115)馈电，以生成电压波，即，以预定时间频率彼此跟随的一连串电压脉冲。
优选地，波生成器145适于生成高频电压波，通常为几百KHz、几MHz、几十MHz或几百MHz的量级。
总体而言，波生成器145可以包括第一输入端子150和第二输入端子155，在它们之间施加从由直流电压源105供应的电压获得的、大致恒定的电压差，其中，施加到第一输入端子150的电压值通常大于施加到第二输入端子155的电压值。
例如，第二输入端子155可以连接到参考电压，而第一输入端子150可以连接到整流器115的第一输出端子135。
可能地，在整流器115与波生成器145之间可以布置中间转换器160，该中间转换器160适于将由整流器115供应的电压接收到输入中并且将该电压转换成另一电压，例如转换成值减小的电压，这更适于向波生成器145馈电和/或用于其它目的，例如改善功率因数和/或便于系统100的控制。
在波生成器145的输出中产生的电压波随后被传输到电负载110。
可能地，在波生成器145和电负载110之间，可以布置整流器175，该整流器适于对来自波生成器145的电压波进行整流，以便对其进行转换并在输出中获得对向电负载110馈电有用的整流电压，例如与直流电压相当的整流电压。
整流器175可以是基于二极管桥(例如Graetz桥)的整流器、具有单个二极管的整流器、具有组合的双二极管的整流器、同步整流器或其它整流器。
同样在这种情况下，整流器175可以设置有滤波级，该滤波级能够稳定输出中的电压、将该电压调平到大致恒定的值或者在任何情况下都可与随时间恒定相当的值(减去可能的残余纹波，而这些残余波纹甚至可能是显著的)。
应当观察到，在一些实施例中，可以省略整流器175，因此获得能够向电负载110馈送交流电压的系统100。
为了生成电压波，波生成器145包括至少一个有源开关180，例如晶体管(例如，双极结型晶体管BJT、场效应晶体管FET、MOSFET、GaN、SiC、MESFET、JFET、IGBT等)，该有源开关适于在适当的电控制信号的命令下接通和断开(即，从防止状态转到饱和状态，反之亦然)。
更具体地，有源开关180可以包括第一连接端子185(例如，N型MOSFET的漏极)、第二连接端子190(例如，N型MOSFET的源极)和控制端子195(例如，N型MOSFET的栅极)。
当有源开关180断开时，即，有源开关处于防止状态时，电流无法在第一连接端子185与第二连接端子190之间滑移。
反之亦然，当有源开关180接通时，即，有源开关处于饱和状态时，电流在第一连接端子185与第二连接端子190之间自由滑移。
有源开关180在这两个状态之间的切换由施加到控制端子195的电控制信号进行控制。
实际上，当电控制信号的电压大于或等于特定阈值时，有源开关180处于饱和状态(接通并且能够承载电流)。
反之，当电控制信号的电压小于阈值时，有源开关180处于防止状态(断开)。
为了生成电压波，电控制信号可以是周期信号，该周期信号以预定频率在低于有源开关180的阈值的最小电压值(可能为零)与高于所述阈值的最大值之间变化。
例如，电控制信号可以是方波信号，该信号具有恒定频率，并且通常但不是必须地具有等于50％的占空比。
实际上对应于有源开关180的开关频率并因此对应于所生成的电压波的频率的电控制信号的频率优选地被选择为具有非常高的值，例如几百KHz、几MHz、几十MHz或几百MHz的量级。
电控制信号可以由适当的驱动器(未例示)生成，该驱动器可以通过能够传输电信号(也可以是无线的)的任何系统适当地连接到有源开关180的控制端子195。
除了有源开关180，波生成器145还包括谐振电路200，例如完全谐振或准谐振电抗电路。
谐振电路200通常是包括一个或多个电抗(例如一个或多个电容和/或电感)的电路，这些电抗适当地彼此连接并且被调谐以便在给定频率谐振。
谐振电路200的调谐基本上包括分别在电容和电感方面确定上述电抗的大小。
在这种情况下，谐振电路200连接到有源开关180，并且被调谐为在从断开到接通以及从接通到断开的每个开关阶段期间减小施加到有源开关180的电力(例如，电压和/或电流)。
优选地，谐振电路200被调谐为使得在有源开关180的每个开关阶段期间，施加到有源开关180的电力(例如，电压和/或电流)被减小到等于零或基本上等于零的值，这样获得在零电压开关(zero voltage switching，ZVS)或零电流开关(zero currentswitching，ZCS)模式下工作的波生成器145。
例如，谐振电路200可以被调谐为在等于或接近有源开关180的控制频率的频率下谐振。
这样，在有源开关180的开关周期期间，电损耗被显著地减小，这使得可以增加这样的周期的频率，因此增加由它们生成的电压波的频率，结果是能够增加对于所施加的相同电压而传输的电力，或者能够降低对于所传输的相同电力而施加的电压。
根据这些总体考虑，图2中例示了波生成器145和相关谐振电路200的可能实施例。
在该实施例中，谐振电路200包括中心电节点215，有源开关180的第一连接端子185(例如N型MOSFET的漏极)可以连接到该中心电节点。
有源开关180的第二连接端子190(例如N型MOSFET的源极)可以连接到参考电压。
谐振电路200还包括第一电支路205，该第一电支路从中心电节点215延伸到可以与波生成器145的第一输入端子150连接(即，重合)的第一端子210。
谐振电路200还包括第二电支路220，该第二电支路也可在第一端子210与中心电节点215之间延伸，以便与第一电支路205并联。
在第一电支路205上，可以布置谐振电感225，而在第二电支路220上，可以布置谐振电容230。
如前所述，谐振电感225和谐振电容230的大小被确定(调谐)为制成这样的谐振器：该谐振器减小在每个单个开关阶段期间施加到有源开关180的电力(例如电压和/或电流)，优选地使该电力为零。
这样，在中心电节点215处，有利地可以获得电压VD，该电压作为有源开关180的电控制信号VG的函数，根据图6中表示的波形或根据类似的波形随时间变化，并且特别地能够确保开关180的ZVS和/或ZCS的转变。
实际上，它是与可以通过基于类似于E类放大器的电路结构或基于任何其它谐振放大器ZVS和/或ZCS的波生成器获得的波形相同或在任何情况下类似的波形。
获得相同的波形，即，生成相同的电压波，以上概述的波生成器145获得与先前提及的谐振波生成器相同的优点，特别是在减小有源开关的开关阶段期间的电损耗方面以及因此在增加工作频率方面。
然而，关于这些波生成器，波生成器145具有不需要庞大的扼流电感的显著优点，这允许显著减小尺寸和成本。
与图2中表示的波生成器145相同的波形以及因此相同的优点也可以通过图3所例示的波生成器145获得。
该波生成器145与前一个波生成器的不同之处仅在于，具有相对谐振电容230的谐振电路200第二电支路220在中心电节点215与连接至参考电压的另一端子235之间延伸。
