TW202101889A - 傳輸電功率至電負載之轉換器 - Google Patents

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伊戈爾 史賓尼拉
阿爾貝托 米歇爾 迪弗朗西斯科
安德里亞 薩內蒂
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義大利商埃格特羅尼克工程（股份）責任有限公司
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Abstract

一種轉換器(145)，其被敘述包含：一第一輸入端(150)及一第二輸入端(155)、一第一輸出端(165)及一第二輸出端(170)，連接至電負載(110)之二相對端、一第一電分支(201)，用以將第一輸入端(150)與一第一中間電節點(202)連接、一第二電分支(203)，用以將第一中間電節點(202)與第二輸入端(155)連接、一第三電分支(205)，用以將第一輸出端(165)與一第二中間電節點(206)連接、一第四電分支(207)，用以將第二中間電節點(206)與第二輸出端(170)連接、一第一主動開關(180)，設置於第二電分支(203)上，並具有一第一導電端(185)，及一共振電路(200)，其尺寸為至少在第一主動開關(180)從截止狀態切換到飽和狀態時，減小施加至第一主動開關之電壓及/或電流，其中共振電路(200)至少包含：一第一共振電感(215)，置於該第一電分支(201)上、一第二共振電感(235)，置於第三電分支(205)上，及一第一共振電容(220、285、290)，其中第一共振電感(215)及第二共振電感(235)以小於1之相互耦合因數進行電感性耦合。

Description

傳輸電功率至電負載之轉換器
本發明關於一種轉換器，用以將電功率傳輸至電負載。電負載可以為須供電才能運作及/或為對裝置內部電池充電之任何電氣或電子裝置。這種類型的電氣/電子裝置之典型實施例包含但不限於智能手機、電腦、筆記型電腦、平板電腦、電視、電器、家庭自動化系統、伺服器及許多其他相關裝置。
轉換器為當前普遍用以將電功率傳輸到電負載之解決方案，即將輸入電壓轉換為輸出電壓，用以提供負載之電路。
舉例而言，已知AC/DC轉換器適於將交流電壓轉換為直流電壓，而DC/AC轉換器適於將直流電壓轉換為交流電壓，以及DC/DC或AC/AC轉換器適於將直流/交流電壓轉換為另一直流/交流電壓，但具有不同之特性。
為了確保更高之使用安全性及堅固性，所有轉換器都可依照一隔離之配置進行製造，即其可包含一個適合於接收輸入電壓之一次電路及一個與電負載相連之二次電路，其中一次電路及二次電路彼此之間具有電隔離。
一次電路可包含一波型產生器，即在用以產生高頻電壓波之 開關型電路中，而二次電路可包含一整流階段(rectification stage)，用以將這些電壓波轉換成連續的或實質上連續的電壓，以施加至負載。
典型的解決方式是返馳式(flyback)AC/DC轉換器，於其中藉由通過一次電路及二次電路之間進行一電磁耦合之變壓器來實現電流隔離。返馳式電路基本上是降壓-升壓型(buck-boost type)DC/DC轉換器的一種變形，其中之儲能電感以變壓器代替。
這種類型的電路具有特別簡單及廉價之優點，但由於它是硬開關轉換器而具有許多缺點。
硬開關轉換器是一種配備有開關之電路，當施加至開關之電流及/或電壓與零差別很大時，就會發生從導通到斷開之切換，反之亦然，因此產生極大之動態損耗，也稱為開關損耗，其更限制了系統之最大工作效率，從而導致大尺寸及低工作效率。
多年來，此電路已通過準共振技術進行了改進，以在相對較低之電壓條件下切換開關，以及改進一次電路上之主動箝位技術及二次電路上之同步整流技術，用以降低損耗。
然而這些設置都有產生高電路複雜性之缺點，其伴隨較高元件成本以及由於對主動元件之實時控制而引入最大頻率限制。
將轉換器之一次電路與二次電路電流隔離之另一種策略是藉由一對隔離電容將它們分開，實現能夠傳輸電功率之電容性耦合。
電容隔離轉換器有很多優點，主要是由於消除了變壓器，會極大地減小整體尺寸，及提高工作頻率(例如達到數百kHz、MHz、數十MHz或數百MHz)。
該等電容隔離轉換器之另一個優點是，其可以達到更高之工作效率，通常對於輕電負載及重電負載都保持穩定，而並非如變壓器隔離之轉換器般通常為低效率而只有對於某些負載區間才具有峰值效率。
這種類型之轉換器之典型實施例，是那些基於共振電路圖的，例如基於共振D、E、F、E/F、E-1、F-1類之電路或類似電路。
這種類型之電路可以顯著減少主動元件(開關，例如MOSFETs)之動態損耗以及電磁輻射(electromagnetic emissions,EMI)，並顯著提高電路之最大工作效率，因而有利於整體尺寸、重量及成本。
國際專利申請案WO2013150352顯示，在藉由電容性耦合隔離之轉換器中使用一共振電路之實施例。
此電路實際上是E類或類似放大器之衍生產品，其中隔離電容被用作LC共振器之共振電容。
該電路具有無數之優勢，特別是由於具有獲得主動開關之零電壓切換及/或零電流切換類型之可能性，因此具有較高之工作效率及較低之動態損耗。
與傳統之基於變壓器之返馳式轉換器相比，低動態損耗還可以顯著提高工作效率及減小總體尺寸。
這種架構之幾個缺點之一是，需要在電路之電源電壓及主動開關之間放置具有較大值之扼流電感(choke inductor)。
扼流電感應具有一理論上之無窮大值，以便實質上充當一電流產生器，在開關導通之時間區間內對扼流電感充電，並在開關斷開之時間區間內藉由大致恆定之電流為電路供電而對扼流電感放電。
顯然在實際電路中，扼流電感沒有無限大的值，但是其卻非常大，因此具有大尺寸之特點。
相似之尺寸之特徵為，通常位於二次整流器階段下游之輸出濾波器電感，該元件亦具有理想上之無窮大值。
此類電路中之另一個關鍵元件是與隔離電容串聯之共振電感，通常具有較高之電感值，還可用以補償為保證低觸摸電流(也稱為洩漏電流)所必需之較小隔離電容。
高電感值、高工作效率及高電流漣波(實質上為正弦電流)，使前述共振電感幾乎成為此類電路損耗之來源，尤其是由於磁性材料之磁芯中之渦流現象而產生之損耗，例如磁滯現象及渦流現象，及纏繞在其內部之電線產生的損耗，例如皮膚效應(skin effect)、焦耳效應(Joule effect)及鄰近現象(proximity phenomena)。
為了解決這個缺點，已經提出了將扼流電感替換為能夠與隔離電容共振之共振電感。
此解決方案之實施例為意大利專利申請案No.102018000008935。
該電路允許利用一次電路上唯一存在之電感，既可以作為一扼流電感在導通期間存儲能量，又可以在斷開期間作為一共振電感，從而顯著降低電路的總電感值、並因此減小了整體尺寸並提高了效率。
該解決方案的進一步發展，也在前述之意大利專利申請案No.102018000008935揭露，設想在二次電路上提供另一個共振電感，其能夠同時充當輸出濾波器之縮減器(reducer)，並與設置於一次電路上之隔離電 容及共振電感進行共振。
以此種方式，電路之總共振頻率取決於一次及二次共振電感之總和及隔離電容序列。
除了尺寸緊湊之優點外，由於消除了笨重之電感性元件，該電路還具有以下優點：可以進一步消除隔離電容，並且因此，可以在相同頻率及隔離電容之大小下，將更大之功率傳輸到負載。
然而，該電路之缺點在於由開關所支持之高峰值電壓，以及在電路中，特別是在電感中循環之高無功電流造成損耗之來源，雖然比傳統電路要低，但是幾乎代表了轉換器中之所有損耗。
另一個缺點是需要提供兩個共振電感，其特徵通常在於電感/體積比低於扼流電感。
實際上，在共振電感上放電之最高峰峰值電流(peak-to-peak currents)涉及更多之渦流現象之存在，例如磁滯現象、皮膚效應和鄰近效應，這些現象通常可通過降低磁性材料之磁芯之相對磁導率來減小(即使使用氣隙及基於鐵磁材料之奈米粉之材料在高頻下，以及因此類似於分佈式氣隙電感或空氣包裹之電感)，並且因此會增加電感尺寸。
這些缺點可以藉由類似的電路來減輕，但以推拉式配置來實現，然而這需要將元件之數量加倍，並且因此僅在高輸出功率之情況下才可採用，此處尺寸和成本相對於低功率電路較不重要。
有鑑於此，本發明的目的是提供一種解決方案，能夠解決或至少實質上減少現有技術之前述缺點。
另一個目的是在一簡單、緊湊、合理及盡可能低成本之解決方案之背景中，實現此目標。
該等目標和其他目標係通過獨立請求項1中闡述之發明特徵來實現。附屬項概述了本發明之優選及/或特別有利之態樣。
