JP5689139B2 - 近接フィールドフォーカシングを用いた無線電力送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線電力送信システムに関し、特に、無線電力送信装置において、近接フィールドフォーカシングを用いて共振器で発生する磁界の方向を制御できる無線電力送信装置に関する。

ＩＴ技術発展と共に様々な携帯用の電子製品が発売され、その普及も増加している。携帯用電子製品の特性上、携帯用電子製品のバッテリ性能が主な問題として浮かび上がっている。携帯用電子製品だけではなく生活家電製品においてデータを無線で送信する機能が提供されているが、電力は電力線を介して提供される。

近年、無線で電力を供給することのできる無線電力送信技術（ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｐｏｗｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）が研究されている。
無線電力送信環境の特性上、無線電力送信装置の磁界によって周辺装置は影響されるという問題がある。

そこで本発明は、上記従来の無線電力送信装置における問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、無線電力送信環境の特性を考慮し、周辺装置に及ぼす影響を減らすことのできる無線電力送信装置を提供するにある。

本発明の一態様によれば、無線電力送信装置は、ターゲット装置に無線電力を送信する電源共振器を備えるソース部と、前記電源共振器の全方向に放射される磁界の近接フィールドを前記ターゲット装置側にフォーカシングする近接フィールドフォーカス部とを備え、前記近接フィールドフォーカス部は、負の屈折率を有するメタ−スーパーストレート（ｍｅｔａ−ｓｕｐｅｒｓｔｒａｔｅ）、ビームフォーミング特性を有するＭＮＺ（Ｍｕ Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ）スーパーストレート、及びＥＮＺ（Ｅｐｓｉｌｏｎ Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ）スーパーストレートからなる群より選択される一つで構成されることを特徴とする。

高インピーダンス表面特性を有するように設計された近接フィールド制御部をさらに備えることが好ましい。
前記近接フィールド制御部は、前記ソース部の磁界が同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）特性を有するように設計されることが好ましい。
前記近接フィールド制御部は、前記ソース部の側面磁界の方向を制御するサイドフォーカス部と、前記ソース部の後面磁界の方向を制御する後面フォーカス部とを備えることが好ましい。

本発明の他の一態様によれば、無線電力送信の効率が増加したソース共振器は、ターゲット共振器に電力を無線で送信する共振器と、磁界の近接フィールドを前記ターゲット共振器の方向にフォーカシングする近接フィールドフォーカス部とを備え、前記近接フィールドフォーカス部は、負の屈折率を有するメタ−スーパーストレート、ビームフォーミング特性を有するＭＮＺスーパーストレート、及びＥＮＺスーパーストレートからなる群より選択される一つで構成されることを特徴とする。

前記磁界が同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）特性を有するように設計された近接フィールド制御部をさらに備えることが好ましい。
前記近接フィールド制御部は、前記ソース部の側面磁界の方向を制御するサイドフォーカス部と、前記ソース部の後面磁界の方向を制御する後面フォーカス部と、を備えることが好ましい。

本発明に係る無線電力送信装置及びソース共振器によれば、無線電力送信時に希望しない方向に行く磁界をターゲット装置側にフォーカシングすることができる。
これによって、エネルギーの送信効率を向上し、周辺機器に及ぼす干渉を最小化することができるという効果がある。

本発明の一実施形態に係る無線電力送信システムの例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る無線電力送信装置を示す図である。 図２に示す近接フィールドフォーカス部の構成例を示す図である。 図２に示す近接フィールドフォーカス部の構成例を示す図である。 図２に示す近接フィールドフォーカス部の構成例を示す図である。 本発明の他の実施形態に係る無線電力送信装置を示す図である。 本発明の実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 共振器構造に対する様々な例を示す図であり、（ａ）は整合器を含む図７に示された２次元構造の共振器の一部を示し、（ｂ）は整合器を含む図８に示す３次元共振器の一部を示す。 図７に示した無線電力送信のための共振器の等価回路を示す回路図である。

次に、本発明に係る無線電力送信装置及びソース共振器を実施するための形態の具体例を図面を参照しながら説明する。

図１は、一実施形態に係る無線電力送信システムの例を示す。
図１に示す一例として、無線電力送信システムを介して送信される無線電力は共振電力（ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｐｏｗｅｒ）と仮定する。

図１を参照すると、無線電力送信システムは、ソースとターゲットで構成されるソース−ターゲット構造である。
すなわち、無線電力送信システムは、ソースに該当する共振電力送信装置１１０とターゲットに該当する共振電力受信装置１２０を備える。

共振電力送信装置１１０は、外部の電圧供給器からエネルギーを受信して共振電力を発生させるソース部１１１、及びソース共振器１１５を備える。
また、共振電力送信装置１１０は、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部１１３をさらに含んで構成される。