图4和图5中分别例示了上述两个波生成器145的变体。
图4和图5的方案与图2和图3的方案的不同之处仅在于，谐振电路200的第一端子210连接到参考电压，并且有源开关180的第二连接端子190连接到(即重合于)波生成器145的第一输入端子150。
这样，获得了具有类似于图2和图3中的波生成器工作的波生成器145，但是缺点是有源开关180以浮动方式连接，因此更难以控制，例如这需要使用通过适当的自举电路控制的p-MOS或n-MOS。
为此，尽管在下文将例示的所有实施方式中，可以以如图4或图5例示的浮动方式连接有源开关180，但是通常优选的是，如图2和图3以及以下所有示例例示，将有源开关180连接到参考电压。
根据图2和图3中例示的基本方案，波生成器145可以以不同的方式连接到电负载110。
根据图7所例示的第一实施例，电负载110可以布置在电连接支路240上，使得电负载110基本上与谐振电感225并联，其中该电连接支路240在谐振电路200的第一端子210与中心电节点215之间延伸。
根据图2的方案(实线)，谐振电容230可以并联到谐振电感225，或者根据图3的方案(虚线)，谐振电容230可以等效地连接到参考电压。
应当注意，在图7的实施例中，电负载110被连接为直接接收由波生成器145生成的电压波，并且因此基本上被馈送以交流电压。
然而，如果需要向电负载110馈送基本上直流的电压，则有利地可以沿着电连接支路240在电负载110的上游插入整流器175，如图8例示。
在图7和图8例示的两个实施例中，电负载110电连接到直流电压源105，这形成非绝缘系统。
然而，上述方案可以被修改为将直流电压源105放置在初级电路中并且将电负载110放置在相对于初级电路电绝缘的次级电路中。
例如，图9例示了与图8的电路方案不同的存在两个绝缘电容的电路方案，该电路方案包括：第一绝缘电容250和第二绝缘电容255，该第一绝缘电容250布置在第一端子210与电负载110之间(例如在第一端子210与整流器175之间)的电连接支路240上，该第二绝缘电容255布置在电负载110与中心电节点215之间(例如在整流器175与中心电节点215之间)的电连接支路240上。
两个绝缘电容250和255的值优选地相对于谐振电容230的值大得多，以便不干扰谐振电路200的谐振频率。
例如，绝缘电容250和255的值可以被选择为具有几百nF或几百uF的量级，谐振频率为MHz的量级。
这样，两个绝缘电容250和255能够使包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110和整流器175的次级电路完全电绝缘。
同时，绝缘电容250和255以电容方式将初级电路与次级电路电耦合，这允许将波生成器145所生成的电压波传输到电负载110。
在一些实施例中，两个绝缘电容250和255可以是分立电容，即，包括连接到初级电路的第一端子和连接到次级电路的第二端子的不可分离部件。
这样，系统100可以制成单个且不可分的装置的形式，例如绝缘电转换器。
在其它实施例中，各个绝缘电容250和255可以由一对相互可分离的板制成，包括连接到初级电路的传输板和连接到次级电路的接收板。
这样，包括直流电压源105、波生成器145和传输板的初级电路可以安装在第一装置中，而至少包括电负载110、整流器175和接收板的次级电路可以安装在第二装置上，该第二装置相对于第一装置在物理上分离并且可移动(分开)。
例如，第一装置可以被配置为再充电底座，而第二装置可以是待充电或待馈电的装置，如智能电话、便携式计算机、电视机等等。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，将可以使各个传输板与对应的接收板集合在一起并且将各个传输板与对应的接收板接口连接，从而重构绝缘电容250和255并且因此以电容方式形成电力的无线传输系统。
在其它实施例中，初级电路与次级电路之间的电绝缘可以通过电感耦合系统来形成。
例如，图10例示了电路方案，该电路方案与图6的电路方案的不同之处在于，在电连接支路240上存在适于进行电感耦合(即，通过电磁感应)的耦合电感260，其中，对应的耦合电感265在闭合电路中与电负载110连接，例如通过插入整流器175。
优选地，两个耦合电感260和265的值相对于谐振电感225的值大得多，以便不干扰谐振电路200的谐振频率。
这样，两个耦合电感260和265能够使包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110和整流器175的次级电路完全电绝缘。
同时，耦合电感260和265以电感方式将初级电路电连接到次级电路，这允许将波生成器145所生成的电压波传输到电负载110。
在一些实施例中，耦合电感260和265可以至少部分地分别由变压器的初级绕组和次级绕组构成，例如，两个绕组缠绕在相同的磁芯周围。
这样，系统100可以制成单个且不可分的装置的形式，例如绝缘电转换器。
在其它实施例中，各个耦合电感260和265可以至少部分地分别由电力的无线传输线圈(例如天线)和无线接收线圈(例如天线)构成。
这样，包括直流电压源105、波生成器145和耦合电感260的初级电路可以安装在第一装置(例如，充电底座)中，而至少包括电负载110、整流器175和耦合电感265的次级电路可以安装在第二装置(例如，智能电话、便携式计算机或电视机)上，该第二装置相对于第一装置在物理上分离并且可移动(分开)。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，可以在耦合电感260与265之间重新建立电感耦合，这因此形成以电感方式无线传输电力的系统。
在此应当观察到，尽管参照图9和图10描述的绝缘解决方案提供了存在的整流器175，但是如果需要向电负载110馈送交流电压，则可以省略整流器。
而且，尽管上述绝缘解决方案提供(以实线)：谐振电容230与谐振电感225并联，但是替代性地，谐振电容230可以连接到参考电压(虚线)。
如图11例示，在图2和图3的方案中例示的将电负载110连接到波生成器145的第二种方式提供：上面布置有电负载110的电连接支路240在谐振电路200的中心电节点215和与参考电压连接的其它端子245之间延伸。
因此，相对于图7的实施例，该解决方案具有使电负载110对参考电压进行参考而不是浮动的实质优点。
同样在这种情况下，根据图2的方案(实线)，谐振电容230可以并联到谐振电感225，或者根据图3的方案(虚线)，它可以等效地连接到参考电压。
根据图11的方案，电负载110直接接收由波生成器145生成的电压波，并且因此基本上被馈送交流电压。
然而，如果需要向电负载110馈送基本上直流的电压，则有利地可以沿着电连接支路240在电负载110的上游插入整流器175，如图12例示。