特別是，本發明之一個實施例提供一種轉換器，用以轉換電功率至一電負載，其包含：
- 一第一輸入端及一第二輸入端，在該第一輸入端及該第二輸入端之間可將一直流電壓或一相似電壓施加至一直流電壓(direct electric voltage)，
- 一第一輸出端及一第二輸出端，連接至該電負載之二相對端(opposite ends)，
- 一第一電分支，用以將該第一輸入端與一第一中間電節點連接，
- 一第二電分支，用以將所述該第一中間電節點與該第二輸入端連接，
- 一第三電分支，用以將該第一輸出端與一第二中間電節點連接，
- 一第四電分支，用以將所述第二中間電節點與該第二輸出端連接；
- 一第一主動開關，(例如MOSFET或其他電晶體(transistor))設置於該第二電分支上，並具有一第一導電端，連接至該第一中間電節點、一第二導電端，連接至該第二輸入端， 及一控制端，用以接收一電驅動訊號，以將該第一主動開關於一飽和狀態及一截止狀態之間切換，其中該飽和狀態允許一電流通過該第一導電端及該第二導電端之間，其中該截止狀態阻止該電流通過；及
- 一共振電路，其尺寸為至少在該第一主動開關從該截止狀態切換到該飽和狀態之時刻，減小施加至該第一主動開關之電壓及/或電流，
(並且優選地在所述第一主動開關從飽和狀態切換到截止狀態之時刻)
其中該共振電路至少包含：
- 一第一共振電感置於該第一電分支上，並具有一第一端，連接至該第一輸入端，及一第二端，連接至該第一中間電節點，
- 一第二共振電感置於該第三電分支上，並具有一第一端，連接至該第二中間電節點，及一第二端，連接至該第一輸出端，及
- 一第一共振電容，
其中，該第一共振電感及該第二共振電感以小於1之相互耦合因數(reciprocal coupling factor)(K)進行電感性耦合。
從實際之角度來看，第一共振電感和第二共振電感之間之電感耦合，可以藉由使第一共振電感之線圈(turns)接近第二共振電感之線圈來達成，或者在將電感纏繞於磁性材料之磁芯(core of magnetic material)之情 況中，將第一共振電感之線圈和第二共振電感之線圈纏繞在相同之磁性材料之磁芯上或在共享一部分磁芯之磁路(magnetic circuits)上。
與導言中概述之專有電容實現方式(其中有兩個物理上不同之共振電感)相比，在本解決方案中，兩個共振電感通常是一單一之物體，例如磁性材料之一單一之磁芯(例如呈環形、平面或其他幾何形狀)，第一共振電感和第二共振電感之線圈適當纏繞在磁芯上，實務上將這兩個元件之總體尺寸減半，這兩個元件通常代表電路中最龐大之部分。
與僅採用電磁方式耦合之傳統電路(例如返馳式轉換器)相比，此處提出之轉換器具有本質上為零電壓切換之基本優勢，就像過去已開發之其他電容性電路一樣，具有以下所有重要優勢，並且無需進一步之準共振或主動箝位電路(active clamping circuits)，因此電路成本低得多。
依據本發明之一樣態，第一共振電感及第二共振電感之間之耦合因數(K)可以被包括在0.1及0.8之間，優選為在0.2及0.6之間。
與需要ks接近1，以及因此更難以低成本進行工業化之傳統基於變壓器之轉換器相比，這種低耦合因數是另一個優勢，並且為了同時確保高耦合因數及隔離一次電路及二次電路需要多個結構上的權宜之計，反之，在具有低耦合因數之磁路中這是不需要的，這也是本發明之目的。
由於第一共振電感及第二共振電感之間之耦合因數低，減小決定該第一共振電感及第二共振電感之間之耦合之互感(mutual inductance)，並且在電路之整體共振中不起作用，因而使轉換器能夠正常工作。實際上，即使從理論上觀之，第一共振電感之自感及第二共振電感之自感都是與共振電容一起決定電路共振之電感分量(inductance components)，而用以藉由感應(induction)將能量從一次電路傳輸到二次電路之互感分量(mutual inductance component)不會干預電路之共振。
依據本發明一可能之實施例，第一共振電容可包含一第一端，其連接至第一中間電節點，及一第二端，其連接至第二中間電節點。
由於該解決方案獲得了一種混合轉換器，其允許藉由電容(通過該第一共振電容)及藉由感應(induction)(通過第一共振電感及第二共振電感之間之互感耦合)兩者來傳輸電功率。
混合電容/電感耦合之解決方案可以實現許多優點，特別是在減小尺寸、減小峰值電壓及提高效率方面。
關於整體尺寸，由於相對於僅藉由電容性耦合之類比電路，磁通量減少之事實，此混合耦合解決方案允許進一步減小共振電感之整體尺寸。
實際上，在僅通過電容性耦合之轉換器中，在主動開關導通期間，對設置於一次電路上之共振電感進行充電，以磁通量之形式積累能量，而在主動開關之後續斷開期間，能量僅藉由電容傳輸給負載。
反之，在此處所提出之混合轉換器中，憑藉位於一次電路中之第一共振電感及位於二次電路中之第二共振電感之間之電感耦合，在第一電感之充電週期中，已將一部分能量傳輸至負載，因此在傳輸給負載之相同功率之情況下，降低了共振電感中之最大磁通量。
此導致減小磁性材料之磁芯的尺寸或在任何情況下選擇磁導率較低之磁芯之可能性，這通常對應於在較高頻率下之較低損耗，而不會像僅藉由電容性耦合之情況，會損害尺寸及效率。
就峰值電壓而言，由於在主動開關之導通期間，能量也會感應性地傳輸，因此以相同之功率傳輸至電負載之情況下，第一共振電感蓄積較少之磁能，及因此承受較低之峰值電流。
由於相同原因，在隨後之第一開關之斷開階段中，第一共振電感傳輸給共振電容之能量較少，因此共振電容及主動開關都必須承受比傳統解決方案更低之峰值電壓。
這導致使用能承受較低電壓之元件之可能性，並且因此通常更便宜、更快且更緊湊。
最後，就效率而言，在主動開關之導通階段期間，藉由感應方式(磁性)將能量轉移至負載，及在斷開階段期間，藉由電容方式(電性)將能量傳輸至負載之事實，允許無功電流(reactive currents)降低至等於傳輸給負載之功率，並且因此，相對於純粹由電容性耦合之高效電路，可以提高電路效率。
與純粹電容性耦合電路相比，峰值電壓之降低還允許使用更接近理想之主動開關(例如MOSFETs)，並且因此具有較低之損耗(例如較低之通道電阻(channel resistance)可以減少靜態損耗，同時較短之上升時間及下降時間可以減少動態損耗)。
依據此實施例之一樣態，共振電路可包含一第二共振電容，該第二共振電容之第一端連接至第二輸出端，及該第二共振電容之第二端連接至第二輸入端(或第二輸入端也連接之參考電壓)。
由於該解決方案，共振電容亦充當隔離電容(isolation capacitances)，儘管藉由混合電容及電感耦合進行電耦合，但共振電容有利 地將轉換器分為一次電路及電隔離(galvanically-separated)之二次電路，具有前述之優點。
然而，不排除在其他實施例中，該第一共振電容可包含一第一端，連接至第一中間電節點，及一第二端，連接至第二輸入端(或連接至第二輸入端也連接之預定參考電壓)，以便與放置第一主動開關之第二電分支並聯。
備選地，第一共振電容可包含一第一端，連接至第二中間電節點，及一第二端，連接至第二輸出端(或連接至第二輸出端也連接之預定參考電壓)，以便與第四電分支並聯。
由於這些解決方案，獲得了純電感耦合系統，然而，此亦允許實現能夠以相對較小之尺寸將電能有效地傳輸到負載之共振器。
本發明之另一樣態提供，轉換器可以進一步包括一第一控制器，該第一控制器被配置為以一周期性方式導通及斷開該第一主動開關，其中，該第一控制器特別地被配置為測量施加至該第一主動開關之第一導電端之電壓，並在該測量之電壓被取消時，導通該第一主動開關，即達到等於零之值。
該解決方案對於在系統工作條件之大範圍變化(例如負載或輸入電壓之變化)中，保證高效率特別有用。
此處須指出在本說明書中，控制器可以是能夠確定並產生適用於相應主動開關之控制/驅動訊號之任何電性/電子裝置。每個控制器亦可與驅動器相關聯，驅動器用以放大由控制器產生之控制/驅動訊號，及將其施加至相應之主動開關。
本發明之不同樣態提供，第四電分支可包含一二極體，該二極體之陰極與第二中間電節點連接，並且二極體之陽極與第二輸出端連接。
以這種方式，其有利地可以實現整流階段，能夠將由第一主動開關產生之電壓波轉換成直流電壓(direct voltage)或類似於直流電壓之電壓，用以提供給電負載。
在其他實施例中，代替二極管，第四電分支可包含一第二主動開關，例如一MOSFET或其他電晶體，該第二主動開關具有一第一導電端，連接至該第一共振電容之第二端子、一第二導電端，與該第二輸出端連接，及一控制端，用以接收一電驅動訊號以於一飽和狀態及一截止狀態之間切換該第二主動開關，其中該飽和狀態允許一電流通過該第一導電端及該第二導電端之間，及該截止狀態阻止了該電流通過。
