JP2013542700A - 共振電力送信システムの電力変換器及び共振電力送信装置 - Google Patents

共振電力送信システムの電力変換器及び共振電力送信装置 Download PDF

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Abstract

共振電力送信システムで用いられる電力変換器及び共振電力送信装置が提供される。一態様によれば、共振電力送信システムの電力変換器は、所定のレベルのＤＣ電圧を受信する入力端と、共振周波数と同一の周波数を有する第１スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第１電力変換部と、前記第１スイッチングパルス信号と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第２電力変換部と、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去し、前記奇数次高調波が減少又は除去されたＡＣ信号をソース共振器に提供する第１ショート回路と、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去し、前記奇数次高調波が減少又は除去されたＡＣ信号をソース共振器に提供する第２ショート回路とを有する。
【選択図】 図１

Description

以下の記述は、無線電力送信システムで用いられる電力変換器に関する。
共振電力伝達システムは無線電力送信システムの一種として、共振電力を無線で送信するソース装置と共振電力を受信するターゲット装置を含む。
無線環境の特性上、電力の送信効率を向上させて周辺装置に及ぼす影響を減らすための方法が要求される。
本発明は、上記従来の共振電力伝達システムにおける問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、共振電力を送信するために高効率の電力変換器の使用において、高調波の発生を抑制することができる共振電力送信システムの電力変換器及び共振電力送信装置を提供することにある。
本発明の一態様によれば、共振電力送信システムの電力変換器は、所定のレベルのＤＣ電圧を受信する入力端と、共振周波数と同一の周波数を有する第１スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第１電力変換部と、前記第１スイッチングパルス信号と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第２電力変換部と、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去し、前記奇数次高調波が減少又は除去されたＡＣ信号をソース共振器に提供する第１ショート回路と、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去し、前記奇数次高調波が減少又は除去されたＡＣ信号をソース共振器に提供する第２ショート回路とを有することを特徴とする。
前記共振周波数は、２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲に対応することが好ましい。
前記第１ショート回路から出力されるＡＣ信号と前記第２ショート回路から出力されるＡＣ信号は互いに反対の位相を有することが好ましい。
前記第１ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることが好ましい。
前記第２ショート回路はキャパシタとインダクタを含み、前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることが好ましい。
本発明の一態様によれば、共振電力送信装置は第１周波数帯域のＡＣ信号が入力され、所定のレベルのＤＣ電圧を出力する電圧制御部と、第２周波数帯域の第１スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第１電力変換部と、前記第１スイッチングパルス信号と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号を用いて、前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第２電力変換部と、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去する第１ショート回路と、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去する第２ショート回路と、前記第１ショート回路及び前記第２ショート回路の出力信号に対応するＡＣ電力を対象共振器に伝達するソース共振器とを有することを特徴とする。
前記第１ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることが好ましい。
前記第２ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることが好ましい。
前記ソース共振器は、第１信号導体の部分及び第２信号導体の部分と、前記第１信号導体の部分及び前記第２信号導体の部分に対応するグラウンド導体の部分とを含む送信線路と、前記第１信号導体の部分と前記グラウンド導体の部分を電気的に接続する第１導体と、前記第２信号導体の部分と前記グラウンド導体の部分を電気的に接続する第２導体と、前記第１信号導体の部分及び前記第２信号導体の部分を流れる電流に対して直列に前記第１信号導体の部分と前記第２信号導体の部分間に挿入される少なくとも１つのキャパシタとを含むことが好ましい。
前記ソース共振器は、前記送信線路と、前記第１導体及び前記第２導体とによって形成されるループの内部に位置し、前記ソース共振器のインピーダンスを調整する整合器をさらに含むことが好ましい。
本発明の一態様によれば、電力変換器は、第２信号を出力するために第１信号を受信する少なくとも１つの電力変換回路と、前記第２信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去するかの少なくともいずれか一つを行う少なくとも１つの高調波除去回路とを備えることを特徴とする。
前記電力変換回路はスイッチを含み、前記スイッチはスイッチングパルス信号を受信することが好ましい。
前記第１信号は所定のレベルの直流（ＤＣ）電圧であることが好ましい。
前記第２信号は交流（ＡＣ）であることが好ましい。
前記少なくとも１つの高調波除去回路は、キャパシタ及びインダクタを含んでもよい。
前記キャパシタ（Ｃ）の値と前記インダクタ（Ｌ）の値は、以下の方程式による奇数次高調波の周波数ｆｏｄｄに基づいて決定されることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換器。
Figure 2013542700
 前記少なくとも１つの電力変換回路は２つの電力変換回路を含み、前記２つの電力変換回路は互いに逆位相で駆動されることが好ましい。
共振電力送信システムは、電力変換器を含むことが好ましい。
前記共振電力送信システムは、共振デバイスをさらに含み、少なくとも１つの高調波除去回路のインピーダンスは、前記共振デバイスと同一であることが好ましい。
本発明に係る共振電力送信システムの電力変換器及び共振電力送信装置によれば、共振電力を送信するために高効率の電力変換器の使用において、高調波の発生を抑制することができる。
したがって、共振電力送信システムで他の電子機器に及ぼす影響を減らすことができるという効果がある。
また、高調波の発生を抑制することによって、高効率の共振電力送信システムを提供することができるという効果がある。
例示的な実施形態に係る無線電力送信システムを示す。 本発明の一実施形態に係る共振電力送信装置の構成を示すブロック図である。 図２に示す電力転換器の構成例を示すブロック図である。 図３に示す第１電力変換部及び第１ショート回路の等価回路を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図である。 図５に示した無線電力送信のための共振器の等価回路を示す図である。
次に、本発明に係る共振電力送信システムの電力変換器及び共振電力送信装置を実施するための形態の具体例を図面を参照しながら説明する。
図１は、例示的な実施形態に係る無線電力送信システムを示す。
様々な実施形態において、無線電力送信システムによって送信される無線電力は、共振電力（ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｐｏｗｅｒ）であり得る。
図１に示すように、無線電力送信システムは、ソースとターゲットで構成されるソース−ターゲット構造である。