在参照图11和图12描述的解决方案中，电负载110电连接到直流电压源105，这形成了非绝缘系统。
然而，同样在这种情况下，可以修改上述方案中的每一个，使得直流电压源105布置在初级电路中，并且使得电负载110布置在相对于初级电路电绝缘的次级电路中。
例如，图13例示了与图12的电路方案不同的存在两个绝缘电容的电路方案，该电路方案包括：第一绝缘电容250和第二绝缘电容255，该第一绝缘电容250布置在中心电接点215与电负载110之间(例如在中心电接点215与整流器175之间)的电连接支路240上，该第二绝缘电容255布置在电负载110与连接到参考电压的端子245之间(例如在整流器175与所述端子245之间)的电连接支路240上。
两个绝缘电容250和255的值优选地相对于谐振电容230的值大得多，以便不干扰谐振电路200的谐振频率，例如几百nF或几百uF的量级，谐振频率为MHz的量级。
这样，两个绝缘电容250和255能够使包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110和整流器175的次级电路完全电绝缘。
同时，绝缘电容250和255以电容方式将初级电路与次级电路电耦合，这允许将波生成器145所生成的电压波传输到电负载110。
在一些实施例中，两个绝缘电容250和255可以是分立电容。
在其它实施例中，各个绝缘电容250和255可以由一对相互可分离的板制成，包括连接到初级电路的传输板和连接到次级电路的接收板。
这样，包括直流电压源105、波生成器145和传输板的初级电路可以安装在第一装置(例如，充电底座)中，而至少包括电负载110、整流器175和接收板的次级电路可以安装在第二装置(例如，智能电话、便携式计算机或电视机)上，该第二装置相对于第一装置在物理上分离并且可移动(分开)。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，使各个传输板与对应的接收板集合在一起并且将各个传输板与对应的接收板接口连接，因此重构了以电容方式制作电力的无线传输系统的绝缘电容250和255。
然而，如果不需要进行电力的无线传输和/或不需要在初级电路与次级电路之间具有完全的电绝缘，则如图14例示，可以排除绝缘电容255。
这样，将存在适于充当直流电压的阻挡的单个绝缘电容250，该绝缘电容布置在中心电节点215与电负载110之间(例如在中心电节点215与整流器175之间)的电连接支路240上。
替代性地，将等效地可以省略绝缘电容250并且仅留下适于充当直流电压的阻挡的绝缘电容255。
在其它实施例中，初级电路与次级电路之间的电绝缘可以通过电感耦合系统来进行。
例如，图15例示了电路方案，该电路方案与图11的电路方案的不同之处在于：在电连接支路240上存在适于进行电感耦合(即，通过电磁感应)的耦合电感260，其中，对应的耦合电感265在闭合电路中与电负载110连接，例如通过插入整流器175。
优选地，两个耦合电感260和265的值相对于谐振电感225的值大得多，以便不干扰谐振电路200的谐振频率。
这样，两个耦合电感260和265能够使包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110和整流器175的次级电路完全电绝缘。
同时，耦合电感260和265以电感方式将初级电路电连接到次级电路，这允许将波生成器145所生成的电压波传输到电负载110。
在一些实施例中，耦合电感260和265可以至少部分地分别由变压器的初级绕组和次级绕组构成，例如，两个绕组缠绕在相同的磁芯周围。
这样，系统100可以制成单个且不可分的装置的形式，例如绝缘电转换器。
在其它实施例中，各个耦合电感260和265可以至少部分地分别由电力的无线传输线圈(例如天线)和无线接收线圈(例如天线)构成。
这样，包括直流电压源105、波生成器145和耦合电感260的初级电路可以安装在第一装置(例如，充电底座)中，而至少包括电负载110、整流器175和耦合电感265的次级电路可以安装在第二装置(例如，智能电话、便携式计算机或电视机)上，该第二装置相对于第一装置物理上分离并且可移动(分开)。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，可以在耦合电感260与265之间重新建立电感耦合，这因此形成以电感方式无线传输电力的系统。
尽管参照图13、图14和图15描述的所有绝缘解决方案提供了存在的整流器175，但是如果需要向电负载110馈送交流电压，则可以省略整流器。
而且，尽管上述绝缘解决方案提供了：谐振电容230与谐振电感225并联(实线)，但是替代性地，谐振电容230可以连接到参考电压(虚线)。
图16中表示了将电负载110连接到图2和图3的方案中例示的波生成器145的第三方式，并且该方式提供了：电负载110可以直接布置在与谐振电感225串联的第一电支路205上。
同样在这种情况下，根据图2的方案(实线)，谐振电容230可以并联到谐振电感225，或者根据图3的方案(虚线)，它可以等效地连接到参考电压。
在图16的方案中，电负载110被连接为直接接收由波生成器145生成的电压波，并且因此基本上被馈送以交流电压。
然而，如果需要向电负载110馈送基本上直流的电压，则有利地可以沿着第一电支路205在电负载110的上游插入整流器175，如图17例示。
从这些非绝缘方案中，还可以开发以下解决方案：直流电压源105布置在初级电路上，并且电负载110布置在次级电路中，该次级电路相对于初级电路电绝缘。
例如，图18例示了电路方案，该电路方案与图17的电路方案的不同之处在于，布置在第一电支路240上的谐振电感260适于与对应的耦合电感300进行电感耦合(即，通过电磁感应)，该对应的耦合电感300在闭合电路中与电负载110连接，例如通过插入整流器175。
这样，谐振电感225和耦合电感300能够使包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110和整流器175的次级电路完全电绝缘。
同时，谐振电感225和耦合电感300以电感方式将初级电路电连接到次级电路，这允许将波生成器145所生成的电压波传输到电负载110。
关于图9和图14中例示的电感绝缘系统，由于一个耦合电感与谐振电感225重合，所以该解决方案使得可以减少部件的数量，并且由于也具有谐振电感的功能的图18的方案的电感225和300可以比先前方案中使用的电感小得多，所以该解决方案还使得可以显著地减少整个系统的尺寸和成本。
观察图18的方案，实际上清楚的是如何通过不仅被指示为初级电路的谐振电感225的电感并且通过次级电路的耦合电感300来给出总谐振电感，该次级电路的耦合电感以通常低于1的耦合系数k(其中，k＝1将对应于理想耦合)磁耦合。