例えば、ソース部１１１は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルに調整するためのＡＣ−ＡＣコンバータ、ＡＣ−ＡＣコンバータから出力される交流信号を整流することによって、所定のレベルのＤＣ電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータから出力されるＤＣ電圧を高速スイッチングすることで、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域のＡＣ信号を生成するＤＣ−ＡＣインバータを備える。

整合制御部１１３は、ソース共振器１１５の共振帯域幅又はソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数の少なくとも一つを設定する。
整合制御部１１３は、ソース共振帯域幅設定部（図示せず）又はソース整合周波数設定部（図示せず）のうち少なくとも１つを備え得る。ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器１１５の共振帯域幅を設定する。ソース整合周波数設定部は、ソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ソース共振器１１５の共振帯域幅及び／又はソース共振器のインピーダンス整合の周波数設定に基づいてソース共振器１１５のＱ−ファクタが決定される。

ソース共振器１１５は、電磁気エネルギーをターゲット共振器１２１に送信する。
すなわち、ソース共振器１１５は、ターゲット共振器１２１との磁気カップリング１０１を介して共振電力をターゲット共振器１２１に送信する。ここで、ソース共振器１１５は設定された共振帯域幅内で共振する。

共振電力受信装置１２０は、ターゲット共振器１２１、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部１２３、及び受信した共振電力を負荷（デバイス）に送信するためのターゲット部１２５を備える。

ターゲット共振器１２１は、ソース共振器１１５から電磁気エネルギーを受信する。
ここで、ターゲット共振器１２１は設定された共振帯域幅内で共振する。

整合制御部１２３は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数のうち少なくとも１つを設定する。
整合制御部１２３は、ターゲット共振帯域幅設定部（図示せず）又はターゲット整合周波数設定部（図示せず）のうち少なくとも１つを備え得る。
ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定する。
ターゲット整合周波数設定部は、ターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数を設定する。
ここで、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅及び／又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数設定に基づいてターゲット共振器１２１のＱ−ファクタが決定される。

ターゲット部１２５は、受信した共振電力を負荷に送信する。
ここで、ターゲット部１２５は、ソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成するＡＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス又は負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータを含んでもよい。

ソース共振器１１５及びターゲット共振器１２１は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器、又はスパイラルコイル構造の共振器、又はメタ構造の共振器から構成される。

図１を参照すると、Ｑ−ファクタの制御プロセスは、ソース共振器１１５の共振帯域幅及びターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定し、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の磁気カップリングを介して電磁気エネルギーをソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に送信することを含む。

ここで、ソース共振器１１５の共振帯域幅は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広いか又は狭く設定されてもよい。
すなわち、ソース共振器１１５の共振帯域幅がターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広く、あるいは狭く設定されることによって、ソース共振器のＢＷ（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）−ファクタとターゲット共振器のＢＷ−ファクタは互いに不平衡な関係を維持する。

共振方式の無線電力送信において、共振帯域幅は重要なファクタである。
ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンス不整合、反射信号などを全て考慮したＱ−ファクタをＱ_ｔとするとき、Ｑ_ｔは下記の数式１のように共振帯域幅と反比例の関係を有する。

数式１において、ｆ_０は中心周波数、△ｆは帯域幅、Γ_Ｓ，Ｄは共振器の間の反射損失、ＢＷ_Ｓはソース共振器１１５の共振帯域幅、ＢＷ_Ｄはターゲット共振器１２１の共振帯域幅を表す。
本明細書において、ＢＷ−ファクタは１／ＢＷ_Ｓまたは１／ＢＷ_Ｄを意味する。

一方、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離が変わるか、いずれか１つの位置が変わるなどの外的影響によって、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間のインピーダンス不整合が発生することがある。
インピーダンス不整合は、電力送信の効率を減少させる直接的な原因になり得る。

整合制御部１１３は、送信信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによってインピーダンス不整合が発生したと判断し、インピーダンス整合を行う。
また、整合制御部１１３は反射波の波形分析を介して共振ポイントを検出することで共振周波数を変更することができる。ここで、整合制御部１１３は、反射波の波形から振幅が最小である周波数を共振周波数として決定してもよい。

図１に示すソース共振器１１５及びターゲット共振器１２１は、図７〜図１２に示す構造を有し得る。

図２は、本発明の一実施形態に係る無線電力送信装置を示す図である。
図２を参照すると、無線電力送信装置２１０は、ソース部２１１及び近接フィールドフォーカス部２１３を備える。

ソース部２１１は、ターゲット装置２２０で無線で電力を送信する電源共振器を備える。
また、ソース部２１１は、ターゲット装置２２０の位置又は方向を測定するための手段を含む。
ここで、ターゲット装置２２０の位置又は方向を測定するための手段は、ターゲット装置２２０との通信チャネルを介して位置情報を受信する通信モジュールであってもよい。また、ターゲット装置２２０の位置又は方向を測定するための手段は、ターゲット装置２２０ごとに予め設定された方向を検出する手段であってもよい。