由於該第二種解決方案，使得總體整流階段可以更有效率，由於基於一個參考恆定電勢之主動開關(例如二次電路之接地端)，因此實現例如一有效率且低成本之同步整流。
在此第二種解決方案之背景下，本發明之優選樣態提供，轉換器可以包含一第二控制器，該第二控制器被配置為以一周期性方式導通及斷開該第二主動開關，其中，該第二控制器特別被配置為測量施加至第二主動開關之第一導電端上之電壓，並在該測量之電壓被取消時，導通該第二主動開關，即達到一等於零之值。
以這種方式，其有利地可以確保第二主動開關之導通也以ZVS模式發生，減少損耗並因此提高電路效率。
此外，基於電壓測量之受控切換，可使系統在工作條件之廣泛變化範圍內確保高效率。
依據該解決方案之一優選樣態，該第二控制器可進一步被配置為將第二主動開關保持導通一段導通時間，該導通時間短於持續時間(duration of the period)，並在隨後當第一控制器斷開第一主動開關之時刻或在一延遲(a certain delay)後將第二主動開關斷開。
由於該解決方案，相對於第一主動開關之斷開，藉由適當地調節第二主動開關之斷開延遲，可以有效地連續地調節傳輸到電負載之電功率，若第二主動開關在第一主動開關斷開之同時被斷開，則可獲得一最大值；若第二主動開關在整個週期內保持導通狀態，或若第二開關一直不斷開，則可獲得一等於零之值。
例如，該第二控制器可被配置為測量施加至電負載(例如施加至該第一輸出端)之電壓之一數值，及改變斷開該第二主動開關之該延遲，以最小化，例如消除，該電壓之測量數值與一期望數值之間之一差值。
以這種方式獲得撤回之控制迴路，從施加至電負載之電壓之期望數值開始，期望數值代表負載所需之電功率，能夠自動調節該第二主動開關之斷開延遲，以便將實質上將等於期望值之電壓之實際數值施加至電負載。
與該調節有關之電效應包括之事實為，藉由增加第二主動開關之斷開延遲，可以顯示施加至第一主動開關，例如第一主動開關之第一導電端之峰值電壓逐漸增加。一次電路上之峰值電壓升高，係源自以下事 實：增加第二開關之斷開延遲會減少傳輸到負載之有功電能(active energy)，增加電路中累積之無功電能(reactive energy)。
利用該效果，本發明的另一態樣提供，該第一控制器可被配置為測量施加至第一主動開關，例如施加至第一主動開關之第一導電端之電壓之峰值，及改變第一主動開關之導通時間，以最小化(例如消除)電壓峰值之測量數值與期望數值之間之差值。
由於該解決方案，其有利於依據要供應之電負載之需求來調節第一主動開關之操作，防止峰值電壓達到過高之數值，並且由於減少導通第一主動開關之時間，使得第二主動開關始終以僅可能最小之斷開延遲工作，並且因此在最佳之效率條件下，基本上由系統中累積之最小無功電能決定。
根據本發明之另一樣態，該共振電路可包含一第三共振電感，其優選地具有一小電感值，沿著一電分支設置，該電分支連接該第一中間電節點至該第一共振電容之第一端。
此第三共振電感加入電路之總共振頻率之計算，而使電路之總電感不變。換句話說，對於電路之一給定共振頻率，若第三共振電感之電感值增加，則第一共振電感及/或第二共振電感之電感值相應地減少，從而保持尺寸大致恆定。
引入第三共振電感之優點在於，引入電路之另一共振諧波(resonance harmonic)，該另一共振諧波之頻率高於基頻，其涉及在斷開時間之期間，開關之第一端(例如汲極)上之電壓震盪(voltage oscillations)，及在導通時間之期間，開關之通道中之電流波動(current fluctuations)。
第一端上之電壓振盪對於至少略微增加傳輸到負載之功率，是稍微有用的，因為處於比基頻更高之頻率，因此會更容易通過用作高通濾波器之電容性障礙(capacitive barrier)。
反之，在開關之導通時間之期間之電流波動可以是非常有用的，因為若適當地將電流振蕩之週期(period)計算為開關之導通週期之約數(sub-multiple)，則可以將瞬時斷開電流最小化，因此在斷開階段使電路處於接近零電流切換(Zero Current Switching)之狀態。
該作用對於最小化置於一次電路上之第一開關之動態斷開損耗(dynamic turn-off losses)特別有用。
實際上，雖然置於一次電路上之開關在導通階段已經是零電壓切換(及零電流切換)，但在最大電流之條件下可能會發生斷開，並且因此非零動態損耗與電流峰值(current peak)及斷開時間成正比。
反之，由於增加了產生電流振蕩之高次諧波，並適當選擇了高次諧波之頻率，因此可以在零電流切換之條件下或在任何情況下都大幅降低電流的情況下有利於斷開開關，大幅減少動態斷開損耗。
在本發明之另一樣態，轉換器可以進一步包含一儲能電容(tank capacitance)，其並聯至二極體或至第二主動開關。
附加地或可替代地，轉換器可包含一並聯連接至第一主動開關之儲能電容。
與一次電路開關或二次電路二極體(或在同步整流情況下之開關)並聯之儲能電容可幫助實現電路之調諧，並在導通一次電路開關之時刻，最小化電壓導數(voltage derivative)，因此，在電流之突然變化時可以 保證較低之動態導通損耗。
此外，由於該等電容能夠使電路相對於開關及元件之結構公差(construction tolerance)，尤其是相對於開關及電感之渦流電容(eddy capacitances)更不敏感，因此電容具有正面之作用(positive effect)。
此外，儲能電容降低了電路之共振頻率，其在某些情況下可能是有利的。
最後，僅在某些電壓或功率條件下(舉例而言，在高輸入電壓及傳輸到負載之低功率之情況下)，才可通過串聯之新增開關連接儲能電容，以簡單地減少傳輸到負載之功率。
100:系統
105:直流電壓源
110:電負載
115:整流器
120:交流電壓源
125:第一輸入端
130:第二輸入端
135:第一輸出端
140:第二輸出端
145:轉換器
150:第一輸入端
155:第二輸入端
165:第一輸出端
170:第二輸出端
175:波型產生器
180:第一主動開關
185:第一導電端
190:第二導電端
195:控制端
200:共振電路
201:第一電分支
202:第一中間電節點
203:第二電分支
204:一次電路參考電壓
205:第三電分支
206:第二中間電節點
207:第四電分支
208:預定之二次電路參考電壓
215:第一共振電感
216:第一端
217:第二端
220:第一共振電容
221:第一電端
222:第二電端
225:電分支
235:第二共振電感
236:第一端
237:第二端
240:第二共振電容
241:第一電端
242:第二電端
245:電分支
255:二極體
256:第一導電端
257:第二導電端
260:電容
265:電分支
270:中間節點
275:中間節點
280:第三共振電感
285:第一儲能電容
286:第一端
287:第二端
290:第二儲能電容
291:第一端
292:第二端
300:第二主動開關
305:控制端
500:第一控制器
600:第二控制器
ID:電流
t:時間
VD:第一導電端185上之電壓
VD’:第一導電端256上之電壓
VG:第一主動開關180之電驅動訊號
VG’:施加至控制端305之電驅動訊號
以下實施例並非用以限制本發明，在參照附圖閱讀關於本發明實施例之描述後，本發明之其他特徵及優點將變得更加明顯。
第1圖 為本發明實施例中之電功率傳輸系統之總體圖。
第2圖 為可用於第1圖之系統中之轉換器之電路圖。
第3圖 為第2圖之轉換器之變形。
第4圖 為顯示依據第2圖之轉換器之中間電節點處獲得之電壓及電流波之可能形狀之曲線圖，作為驅動訊號之函數。
第5圖 為根據本發明之另一變形，可用於第1圖之系統中之轉換器之電路圖。
第6圖 顯示第5圖中之第一主動開關及第二主動開關之驅動訊號之趨勢以及施加於第一主動開關和第二主動開關之電壓之波形之曲線圖，係於該兩個主動開關為同時斷開之情況下。
第7圖 顯示在第二主動開關相對於第一主動開關以一定延遲之情況下，第5圖之第一主動開關及第二主動開關之驅動訊號之趨勢以及施加至第一主動開關及第二主動開關之電壓之波形之曲線圖。
第8圖 為根據本發明之第三變形，可用於第1圖之系統中之轉換器之電路圖。
第9圖 顯示依據驅動訊號在依據第8圖之轉換器之第一中間電節點處所獲得之電壓及電流之可能形狀之曲線圖。
第10圖 為根據本發明之第四變形，可用於第1圖之系統中之轉換器之電路圖。
第11圖 為根據本發明之第五變形，可用於第1圖之系統中之轉換器之電路圖。