例えば、無線電力送信システムは、ソースに該当する共振電力送信装置１１０とターゲットに該当する共振電力受信装置１２０を備える。
共振電力送信装置１１０は、外部の電圧供給機からエネルギーを受信して共振電力を発生させるソース部１１１及びソース共振器１１５を備える。
また、共振電力送信装置１１０は、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部（Ｍａｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ）１１３をさらに備えてもよい。
ソース部１１１は、外部の電圧供給器からエネルギーを受信して共振電力を発生させる。
ソース部１１１は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルに調整するためのＡＣ−ＡＣコンバータ、ＡＣ−ＡＣコンバータから出力される交流信号を整流することによって、所定のレベルのＤＣ電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータから出力されるＤＣ電圧を高速スイッチングすることによって、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域のＡＣ信号を生成するＤＣ−ＡＣインバータを含む。ＡＣ信号の他の周波数も用いられてもよい。
整合制御部１１３は、ソース共振器１１５の共振帯域幅（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）又はソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数を設定する。
整合制御部１１３は、ソース共振帯域幅設定部（図示せず）又はソース整合周波数設定部（図示せず）の少なくとも１つを備える。
ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器１１５の共振帯域幅を設定する。
ソース整合周波数設定部は、ソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ソース共振器の共振帯域幅又はソース共振器のインピーダンス整合周波数設定に基づいて、ソース共振器１１５のＱ−ファクターを決定する。
ソース共振器１１５は、電磁気エネルギーをターゲット共振器に伝達する。
すなわち、ソース共振器１１５は、ターゲット共振器１２１との磁気結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）１０１によって共振電力をターゲット装置１２０に伝達する。ここで、ソース共振器１１５は設定された共振帯域幅内で共振する。
共振電力受信装置１２０は、ターゲット共振器１２１、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部１２３、及び受信された共振電力を負荷に伝達するためのターゲット部１２５を備える。
ターゲット共振器１２１は、ソース共振器１１５から電磁気エネルギーを受信する。
ここで、ターゲット共振器１２１は設定された共振帯域幅内で共振する。
整合制御部１２３は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数の少なくとも１つを設定する。
整合制御部１２３は、ターゲット共振帯域幅設定部（図示せず）又はターゲット整合周波数設定部（図示せず）の少なくとも１つを備える。
ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定する。
ターゲット整合周波数設定部は、ターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数設定に基づいて、ターゲット共振器１２１のＱ−ファクターを決定する。
ターゲット部１２５は、受信された共振電力を負荷に伝達する。
ここで、ターゲット部１２５は、ソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成するＡＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス又は負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータを含んでもよい。
ソース共振器１１５及びターゲット共振器１２１は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又は「ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ」共振器から構成されてもよい。
図１に示すように、Ｑファクターの制御工程は、ソース共振器１１５の共振帯域幅及びターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定し、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の磁気結合によって電磁気エネルギーをソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に伝達する。
ここで、ソース共振器１１５の共振帯域幅は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅よりも広いか狭く設定されてもよい。すなわち、ソース共振器１１５の共振帯域幅がターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広いか狭く設定されることによって、ソース共振器のＢＷ−ファクターとターゲット共振器のＢＷ−ファクターは互いに不平衡（ｕｎｂａｌａｎｃｅ）の関係を保持する。
共振方式の無線電力送信において、共振帯域幅は重要なファクターである。
ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンスミス整合、反射信号などを全て考慮したＱ−ファクターをＱｔとする場合、Ｑｔは以下の数式（１）のように共振帯域幅と反比例関係を有する。
Figure 2013542700
 数式（１）において、ｆ０は中心周波数、Δｆは帯域幅、ΓＳＤは共振器の間の反射損失、ＢＷＳはソース共振器１１５の共振帯域幅、ＢＷＤはターゲット共振器１２１の共振帯域幅を示す。本明細書において、ＢＷ−ファクターは１／ＢＷＳ又は１／ＢＷＤを意味する。
一方、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離が変わったり、２つのうち１つの位置が変化するなどの外部の影響によって、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間のインピーダンス整合ミスが発生することがある。
インピーダンス整合ミスは、電力伝達の効率を減少させる直接的な原因になり得る。
整合制御部１１３は、送信信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによって、インピーダンス整合ミスが発生したと判断し、インピーダンス整合を行う。
また、整合制御部１１３は、反射波の波形分析によって共振ポイントを検出することで共振周波数を変更してもよい。ここで、整合制御部１１３は、反射波の波形で振幅が最小である周波数を共振周波数として決定してもよい。
図１の例で、ソース共振器１１５及び／又はターゲット共振器１２１は、図５〜図１１の構造を有し得る。
図２は、本発明の一実施形態に係る共振電力送信装置の構成を示すブロック図である。
図２に示すように、共振電力送信装置２００は、電圧制御部２１０、電力変換器２２０、ソース共振部２３０、及びソース制御部２４０を備える。
また、共振電力送信装置２００は、反射電力検出部２５０及び通信部（図示せず）をさらに備えてもよい。
電圧制御部２１０は、第１周波数のＡＣ信号が入力され、所定のレベルのＤＣ電圧を出力する。
ここで、第１周波数は、例えば、数十Ｈｚ帯域であってもよい。
ここで、第１周波数のＡＣ信号は、高速スイッチング素子を用いる高速スイッチング方式によって生成されたり、又は、オシレータを用いる発振方式によって生成される。
電圧制御部２１０は、トランスフォーマー２１１、整流器２１３、及び定電圧制御部２１５を備える。
トランスフォーマー２１１は、外部装置から入力されるＡＣ信号の信号レベルを所望するレベルに調整する。
整流器２１３は、トランスフォーマー２１１から出力されるＡＣ信号を整流することによってＤＣ信号を出力する。
定電圧制御部２１５は、ソース制御部２４０の制御により所定のレベルのＤＣ電圧を出力する。
定電圧制御部２１５は、所定のレベルのＤＣ電圧を出力するための安定化回路を含んで構成される。定電圧制御部２１５から出力されるＤＣ電圧の電圧レベルは、ターゲット装置で必要な電力量及び共振電力の出力量制御により決定されてもよい。