近接フィールドフォーカス部２１３は、電源共振器の全方向に放射される磁界の近接フィールド（ｎｅａｒ ｆｉｅｌｄ）をターゲット装置２２０側にフォーカシングする。
近接フィールドフォーカス部２１３は、図３に示すように、負の屈折率（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ ｉｎｄｅｘ）を有するメタ−スーパーストレート（Ｍｅｔａ−Ｓｕｐｅｒｓｔｒａｔｅ）で構成してもよい。
ここで、負の屈折率を有するメタ−スーパーストレートは、図３に示す実線の矢印のように表され、点線の矢印で表した一般的な媒質とは反対方向に入射波を透過させる特性を有する。
したがって、負の屈折率を有するメタ−スーパーストレートによって磁界の近接フィールドはターゲット装置２２０側にフォーカシングされる。

一方、近接フィールドフォーカス部２１３は、図４に示すように、ビームフォーミング特性を有するＭＮＺ（Ｍμ Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ）またはＥＮＺ（Ｅｐｓｉｌｏｎ Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ）スーパーストレートで構成してもよい。
ここで、ＭＮＺ又はＥＮＺスーパーストレートは、実線の矢印のように表され、点線の矢印に表された一般的な媒質とは異なり、ウェーブの入射角に関係なく、入射波を透過面と直角に透過させる特性を有する。
例えば、図５に示すように、近接フィールドフォーカス部２１３はターゲット装置２２０側に曲がった形状を有し、ここで、近接フィールドは近接フィールドフォーカス部２１３の透過面へ直角に形成されてもよい。

近接フィールドフォーカス部２１３は、無線電力送信時に希望しない方向に放射される磁界をターゲット装置にフォーカシングする。したがって、本発明の実施形態によれば、放射されるエネルギーによる周辺機器に及ぼす干渉を防止することができる。
また、電源共振器の全方向に放射される磁界の近接フィールドをターゲット装置２２０側にフォーカシングすることで、エネルギーの送信効率を増加させることができる。

図６は、本発明の他の実施形態に係る無線電力送信装置を示す図である。
図６を参照すると、無線電力送信装置６１０は、ソース部２１１、近接フィールドフォーカス部２１３、及び近接フィールド制御部６１５を備える。
図６に示すソース部２１１及び近接フィールドフォーカス部２１３は、図２〜図５に示したソース部２１１及び近接フィールドフォーカス部２１３と同一の構成を表す。

近接フィールド制御部６１５は、高インピーダンス表面（Ｈｉｇｈ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｓｕｆｆｉｃｅ；ＨＩＳ）特性を有するように設計される。
これによって、近接フィールド制御部６１５は、グラウンド効果（Ｇｒｏｕｎｄ Ｅｆｆｅｃｔ）を最小化することで、電源共振器の共振周波数やＱ−ファクタの変化を最小化することができる。

ここで、高インピーダンス表面特性は、ソース部２１１の共振周波数を考慮して設計される。
すなわち、近接フィールド制御部６１５は、ソース部２１１の磁界が同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）の特性を有するように設計される。近接フィールド制御部６１５が高インピーダンス表面特性を有する場合、ソース部２１１で発生する磁界は、近接フィールド制御部６１５に対して同相特性を有するようになる。したがって、本発明の一実施形態によれば、磁界に敏感な周辺装置に及ぼす影響を最小化することができる。

ここで、近接フィールド制御部６１５は、サイドフォーカス部、後面フォーカス部、及び方向調整部を備えて構成されてもよい。
サイドフォーカス部は、図６に示すように、ソース部２１１の側面磁界がターゲット装置にフォーカシングされるように、ソース部２１１の側面磁界の方向を制御する。後面フォーカス部は、図６に示すように、ソース部２１１の後面磁界がターゲット装置にフォーカシングされるように、ソース部２１１の後面磁界の方向を制御する。

本実施形態によれば、無線電力送信時に希望しない方向に行く磁界をターゲット装置側にフォーカシングすることができる。これによって、エネルギーの送信効率を向上して、周辺機器に及ぼす干渉を最小化することができる。
一方、ソース共振器及び／またはターゲット共振器は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器、またはスパイラルコイル構造の共振器、またはメタ−スーパーストレート構造の共振器から構成されてもよい。

すべての物質は、固有の透磁率（μ）及び誘電率（ε）を有する。透磁率は、与えられた磁界（磁界）に対して該当物質から発生する磁束密度（ｍａｇｎｅｔｉｃｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空中でその磁界に対して発生する磁束密度との比を意味する。
そして、誘電率は、与えられた電界に対して該当物質から発生する電束密度（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空中でその電界に対して発生する電束密度の比を意味する。
透磁率及び誘電率は、与えられた周波数又は波長で該当物質の伝搬定数を決定し、透磁率及び誘電率に応じてその物質の電磁気特性が決定される。
特に、自然界で存在しない誘電率または透磁率を有し、人工的に設計された物質をメタ物質といい、メタ物質は極めて大きい波長又は極めて低い周波数領域でも簡単に（すなわち、物質のサイズが多く変化しなくても）共振状態に置かれ得る。