本發明之一實施例提供一種系統100，用以將電功率從直流電壓源(direct electric voltage source)105或至少相似於直流電壓傳輸至電負載110。
電負載110通常以電阻符號表示，可為必須供電以允許其操作及/或對裝置本身之內部電池充電之任何電氣或電子裝置。
此類型之電氣/電子裝置之經典實施例可為電腦、平板電腦、智慧型手機、電視、家電、家庭自動化系統、伺服器等。
在一些實施例中，直流電壓源105可以是直流電壓產生器或電池。
在其他實施例中，直流電壓源105可以替代地包含一整流器115，該整流器115用以在輸入中接收來自交流電壓源120之交流電壓，以將交流電壓轉換為與直流電壓大致相似之整流電壓，及在輸出中提供所述直流電壓。
交流電壓源120可例如為公共配電網，其可用以依據國家或用途(例如工業或家庭)提供各種數值之交流電壓。僅作為一實施例，交流電壓源120可以為50-60赫茲(Hz)，90-240V之AC電網。
一般而言，整流器115可包含一第一輸入端125及一第二輸入端130，其可連接至交流電壓源120，用以在該等兩端之間施加一電壓差，該電壓差可隨時間以交流方式變化(交流電壓)。
舉例而言，整流器115的第二輸入端130可連接至一參考電壓，並且通常稱為中性端(neutral terminal)，且交流電壓源120可用以施加由參考電壓定義之平均值附近之隨時間以正弦形式變化之一電壓至第一輸入端125，通常被稱為相端(phase terminal)。須注意者為，發電機120可連接至終端125及終端130，在不影響整流器115之輸出之情況下交換終端。
整流器115還可包含一第一輸出端135及一第二輸出端140，在第一輸出端135及第二輸出端140之間施加之直流電壓差係藉由轉換輸入處接收到之交流電壓而獲得，其中施加至第一輸出端135之電壓之數值，通常不低於施加至第二輸出端140之電壓之數值。
舉例而言，第二輸出端140可連接至參考電壓，而可將不低於參考電壓之數值之恆定電壓(除了漣波之外的)施加至第一輸出端135，恆定電壓係藉由對交流輸入電壓進行整流而獲得。
整流器115可以二極體橋(例如Graez橋)之形式製成，但是不排除在其他實施例中整流器115可為一單獨二極體整流器、一組合雙二極體、一同步整流器或其他元件。
可選地，整流器115可設有一濾波電路，例如一電容性濾波器，濾波電路之功能是穩定第一輸出端135及第二輸出端140之間之電壓差，減小漣波，並且因此使電壓隨時間推移處於實質上恆定之數值之準位。
系統100進一步包含一轉換器，轉換器總體上以145表示，即轉換器145為一電路，用以在輸入中接收電源105提供之電壓，以轉換該電壓及將其傳輸至電負載110。
一般而言，轉換器145可包含一第一輸入端150及一第二輸入端155，第一輸入端150及第二輸入端155之間施加一實質上恆定之電壓差，該電壓差為從直流電壓源105所提供之電壓開始獲得，其中施加至第一輸入端150之電壓之數值通常係高於施加至第二輸入端155之電壓之數值。
舉例而言，第二輸入端155可連接至整流器115之第二輸出端140或至參考電壓，而第一輸入端150可連接至整流器115之第一輸出端135。
可選地，在整流器115及轉換器145之間，可插入一輔助電路(未顯示)，輔助電路用以在輸入中接收由整流器115提供之電壓並將其轉換為另一電壓，例如轉換為一減小數值之電壓，其更適於向轉換器145供電及/或用於其他目的，例如提高功率因數及/或幫助系統100之控制。
轉換器145可另包含一第一輸出端165及一第二輸出端170，第一輸出端165及第二輸出端170可電連接至電負載110之相對端。
更詳細而言，轉換器145可包含至少一個波型產生器175，即 由直流電壓源105，例如由整流器115供應之電路產生電壓波，即以一預定之時間頻率互相跟隨之一系列電壓脈衝。
優選地，波型產生器175用以產生通常約在數百kHz、MHz、數十MHz或數百MHz之高頻電壓波。
為了產生電壓波，波型產生器175包含至少一主動開關180，例如電晶體(舉例而言，雙極接面電晶體BJT、場效電晶體FET、MOSFET、GaN、SiC、MESFET、JFET、IGBT等)，其能夠在適當之電驅動訊號之命令下導通及斷開(即從截止狀態變為飽和狀態，反之亦然)。
更具體而言，主動開關180可包含一第一導電端185(例如N型MOSFET之汲極)、一第二導電端190(例如N型MOSFET之源極)及一控制端195(例如N型MOSFET之閘極)。
當主動開關180斷開或處於截止狀態時，電流無法在第一導電端185及第二導電端190之間流動。
反之，當主動開關180導通時，即當其處於飽和狀態時，電流會在第一及第二導電端185及190之間自由流動。
主動開關180在這兩個狀態之間之切換，係由施加於控制端195之電驅動訊號所控制。
實際上，當電驅動訊號之電壓大於或等於某個閾值時，主動開關180係處於飽和狀態(導通且能夠傳導電流)。
另一方面，當電驅動訊號之電壓低於閾值時，主動開關180係處於截止狀態(斷開)。
為了產生電壓波，電驅動訊號可以是一周期性訊號，該週期 性訊號在小於主動開關180之閾值之最小電壓值(可能為零)與大於所述閾值之最大值之間變化。
舉例而言，電驅動訊號可以是方波訊號(square wave signal)。
電驅動訊號之頻率實際上會對應主動開關180之開關頻率，並且因此也會對應所產生之電壓波頻率，優選地，選擇一相當高之頻率，例如約數百kHz、MHz、數十MHz或數百MHz。
在驅動訊號之每個週期期間，電驅動訊號大於主動開關180之導通閾值之時間段可稱為導通時間，而電驅動訊號低於主動開關180之導通閾值之時段可稱為斷開時間。
當從最小電壓值傳遞到最大電壓值之電驅動訊號超過閾值時，可以說主動開關180導通或被導通。
另一方面，當從最大電壓值傳遞到最小電壓值之電驅動訊號下降到閾值以下時，可以說主動開關180斷開或被斷開。
主動開關180之電驅動訊號可由一特定控制器產生，以第2圖中之500表示，該控制器可以通過任何能夠傳輸電訊號之系統(也可以是無線的)適當地連接至主動開關180之控制端195。
控制器500可以是能夠產生電驅動訊號及可改變一或多個特性(舉例而言，導通及斷開時間，保持週期恆定或改變週期)之任何電氣/電子裝置。
相應之驅動器(未顯示)可與控制器500相關聯，即一電氣/電子裝置用以接收由控制器500產生之驅動訊號，以適當地放大驅動訊號並最終將其施加至主動開關180。
依據一種優選之解決方案，控制器500可以例如被配置為測量施加至第一主動開關180之第一導電端185(例如MOSFET之汲極)之電壓，及當所測量之電壓被移除，即下降到等於零之值時，導通主動開關180。
在導通步驟之後，控制器500可以將第一主動開關保持導通一定之導通時間，該導通時間可以改變以便改變系統之能量。
舉例而言，可以依據第一導電端185上之峰值電壓來調節導通時間，以確保系統之最小無功電能(reactive energy)。
在導通時間結束時，控制器500可以被配置為斷開第一主動開關180及使第一主動開關180持續斷開直到再次移除電壓為止。
以這種方式，當第一導電端185之電壓之波形例如由於功率準位不同而僅存在微小變化時，斷開時間會實質上保持恆定或可以僅略有變化。
除了主動開關180之外，波型產生器175還包含一共振電路200，例如一完全共振的或幾乎共振之電抗電路。
共振電路200通常為一電路，包含一或多個電抗，例如一或多個電容及/或電感，其被適當地連接在一起並且被調諧，以便在一給定之頻率下產生共振。
共振電路200之調諧主要包含確定前述電抗之大小，分別係就電容及電感而言。
在這種情況下，共振電路200係連接至主動開關180及係被調諧，以便在從斷開到導通之每個切換階段期間中，減小施加至主動開關180之電壓及/或電功率，及優選地，在從導通到斷開之每個切換階段中，也會 減小施加至主動開關180之電壓及/或電功率。
優選地，共振電路200會被調諧，而使得在主動開關180之每個切換階段期間中，施加至主動開關180之電壓及/或電流被減小到等於零或實質上等於零之數值，從而獲得以零電壓切換(zero voltage switching,ZVS)及/或零電流切換(zero current switching,ZCS)模式工作之一波型產生器175。
舉例而言，共振電路200可以被調諧為，以等於或接近主動開關180之驅動頻率之頻率進行共振。
以此方式，在主動開關180之切換週期期間，電損耗會顯著減少，使得可能增加該等週期之頻率，及因此增加由其產生之電壓波之頻率，結果為能夠在相同之施加電壓之情況下，而增加傳輸之電功率，或能夠在傳輸相同之電功率之情況下，降低所施加之電壓。