与前面的情况类似，一些实施例可以提供：谐振电感225和耦合电感300至少部分地分别由变压器的初级绕组和次级绕组构成，例如，两个绕组缠绕在相同的磁芯周围。
另一方面，其它实施例可以提供：谐振电感225和耦合电感300可以至少部分地分别由电力的无线传输线圈(例如天线)和无线接收线圈(例如天线)构成。
这样，至少包括直流电压源105、波生成器145和谐振电感225的初级电路可以安装在第一装置中，而至少包括电负载110、整流器175和耦合电感300的次级电路可以安装在第二装置上，该第二装置相对于第一装置在物理上分离并且可移动(分开)。
例如，第一装置可以被配置为充电底座，而第二装置可以是待充电或待馈电的装置，如智能电话、便携式计算机、电视机等等。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，可以在谐振电感225与耦合电感300之间重新建立电感耦合，这因此形成以电感方式无线传输电力的系统。
尽管图18的解决方案提供了：谐振电容230与谐振电感225并联(实线)，但是替代性地，谐振电容230可以连接到参考电压(虚线)。
从上面例示的绝缘方案，还可以开发概念上类似的方案，但是基于更多数量的相，例如但不排他地基于两相。
图19中例示了该解决方案的示例，其中，系统100包括至少两个图18中例示的类型的波生成器145。
特别地，两个波生成器145的第一端子210可以重合并且形成单个公共节点，该单个公共节点与第一输入端子150连接，即与直流电压源105连接，而有源开关180和谐振电容230可以连接到参考电压。
当然，谐振电容230可以替代性地并联到对应的谐振电感225，并且可能被具有分别连接到两个波生成器145的中心电节点215的端子的单个谐振电容230替代，如图20例示。
在不考虑这些考虑的情况下，布置在各个波生成器145的第一电支路205上的谐振电感225可以适于与对应的耦合电感300进行电感耦合(即通过电磁感应)，该对应的耦合电感300在闭合电路中与电负载110连接，例如通过插入整流器175。
同样在这种情况下，可以通过变压器或通过无线传输解决方案来获得谐振电感225与耦合电感300之间的电感耦合，正如前面所描述的。
有源开关180可以通过相应的控制信号来控制，以便以相同的频率但彼此不同相地接通和断开，即，使得有源开关180并不总是同时接通或断开，而是在每个工作周期内总是存在至少小的时间流逝，在每个工作周期内，一个有源开关180接通而另一个断开，反之亦然。
这样，通过适当地调节该时间流逝，即两个有源开关180的控制信号之间的移相，有利地可以对于相同的馈电电压增加传输到电负载110的功率，以减小电负载110上的电压纹波和/或改善电路的功率因数。
如果要传输到电负载110的功率电平特别高，则还可以利用彼此反相的控制信号来控制两个有源开关180，使得当一个有源开关180接通时，另一个有源开关恒定地断开，反之亦然，这获得推挽式(push-pull)工作模式。
然而，为了这些多相实施方式可以正确地工作，优选的是，从与馈电电压连接的公共第一端子210，两个谐振电感225(即，两个初级变压器绕组或者替代性地两个初级无线传输电感线圈)在相反方向上缠绕，如图21的方案例示。
例如，两个谐振电感225可分别以右手和左手方向缠绕。
这样，实际上可以确保由两个谐振电感225生成的磁场的反转，并且同时确保电流的反相，这改善电路的功率因数并且防止在无源谐振电感225中感应的电压，这使电流在有源开关180的体二极管中循环。
在此应当观察到，尽管图18至图20中例示的所有绝缘解决方案都提供了次级电路中存在的整流器175，但是如果需要向电负载110馈送交流电压，则可以省略这种整流器175。
如图22和图23例示的，将电负载110连接到图2和图3的方案中例示的波生成器145的第四方式提供了：电负载110可以直接布置在与谐振电容230串联的第二电支路220上。
特别地，在图22的实施例中，根据图2的总体方案，谐振电容230和电负载110串联布置在其上的第二电支路220在谐振电路200的第一端子210与中心电节点215之间延伸。
另一方面，在图23的实施例中，根据图3的总体方案，谐振电容230和电负载110串联布置在其上的第二电支路220在谐振电路200的中心电节点215和与参考电压连接的端子235之间延伸。
因此，相对于图22的实施例，该第二变体具有使电负载110对参考电压进行参考而不是浮动的实质优点。
在图22和图23的解决方案中，电负载110被连接为直接接收由波生成器145生成的电压波，并且因此基本上被馈送以交流电压。
然而，如果需要向电负载110馈送基本上直流的电压，则有利地可以沿着第二电支路220在电负载110的上游插入整流器175，如图24和图25的示例例示。
不管整流器175的存在，图24的方案完全对应于图22的方案，而图25的方案完全对应于图23的方案。
根据特别有利的变体，在图25中表示为一般整流级的整流器175可以如图26例示地制成。
实际上，整流器175可以包括二极管305，该二极管具有连接到参考电压的阳极和连接到布置在谐振电容230与电负载110之间的第二电支路220上的电节点310的阴极。
整流器175还可以包括沿着第二电支路220布置在电节点310与电负载110之间的电感315，并且可能包括电容320，该电容具有被称为参考电压的第一端子和连接到布置在电感315与电负载110之间的电节点325的第二端子。
得益于该解决方案，形成了非常通用的电路，该电路能够基本上形成非反相降压-升压转换器的所有功能，但是相对于常规的非反相降压-升压转换器，该电路具有更少数量的部件，这有利地减小了其体积和成本。
通常，实际上，非反相降压-升压转换器由级联的两级组成，包括第一升压级和第二降压级，两级因此需要存在至少两个有源开关和至少两个二极管。
该常规降压-升压转换器的有源开关也是浮动开关，其难以被控制并且需要自举电路。
用于获得非反相降压-升压效应的另一已知解决方案是使用SEPIC转换器，然而，该SEPIC转换器需要昂贵且庞大的变压器。
另一方面，与传统的反相降压-升压电路或Cuk转换器相比，图26所例示的电路以非常小的电路复杂度获得了非反相降压-升压效应。
另一方面，关于Cuk转换器，图26所例示的电路对于二极管305的方向不同，特别是对于电抗部件的完全不同的尺寸确定而不同，从此实现了极其不同的工作原理。
Cuk转换器的正常工作实际上基于将电感用作连续电流源，并基于将这些电流用于在工作周期的子阶段中对电容元件进行受控充电和放电。
另一方面，图26的电路基于谐振电感225与谐振电容230之间的谐振，并且基于谐振电容230既用作谐振电容又用作用于阻挡直流电压(DC)的屏障，这获得与Cuk转换器可以获得的波形完全不同的电压和电流的波形。