図７は、本発明の実施形態に係る２次元構造の共振器を示す図である。
図７を参照すると、一実施形態に係る２次元構造の共振器は、第１信号導体部分７１１、第２信号導体部分７１２、及びグラウンド導体部分７１３を含む送信線路と、キャパシタ７２０、整合器７３０、及び導体７４１、７４２を備える。

図７に示すように、キャパシタ７２０は、送信線路の第１信号導体部分７１１と第２信号導体部分７１２との間に位置に直列に挿入され、それによって電界はキャパシタ７２０に閉じ込められるようになる。
一般的に、送信線路は上部に少なくとも１つの導体、下部に少なくとも１つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的にグラウンドされる。
本実施形態では送信線の上部にある導体を第１信号導体部分７１１と第２信号導体部分７１２に分類して呼び、送信線路の下部にある導体をグラウンド導体部分７１３と呼ぶことにする。

図７に示すように、本発明の一実施形態に係る共振器７００は、２次元構造の形態を有する。
送信線路路は、上部に第１信号導体部分７１１及び第２信号導体部分７１２を含み、下部にグラウンド導体部分７１３を含む。第１信号導体部分７１１及び第２信号導体部分７１２とグラウンド導体部分７１３は互いに向かい合うように配置される。電流は第１信号導体部分７１１及び第２信号導体部分７１２を通じて流れる。

また、図７に示すように、第１信号導体部分７１１の一端は、導体７４２と接続され、他端はキャパシタ７２０と接続される。
そして、第２信号導体部分７１２の一端は導体７４１と接続され、他端はキャパシタ７２０と接続される。
すなわち、第１信号導体部分７１１、第２信号導体部分７１２、及びグラウンド導体部分７１３、導体７４１、７４２は互いに接続されることによって、共振器７００は電気的に閉じているループ構造を有する。ここで、「ループ構造」は円形構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、「ループ構造を有する」ことは電気的に閉じていることを意味する。

キャパシタ７２０は送信線路の中部に挿入される。より具体的には、キャパシタ７２０は第１信号導体部分７１１と第２信号導体部分７１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ７２０は、集中素子（ｌｕｍｐｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）及び分散素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）などの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。

キャパシタ７２０が送信線路に挿入されることによって共振器７００はメタ物質の特性を有し得る。ここで、メタ物質とは、自然で発見されることのできない特別な電気的な性質を有する物質であり、人工的に設計された構造を有する。
自然界に存在する全ての物質の電磁気特性は、固有の誘電率又は透磁率を有し、大部分の物質は正の誘電率及び正の透磁率を有する。大部分の物質において、電界、磁界及びポインティング・ベクトルには右手の法則が適用されるため、このような物質をＲＨＭ（Ｒｉｇｈｔ Ｈａｎｄｅｄ Ｍａｔｅｒｉａｌ）という。

しかし、メタ物質は自然界で存在しない誘電率又は透磁率を有する物質であり、誘電率又は透磁率の符号によりＥＮＧ（ｅｐｓｉｌｏｎ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＭＮＧ（Ｍμ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＤＮＧ（ｄｏｕｂｌｅ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＮＲＩ（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ ｉｎｄｅｘ）物質、ＬＨ（ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ）物質などに分類される。

ここで、集中素子として挿入されたキャパシタ７２０のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器７００はメタ物質の特性を有する。
特に、キャパシタ７２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器は負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器７００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。
以下で説明するが、キャパシタ７２０のキャパシタンスを決定する基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は様々であり得る。共振器７００がメタ物質の特性を有する基準、共振器７００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器７００が対象周波数でゼロ番目共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）の特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも１つの基準の下でキャパシタ７２０のキャパシタンスを決定する。

ＭＮＧ共振器である共振器７００（以下、ＭＮＧ共振器とも称す）は、伝搬定数が“０”であるときの周波数を共振周波数として有するゼロ番目共振の特性を有する。
ＭＮＧ共振器７００はゼロ番目共振特性を有するため、共振周波数はＭＮＧ共振器７００の物理的なサイズに対して独立であり得る。
すなわち、下記で再び説明するが、ＭＮＧ共振器７００の共振周波数を変更するためにはキャパシタ７２０を適切に設計することで充分であるため、ＭＮＧ共振器７００の物理的なサイズを変更しなくてもよい。