電力変換器２２０は、第２周波数帯域のスイッチングパルス信号によって所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ電力に変換する。
ここで、第２周波数は共振周波数として、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域である。例えば、第２周波数帯域は２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚであってもよい。
ソース共振部２３０は、電磁結合によってＡＣ電力を共振電力受信装置に伝達する。
ソース制御部２４０は、反射電力及び共振電力受信装置の個数を考慮して電圧制御部２１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを制御する。
また、ソース制御部２４０は、共振周波数ｆｃと同一の周波数を有するスイッチングパルス信号を電力変換器２２０に提供する。
反射電力検出部２５０は、共振電力受信装置に送信される共振電力に対応する反射電力を検出する。
すなわち、反射電力検出部２５０は、カプラーを介して反射信号を検出し、検出された反射信号の電力を算出する。反射電力が検出される場合、ソース制御部２４０は共振電力受信装置の個数が減少したか、共振電力受信装置との距離が遠くなったと判断する。
通信部は「共振周波数によって共振電力受信装置とデータを送受信するインバンド通信」及び「データ通信のために割り当てられた周波数によって共振電力受信装置とデータを送受信するアウトバンド通信」を行う。
図３は、図２に示す電力転換器２２０の構成例を示すブロック図である。
本発明の一実施形態では、電力転換器２２０は、「Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ」方式を実現できるように構成される。
「Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ」方式では互いに異なる位相で駆動しながら、対をなす電力変換器が提供される。「Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ」方式は低い高調波特性を有してもよい。また、「Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ」方式は、電力変換時発生する偶数次高調波（ｅｖｅｎ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ）の大きさを減らし得る。
しかし、「Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ」方式を用いることだけでは電力変換時に発生する奇数次高調波（ｏｄｄ ｈａｒｍｏｎｉｃ）が効果的に除去されないこともある。
したがって、電力転換器２２０は奇数次高調波を減らしたり除去する構成の回路、又はデバイスを含む。
また、電力変換器２２０は、以下の説明のように偶数次高調波を減らしたり除去する構成の回路又はデバイスを含む。
電力転換器２２０は、トランスフォーマー３１０、第１電力変換部３２０、第２電力転換部３３０、第１ショート回路３４０、第２ショート回路３５０及び入力端３７０ａ、３７０ｂを含む。
トランスフォーマー３１０は、入力信号を受信して差動（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）信号を出力する。１つ以上の実施形態において、トランスフォーマー３１０は、バルーン（ｂａｌｕｎ）又は他の種類の特化されたトランスフォーマーであってもよい。
トランスフォーマー３１０は、ソース共振器２３０で提供される共振周波数と同一の周波数を有するスイッチングパルス信号ｆｃが入力される。トランスフォーマー３１０は、第１スイッチングパルス信号３０１を第１電力変換部３２０に提供し、第２スイッチングパルス信号３０３を第２電力変換部３３０に提供する。第２スイッチングパルス信号３０３は、第１スイッチングパルス信号３０１と反対の位相を有する。
他の例として、トランスフォーマー３１０は、第１スイッチングパルス信号３０１を第２電力変換部３３０に提供し、第１スイッチングパルス信号３０１と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号３０３を第１電力変換部３２０に提供する。
入力端（３７０ａ、３７０ｂ）は、ＤＣ電圧を第１電力変換部３２０及び第２電力転換部３３０それぞれの駆動電圧に提供する。ＤＣ電圧は所定のレベルの値であってもよい。
例えば、ＤＣ電圧は、図２に示す電圧制御部２１０の定電圧制御部２１５から出力される電圧信号であってもよい。
第１電力変換部３２０は、ＡＣ／ＤＣインバータを含む。
ＡＣ／ＤＣインバータは、第２周波数帯域のスイッチングパルス信号によって定電圧制御部２１５から出力される所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する。
ＡＣ／ＤＣインバータは、スイッチング素子を含む。１つ以上の実施形態において、スイッチング素子は高速スイッチングできるものであり得る。例えば、スイッチング素子はトランジスタであってもよい。
第１電力変換部３２０は、共振周波数と同一の周波数を有する第１スイッチングパルス信号３０１を用いて所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する。
例えば、スイッチング素子は、スイッチングパルス信号ｆｃが「ｈｉｇｈ」であるとき（例えば、最大値又は最大値に近接するとき）「Ｏｎ」になり、スイッチングパルス信号ｆｃが「Ｌｏｗ」であるとき（例えば、最小値又は最小値に近接するとき）「ｏｆｆ」されるように構成される。様々なスイッチング技術がさらに用いられてもよい。
同様に、第２電力転換部３３０もＡＣ／ＤＣインバータを含む。
第２電力転換部３３０は、第１スイッチングパルス信号３０１と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号３０３を用いて所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する。
第１ショート回路３４０は、第１電力変換部３２０から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を除去し、奇数次高調波が除去されたＡＣ信号３０５をソース共振器２３０に提供する。
第２ショート回路３５０は、第２電力変換部３３０から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を除去し、奇数次高調波が除去されたＡＣ信号３０７をソース共振器２３０に提供する。
第１スイッチングパルス信号３０１及び第２スイッチングパルス信号３０３の位相は、互いに反対であるため、第１ショート回路３４０から出力されるＡＣ信号と第２ショート回路３５０から出力されるＡＣ信号は互いに反対の位相を有する。
図２に示した電力変換器２００は、差動信号を再び単一信号に変換するためのトランスフォーマーを必要としない。
すなわち、ソース共振器２３０は差動信号が入力受されるように構成されるため、トランスフォーマーが備えられる必要がない。したがって、電力変換器２００は、トランスフォーマーの挿入による電力損失を減らすことのできる構造を有する。
図３に示した例として、第１ショート回路３４０の出力信号３０５は「ｆｃ＋ｆｃ２＋ｆｃ３＋…」に表現され、第２ショート回路３５０の出力信号３０７は「−ｆｃ＋ｆｃ２−ｆｃ３＋…」と表現される。
ここで、３次高調波ｆｃ３の信号レベルは、場合によっては実質的に「０」又は極めて小さい大きさを有する。
ＡＣ信号３０５及びＡＣ信号３０７は結合されてもよく、結合されてソース共振器２３０に提供されてもよい。例えば、ソース共振器２３０によって出力されるＡＣ信号は「２ｆｃ＋２ｆｃ３…」のように表現される。第１スイッチングパルス信号３０１及び第２スイッチングパルス信号３０３は互いに反対の位相を用いることによって、基礎周波数ｆｃに相当する部分が相殺される。
３次高調波「ｆｃ３」の信号レベルは、第１ショート回路３４０及び／又は第２ショート回路３５０によって極めて小さい大きさを有するため、ソース共振器２３０によって出力されるＡＣ信号の３次（または、他の奇数次）高調波は極めて小さくなる。
例えば、上記で説明したように、「ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ」方式を用いることによって、第１ショート回路３４０の出力信号３０５及び第２ショート回路３５０の出力信号３０７に含まれた偶数次高調波はソース共振器２３０で減衰される。