從該等一般之考慮事項開始，第2圖顯示轉換器145之一種可能之實施例。
在此實施例中，轉換器145包含一次電路及二次電路。
該一次電路包含一第一電分支201，其從第一輸入端150延伸到第一中間電節點202，以及一第二電分支203，其從該中間電節點202延伸到第二輸入端155，或到一預定之一次電路參考電壓204，該一次電路參考電壓204也可連接至第二輸入端155。
該二次電路包含一第三電分支205及一第四電分支207，該第三電分支205從第一輸出端165延伸到一第二中間電節點206，該第四電分支207從中間電節點206延伸到第二輸出端170或一預定之二次電路參考電壓 208，該第二輸出端170也可連接至該二次電路參考電壓208。
主動開關180被設置於第二電分支203上，例如使得主動開關180之第一導電端185(例如N型MOSFET之汲極)被連接至中間電節點202，從而使主動開關180之第二導電端190(例如N型MOSFET之源極)連接至第二輸入端155或簡單地連接至參考電壓204。
共振電路200包含一第一共振電感215，該第一共振電感215設置於第一電分支201上，及包含一第一端216，其電連接至第一輸入端150，及一第二和相對端217，其電連接至中間電節點202。
共振電路200進一步包含一第一共振電容220，其具有一第一電端221及一第二電端222，第一電端221及第二電端222分別連接至第一共振電容220之相應電樞。
藉由電分支225，第一端221可連接至第一中間電節點202。
藉由電分支230，第二端222可連接至第二中間電節點206。
一第二共振電感235可被設置於第三電分支205上，該電感包含一第一端236，其電連接至第二中間電節點206，及一第二和相對端237，其電連接至轉換器145之第一輸出端165。
共振電路200能另外包含一第二共振電容240，該第二共振電容240具有一第一電端241及一第二電端242，該第一電端241及第二電端242分別連接至第二共振電容240之相應電樞。
藉由電分支245，第二共振電容240之第一電端241可電連接至轉換器145之第二輸出端170。
第二電端242可藉由另一電分支被連接至第二輸入端155，或 可被連接至一次電路參考電壓204。
以此方式，兩個共振電容220及240亦可作為隔離電容，其將包含至少主動開關180及第一共振電感215之一次電路及包含至少第二共振電感235及電負載110之二次電路電隔離開(galvanically separate)。
然而，如第3圖顯示，亦有可能實現一種沒有電隔離之轉換器145，其與上述之轉換器完全相似，不同之處在於其不具有第二共振電容240及其具有電分支245，該電分支245將第二輸出端170直接連接至第二輸入端155或一次電路參考電壓204。
由於藉由第一共振電容220實現之電容性耦合及可能由於藉由第二共振電容240(如果存在)實現之電容性耦合，電功率可以從一次電路傳遞到二次電路。
具體而言，在主動開關180之每個導通時間之期間，設置於一次電路上之第一共振電感215會被充電，以磁通量之形式積累能量；及在主動開關180之後續斷開時間之期間，該能量藉由電容或藉由第一共振電容220實現之電容性電耦合及可能藉由第二共振電容240(如果存在)實現之電容性電耦合，傳輸至電負載110。
如上所預期，對第一共振電感215、第二共振電感235、第一共振電容220及可能之第二共振電容240(如果存在)進行尺寸調整(調諧)，以實現一共振器(共振電路200)，其中在從截止狀態(斷開)到飽和狀態(導通)的每個單一切換階段中，共振器減少及較佳為消除施加至主動開關180之電壓及/或電流，且優選地，在從飽和狀態(導通)到截止狀態(斷開)之每個單一切換階段中，共振器也減少及較佳為消除施加至主動開關 180之電壓及/或電流。
以此方式，在中間電節點202獲得電壓係為有利的，依據主動開關180之電驅動訊號，該電壓會依據波形而隨時間變化，該波形能保證主動開關180之ZVS及/或ZCS之轉變。
第4圖顯示依據主動開關180之電驅動訊號VG，在中間電節點202之電壓VD及流過主動開關180之電流ID隨時間推移之可能趨勢。
實際上，這些波形無論如何皆與藉由基於類似於E或F類放大器之電路結構或基於任何其他ZVS及/或ZCS共振放大器之波型產生器，所獲得之波形相同或相似。
藉由獲得相同之波形，或藉由產生相同之電壓波，以上概述之波型產生器175會獲得與前述共振波型產生器相同之優點，特別是就減少主動開關之切換階段之期間之電損耗而言，並且因此增加工作頻率(operating frequencies)。
然而，與該等波型產生器相比，波型產生器175具有不需笨重之扼流圈反應器(choke reactor)之顯著優點，因此可以顯著減少尺寸及成本。
根據本發明之一重要態樣，該第一共振電感215及第二共振電感235係以低於該單位，即小於1之相互耦合因數K(reciprocal coupling factor K)相互電感性耦合。
從實際之角度來看，可以通過使第一共振電感215之線圈(turns)更接近第二共振電感235之線圈來實現此電感耦合，或在將電感纏繞在磁性材料之磁芯上之情況下，將第二共振電感235之線圈直接纏繞在第一 共振電感215之線圈(coils)也纏繞在其上之磁性材料之磁芯上或纏繞在共用部分磁芯之磁性電路上。
由於該解決方案，兩個共振電感215及235可以製成單個元件之形式，舉例而言，第一共振電感215及第二共振電感235之線圈在磁性材料之一單一磁芯(例如環形、平面或其他幾何形狀)適當地纏繞，實際上可將這兩個元件的總尺寸減半，而這兩個元件通常代表全局電路中最龐大之部分。
此外，藉由第一共振電感215及第二共振電感235之間之電感耦合，不僅在主動開關180之斷開階段(時間)之期間，而且也在導通階段(時間)之期間，將電能傳輸至電負載110。
實際上，當主動開關180導通(飽和狀態)時，第一共振感應器215除了以磁通量之形式進行充電及積累能量之外，由於與第二共振電感235之電感耦合，還直接且同時將至少一部分之能量傳輸至二次電路，即傳輸至電負載110。
以此方式，相對於僅通過電容性耦合之類似電路，磁通量總體上較低，從而允許使用較小之磁性材料之磁芯尺寸或在任何情況下選擇磁導率較低之磁芯，其通常對應於較高頻率之損耗更低，而不會損害空間及效率。
此外，由於在主動開關180之導通期間，能量也會從一次電路感應性地傳輸至二次電路，及以相同之功率傳輸至電負載110，因此第一共振電感215蓄積較少之磁能，並且因此承受較低之峰值電流。
出於相同的原因，在主動開關180之隨後之斷開時間，第一 共振電感215具有較少之能量在共振/隔離電容220及240上傳輸，因此共振/隔離電容220及240以及主動開關180皆必須承受比僅藉由電容性耦合之解決方案更低之峰值電壓。
因此形成使用能承受較低電壓之元件之可能性，並且因此通常更便宜、更快且更緊湊。
此外，減低之峰值電壓允許使用更接近理想之主動開關180(例如MOSFET)，並且因此具有較低之損耗(例如較低之通道電阻可以降低靜態損耗，同時較低之上升及下降時間可以降低動態損耗)。
在主動開關180之導通期間，將能量感應性地(磁性)傳輸至電負載110及在斷開期間，藉電容(電的)將能量傳輸至電負載110之事實，最後使無功電流減小至等於傳輸至電負載110之功率，並且因此相對於僅經由電容性耦合之高效之轉換器而言，更提高了轉換器145之整體效率。
所有該等優點皆是在保持本質上為零電壓切換電路之同時，而實現的，這使得與僅通過電磁方式耦合之傳統電路(例如經典返馳式轉換器)相比，上述轉換器145之特點在於較低損耗及較小總體尺寸。
為了使轉換器145正確起作用，在任何情況下，較佳為第一共振電感215及第二共振電感235之間之互感(mutual inductance)，即用於將能量從一次電路感應性地傳輸到二次電路之電感分量，其不會干預電路之共振。
因此，與在傳統之基於變壓器之隔離轉換器(例如返馳式)中所發生之情況不同，第一共振電感215及第二共振電感235之間之耦合因數k必須小於1，例如包括在0.1及0.8之間，以及更優選地，包括在0.2及0.6 之間。
參考第2圖及第3圖之示意圖，轉換器145可以另包含一二極體255，其設置於第四電分支207上及通常被配置為允許電流僅沿著所述第四電分支207之單一方向流動。
二極體255可以使其自身之陰極與第二中間電節點206連接，及使其自身之陰極與第二輸出端170連接。
當陽極及陰極之間之電壓超過二極體之閾值電壓時，二極體255會導通，即進入導電狀態，並且允許電流在陽極端及陰極端之間流動。