また、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ７２０に集中するため、キャパシタ７２０によって近接フィールドでは磁界が支配的（ｄｏｍｉｎａｎｔ）になる。そして、ＭＮＧ共振器７００は集中素子のキャパシタ７２０を用いて高いＱ−ファクタ（Ｑ−Ｆａｃｔｏｒ）を有するため、電力送信の効率を向上させることができる。参考に、Ｑ−ファクタは、無線電力送信において、抵抗損失の程度、又は抵抗に対するリアクタンスの比を表すが、Ｑ−ファクタが大きいほど無線電力送信の効率は大きいものと理解される。

また、ＭＮＧ共振器７００は、インピーダンスマッチングのための整合器７３０を備えてもよい。ここで、整合器７３０は、ＭＮＧ共振器７００の磁界の強度を適切に調整することができ、整合器７３０によってＭＮＧ共振器７００のインピーダンスは決定される。
そして、電流はコネクタを介してＭＮＧ共振器７００に流入したりＭＮＧ共振器７００から流出される。ここで、コネクタはグラウンド導体部分７１３又は整合器７３０と物理的に接続される。ただし、コネクタとグラウンド導体部分７１３又は整合器７３０間は物理的な連結が形成されてもよく、コネクタとグラウンド導体部分７１３又は整合器７３０間を物理的な連結なしでカップリングを介して電力が送信されてもよい。

より具体的には、図７に示すように、整合器７３０は、共振器７００のループ構造によって形成されるループ内に一体化された形態で配置してもよい。
整合器７３０は、物理的な形態を変更することによって共振器７００のインピーダンスを調整する。特に、整合器７３０は、グラウンド導体部分７１３から距離「ｈ」だけ離れた位置にインピーダンスマッチングのための導体７３１を含んでもよく、共振器７００のインピーダンスは距離「ｈ」を調整することによって変更され得る。

図７には示していないが、整合器７３０を制御できるコントローラが存在する場合、整合器７３０はコントローラによって生成される制御信号によって整合器７３０の物理的な形態を変更してもよい。
例えば、制御信号によって整合器７３０の導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離「ｈ」が増加したり減少し、それによって整合器７３０の物理的な形態が変更されることで、共振器７００のインピーダンスが調整される。コントローラは様々なファクタを考慮して制御信号を生成してもよく、これについては下記で説明する。

整合器７３０は図７に示すように、導体７３１の部分のような受動素子のように実現されてもよく、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現されてもよい。
能動素子が整合器７３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動され、その制御信号に応じて共振器７００のインピーダンスは調整される。例えば、整合器７３０には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードが「ｏｎ」または「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器７００のインピーダンスが調整される。

また、図７に示していないが、ＭＮＧ共振器７００を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。

図８は本発明の実施形態に係る３次元構造の共振器を示す図である。
図８を参照すると、本発明の実施形態に係る３次元構造の共振器８００は、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３を含む送信線路及びキャパシタ８２０を含む。
ここで、キャパシタ８２０は、送信線路である第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間の位置に直列に挿入され、電界はキャパシタ８２０に閉じ込められる。

また、図８に示すように、共振器８００は３次元構造の形態を有する。
送信線路路は、上部に第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を含み、下部にグラウンド導体部分８１３を含む。第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２とグラウンド導体部分８１３は互いに向かい合うように配置される。電流は、第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を通じてｘ方向に流れ、このような電流によって−ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生する。もちろん、図８に示すものとは相異して＋ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生してもよい。

また、図８に示すように、第１信号導体部分８１１の一端は導体８４２と短絡され、他端はキャパシタ８２０と接続される。
そして、第２信号導体部分８１２の一端は導体８４１と接地され、他端はキャパシタ８２０と接続される。
すなわち、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３、導体８４１、８４２は互いに接続されることによって、共振器８００は電気的に閉じているループ構造を有する。ここで、「ループ構造」は円形構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、「ループ構造を有する」ことは電気的に閉じていることを意味する。

また、図８に示すように、キャパシタ８２０は、第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ８２０は、集中素子及び分散素子などの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。

図８に示すように、キャパシタ８２０が送信線路に挿入されることによって共振器８００はメタ物質の特性を有し得る。集中素子として挿入されたキャパシタ８２０のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器８００はメタ物質の特性を有する。
特に、キャパシタ８２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器８００は特定の周波数帯域において負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器８００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。

下記で説明するが、キャパシタ８２０のキャパシタンスを決定する基準は様々であり得る。共振器８００がメタ物質の特性を有する基準、共振器８００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器８００が対象周波数でゼロ番目共振の特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも１つの基準の下でキャパシタ８２０のキャパシタンスを決定してもよい。