図４は、本発明の一実施形態に係る電力変換回路４２０及びショート回路４１０を含む等価回路図である。
ショート回路４１０は高調波除去回路と命名される。
本実施形態において、電力変換回路４２０及びショート回路４１０は、図３に示した第１電力変換器３２０及び第２電力変換器３３０、第１ショート回路３４０及び第２ショート回路３５０のそれぞれに対応する。
電力変換回路４２０は、スイッチング素子Ｓ、複数のキャパシタＣ、Ｃｓ及びＣＴ、及びインダクタＬｃｈｏｋｅ、ＬＴ及びＬａｄｄを含む。
スイッチング素子Ｓは、トランジスタであってもよい。例えば、ＭＯＳＦＥＴのようなものであってもよい。他の素子は電力効率を強化させるためのスイッチングされた電力レギュレータ回路の部分であってもよい。
電力変換回路４２０は、ＤＣ電圧Ｖｉｎを受信し、ＡＣ電圧Ｖｏｕｔを出力する。
ＤＣ電圧Ｖｉｎは所定のレベルの値である。例えば、ＤＣ電圧Ｖｉｎは、図２に示した電圧制御部２１０の定電圧制御部２１５から出力される電圧信号であってもよい。
ショート回路４１０は、出力されるＡＣ電圧Ｖｏｕｔから奇数次の高調波を減少及び／または除去する。
ショート回路４１０は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１を含む。
ここで、ショート回路４１０から出力されるＡＣ信号の３次高調波成分の周波数をｆ３ｒｄと仮定すると、Ｃ１とＬ１それぞれの値は以下の数式（２）によって決定される。
Figure 2013542700
Ｃ１とＬ１のそれぞれの値が数式（１）のように決定される場合、電力変換部４２０から出力される信号の３次高調波はシャント（ｓｈｕｎｔ）されたり、グラウンドに「ｓｈｏｒｔ」される。
また、ショート回路４１０とソース共振器２３０のインピーダンスＺが「５０ｏｈｍ」に設定される場合、Ｃ１とＬ１のそれぞれの値は、ショート回路４１０とソース共振器２３０のインピーダンスＺの整合を考慮して決定される。
したがって、図４に示した構造によれば、出力信号Ｖｏｕｔから奇数次高調波成分を減少させるか及び／又は除去すると同時に、ショート回路４１０とソース共振器２３０のインピーダンス整合が可能である。
キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の値は、数式（２）を用いて他の奇数次高調波に対しても同様に決定される。
一方、図４に示した回路は、第１電力変換部３２０及び第１ショート回路３４０の等価回路である。
したがって、第１ショート回路３４０は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１を含み、Ｃ１とＬ１のそれぞれの値は、第１電力変換部３２０から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定される。
同様に、図４に示した回路は、第２電力変換部３３０及び第２ショート回路３５０にも同様に適用される。
一実施形態において、第２ショート回路３５０は、キャパシタＣ２とインダクタＬ２を含み、Ｃ２とＬ２のそれぞれの値は、第２電力変換部３３０から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定される。
高効率電力変換器を用いることによって、奇数次高調波の発生を予防することができる。
このような予防は、共振電力送信に極めて効果的である。したがって、共振電力を送信するとき、他の電子デバイスに及ぼす影響が減少され得る。高周波の発生を予防することによって、より高い効率の共振電力送信システムを実現することができる。
再び、図１を参照すると、ソース共振器１１５及び／又はターゲット共振器１２１は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又は「ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ」共振器から構成されてもよい。
既に周知の内容であるが、理解の便宜のために関連する用語について記述する。
自然では固有の透磁率（Ｍｕ）及び誘電率（ｅｐｓｉｌｏｎ）を有する電磁気的な特性の多くの物質が発見される。大部分を物質は一般的に正の透磁率又は正誘電率を有する。
したがって、このような物質に対しては電気場、磁場及びポインティングベクトルに対して右手の法則が適用され、このような物質をＲＨＭ（Ｒｉｇｈｔ Ｈａｎｄｅｄ Ｍａｔｅｒｉａｌ）という。
一方、自然では一般に存在しない誘電率又は透磁率を有する物質、又は人工的に設計された（または人によって作られた）物質は「メタ物質」と呼ばれる。
メタ物質は、誘電率又は透磁率の符号によってＥＮＧ（ｅｐｓｉｌｏｎ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＭＮＧ（ｍｕ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＤＮＧ（ｄｏｕｂｌｅ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＮＲＩ（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ ｉｎｄｅｘ）物質、ＬＨ（ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ）物質などに分類される。
透磁率は、該当物質で与えられた磁界（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄ）に対して発生する磁力線束密度（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空中でその磁界に対して発生する磁力線束密度の比を意味する。
そして、誘電率は、該当物質で与えられた電界（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｉｅｌｄ）に対して発生する電気力線束密度（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空中でその電界に対して発生する電気力線束密度の比を意味する。
透磁率及び誘電率は与えられた周波数又は波長で該当物質の伝搬定数を決定し、透磁率及び誘電率によってその物質の電磁気特性が決定される。
一実施形態において、メタ物質は極めて大きい波長（ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ）又は極めて低い周波数領域でも簡単に（すなわち、物質のサイズが多く変わらなくても）共振状態に置かれることがある。
図５は、本発明の一実施形態に係る２次元（平面）構造の共振器５００を示す図である。
図５を参照すると、本発明の一実施形態に係る２次元構造の共振器５００は、第１信号導体部分５１１、第２信号導体部分５１２、及びグラウンド導体部分５１３を含む送信線路、キャパシタ５２０、整合器５３０、及び導体５４１、５４２を備える。
図５に示すように、キャパシタ５２０は、送信線路で第１信号導体部分５１１と第２信号導体部分５１２との間に位置に直列に挿入され、それによって電界はキャパシタ５２０に閉じ込められるようになる。一般的に、送信線路は上部に少なくとも１つの導体、下部に少なくとも１つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的にグラウンドされる。
図５に示すように、本発明の一実施形態に係る共振器５００は、２次元構造の形態を有する。送信線路は、上部に第１信号導体部分５１１及び第２信号導体部分５１２を含み、下部にグラウンド導体部分５１３を含む。第１信号導体部分５１１及び第２信号導体部分５１２とグラウンド導体部分５１３は互いに向かい合うように配置される。電流は第１信号導体部分５１１及び第２信号導体部分５１２を通じて流れる。
また、一実施形態において、第１信号導体部分５１１の一端は導体５４２と電気的に接続、すなわち接地され、他端はキャパシタ５２０と接続される。そして、第２信号導体部分５１２の一端は導体５４１と接地され、他端はキャパシタ５２０と接続される。
すなわち、第１信号導体部分５１１、第２信号導体部分５１２、及びグラウンド導体部分５１３、導体５４１、５４２は互いに接続されることによって、共振器５００は電気的に閉鎖されているループ構造を有する。ここで使用される用語の「閉鎖されているループ構造」とは、電気的に閉鎖されている円形構造、四角形構造のような多角形の構造などを含んでもよい。
キャパシタ５２０は、送信線路の中部に挿入される。