當電流減小到零時，二極體斷開。
以此方式，二極體255實現常規之整流階段，其能夠有效地將來自一次電路之電壓波轉換為類似於直流電壓之直流電壓，將其施加至電負載110。
可能地(但非必須)，轉換器145之整流階段也可包含一電容260，其設置於電分支265上，電分支265從第三電分支205之中間節點270延伸至電分支245之中間節點275，從而與電負載110並聯，中間節點270由第二共振電感235及第一輸出端165之間所構成。
如第5圖所示，在其他更複雜但更節能之實施例中，至少對於低電流值，二極體255可以由一被驅動之第二主動開關300(例如MOSFET或其他電晶體)代替，以實現例如一同步整流。
特別是，主動開關300可包含一第一導電端256(例如N型MOSFET之汲極)，其與第二中間電節點206連接、一第二導電端257(例如N型MOSFET之源極)，其與第二輸出端170連接、及一控制端305(例如N 型MOSFET之閘極)。
第5圖通過實施例之方式顯示如第2圖中之轉換器145之電隔離之情況，但相同之解決方案也可以應用在第3圖之非隔離之情況。
當主動開關300斷開或處於截止狀態時，電流無法在第一導電端256及第二導電端257之間流動。
反之，當主動開關300導通時，即其係處於飽和狀態時，電流會在第一及第二導電端256及257之間自由流動。
主動開關300在這兩個狀態之間之切換，係由施加於控制端305之電驅動訊號所控制。
實際上，當電驅動訊號之電壓大於或等於某個閾值時，主動開關300係處於飽和狀態(導通且能夠傳導電流)。
另一方面，當電驅動訊號之電壓低於該閾值時，主動開關300係處於截止狀態(斷開)。
電驅動訊號可以是一周期性訊號，在低於主動開關300之閾值之最小電壓值(可能為零)及大於所述閾值之最大值之間變化。
舉例而言，電驅動訊號可以是一方波訊號。
在驅動訊號之每個週期之期間，電驅動訊號大於主動開關300之導通閾值之時間段可稱為導通時間，而電驅動訊號低於主動開關300之導通閾值的時段可稱為斷開時間。
當從最小電壓值傳遞到最大電壓值之電驅動訊號超過閾值時，可以說該主動開關300導通或被導通。
另一方面，當從最大電壓值傳遞到最小電壓值之電驅動訊號 下降到閾值以下時，可以說該主動開關300斷開或被斷開。
主動開關300之電驅動訊號可由一特定控制器產生，以第5圖中之600表示，該控制器可以通過任何能夠傳輸電訊號(也可以是無線的)之系統適當地連接至主動開關300之控制端305。
控制器600可以是能夠產生電驅動訊號及可改變一或多個特性(舉例而言，導通及斷開時間，保持週期恆定或改變週期)之任何電氣/電子裝置。
相應之驅動器(未顯示)可與控制器600相關聯，即一電氣/電子裝置用以接收由控制器600產生之驅動訊號，以適當地放大驅動訊號並將其最終施加至主動開關300。
主動開關300可以由控制器600驅動，以模擬一理想二極體。
在實際應用中，控制器600可以被配置為產生一校準之驅動訊號，以便當二次電路電壓(即在第一端256(例如在MOSFET之汲極上)之電壓)下降到0V以下時，導通主動開關300，及當主動開關180斷開或在任何情況下電流實質上為零時實質上同步斷開，藉以最大化傳輸給負載110之功率。
第6圖比較主動開關180之第一導電端185上(例如在MOSFET汲極上)之電壓VD及施加至控制端195之相對驅動訊號VG之波形，與主動開關300之第一導電端256上(例如在MOSFET之汲極上)之電壓VD及施加至控制端305之相對驅動訊號VG之波形。
可以看出在所討論之電路中，電壓VD之波形與典型之E、F或類似電路之波形有何差異，由於存在電壓波形VD之第一部分，二次電路 之電壓VD也不會為零，其中一次電路上之電壓VD具有一直接導數(derivative)，而在二次電路上之電壓VD消除之時刻，電壓VD之導數不連續。
大致而言，使用主動整流開關300而不是二極體，可允許以更高頻率工作，例如MHz、數十MHz或數百MHz，且通常會減少靜態損耗。
如果我們考慮使用N型或GaN型MOSFET電晶體之實施例，則實際上可能具有一低通道電阻，與二極體相比，其允許限制損耗。
使用主動開關300的另一個重大優點在於，可相對於保證最大功率傳輸之時刻以一定延遲斷開主動開關300，即以相對於置於一次電路上之主動開關180之斷開時刻之一定延遲，進而提供進一步之控制自由度。
如第7圖所示，相對於主動開關180，藉由延遲斷開主動開關300之時刻，可以獲得電壓VD之峰值，該峰值低於先前之情況，其轉化為傳輸給負載較少之功率。
在主動開關300持續導通之極端情況下，即導通時間等於驅動訊號周期(例如100%工作周期(duty cycle))，能量將不會傳輸至負載並且只會有無功電流在電路中。
因此，在向負載110傳輸最大能量之條件(同時斷開主動開關180及300)及沒有功率傳輸給負載之條件(主動開關300始終導通)之間，存在無限可能的導通點可導通主動開關300，每個導通點可以被選擇以連續調節傳輸到負載之電功率。
實際上，如果主動開關300之斷開延遲為零，則兩個主動開關180及300同時斷開，且傳輸到電負載110之能量最大。
藉由增加主動開關300之斷開延遲，會逐漸減小傳輸到電負 載之能量。
當延遲很大以至於主動開關300之導通時間等於驅動訊號周期(100%工作周期)或若主動開關一直保持導通時，傳輸之能量之最小值等於零或被達成。
以這種方式，主動開關300之斷開時刻成為一自由度，該自由度可以被有效地用於控制負載110上之電壓、電流或功率。
舉例而言，有利地，可以以簡單、快速及可靠之方式反饋主動開關300相對於主動開關180之斷開延遲，以調節輸出電壓，而無需在一次電路及二次之間直接反饋，因此降低成本。
實際上，控制器600可被配置為測量施加至電負載之電壓值，例如施加至第一輸出端165之電壓值，並且改變斷開主動開關300之延遲，以便最小化例如取消電壓之測量數值及期望數值之間之差值。
施加至第一輸出端165之電壓的實際值，可以由控制器600通過簡單之電連接來測量，而施加至負載之期望數值可以是由電負載100本身直接提供給控制器600之資訊。
以此方式可將反體控制迴路實現於二次電路，以使得當電負載110需要較少電功率時，第二控制器600延遲斷開主動開關300，從而減小電負載110上之電壓及傳輸至電負載110之功率。
從第7圖可以推導出一第二電效應其包括之事實為，在主動開關180導通時間相同之情況下(並且因此在電路中平均能量之導通時間相同)，若具有一主動開關300之延遲，則可獲得一峰值電壓VD之增加。
此第二效應可以用以下事實被更清楚地解釋，藉由減小電負 載110上之電流，電路中之平均無功電能會增加，其在一次電路上轉化為一更高之峰值電壓。
此第二電效應可以被有效利用，而將電負載110所需之較低功率需求之資訊傳輸至一次電路，而不必在一次電路及二次電路之間使用其他通信電路(例如光隔離器或數位或類比電容隔離器，適用於在一次電路及二次電路之間傳輸資訊)。
實際上，如果控制器600增加了斷開主動開關600之延遲，以應對電負載110之較低功率需求，則在一次電路之峰值電壓VD將見到相應之增加。
電壓峰值VD可用作反饋訊號，以調節主動開關180之導通時間。
實際上，第一控制器500可以被配置為測量施加至主動開關180，例如施加至第一主動開關180本身之第一導電端185之電壓的峰值，及改變第一主動開關180之導通時間，以最小化，例如取消，所述電壓峰值之測量數值與期望數值之間之差值。
電壓VD之峰值可以容易地由控制器500例如利用峰值檢測器(例如二極體及電容)來測量，而所述電壓峰值之期望數值可以是一設計參數。
以此方式可以在一次電路上實現一附加之反饋控制環路，該環路藉由改變主動開關180之導通時間來保持峰值電壓VD恆定。
由於相對於傳輸到電負載110之有功功率(active power)，在更大之無功功率的情況下電壓VD會趨於增加，因此若負載110吸收較少之有 功功率，則該另外之反饋環路會趨於減少主動開關180的導通時間。
此控制系統消除了在一次電路及二次電路之間對光隔離器或其他資訊傳輸系統之需求，因為其通常體積龐大(由於認證目的需要之最小隔離距離)，價格昂貴且不可靠，並確保了高動態性(由於二次電路上之反饋環路)及控制器之高效率(由於一次電路上之反饋環路)。
實際上，一次電路上之反饋環路一直保持提供電負載110所需之最小能量，從而使二次控制器600以最小可能之延遲工作(並且因此，負載上之有功電能及無功電能之間之最大可能比率)。
與傳統技術(例如基於脈衝序列(pulse trains))相比，此調節系統之另一個優點是可以更有效地管理輕負載情況(light load condition)，並且具有較少之輻射及傳導發射問題(因為傳統技術通常會引入低頻諧波，其較難以緊湊型過濾器進行過濾)。