図８に示すようにＭＮＧ共振器である共振器８００（以下、ＭＮＧ共振器とも称す）は、伝搬定数が“０”であるときの周波数を共振周波数として有するゼロ番目共振の特性を有する。ＭＮＧ共振器８００はゼロ番目共振の特性を有するため、共振周波数はＭＮＧ共振器８００の物理的なサイズに対して独立であり得る。
ＭＮＧ共振器８００の共振周波数を変更するためにはキャパシタ８２０を適切に設計することで充分であるため、ＭＮＧ共振器８００の物理的なサイズを変更しなくてもよい。

図８に示すように、ＭＮＧ共振器８００を参照すると、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ８２０に集中するため、キャパシタ８２０によって近接フィールドでは磁界が支配的（ｄｏｍｉｎａｎｔ）になる。
特に、ゼロ番目共振の特性を有するＭＮＧ共振器８００は磁気双極子（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｄｉｐｏｌｅ）に類似の特性を有するため、近接フィールドでは磁界が支配的になり、キャパシタ８２０の挿入により発生する少ない量の電界又はそのキャパシタ８２０に集中されるため、近接フィールドでは磁界が最も支配的になる。ＭＮＧ共振器８００は集中素子のキャパシタ８２０を用いて高いＱ−ファクタを有するため、電力送信の効率を向上させることができる。

また、図８に示すように、ＭＮＧ共振器８００は、インピーダンスマッチングのための整合器８３０を備える。ここで、整合器８３０は、ＭＮＧ共振器８００の磁界の強度を適切に調整でき、整合器８３０によってＭＮＧ共振器８００のインピーダンスが決定される。そして、電流はコネクタ８４０を介してＭＮＧ共振器８００に流入されるか、ＭＮＧ共振器８００から流出される。ここで、コネクタ８４０はグラウンド導体部分８１３または整合器８３０と接続されてもよい。

より具体的には、図８に示すように、整合器８３０は共振器８００のループ構造によって形成されるループの内部に配置される。
整合器８３０は物理的な形態を変更することによって共振器８００のインピーダンスを調整する。特に、整合器８３０はグラウンド導体部分８１３から距離「ｈ」だけ離隔された位置にインピーダンスマッチングのための導体部分８３１を含んでもよく、共振器８００のインピーダンスは距離「ｈ」を調整することによって変更され得る。

図８には示していないが、整合器８３０を制御することのできるコントローラが存在する場合、整合器８３０はコントローラによって生成される制御信号に応じて整合器８３０の物理的な形態を変更してもよい。
例えば、制御信号に応じて整合器８３０の導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」が増加したり減少し、これにより整合器８３０の物理的な形態が変更されることで共振器８００のインピーダンスが調整される。

整合器８３０の導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整されてもよい。
すなわち、第１に、整合器８３０には様々な導体が含まれてもよく、その導体のうちいずれか１つを適応的に活性化することによって距離「ｈ」が調整され得る。第２に、導体８３１の物理的な位置を上下に調整することによって距離「ｈ」が調整される。このような距離「ｈ」はコントローラの制御信号に応じて制御されてもよく、コントローラは様々なファクタを考慮して制御信号を生成してもよい。コントローラが制御信号を生成することについては下記で説明する。

整合器８３０は、図８に示すように、導体の部分８３１のような受動素子で実現してもよく、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現してもよい。
能動素子が整合器８３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動され、その制御信号に応じて共振器８００のインピーダンスを調整することができる。例えば、整合器８３０には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードが「ｏｎ」または「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器８００のインピーダンスが調整される。

また、図８には明示的には示していないが、ＭＮＧ共振器８００を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。

図９は、本発明の実施形態に係る「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図９を参照すると、第１信号導体部分９１１と導体９４２は個別に製造された後、互いに接続する代わりに、一体型に製造されてもよい。同様に、第２信号導体部分９１２と導体９４１も一体型に製造されてもよい。

第２信号導体部分９１２と導体９４１が個別に製造された後互いに接続される場合、継ぎ目９５０による導体損失が発生し得る。
ここで、本発明の実施形態によれば、第２信号導体部分９１２と導体９４１は別途の継ぎ目なしで（ｓｅａｍｌｅｓｓ）互いに接続され、導体９４１とグラウンド導体部分９１３も別途の継ぎ目なしで互いに接続されることで、継ぎ目による導体損失を減らすことができる。
すなわち、第２信号導体部分９１２とグラウンド導体部分９１３は別途の継ぎ目なしで一体型に製造される。同様に、第１信号導体部分９１１とグラウンド導体部分９１３は別途の継ぎ目なしで１つの一体型に製造される。
図９に示すように、別途の継ぎ目なしで一体型に２つ以上の部分（ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）を互いに接続する類型を「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」と呼んだりする。

図１０は、本発明の実施形態に係る「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１０を参照すると、「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器の第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２のそれぞれは内部に空いている空間を含む。