例えば、キャパシタ５２０は、第１信号導体部分５１１と第２信号導体部分５１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ５２０は、集中素子（ｌｕｍｐｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）及び分散素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）などの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。
上記の説明のようにキャパシタ５２０が送信線路に挿入されることによって共振器５００はメタ物質の特性を有し得る。
例えば、キャパシタ５２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器５００は負の透磁率を有し得るため、共振器５００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。
キャパシタ５２０のキャパシタンスを定める基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は様々であり得る。例えば、共振器５００がメタ物質の特性を有する基準は、次の基準のうち１つ以上を含んでもよい。共振器５００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器５００が対象周波数でゼロ番目共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）の特性を有する基準などがある。
（ＭＮＧ）共振器５００は、伝搬定数が「０」であるときの周波数を共振周波数として有する零次共振の特性を有する。（ＭＮＧ）共振器５００は零次共振特性を有するため、共振周波数は（ＭＮＧ）共振器５００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。すなわち、以下で再び説明するが、（ＭＮＧ）共振器５００で共振周波数を変更するためにはキャパシタ５２０を適切に設計することで充分であるため、（ＭＮＧ）共振器５００の物理的なサイズを変更しなくてもよい。
また、例えば、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ５２０に集中するため、キャパシタ５２０によって近接フィールドでは磁界がドミナント（ｄｏｍｉｎａｎｔ）される。
そして、（ＭＮＧ）共振器５００は、集中素子のキャパシタ５２０を用いて高いＱ−ファクター（Ｑ−Ｆａｃｔｏｒ）を有するため、電力送信の効率を向上させることができる。参考に、Ｑ−ファクターは、無線電力送信において、抵抗損失の程度、又は抵抗に対するリアクタンスの比を表すが、Ｑ−ファクターが大きいほど無線電力送信の効率は大きいものと理解される。
また、（ＭＮＧ）共振器５００は、インピーダンス整合のための整合器５３０を備えてもよい。
ここで、整合器５３０は、（ＭＮＧ）共振器５００の磁界の強度を適切に調整することができ、整合器５３０によって（ＭＮＧ）共振器５００のインピーダンスは決定される。
そして、電流はコネクタを介して（ＭＮＧ）共振器５００に流入したり（ＭＮＧ）共振器５００から流出される。ここで、コネクタはグラウンド導体部分５１３又は整合器５３０と接続される。ただし、コネクタとグラウンド導体部分５１３又は整合器５３０との間には物理的な接続が形成されてもよく、コネクタとグラウンド導体部分５１３又は整合器５３０との間に物理的な接続なしでカップリングを介して電力が送信されてもよい。
より具体的には、図５に示すように、整合器５３０は、共振器５００のループ構造によって形成されるループ内に位置してもよい。
整合器５３０は、物理的な形状を変更することによって共振器５００のインピーダンスを調整する。
特に、整合器５３０は、グラウンド導体部分５１３から距離「ｈ」だけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体５３１を含んでもよく、共振器５００のインピーダンスは距離「ｈ」を調整することによって変更され得る。
図５には示していないが、整合器５３０を制御できるコントローラが存在する場合、整合器５３０はコントローラによって生成される制御信号によって整合器５３０の物理的な形状を変更してもよい。
例えば、制御信号によって整合器５３０の導体５３１とグラウンド導体部分５１３との間の距離「ｈ」を増加させたり減少させたりできる。コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成してもよい。
整合器５３０は、図５に示すように、導体の部分５３１のような受動素子のように実現されてもよく、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現されてもよい。
能動素子が整合器５３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動され、その制御信号に応じて共振器５００のインピーダンスは調整される。例えば、整合器５３０には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードが「ｏｎ」又は「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器５００のインピーダンスが調整される。
また、図５に示していないが、（ＭＮＧ）共振器５００を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。
図６は、本発明の一実施形態に係る３次元（立体）構造の共振器６００を示す図である。
図６を参照すれば、本発明の一実施形態に係る３次元構造の共振器６００は、第１信号導体部分６１１、第２信号導体部分６１２、及びグラウンド導体部分６１３を含む送信線路及びキャパシタ６２０を含む。
ここで、キャパシタ６２０は、送信線路で第１信号導体部分６１１と第２信号導体部分６１２との間に位置に直列に挿入され、電界はキャパシタ６２０に閉じ込められる。
また、図６に示すように、共振器６００は３次元構造の形態を有する。送信線路は、上部に第１信号導体部分６１１及び第２信号導体部分６１２を含み、下部にグラウンド導体部分６１３を含む。第１信号導体部分６１１及び第２信号導体部分６１２とグラウンド導体部分６１３は互いに向かい合うように配置される。このような配列で電流は、第１信号導体部分６１１及び第２信号導体部分６１２を通じてｘ方向に流れ、このような電流によって−ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生する。しかし、他の実施形態では図６に示すものとは異なって、異なる方向（例えば、＋ｙ方向）に磁界Ｈ（ｗ）が発生してもよい。
また、他の実施形態のように、第１信号導体部分６１１の一端は、導体６４２と電気的に接続、すなわち接地され、他端はキャパシタ６２０と接続される。
そして、第２信号導体部分６１２の一端は、導体６４１と接地され、他端はキャパシタ６２０と接続される。すなわち、第１信号導体部分６１１、第２信号導体部分６１２、及びグラウンド導体部分６１３、導体６４１、６４２は互いに接続されることによって、共振器６００は電気的に閉鎖されているループ構造を有する。
また、図６に示すように、キャパシタ６２０は、第１信号導体部分６１１と第２信号導体部分６１２との間に挿入又は配置される。
ここで、キャパシタ６２０は、集中素子及び分散素子などの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。
図６に示すように、キャパシタ６２０が送信線路に挿入されることによって共振器６００はメタ物質の特性を有し得る。
集中素子として挿入されたキャパシタ６２０のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器６００はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ６２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器６００は特定の周波数帯域において負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器６００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。
以下で説明するが、キャパシタ６２０のキャパシタンスを定める基準は様々であり得る。共振器６００がメタ物質の特性を有する基準、共振器６００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器６００が対象周波数でゼロ番目共振の特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも１つの基準の下でキャパシタ６２０のキャパシタンスを決定する。