應當注意的是，由於一次開關之斷開時間保持近似恆定(除了根據電路能量改變運作之汲極電壓之形狀所引起之適度變化)，這種類型之控制系統之頻率實質上是可變的，而一次開關之導通時間會依據負載所需之能量而有很大變化。
如上所述，上述轉換器145之共振電路200可以確保在導通階段中具有實質上ZVS及ZCS轉換之有用共振，即在主動開關180從截止狀態(斷開)至飽和狀態(導通)的切換期間中，並且在斷開階段期間中具有實質上之ZVS轉換，即在主動開關180再次從飽和狀態(導通)切換到截止狀態(斷開)期間。
具體而言，可以通過簡單之電路調整來確保ZVS及ZCS情 況，或更合適的是，由於測量了第一導電端(例如於MOSFET汲極處)上之電壓及/或電流，因此可以動態改變開關180及300的導通及/或斷開時刻。
尤其基於對汲極電壓被取消之時刻之檢測，用於開關180及300之導通時刻之主動控制系統，對於在較寬範圍之系統之工作條件之變化(例如負載或輸入電壓之變化)中，確保高效率特別有用。
簡而言之，依據系統之工作條件，斷開時間係輕微地變化，並且導通時刻較佳係由合適之電路主動控制，該電路檢測開關180及300之汲極電壓被取消之瞬間。
優選地，在一次電路上依據第一開關180本身之汲極峰值電壓，控制從導通時刻開始計算之第一開關180之導通時間，以確保系統中之最小無功電能。
優選地，作為替代，計算第二開關300之導通時間，以保證相對於第一開關180斷開之時刻之一延遲，以便有效地調節在電負載110上之輸出電壓。
該電路之操作可以藉由主動開關180中之電流ID來表示，電流ID在相同之主動開關180斷開之時刻，恰好達到其最大值。
在導通及斷開之間之過渡中，在有限之時間內主動開關180之電阻會發生改變。
考慮到快速主動開關(例如N型MOSFETs)之情況，適當驅動之開關在數奈秒(ns)、數十奈秒或數百奈秒之時間內從導通變為斷開。
在該有限之短暫時間期間，主動開關180之電阻逐漸增加，且同時電流成比例減小，導致一損耗高峰(dissipation peak)，其無法藉由ZVS 轉換條件(ZVS transition condition)來減輕。
如第9圖所顯示，為了減小此損耗高峰可以修改轉換器145，即藉由引入優選地具有較小電感值之第三共振電感280，其沿著電分支225設置，該電分支225將中間電節點202連接至第一共振電容220之第一端221。
以此方式，第三共振電感280設置於一次電路中，與第一共振電容220串聯。
第三共振電感280加入電路之總體共振頻率之計算，而使電路之總電感不變。換句話說，對於電路之一給定共振頻率，若第三共振電感280之電感值增大，則第一共振電感215及/或第二共振電感235之電感值相應地減小，從而保持尺寸大致恆定。
第三共振電感280之優點在於，引入了具有比基頻更高之頻率之電路之另一共振諧波，其涉及在中間電節點202處之電壓振盪VD，且因此涉及在斷開時間中之主動開關180之第一端185(例如MOSFET之汲極)上之電壓振盪。
在導通時間中，此附加之諧波還涉及流過主動開關180之電流ID之振盪。
第9圖顯示電壓VD及電流ID之可能趨勢，其取決於驅動訊號VG。
電壓VD之振盪對於至少略微增加傳輸到電負載110之功率是有用的，因為在比基頻更高之頻率下，其更容易通過作為高通濾波器之電容性障礙。
在主動開關180之導通時間之期間，電流ID之振盪對於減小 在導通階段之期間之動態損耗，反而可能是非常有用的。
實際上，若選擇第三共振電感280，使得電流ID之振盪週期是開關180之導通週期之約數(sub-multiple)，可以使瞬時斷開電流最小化，因此使電路處於接近零電流切換之狀態或者在任何情況下都大幅降低之電流。
應當注意，雖然第8圖顯示第三共振電感280在轉換器145被電隔離，並且整流階段是藉由第二主動開關300所獲得之情況，但是並不排除第三共振電感280還可以用於第3圖之非隔離之情況及/或藉由一簡單二極體進行整流之情況。
第10圖中顯示上述電路的進一步發展，及提供了轉換器145可以進一步包含一與主動開關180並聯之第一儲能電容(first tank capacitance)285，例如具有一第一端286，連接於第一中間電節點202，及一第二端287，連接於第二輸入端155，或連接於一次電路參考電壓204。
附加地或替代地，轉換器145可包含一與第三電支路207並聯、或與二極體255或與第二主動開關300並聯之第二儲能電容(second tank capacitance)290，例如具有一第一端291，連接至第二中間電節點206，及一第二端292，連接至第二輸出端170。
該儲能電容285及/或290可以幫助實現電路之調諧，並且在導通主動開關180之時刻最小化電壓導數，從而確保與電流急劇變化相關之較低之動態導通損耗。
此外，由於儲能電容285及/或290能夠使電路相對於開關及元件之公差(tolerance)，尤其是相對於開關及電感之渦流電容更不敏感，因 此該等儲能電容285及/或290具有正向作用(positive effect)。
此外，儲能電容285及/或290降低了電路之共振頻率。
最後，僅在某些電壓或功率條件下(舉例而言，在高輸入電壓及傳輸到負載之低功率之情況下)，才可通過串聯之附加開關連接儲能電容285及/或290，以簡單地減少傳輸到負載之功率。
同樣在這種情況下，雖然第10圖顯示在儲能電容285及290在轉換器145被電隔離，且藉由第二主動開關300所獲得之整流階段之情況，但並不排除該相同之儲能電容285及/或290亦可以被使用於第3圖中之非隔離之情況及/或於藉由簡單二極體進行整流之情況。
為了增加傳輸到電負載110之功率，上述轉換器145之所有變形可以被製成多相配置(multiphase configuration)，而沒有明顯之概念上之變化。
實際上，可以將實質上類似於波型產生器175之另一波型產生器電路連接至第二共振電容240之第二端242。
該兩個波型產生器175之主動開關180可藉由各自之驅動訊號來控制，以便以相同之頻率導通及斷開，但是彼此之間並非同相，即使主動開關180並非總是同時導通或斷開，但在每個操作週期內始終至少有一少量時間，其中一個主動開關180處於導通狀態而另一個主動開關180處於斷開狀態，反之亦然。
以這種方式，藉由適當地調節此時間跨度，即兩個主動開關180之驅動訊號之間之相移，可以有利地增加以相同之電源電壓傳輸到電負載110之功率。
如果要傳輸至電負載110之功率準位特別高，則還可以利用兩個主動開關180之間之反相驅動訊號來控制兩個主動開關180，以使當兩個主動開關180其中一者導通時，另一者持續斷開，反之亦然，獲得一推拉(push-pull)式操作。
最後應該指出的是，在所有顯示之實施例中，兩個共振電容220及240可以是離散電容(discrete capacitances)，即具有不可分離之元件，其包含一連接至一次電路之第一端及一連接至二次電路之第二端。
以這種方式，系統100可以獨特且不可分離之裝置之形式被製成，例如一隔離之電源供應器。
然而在其他實施例中，每個共振電容220及240可以由一對相互可分離之電樞構成，其中一傳輸電樞連接至一次電路，以及一接收電樞連接至二次電路。
同時，電感性耦合在一起之共振電感215及235可以分別由用於無線傳輸之線圈(coil)(例如天線)及用於無線接收電功率之線圈(例如天線)所構成。
以此方式，轉換器145之一次電路可以被安裝在一第一裝置中，而二次電路可以被安裝在一第二裝置上，相對於第一裝置在物理上是分離的並且是可移動的(可移除的)，形成一無線混合電容性及感應性之電功率傳輸系統。
舉例而言，第一裝置可被配置為一充電基座，而第二裝置可為一要充電或被供電之裝置，例如智能手機、筆記型電腦、電視等。
以此方式，通過適當地使第二裝置靠近第一裝置，可以使每 個傳輸電樞靠近並面對一相應之接收電樞，藉以重構共振電容220及240，以及使共振電感215及235靠得更近，重構電感耦合。
第11圖顯示本解決方案之另一實施例。
該實施例與第10圖顯示之實施例的不同之處僅在於，消除了共振電容220及240，相應地消除了第一中間電節點202及第二中間電節點206之間之整個連接分支，並且第一儲能電容285及/或儲能電容290也被用作共振電容。
以此方式，通過第一共振電感215及第二共振電感235之間之互感耦合，一次電路及二次電路之間之電能傳輸僅以感應性方式發生。
雖然此佈局類似於經典之基於變壓器之轉換器，但實際上它與已知技術之區別在於，第一共振電感215及第二共振電感235之間之耦合因數K之數值較低，並且存在共振/儲能電容285及/或290。