与えられた共振周波数において、有効電流は第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２のそれぞれ全ての部分を介して流れることなく、一部の部分のみを介して流れるものとモデリングしてもよい。
すなわち、与えられた共振周波において、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２の厚さがそれぞれの表皮厚さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）よりも過度に厚いことは効率的ではない。すなわち、それは共振器１０００の重さ又は共振器１０００の製造費用を増加させる原因になり得る。

したがって、本発明の実施形態によれば、与えられた共振周波数において、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２のそれぞれの表皮厚さに基づいて第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれの厚さを適切に決定する。
第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２それぞれが対応する表皮厚さよりも大きくて適切な厚さを有する場合、共振器１０００は軽くなり、共振器１０００の製造費用も減少され得る。

例えば、図１０に示すように、第２信号導体部分１０１２の厚さは“ｄ”ｍｍに決定してもよく、“ｄ”は

の式によって決定される。
ここで、ｆは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。

特に、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、グラウンド導体部分１０１３、導体１０４１、１０４２が銅（ｃｏｐｐｅｒ）として５．８ｘ１０^７（Ｓ・ｍ^−１）の導電率を有する場合、共振周波数が１０ｋＨｚについては表皮厚さが約０．６ｍｍであり、共振周波数が１００ＭＨｚについては表皮厚さは０．００６ｍｍである。

図１１は、「パラレルシート（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｓｈｅｅｔ）」が適用された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１１を参照すると、共振器１１００に含まれる第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２の各々はパラレルシート（空隙を持って積層される平行シート）が適用され得る。
一般的に、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２を構成する素材は、完ぺきな導体ではないことから、抵抗成分を有し、その抵抗成分によって抵抗損失が発生する。このような抵抗損失はＱ−ファクタを減少させ、カップリング効率を減少させ得る。

本実施形態によれば、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれにパラレルシートを適用することによって抵抗損失を減らし、Ｑ−ファクタ及びカップリングの効率を増加させることができる。
図１１に示す符号１１７０の部分を参照すると、パラレルシートが適用される場合、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれは複数の導体ラインを含む。この導体ラインは並列的に配置され、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれの先の部分で互いに短絡される。
第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２それぞれにパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列的に配置されるため、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。したがって、抵抗損失を減らし、Ｑ−ファクタ及びカップリング効率を増加させることができる。

図１２は、本発明の実施形態に係る分散したキャパシタを含む無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１２を参照すると、無線電力送信のための共振器に含まれるキャパシタ１２２０は分散したキャパシタである。
集中素子としてのキャパシタは相対的に高い等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：ＥＳＲ）を有し得る。集中素子としてのキャパシタが有するＥＳＲを減らすための様々な提案があるが、本実施形態では分散素子としてのキャパシタ１２２０を用いることによってＥＳＲを減らすことができる。
ＥＳＲによる損失はＱ−ファクタ及びカップリング効率を減少させる。

分散素子としてのキャパシタ１２２０は、図１２に示すように、ジグザグの構造を有する。すなわち、分散素子としてのキャパシタ１２２０はジグザグ構造を有する導体ライン及び誘電体で実現される。
それだけではなく、図１２に示すように、本実施形態では分散素子としてのキャパシタ１２２０を用いることによって、ＥＳＲによる損失を減らすことができ、複数の集中素子としてのキャパシタを並列的に用いることによってＥＳＲによる損失を減らすことができる。
なぜなら、集中素子としてのキャパシタそれぞれが有する抵抗成分は並列接続によって小さくなるため、並列的に接続された集中素子としてのキャパシタの有効抵抗も小さくなり、したがって、ＥＳＲによる損失を減らすことができる。例えば、１０ｐＦのキャパシタ１つを用いることを１ｐＦのキャパシタ１０個を用いるものと代替することによってＥＳＲによる損失を減らすことができる。

図１３は、２次元構造の共振器および３次元構造で用いられる整合器の一例を示す図である。
図１３の（ａ）は、整合器を含む図７に示された２次元構造の共振器の一部を示し、（ｂ）は、整合器を含む図８に示す３次元共振器の一部を示す。
図１３の（ａ）を参照すると、整合器は、導体７３１、導体７３２及び導体７３３を含み、導体７３２及び導体７３３は送信線路のグラウンド導体部分７１３及び導体７３１と接続される。

導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離「ｈ」により２次元共振器のインピーダンスは決定され、導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離「ｈ」はコントローラによって制御される。導体７３１とグラウンド導体部分７１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整されてもよく、導体７３１になり得る様々な導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体７３１の物理的な位置を上下に調整することで距離「ｈ」を調整する方式などがあり得る。

図１３の（ｂ）を参照すると、整合器は、導体８３１、導体８３２及び導体８３３を備え、導体８３２及び導体８３３は送信線路のグラウンド導体部分８１３及び導体８３１と接続される。
導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」により３次元共振器のインピーダンスは決定され、導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」はコントローラによって制御される。２次元構造の共振器に含まれる整合器と同様に、３次元構造の共振器に含まれる整合器でも導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整されてもよい。例えば、導体８３１になり得る様々な導体のいずれか１つを適応的に活性化することによって距離「ｈ」を調整する方式、導体８３１の物理的な位置を上下に調整することで距離「ｈ」を調整する方式などがあり得る。