（ＭＮＧ）共振器６００は、伝搬定数（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｃｏｎｓｔａｎｔ）が「０」であるときの周波数を共振周波数として有するゼロ番目共振の特性を有してもよい。（ＭＮＧ）共振器６００はゼロ番目共振の特性を有するため、共振周波数は（ＭＮＧ）共振器６００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。（ＭＮＧ）共振器６００で共振周波数を変更するためにはキャパシタ６２０を適切に設計することで充分であるため、（ＭＮＧ）共振器６００の物理的なサイズを変更しなくてもよい。
図６の（ＭＮＧ）共振器６００を参照すれば、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ６２０に集中するため、キャパシタ６２０によって近接フィールドでは磁界がドミナントされる。特に、ゼロ番目共振の特性を有する（ＭＮＧ）共振器６００は磁気双極子（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｄｉｐｏｌｅ）に類似の特性を有するため、近接フィールドでは磁界がドミナントになり、キャパシタ６２０の挿入により発生する少ない量の電界又はそのキャパシタ６２０に集中されるため、近接フィールドでは磁界が最もドミナントされる。（ＭＮＧ）共振器６００は集中素子のキャパシタ６２０を用いて高いＱ−ファクターを有するため、電力送信の効率を向上させることができる。
また、図６に示すように、（ＭＮＧ）共振器６００は、インピーダンス整合のための整合器６３０を備える。
ここで、整合器６３０は、（ＭＮＧ）共振器６００の磁界の強度を適切に調整でき、整合器６３０によって（ＭＮＧ）共振器６００のインピーダンスが決定される。そして、電流はコネクタ６４０を介して（ＭＮＧ）共振器６００に流入するか、（ＭＮＧ）共振器６００から流出する。ここで、コネクタ６４０はグラウンド導体部分６１３又は整合器６３０と接続される。
より具体的には、図６に示すように、整合器６３０は共振器６００のループ構造によって形成されるループの内部の位置する。
整合器６３０は、物理的な形状を変更することによって共振器６００のインピーダンスを調整する。
特に、整合器６３０は、グラウンド導体部分６１３から距離「ｈ」だけ離隔された位置にインピーダンス整合のための導体部分６３１を含んでもよく、共振器６００のインピーダンスは距離「ｈ」を調整することによって変更され得る。
図６には示していないが、整合器６３０を制御することのできるコントローラが存在する場合、整合器６３０はコントローラによって生成される制御信号に応じて整合器６３０の物理的な形状を変更してもよい。例えば、制御信号に応じて整合器６３０の導体６３１とグラウンド導体部分６１３との間の距離「ｈ」を増加させたり減少させ、これにより整合器６３０の物理的な形状が変更されることで共振器６００のインピーダンスが調整される。
整合器６３０の導体６３１とグラウンド導体部分６１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整されてもよい。すなわち、第１に、整合器６３０には様々な導体が含まれてもよく、その導体の内のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離「ｈ」を調整することができる。第２に、導体６３１の物理的な位置を上下に調整することによって距離「ｈ」を調整することができる。このような距離「ｈ」はコントローラの制御信号に応じて制御されてもよく、コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成してもよい。コントローラが制御信号を生成することについては後述で説明する。
整合器６３０は、図６に示すように、導体の部分６３１のような受動素子で実現してもよく、実施形態によってダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現してもよい。能動素子が整合器６３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動してもよく、その制御信号に応じて共振器６００のインピーダンスを調整することができる。例えば、整合器６３０には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードが「ｏｎ」又は「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器６００のインピーダンスが調整される。
また、図６には明示的には示していないが、（ＭＮＧ）共振器６００を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。
図７は、本発明の一実施形態に係る「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器７００の例を示す図である。以下では、別途の継ぎ目なしで一体型に２以上の部分（ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）を互いに接続する類型を「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」と呼ぶ。
図７を参照すれば、第１信号導体部分７１１と導体７４２を個別的に製造した後、互いを接続される代わりに、一体型に製造される。同様に、第２信号導体部分７１２と導体７４１も一体型に製造される。
第２信号導体部分７１２と導体７４１が個別的に製造された後互いに接続される場合、継ぎ目７５０による導体損失が発生し得る。
しかし、本発明の実施形態によれば、第２信号導体部分７１２と導体７４１は別途の継ぎ目なしで（ｓｅａｍｌｅｓｓ）互いに接続され、導体７４１とグラウンド導体部分７１３も別途の継ぎ目なしで互いに接続されることで、継ぎ目による導体損失を減らすことができる。すなわち、第２信号導体部分７１２とグラウンド導体部分７１３は別途の継ぎ目なしで一体型に製造される。同様に、第１信号導体部分７１１とグラウンド導体部分７１３は別途の継ぎ目なしで一体型に製造される。
整合器７３０は、上記で説明された１つ以上の実施形態として同様に構成されて提供され得る。
図８は、本発明の一実施形態に係る「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器８００の例を示す図である。
図８を参照すると、「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器８００の第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２のそれぞれは内部に空いている空間を含む。
ここで、「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」は、内部に空き空間を含む構造を意味する用語として使用される。
与えられた共振周波数において、有効電流は、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２それぞれの全ての部分を介して流れることなく、一部の部分のみを介して流れるものとモデリングしてもよい。
すなわち、与えられた共振周波において、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２の厚さがそれぞれの表皮厚さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）よりも過度に厚いことは効率的ではない。
すなわち、それは共振器８００の重さ又は共振器８００の製造費用を増加させる原因になり得る。
したがって、本発明の実施形態によれば、与えられた共振周波数において、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２それぞれの表皮厚さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）に基づいて第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２それぞれの厚さを適切に決定する。
第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２それぞれが該当の表皮厚さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）よりも大きいながらも適切な厚さを有する場合、共振器８００は軽くなり、共振器８００の製造費用も減少され得る。
例えば、図８に示すように、第２信号導体部分８１２（円により表示される拡張された領域９６０に図示される）の厚さは「ｄ」ｍｍに決定してもよく、ｄは、