该谐振方法当然也反映在所涉及的电抗部件的大小确定上，这些电抗部件基本上小于Cuk转换器的电抗部件。
由于谐振，还可以确保相对于Cuk转换器的显著更高的效率，这还显著地减少电磁辐射(EMI)，因为有源开关180的开关是软开关类型，例如零电压开关(ZVS)和/或零电流开关(ZCS)。
在谐振电容230下游的电压波然后由整流器175整流，其中，与谐振电感225不同的电感315的尺寸可以被确定为基本上充当电流生成器。
换言之，电感315可以具有高电感值，例如足够大以使得电流纹波相对于电感315自身中的平均电流值可忽略。当然，图26中例示的方案表示可以从上面提出的波生成器145获得的非反相降压-升压电路的最简单版本，在图26中例示的方案中，整流器175由简单的二极管35和由电感315和电容320形成的滤波器LC组成。
在从能量观点(至少对于低电流值)来看的其它更复杂且更高效的实施例中，二极管305例如可以用另外的有源开关来代替，该另外的有源开关被控制为进行同步整流。
然而，同样在这种情况下，电路也不会特别复杂，因为另外的有源开关将对参考电位进行参考，因此即使在高频下也非常易于控制。
使得可以进一步提高图26的降压-升压电路的性能的一个可能的变体包括还使整流器175以与用E类整流器或在任何情况下用谐振整流器所进行的方式类似的方式谐振。
在电路方面，方案将保持基本上相同(可能具有用于简化调谐的另外的电抗部件，例如与二极管305并联的一个或多个另外的电容)，但是电感315将具有对于与剩余电路网络谐振特别有用的减小的电感值，以便减小二极管305中(或者在同步整流的情况下，在将代替二极管305的另外的有源开关中)的动态损耗并且可能使其为零。
从图22至图26中例示的方案中，还可以开发绝缘的解决方案，其中，直流电压源105布置在初级电路中，并且电负载110布置在次级电路中，该次级电路相对于初级电路电绝缘，但是通过电容耦合系统与初级电路电耦合。
例如，图27例示了电路方案，该电路方案与图24的电路方案相同，除了谐振电容230被分成两个谐振电容230A和230B，这两个谐振电容分别布置在谐振电路200的第一端子210与电负载110之间(例如整流器175的上游)以及在电负载110与中心电节点215之间(例如整流器175的下游)的第二电支路220上。
这样，两个谐振电容230A和230B也用作绝缘电容，并且能够使包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110和整流器175的次级电路完全电绝缘。
同时，谐振电容230A和230B以电容方式将初级电路电连接到次级电路，这允许将波生成器145所生成的电压波传输到电负载110。
图28中例示了替代但实现了上面概述的相同效果的解决方案，并且该解决方案提供了与图25的电路方案相同的电路方案(并且因此可能能够如图26的电路方案那样制作)，除了在这种情况下，谐振电容230也被分成两个谐振电容230A和230B，这两个谐振电容分别布置在谐振电路200的中心电节点215与电负载110之间(例如整流器175的上游)以及在电负载110与连接到参考电压的端子235之间(例如在整流器175的下游)的第二电支路220上。
在两个所例示的实施例中，两个谐振电容230A和230B可以是分立电容，即，包括连接到初级电路的第一端子和连接到次级电路的第二端子的不可分离部件。
这样，系统100可以制成单个且不可分的装置的形式，例如绝缘电转换器。
在其它实施例中，各个谐振电容230A和230B可以由一对相互可分离的板制成，包括连接到初级电路的传输板和连接到次级电路的接收板。
这样，包括直流电压源105、波生成器145和传输板的初级电路可以安装在第一装置中，而至少包括电负载110、整流器175和接收板的次级电路可以安装在第二装置上，该第二装置相对于第一装置物理上分离并且可移动(分开)。
例如，第一装置可以被配置为充电底座，而第二装置可以是待充电或待馈电的装置，如智能电话、便携式计算机、电视机等等。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，使各个传输板与对应的接收板集合在一起并且将各个传输板与对应的接收板接口连接，这重构因此以电容方式制作电力的无线传输系统的谐振电容230A和230B。
应当注意相对于图18所例示的以电感方式绝缘的系统，图27和图28所例示的以电容耦合绝缘的系统在减小体积、提高效率和在高频率下工作的可能性方面如何具有显著的优点。
图27和图28中例示的系统相对于参照图9和图13例示的其它电容绝缘系统也是有利的。
图27和图28的系统实际上提供了：谐振电容230A和230B同时作为谐振器和绝缘电容以及用于直流电压DC的屏障。
这样，有利地减少了电路的部件的数量，并且谐振电容230A和230B可以比图9或图13的绝缘电容250和255小得多(例如，它们可以被选择为具有几pF、数十pF、数百pF、几nF或数十nF的量级)。
小尺寸电容减小了体积和成本，具有较少的寄生现象损失，并且特别地使得可以在制造绝缘转换器的情况下制造没有认证方面的问题的电路。
实际上，存在标准，这些标准限制将绝缘转换器的初级电路连接到次级电路的电容的值，以便不引入安全问题和电磁发射。
类似地，可以使用小尺寸的电容的事实使得在物理上分离的装置之间制造无线电容型电力传输系统变得更简单，因为装置的几何形状以及因此在它们上的可用面积通常不允许安装获得大值电容所必需的大尺寸的传输和/或接收板，而它们绝对与必须制造小电容的传输和/或接收板的尺寸兼容，小电容如通常对于图27和图28的方案足够的电容。
尽管图27和图28的系统提供了存在的整流器175，但是如果希望向电负载110馈送交流电压，则当然可以省略整流器。
从上面例示的绝缘方案，还可以开发概念上类似的方案，但是基于更多数量的相，例如但不排他地基于两相。
图29中例示了该解决方案的示例，其中，系统100包括至少两个波生成器145，该至少两个波生成器与图23中例示的波生成器基本上相同，除了这两个波生成器145的谐振电容230连接到单个电负载110的相对端。
实际上，两个波生成器145的谐振电路200的第一端子210可以都与第一输入端子150连接，即，与直流电压源105连接，而中心电节点215可以通过两个波生成器145共用的单个第二电支路220连接在一起，在该单个第二电支路上布置两个波生成器145的两个谐振电容230以及在布置在所述谐振电容230之间的位置中布置电负载110。
这样，谐振电容230还用作绝缘电容，这些绝缘电容将包括直流电压源105和波生成器145的初级电路与包括电负载110的次级电路电绝缘。
同样在这种情况下，在如前面多次描述的以电容方式的电力的无线传输系统中，两个谐振电容230可以是分离电容，或者可以由传输板和接收板单独制成。