図１３には示していないが、整合器は能動素子を含んでもよく、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は上述した内容に類似する。すなわち、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整することができる。

図１４は、図７に示す無線電力送信のための共振器の等価回路を示す回路図である。
図７に示す無線電力送信のための共振器７００は、図１４に示す等価回路にモデリングされる。
図１４に示す等価回路において、Ｃ_Ｌは図７に示す送信線路の中間部に集中素子の形態に挿入したキャパシタを表す。

ここで、図７に示す無線電力送信のための共振器７００は、ゼロ番目共振特性を有する。
すなわち、伝搬定数が“０”である場合、無線電力送信のための共振器７００はω_ＭＺＲを共振周波数として有すると仮定する。ここで、共振周波数ω_ＭＺＲは下記の数式（２）のように表す。
ここで、ＭＺＲは“Μμ Ｚｅｒｏ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ”を意味する。

数式（２）を参照すると、共振器の共振周波数ω_ＭＺＲは、

によって決定されてもよく、共振周波数ω_ＭＺＲと共振器の物理的なサイズは互いに独立であることが分かる。
したがって、共振周波数ω_ＭＺＲと共振器の物理的なサイズが互いに独立であるため、共振器の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。

上述したように本発明は、本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような実施形態から多様な修正及び変形が可能である。
したがって、本発明の範囲は、開示された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲だけではなく特許請求の範囲と均等なものなどによって定められるものである。

１０１ 磁気カップリング
１１０ 共振電力送信装置
１１１、２１１ ソース部
１１３、１２３ 整合制御部
１１５ ソース共振器
１２０ 共振電力受信装置
１２１ ターゲット共振器
１２５ ターゲット部
２１０、６１０ 無線電力送信装置
２１３ 近接フィールドフォーカス部
２２０ ターゲット装置
６１５ 近接フィールド制御部
７００、８００、９００、１０００、１１００、１２００ 共振器（ＭＮＧ共振器）
７１１、８１１、９１１、１０１１、１１１１ 第１信号導体部分
７１２、８１２、９１２、１０１２、１１１２ 第２信号導体部分
７１３、８１３、９１３、１０１３、１１１３ グラウンド導体部分
７２０、８２０、９２０、１０２０、１１２０、１２２０ キャパシタ
７３１、８３１、９３０、１０３０、１１４０ 整合器
７４１、７４２、８４１、８４２、１０４１、１０４２ 導体

Claims (7)

1. ターゲット装置に無線電力を送信する電源共振器を備えるソース部と、
   前記電源共振器の全方向に放射される磁界の近接フィールドを前記ターゲット装置側にフォーカシングする近接フィールドフォーカス部とを備え、
   前記近接フィールドフォーカス部は、負の屈折率を有するメタ−スーパーストレート（ｍｅｔａ−ｓｕｐｅｒｓｔｒａｔｅ）、ビームフォーミング特性を有するＭＮＺ（Ｍｕ Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ）スーパーストレート、及びＥＮＺ（Ｅｐｓｉｌｏｎ Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ）スーパーストレートからなる群より選択される一つで構成されることを特徴とする無線電力送信装置。
2. 高インピーダンス表面特性を有するように設計された近接フィールド制御部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の無線電力送信装置。
3. 前記近接フィールド制御部は、前記ソース部の磁界が同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）特性を有するように設計されることを特徴とする請求項２に記載の無線電力送信装置。
4. 前記近接フィールド制御部は、前記ソース部の側面磁界の方向を制御するサイドフォーカス部と、
   前記ソース部の後面磁界の方向を制御する後面フォーカス部と、を備えることを特徴とする請求項２に記載の無線電力送信装置。
5. ターゲット共振器に電力を無線で送信する共振器と、
   磁界の近接フィールドを前記ターゲット共振器の方向にフォーカシングする近接フィールドフォーカス部とを備え、
   前記近接フィールドフォーカス部は、負の屈折率を有するメタ−スーパーストレート、ビームフォーミング特性を有するＭＮＺスーパーストレート、及びＥＮＺスーパーストレートからなる群より選択される一つで構成されることを特徴とする無線電力送信の効率が増加したソース共振器。
6. 前記磁界が同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）特性を有するように設計された近接フィールド制御部をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の無線電力送信の効率が増加したソース共振器。
7. 前記近接フィールド制御部は、前記ソース部の側面磁界の方向を制御するサイドフォーカス部と、
   前記ソース部の後面磁界の方向を制御する後面フォーカス部と、を備えることを特徴とする請求項６に記載の無線電力送信の効率が増加したソース共振器。

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