Figure 2013542700
 によって決定される。
ここで、ｆは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。
特に、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、グラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２が銅（ｃｏｐｐｅｒ）であり、５．８ｘ１０７（Ｓ・ｍ−１）の導電率を有する場合、共振周波数が１０ｋＨｚでは、表皮厚さが約０．６ｍｍであり、共振周波数が１００ＭＨｚでは、表皮厚さは０．００６ｍｍである。
キャパシタ８２０及び整合器８３０は上記で説明した１つ以上の実施形態と類似な構成で提供され得る。
図９は、パラレルシート（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｓｈｅｅｔ）が適用された無線電力送信のための共振器９００の例を示す図である。
図９を参照すると、パラレルシートが適用された無線電力送信のための共振器に含まれた第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２それぞれの表面にはパラレルシートを適用する。
第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２は完ぺきな導体ではないことから、抵抗成分を有することがあり、その抵抗成分によって抵抗損失が発生することがある。
このような抵抗損失は、Ｑファクターを減少させ、カップリング効率を減少させ得る。
本発明の一実施形態によると、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２それぞれの表面にパラレルシートを適用することによって抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリングの効率を増加させることができる。
円で囲まれた箇所を拡張表示した部分を参照すると、パラレルシートが適用される場合、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２それぞれは、複数の導体ラインを含む。この導体ラインは並列的に配置され、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２それぞれの先の部分で互いに接地される。
第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２それぞれの表面にパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列的に配置されるため、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。
したがって、抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリング効率を増加させることができる。
キャパシタ９２０及び整合器９３０は上記で説明した１つ以上の実施形態と類似な構成で提供され得る。
図１０は、本発明の一実施形態に係る分散したキャパシタを含む無線電力送信のための共振器１０００の例を示す図である。
図１０を参照すると、無線電力送信のための共振器に含まれるキャパシタ１０２０は分散したキャパシタである。
集中素子としてのキャパシタは、相対的に高い等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：ＥＳＲ）を有し得る。集中素子としてのキャパシタが有するＥＳＲを減らすための様々な提案があるものの、本発明の実施形態は分散素子としてのキャパシタ１０２０を用いることによってＥＳＲを減らすことができる。
上記内容から分かるように、ＥＳＲによる損失は、Ｑファクター及びカップリング効率を減少させることがある。
分散素子としてのキャパシタ１０２０は、図１０に示すように、ジグザグその構造の導体ライン及び誘電体で実現される。
しかしながら、図１０に示すように、本発明の実施形態は分散素子としてのキャパシタ１０２０を用いることによって、ＥＳＲによる損失を減らすことができ、複数の集中素子としてのキャパシタを並列的に用いることによってＥＳＲによる損失を減らすことができる。
なぜなら、集中素子としてのキャパシタそれぞれが有する抵抗成分は並列接続によって小さくなるため、並列的に接続された集中素子としてのキャパシタの有効抵抗も小さくなり、したがって、ＥＳＲによる損失を減らすことができる。例えば、１０ｐＦのキャパシタ１つを用いるのを１ｐＦのキャパシタ１０個を用いるのと代替することによってＥＳＲによる損失を減らすことができる。
図１１Ａは、図５に示す２次元構造の共振器５００で用いられる整合器５３０の一例を示し、図１１Ｂは、図６に示す３次元構造の共振器６００で用いられる整合器６３０の一例を示す。
図１１Ａは、整合器５３０を含む図５に示した２次元共振器の一部を示し、図１１Ｂは整合器６３０を含む図６に示した３次元共振器の一部を示す。
図１１Ａを参照すると、整合器は、導体５３１、導体５３２及び導体５３３を含み、導体５３２及び導体５３３は送信線路のグラウンド導体部分５１３及び導体５３１と接続される。
導体５３１とグラウンド導体部分５１３との間の距離「ｈ」により２次元共振器のインピーダンスは決定され、導体５３１とグラウンド導体部分５１３との間の距離「ｈ」はコントローラによって制御される。導体５３１とグラウンド導体部分５１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整され得、導体５３１になり得る様々な導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離「ｈ」を調整する方式、導体５３１の物理的な位置を上下に調整することで距離「ｈ」を調整する方式などがあり得る。
図１１Ｂを参照すると、整合器は、導体６３１、導体６３２及び導体６３３を備え、導体６３２及び導体６３３は送信線路のグラウンド導体部分６１３及び導体６３１と接続される。
導体６３１とグラウンド導体部分６１３との間の距離「ｈ」により３次元共振器のインピーダンスは決定され、導体６３１とグラウンド導体部分６１３との間の距離「ｈ」はコントローラによって制御される。２次元構造の共振器に含まれる整合器５３０と同様に、３次元構造の共振器に含まれる整合器でも導体６３１とグラウンド導体部分６１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整され得る。例えば、導体６３１になり得る様々な導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離「ｈ」を調整する方式、導体６３１の物理的な位置を上下に調整することで距離「ｈ」を調整する方式などがあり得る。
一実施形態において、整合器は、能動素子を含んでもよく、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は上述した内容に類似する。
すなわち、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整することができる。
図１２は、図５に示した無線電力送信のための共振器５００の等価回路を示す図である。
図５に示した無線電力送信のための共振器５００は、図１２に示された等価回路でモデリングされる。
図１２に示す等価回路でＣＬは図５に示す送信線路の中部に集中素子の形態に挿入されたキャパシタ５２０を示し、ＬＲは電力送信ラインのインダクタンスを示し、ＣＲは電力送信ライン及び／又はグラウンド間のキャパシタンスを示す。
例えば、図５に示す無線電力送信のための共振器５００はゼロ番目共振特性を有する。
すなわち、伝搬定数が０である場合、無線電力送信のための共振器５００はωＭＺＲを共振周波数として有すると仮定する。
ここで、共振周波数ωＭＺＲは、下記の数式（３）のように表す。ここで、ＭＺＲは、「Ｍｕ Ｚｅｒｏ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ」を意味する。
Figure 2013542700
数式（３）を参照すると、共振器５００の共振周波数ωＭＺＲは、ＬＲ／ＣＬによって決定されてもよく、共振周波数ωＭＺＲと共振器５００の物理的なサイズは互いに独立的であることが分かる。
したがって、共振周波数ωＭＺＲと共振器５００の物理的なサイズが互いに独立的であるため、共振器５００の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。