两个波生成器145的有源开关180可以通过相应的控制信号来控制，以便以相同的频率但彼此不同相地接通和断开，即，使得有源开关180并不总是同时接通或断开，而是在每个工作周期内总是存在至少小的时间流逝，在每个工作周期内，一个有源开关180接通而另一个有源开关180断开，反之亦然。
这样，通过适当地调节该时间流逝，即两个有源开关180的控制信号之间的移相，有利地可以对于相同的馈电电压增加传输到电负载110的功率，以减小电负载110上的电压纹波和/或改善电路的功率因数。
如果要传输到电负载110的功率电平特别高，则还可以利用彼此反相的控制信号来控制两个有源开关180，使得当一个有源开关180接通时，另一个有源开关恒定地断开，反之亦然，这获得推挽式工作模式。
在此应当观察到，尽管图29的解决方案没有提供整流器175，但是如果必要的话，整流器175可以插入在谐振电容230与电负载110之间的次级电路中。
应当注意，在参照图16至图29例示的所有实施例中，电负载110连接到第一电支路205或第二电支路220，使得所述第一电支路205或第二电支路220适于借助于连接到其的电负载110来吸收有功(active)电能。
对于许多方面是有利的该特性可以具有减少谐振电感225或相应地减少谐振电容230的电抗效应的副作用。
因此，相对于图7至图15中描述的电路的调谐，图16至图29中描述的电路的调谐可能更复杂并且更依赖于电负载110和其可能变化。
为了降低对电负载110及其变化的敏感度，在所有上述电路中，因此可以引入另外的电抗调谐部件，即另外的电感和/或电容，这些部件可以与谐振电感225和/或谐振电容230串联或并联布置。
图30中例示的解决方案提供了一个示例，其中，纯粹作为示例，根据图18和图27中已经例示的方案的组合，波生成器145分别以电感和电容方式同时连接到两个电负载110。
如根据具有虚线的元件(其都是可选的)可以理解的，例如可以在第一电支路205上添加与谐振电感225串联的调谐电感330，和/或在中心电节点215与参考电压之间添加调谐电容335(即，与有源开关180并联)，和/或添加与谐振电感225并联的调谐电感340和/或调谐电容345。
在次级电路上也可以设置另外电抗部件，因为如果这些电抗部件与初级电路耦合，则它们根据耦合参数影响其谐振。
当然可以在之前描述的所有电路中使用的附加电抗部件的功能是促进电路的调谐以实现多个目的，例如：使电路对负载变化不是非常敏感，最大化传输到负载的功率，最大化电路的效率以确保开关在零电压条件(零电压开关)和/或零电流条件(零电流开关)下接通和断开，减小有源开关180上的峰值电压，减小部件中的平均电流，减小电路对部件的容差的敏感度，减小电路对部件的寄生参数(例如，在MOSFET用作有源开关180的情况下，漏极端子与源极端子之间的寄生电容)的敏感度。
尽管图30的方案纯粹是示例，但是它还展示了之前描述的所有电路和解决方案如何可以彼此组合，以便获得能够同时向两个或更多个不同电负载110馈电的系统100。
图31中例示了根据本发明的波生成器145的特别有利的实施例，并且该实施例表示图23的实施例的演变。
在确保对于具有ZVS和/或ZCS转变有用的谐振的同时，图23中例示的波生成器145以谐振电感225和有源开关180中的非常高的电流为特征，这些电流在有源开关180断开的时刻(即在饱和状态(接通)与防止状态(断开)之间的转变期间)达到最大值。
在饱和状态(接通)下，有源开关180的电阻几乎为零或可忽略，结果，即使对于高电流，该部件中的损耗也极低。
损耗P实际上通过以下方程P＝R*I2量化，其中R是电阻，I是电流。
在阻止状态(断开)下，有源开关180的电阻基本上是无限的，但是电流是零，使得在这种情况下，开关中的损耗也基本上是可忽略的。
另一方面，在接通与断开之间的转变中，有源开关180的电阻在有限时间内变化。
考虑到快速有源开关的情况，例如N型MOSFET，适当控制的开关在几ns、数十ns或数百ns的时间内从接通到断开。
在该有限的转变时间期间，有源开关180的电阻逐渐增加，同时，电流成比例地减小，这导致不由过渡条件ZVS减轻的耗散峰值。
为了解决该问题，可以使用图31中例示的波生成器145，该波生成器与参照图23描述的波生成器的不同之处在于，该波生成器包括另外的振荡回路电容350，该振荡回路电容具有与有源开关180的第一端子185连接的第一端子和与第二端子190连接(例如连接到相同的参考电压)的第二端子。
与有源开关180并联的该振荡回路电容350使得可以减小上述转变期间的损耗，因为在断开有源开关180的时刻，振荡回路电容350被放电并且构成能够减小有源开关180中的电流并且因此减小损耗的低阻抗路径。
然而，振荡回路电容350通常太小而不能显著地减少损耗。
因此，优选的是，谐振电路200还包括与有源开关180串联的另外电感355，该电感具有连接到中心节点215的第一端子和连接到有源开关180的第一端子的第二端子，因此串联到由有源开关180和振荡回路电容350形成的并联。
这样，波生成器145的谐振电路200将基本上包括由谐振电感225和谐振电容230制成的第一谐振器LC以及由电感355和振荡回路电容350制成的第二谐振器LC。
电感225和355都具有小值的这两个谐振器LC可以被调谐为在接通阶段具有与ZVS电路基本相同的波形(因此当接通时零电压和低损耗)。
同时，两个谐振器LC可以被调谐为彼此移相，以在断开阶段中显著地减少开关上的电流，以便在断开阶段中接近ZCS条件，该ZCS条件由于其具有低损耗而特别有利。
该电路的更大数目的自由度还确保了实现许多解决方案的可能性，这些解决方案确保ZVS处于有源开关180的接通阶段而ZCS处于断开阶段或者在任何情况下相对于图23的情况减小电流。
振荡回路电容350和电感355的可能存在当然不限于该实施例，而是可以应用于本说明书中描述的所有电路。
应当观察到，在图31的解决方案中，电负载110被连接为直接接收由波生成器145生成的电压波，并且因此基本上被馈送以交流电压。
然而，如果需要向电负载110馈送基本上直流的电压，则有利地可以沿着第二电支路220在电负载110的上游插入整流器175，如图32的示例例示。
根据特别有利的变体，在图32中表示为一般整流级的整流器175可以如图33例示地制成。
实际上，整流器175可以包括二极管360，该二极管具有连接到参考电压的阳极和连接到电感365的第一端子的阴极，电感的第二端子连接到布置在谐振电容230与电负载110之间的第二电支路220上的电节点370。
整流器175还可以包括电容375，该电容具有连接到包括在二极管360与电感365之间的电节点380的第一端子、以及与参考电压连接以便与二极管360并联的第二端子。
整流器175还可以包括沿着第二电支路220布置在电节点370与电负载110之间的电感385，并且可能包括电容390，该电容具有被称为参考电压的第一端子和连接到布置在电感385与电负载110之间的电节点395的第二端子。