已得知，根據此最後一個實施例之轉換器145，雖然傳輸之能量較少，但是使用與先前電路所獲得之波形相似之波形進行相等之工作，進而達到高效率及緊湊尺寸。
自然地，共振/儲能電容285及290無須同時存在於此實施例，因為僅存在共振/儲能電容285及290之一者就足夠。
顯然，本領域的專家可以在不背離下面所要求保護之本發明之範圍之情況下，進行幾種技術上的應用修改。
110:電負載
145:轉換器
150:第一輸入端
155:第二輸入端
165:第一輸出端
170:第二輸出端
175:波型產生器
180:第一主動開關
185:第一導電端
190:第二導電端
195:控制端
200:共振電路
201:第一電分支
202:第一中間電節點
203:第二電分支
204:一次電路參考電壓
205:第三電分支
206:第二中間電節點
207:第四電分支
208:預定之二次電路參考電壓
215:第一共振電感
216:第一端
217:第二端
220:第一共振電容
221:第一電端
222:第二電端
225:電分支
235:第二共振電感
236:第一端
237:第二端
240:第二共振電容
241:第一電端
242:第二電端
245:電分支
255:二極體
260:電容
265:電分支
270:中間節點
275:中間節點
500:第一控制器

Claims (17)

  1. 一種用以傳輸電功率至一電負載(110)之轉換器(145)，其包含：
    一第一輸入端(150)及一第二輸入端(155)，在該第一輸入端(150)及該第二輸入端(155)之間可將一直流電壓或一相似電壓施加至一直流電壓，
    一第一輸出端(165)及一第二輸出端(170)，連接至該電負載(110)之二相對端，
    一第一電分支(201)，用以將該第一輸入端(150)與一第一中間電節點(202)連接，
    一第二電分支(203)，用以將該第一中間電節點(202)與該第二輸入端(155)連接，
    一第三電分支(205)，用以將該第一輸出端(165)與一第二中間電節點(206)連接，
    一第四電分支(207)，用以將該第二中間電節點(206)與該第二輸出端(170)連接，
    一第一主動開關(180)，設置於該第二電分支(203)上，並具有一第一導電端(185)，連接至該第一中間電節點(202)、一第二導電端(190)，連接至該第二輸入端(155)，及一控制端(195)，用以接收一電驅動訊號以將該第一主動開關(180)於一飽和狀態及一截止狀態之間切換，其中該飽和狀態允許一電流通過該第一導電端及該第二導電端(185、190)之間，其 中該截止狀態阻止該電流通過，及
    一共振電路(200)，其尺寸為至少在該第一主動開關(180)從該截止狀態切換到該飽和狀態時減小施加至該第一主動開關之電壓及/或電流，
    其中該共振電路(200)至少包含：
    一第一共振電感(215)置於該第一電分支(201)上，並具有一第一端(216)，連接至該第一輸入端(150)，及一第二端(217)，連接至該第一中間電節點(202)，
    一第二共振電感(235)置於該第三電分支(205)上，並具有一第一端(236)，連接至該第二中間電節點，及一第二端(237)，連接至該第一輸出端(165)，及
    一第一共振電容(220、285、290)，
    其特徵為，該第一共振電感(215)及該第二共振電感(235)以小於1之相互耦合因數進行電感性耦合。
  2. 如請求項1所述之轉換器(145)，其特徵為，該第一共振電感(215)及該第二共振電感(235)之間之該耦合因數是包括在0.1和0.8之間。
  3. 如請求項2所述之轉換器(145)，其特徵為，該第一共振電感(215)及該第二共振電感(235)之間之該耦合因數是包括在0.2和0.6之間。
  4. 如前述請求項中任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，該第一共振電容(220)包含一第一端(221)，連接至該第一中間電節點(202)，及一第二端(222)，連接至該第二中間電節點(206)。
  5. 如請求項4所述之轉換器(145)，其特徵為，其包含一第二共振電容 (240)，該第二共振電容(240)具有一第一端(241)，連接至該第二輸出端(170)，及一第二端(242)，連接至該第二輸入端(155)。
  6. 如請求項1至3中任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，該第一共振電容(285)包含一第一端(286)，連接至該第一中間電節點(202)，及一第二端(287)，連接至該第二輸入端(155)，以與該第二電分支(203)並聯。
  7. 如請求項1至3中任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，該第一共振電容(290)包含一第一端(291)，連接至該第二中間電節點(206)，及一第二端(292)，連接至該第二輸出端(170)，以與該第四電分支(207)並聯。
  8. 如前述請求項中任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，其包含一第一控制器(500)，該第一控制器(500)被配置為以一周期性方式導通及斷開該第一主動開關(180)，其中，該第一控制器(500)被配置為測量施加至該第一主動開關(180)之該第一導電端(185)之電壓，並在該測量之電壓被取消時，導通該第一主動開關(180)。
  9. 如前述請求項中任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，該第四電分支(207)包含一二極體(255)，該二極體(255)之陰極與該第二中間電節點(206)連接，及該二極體(255)之陽極與該第二輸出端(170)連接。
  10. 如前述請求項中任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，該第四電分支(207)包含一第二主動開關，該第二主動開關具有一第一導電端(256)，連接至該第二中間電節點(206)、一第 二導電端(257)，連接至該第二輸出端(170)，及一控制端(305)，用以接收一電驅動訊號，以於一飽和狀態及一截止狀態之間切換該第二主動開關(300)，其中該飽和狀態允許一電流通過該第一導電端及該第二導電端(256、257)之間，其中該截止狀態阻止該電流通過。
  11. 如請求項10所述之轉換器(145)，其特徵為，其包含一第二控制器(600)，該第二控制器(600)被配置為以一周期性方式導通及斷開該第二主動開關(300)，其中，該第二控制器(600)被配置為測量施加至該第二主動開關(300)之該第一導電端(256)之電壓，並在該測量之電壓被取消時，導通該第二主動開關(300)。
  12. 如請求項11所述之轉換器(145)，其特徵為，該第二控制器(600)被配置為使該第二主動開關(300)保持導通之一導通時間短於持續時間，在該第一控制器(500)斷開該第一主動開關(180)之時刻或在一延遲後斷開該第二主動開關(300)。
  13. 如請求項12所述之轉換器(145)，其特徵為，該第二控制器(600)被配置為測量施加至該第一輸出端(165)之電壓之一數值，及改變斷開該第二主動開關(300)之該延遲，以最小化該電壓之測量數值與一期望數值之間之一差值。
  14. 如請求項11或12所述之轉換器(145)，該第一控制器被配置為測量施加至該第一主動開關(180)之該第一導電端(185)之電壓之一峰值，及改變該第一主動開關(180)之導通時間， 以最小化該電壓之該峰值之測量數值與一期望數值之間之一差值。
  15. 如請求項4或5所述之轉換器(145)，其特徵為，其包含一第三共振電感(280)，沿著一電分支(225)設置，該電分支連接該第一中間電節點(202)至該第一共振電容(220)之該第一端(221)。
  16. 如請求項4及請求項4和請求項9或10中之任一項所述之轉換器(145)，其特徵為，其包含一儲能電容(290)，並聯連接至該二極體(255)或至該第二主動開關(300)。
  17. 如請求項4或5所述之轉換器(145)，其特徵為，其包含一儲能電容(285)，並聯連接至該第一主動開關(180)。
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