本発明の一実施形態に係る方法は、多様なコンピュータ手段によって行うことができるプログラム命令の形態で実現されても良く、かかるプログラム命令は、コンピュータ読み出し可能媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み出し可能媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独または組み合わせたものを含んでもよい。前記媒体に記録されるプログラム命令は、本発明のために特別に設計して構成されたものでもよく、コンピュータソフトウェア分野の技術を有する当業者にとって公知のものであり使用可能なものであってもよい。
以上のように本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような記載から多様な修正及び変形が可能である。
したがって、本発明の範囲は、説明された実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものなどによって定められるものである。
１０１ 電磁結合
１１０、２００ 共振電力送信装置
１１１ ソース部
１１３ 整合制御部
１１５ ソース共振器
１２０ 共振電力受信装置
１２１ ターゲット共振器
１２３ 整合制御部
１２５ ターゲット部
２１０ 電圧制御部
２１１ トランスフォーマー
２１３ 整流器
２１５ 定電圧制御部
２２０ 電力変換器
２３０ ソース共振部
２４０ ソース制御部
２５０ 反射電力検出部
３１０ トランスフォーマー
３２０、３３０ （第１、第２）電力変換部
３４０、３５０ （第１、第２）ショート回路
３７０ａ、３７０ｂ 入力端

Claims (20)

  1. 所定のレベルのＤＣ電圧を受信する入力端と、
    共振周波数と同一の周波数を有する第１スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第１電力変換部と、
    前記第１スイッチングパルス信号と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第２電力変換部と、
    前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去し、前記奇数次高調波が減少又は除去されたＡＣ信号をソース共振器に提供する第１ショート回路と、
    前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去し、前記奇数次高調波が減少又は除去されたＡＣ信号をソース共振器に提供する第２ショート回路とを有することを特徴とする共振電力送信システムの電力変換器。
  2. 前記共振周波数は、２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲に対応することを特徴とする請求項１に記載の共振電力送信システムの電力変換器。
  3. 前記第１ショート回路から出力されるＡＣ信号と前記第２ショート回路から出力されるＡＣ信号は互いに反対の位相を有することを特徴とする請求項１に記載の共振電力送信システムの電力変換器。
  4. 前記第１ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、
    前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることを特徴とする請求項１に記載の共振電力送信システムの電力変換器。
  5. 前記第２ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、
    前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることを特徴とする請求項１に記載の共振電力送信システムの電力変換器。
  6. 第１周波数帯域のＡＣ信号が入力され、所定のレベルのＤＣ電圧を出力する電圧制御部と、
    第２周波数帯域の第１スイッチングパルス信号を用いて前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第１電力変換部と、
    前記第１スイッチングパルス信号と反対の位相を有する第２スイッチングパルス信号を用いて、前記所定のレベルのＤＣ電圧をＡＣ信号に変換する第２電力変換部と、
    前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去する第１ショート回路と、
    前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去する第２ショート回路と、
    前記第１ショート回路及び前記第２ショート回路の出力信号に対応するＡＣ電力を対象共振器に伝達するソース共振器とを有することを特徴とする共振電力送信装置。
  7. 前記第１ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、
    前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第１電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることを特徴とする請求項６に記載の共振電力送信装置。
  8. 前記第２ショート回路は、キャパシタとインダクタを含み、
    前記キャパシタの値と前記インダクタの値は、前記第２電力変換部から出力されるＡＣ信号の奇数次高調波成分の周波数に基づいて決定されることを特徴とする請求項６に記載の共振電力送信装置。
  9. 前記ソース共振器は、第１信号導体の部分及び第２信号導体の部分と、前記第１信号導体の部分及び前記第２信号導体の部分に対応するグラウンド導体の部分とを含む送信線路と、
    前記第１信号導体の部分と前記グラウンド導体の部分を電気的に接続する第１導体と、
    前記第２信号導体の部分と前記グラウンド導体の部分を電気的に接続する第２導体と、
    前記第１信号導体の部分及び前記第２信号導体の部分を流れる電流に対して直列に前記第１信号導体の部分と前記第２信号導体の部分間に挿入される少なくとも１つのキャパシタとを含むことを特徴とする請求項６に記載の共振電力送信装置。
  10. 前記ソース共振器は、前記送信線路と、前記第１導体及び前記第２導体とによって形成されるループの内部に位置し、前記ソース共振器のインピーダンスを調整する整合器をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の共振電力送信装置。
  11. 第２信号を出力するために第１信号を受信する少なくとも１つの電力変換回路と、
    前記第２信号の奇数次高調波を減少させるか又は除去するかの少なくともいずれか一つを行う少なくとも１つの高調波除去回路とを備えることを特徴とする電力変換器。
  12. 前記電力変換回路は、スイッチを含むことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換器。
  13. 前記スイッチは、スイッチングパルス信号を受信することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換器。
  14. 前記第１信号は、所定のレベルの直流（ＤＣ）電圧であることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換器。
  15. 前記第２信号は、交流（ＡＣ）であることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換器。
  16. 前記少なくとも１つの高調波除去回路は、キャパシタ及びインダクタを含むことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換器。
  17. 前記キャパシタ（Ｃ）の値と前記インダクタ（Ｌ）の値は、以下の方程式による奇数次高調波の周波数ｆｏｄｄに基づいて決定されることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換器。
    Figure 2013542700
  18. 前記少なくとも１つの電力変換回路は、２つの電力変換回路を含み、前記２つの電力変換回路は互いに逆位相で駆動されることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換器。
  19. 請求項１１に記載の電力変換器を含むことを特徴とする共振電力送信システム。
  20. 共振デバイスをさらに含み、
    少なくとも１つの高調波除去回路のインピーダンスは、前記共振デバイスと同一であることを特徴とする請求項１９に記載の共振電力送信システム。
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