替代性地，如图34例示，整流器175的二极管360可以用有源整流开关400(例如MOSFET)代替。
这两个实施例都是特别有利的，因为它们使得可以在二极管360中或相应地在整流开关395中创建ZVS和ZCS转变或者在任何情况下创建具有低电流和低损耗的转变。
然而，应当注意，使用整流开关400代替二极管360使得可以在更高的频率下工作，例如MHz、数十MHz或数百MHz，并且使得通常可以减少静态损耗。
实际上，如果我们考虑使用N型或GaN型MOSFET晶体管作为开关400的示例情况，则可以具有低沟道电阻，这使得可以限制关于二极管的损耗。
由于整流开关400的存在，图34的电路还允许两种不同类型的控制。
第一控制是提供用于利用整流开关400模拟理想二极管的控制，即当漏极上的电压下降到0V以下时接通整流开关400，并且当电压上升到0V以上时断开它。
第二种可能的控制包括相对于波生成器145的有源开关180的控制信号参考整流开关400的控制信号，在这两个控制信号之间具有在最小值与最大值之间可变的移相，以便调节传输到电负载110的功率。
从图31至图34中例示的方案中，还可以开发绝缘的解决方案，其中，直流电压源105布置在初级电路中，并且电负载110布置在次级电路中，该次级电路相对于初级电路电绝缘，但是通过电容耦合系统与初级电路电耦合。
例如，图35例示了电路方案，该电路方案与图32的电路方案相同，除了谐振电容230被分成两个谐振电容230A和230B，这两个谐振电容分别布置在谐振电路200的中心电节点215与电负载110之间(例如整流器175的上游)以及在电负载110与连接到参考电压的端子235之间(例如整流器175的下游)的第二电支路220上。
同样在绝缘的情况下，整流器175可以如前面针对非绝缘情况所述那样制成，唯一的区别在于，如图35例示，整流开关400的第二端子、电容375和390(如果存在)的第二端子以及负载110的第二端子都被称为连接到第二谐振电容230B的电节点。
当然，同样在这种情况下，整流开关400可以以与图33例示的方式类似的方式由二极管360代替。
从上面例示的绝缘方案，可以开发概念上类似的方案，但是基于更多数量的相，例如但不排他地基于两相，以便确保对于相同的电压将更多的功率传输到电负载110。
图36中例示了该解决方案的示例，其中，系统100包括至少两个波生成器145，该至少两个波生成器与图31中例示的波生成器基本上相同，除了这两个波生成器145的谐振电容230连接到单个电负载110的相对端，以便也充当绝缘电容。
两个波生成器145的有源开关180可以通过相应的控制信号来控制，以便以相同的频率但彼此不同相地接通和断开，即，使得有源开关180并不总是同时接通或断开，而是在每个工作周期内总是存在至少一个小的时间流逝，在每个工作周期内，一个有源开关180接通而另一个有源开关180断开，反之亦然。
这样，通过适当地调节该时间流逝，即两个有源开关180的控制信号之间的移相，有利地可以对于相同的馈电电压增加传输到电负载110的功率，以减小电负载110上的电压纹波和/或改善电路的功率因数。
如果要传输到电负载110的功率电平特别高，则还可以利用彼此反相的控制信号来控制两个有源开关180，使得当一个有源开关180接通时，另一个有源开关恒定地断开，反之亦然，这获得推挽式工作模式。
同样在这种情况下，在谐振电容230与负载110之间可以布置整流器175，该整流器可以根据前面例示的任意一个实施例或以任何其它方式来制造。
例如，整流器175可以根据由同一申请人提交的意大利专利申请号102017000139734中例示的一个实施例来制造，所述专利申请被认为包括在这里以供参考。
特别地，如图37例示，整流器175可以包括：第一电支路500，该第一电支路适于将谐振和绝缘电容230与参考节点505(即参考电压)连接；和第二电支路510，该第二电支路510适于将所述参考节点505与其它谐振和绝缘电容230连接。
整流器175还包括第三电支路515，该第三电支路适于将第一电支路500的中间节点520与第二电支路510的中间节点525连接。
在该第三电支路515上，存在两个电感，包括具有与中间节点520连接的端子的第一电感530和具有与中间节点252连接的端子的第二电感535。
所述两个电感530和535的相对端子在第三电支路515的中心节点540中连接在一起。
在中心节点540与参考节点505之间，电负载110以及可能的电容545并联到电负载110。
整流器175还包括两个有源开关，包括：第一有源开关550，该第一有源开关布置在第一电支路500上，连接在中间节点520与参考节点505之间；和第二有源开关555，该第二有源开关布置在第二电支路510上，连接在中间节点525与参考节点之间。
详细地，各个有源开关550和555包括连接到参考节点505的第一导电端子和连接到相应中间节点520或525的第二导电端子。
另外，各个有源开关550和555包括控制端子，该控制端子与控制模块(未例示)耦合以接收相应的控制信号。
可能地，在第一电支路500上，在中间节点520与参考节点505之间，可以存在串联到有源开关550的另外电感560和/或并联到有源开关550的桥电容565。
类似地，在第二电支路510上，在中间节点525与参考节点505之间，可以存在串联到有源开关555的另外电感570和/或并联到有源开关555的桥电容575。
在工作中，两个有源开关550和555可以交替地接通和断开，以便对施加在电容230之间的电压波的相应半波进行整流。
例如，两个有源开关550和555中的每一个可以被控制为模拟理想二极管，即当相应中间节点520和525中的电压下降到0V以下时接通，并且当电压上升到0V以上时断开。
这样，整流器175可以被配置为以与基于中心抽头变压器的双半波整流的模式类似的模式对输入电压波进行整流，但是不需要变压器元件，具有即使在非常高的频率下也特别高效的同步整流能力，因此减小了体积、成本和能量耗散。
当然，这种类型的整流器175仅是非限制性示例，而且，该示例不仅适用于根据图37的方案的系统，而且可应用于本说明书中的所有其它实施例。
已经说过，应该观察到，在图35、图36和图37例示的绝缘实施例中，两个谐振/绝缘电容可以是分立电容，即，包括连接到初级电路的第一端子和连接到次级电路的第二端子的不可分离部件，以便制作单个且不可分离的装置，例如绝缘电转换器。
然而，在其它实施例中，各个谐振/绝缘电容可以由一对相互可分离的板制成，包括连接到初级电路的传输板和连接到次级电路的接收板。
这样，包括直流电压源105、波生成器145和传输板的初级电路可以安装在第一装置中，而至少包括电负载110、整流器175和接收板的次级电路可以安装在第二装置上，该第二装置相对于第一装置物理上分离并且可移动(分开)。
例如，第一装置可以被配置为充电底座，而第二装置可以是待充电或待馈电的装置，如智能电话、便携式计算机、电视机等等。
这样，通过将第二装置适当地带向第一装置，使各个传输板与对应的接收板集合在一起并且将各个传输板与对应的接收板接口连接，这重构因此以电容方式制作电力的无线传输系统的谐振/绝缘电容。
在图31至图36例示的电路的替代尺寸确定中，谐振电感225和385具有比电感355和365高得多的电感值，以便具有先前例示的所有优点和仅两个非常小尺寸并且被以随时间变化大为特征(RMS电流与平均电流之间的高比率)的电流穿过的电感355和365，而电感225和385可以更大，以便限制所有部件中的平均电流，这些部件表现为电流生成器，并且以低纹波为特征。
这种类型的尺寸确定确保了例如将空气中缠绕的小电感用于电感355和365，它们以电流在高频下的高振荡为特征，并且确保了将缠绕在铁磁芯上的电感用于电感225和385，它们以对于限制芯中的损耗有用的低电流纹波为特征。
替代性地，所有的电感可以在空气中缠绕，条件是工作频率足够高以允许以小电感值(几十或几百nH)为特征的尺寸确定。
当然，本领域技术人员可以对所述的所有内容进行技术应用类型的多种修改，而不会因此而脱离所要求保护的本发明的范围。

Claims (19)

1.一种用于向电负载(110)传输电力的系统(100)，包括：
-直流电压源(105)；和
-至少一个波生成器(145)，其适于将直流电压转换成待被传输至所述电负载(110)的电压波，
其中，所述波生成器(145)至少包括：
-有源开关(180)，其设置有两个连接端子(185、190)，并且适于通过电控制信号被控制在饱和状态与防止状态之间，其中在所述饱和状态下，所述有源开关允许电流在所述连接端子(185、190)之间通过，在所述防止状态下，所述有源开关防止所述电流的通过；和
-谐振电路(200)，其被尺寸化为在所述有源开关从所述饱和状态切换到所述防止状态以及从所述防止状态切换到所述饱和状态的时刻减小施加到所述有源开关(180)的电力，
其中，所述谐振电路(200)至少包括：
-中心电节点(215)，所述有源开关(180)的第一连接端子(185)连接到该中心电节点；
-第一电支路(205)，其在所述中心电节点(215)与第一端子(210)之间延伸；
-第二电支路(220)，其在所述中心电节点(215)与所述第一端子(210)之间延伸或在所述中心电节点(215)与连接到参考电压的其它端子(235)之间延伸；
-谐振电感(225)，其布置在所述第一电支路(205)上；和
-谐振电容(230)，其布置在所述第二电支路(220)上。
2.根据权利要求1所述的系统(100)，其特征在于，所述电负载(110)连接到所述谐振电路(200)的所述第一电支路(205)或所述第二电支路(220)，使得所述电支路(205)或所述第二电支路(220)适于借助于与其连接的所述电负载(110)来吸收有功电能。
3.根据权利要求2所述的系统(100)，其特征在于，所述电负载(110)与所述谐振电感(225)串联地布置在所述谐振电路(200)的所述第一电支路(205)上。
4.根据权利要求2所述的系统(100)，其特征在于，所述电负载布置在次级电路中，该次级电路与所述第一电支路(205)电绝缘，所述次级电路通过电感耦合电连接到所述第一电支路。
5.根据权利要求4所述的系统(100)，其特征在于，所述电感耦合包括所述谐振电感(225)和耦合电感(300)，该耦合电感(300)布置在所述次级电路中并且适于与所述谐振电感(225)电感耦合。
6.根据权利要求5所述的系统(100)，其特征在于，所述电感耦合包括设置有磁芯的变压器，至少部分地构成所述谐振电感(225)的初级绕组缠绕在所述磁芯上，并且至少部分地构成所述耦合电感(300)的次级绕组缠绕在所述磁芯上。
7.根据权利要求5所述的系统(100)，其特征在于，所述电感耦合包括至少部分地构成所述谐振电感(225)的无线传输线圈以及至少部分地构成所述耦合电感(300)的无线接收线圈。
8.根据权利要求2所述的系统(100)，其特征在于，所述电负载(110)与所述谐振电容(230)串联地布置在所述谐振电路(200)的所述第二电支路(220)上。
9.根据权利要求2所述的系统(100)，其特征在于，所述电负载(110)布置在次级电路中，该次级电路与所述第二电支路(220)电绝缘，所述次级电路通过电容耦合电连接到所述第二电支路。
10.根据权利要求9所述的系统(100)，其特征在于，所述电容耦合包括至少一对绝缘电容(230A、230B)，所述至少一对绝缘电容(230A、230B)中的每一者至少部分地构成所述谐振电容(230)。
11.根据权利要求10所述的系统(100)，其特征在于，所述绝缘电容(230A、230B)中的每一者包括无线传输板和适于面向所述无线传输板的无线接收板。
12.根据权利要求1所述的系统(100)，其特征在于，包括电连接支路(240)，该电连接支路(240)在所述中心电节点(215)与所述第一端子(210)之间延伸或者在所述中心电节点(215)与连接至参考电压的其它端子(245)之间延伸，所述电负载(110)连接至所述电连接支路(240)，使得所述电连接支路(240)适于借助于与其连接的所述电负载(110)来吸收有功电能。
13.根据权利要求12所述的系统(100)，其特征在于，所述电负载(110)布置在所述电连接支路(240)上。
14.根据权利要求13所述的系统(100)，其特征在于，在所述电负载(110)中存在次级电路，该次级电路与所述电连接支路(240)电绝缘，该次级电路通过电容耦合或电感耦合电连接到所述电连接支路(240)。
15.根据前述权利要求中任意一项所述的系统(100)，其特征在于，包括至少两个波生成器(145)，所述至少两个波生成器被配置为向所述电负载传输相互移相的电压波。
16.根据前述权利要求中任意一项所述的系统(100)，其特征在于，包括整流器(175)，该整流器(175)适于接收由所述波生成器(145)生成的所述电压波、将所述电压波转换成经整流的电压、并且将所述经整流的电压施加到所述电负载(110)。
17.根据前述权利要求中任意一项所述的系统(100)，其特征在于，所述直流电压源(105)包括整流器，该整流器适于将交流电压接收到输入中并且将所述交流电压转换成直流电压。
18.根据前述权利要求中任意一项所述的系统(100)，其特征在于，所述谐振电路(200)包括与所述有源开关(180)并联的振荡回路电容(350)。
19.根据权利要求18所述的系统(100)，其特征在于，所述谐振电路(200)包括串联地布置在所述中心电节点(215)和所述有源开关(180)之间的电感(355)。
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