JP5902687B2 - 遅延固定ループを用いた能動型整流器及び能動型整流器を含む無線電力受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線電力送信に用いられる能動型整流器に関する。

共振電力送信システムは、無線電力送信システムの一種であり、共振電力を送信するソース装置と共振電力を受信するターゲット装置を含む。
共振電力はソース装置からターゲット装置に無線に送信される。

無線電力送信システムのターゲット装置の無線電力受信装置は、通常の受動型整流器（ｐａｓｓｉｖｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）を用いる場合、整流器に含まれたダイオードによって発生する電圧降下により入力のピーク電圧で電圧降下を引いた値を有するように整流される。
無線電力受信装置で整流器は、電力送信効率の決定に極めて重要な要素になることから、整流器の電圧降下を除去して整流器の効率を極大化することが好ましい。

本発明は上記従来の無線電力伝送における問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、能動型整流器を用いることによって受動型整流器で発生する電圧降下の現象を除去することのできる遅延固定ループを用いた能動型整流器を提供することにある。

本発明の一態様によれば、能動型整流器は、入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第１ループと、前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第２ループとを有し、前記第１ループ及び前記第２ループは、それぞれ遅延固定ループを用いて前記第１ループ及び前記第２ループに含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償し、前記第１ループのための第１遅延固定ループは、前記入力信号に対する差動信号及び前記第１ループで発生する遅延に対応する信号に基づいて電圧オフセットを発生し、前記差動信号と前記電圧オフセットを加えた信号を前記第１ループに提供することを特徴とする。

前記入力信号は、電磁結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）によってソース共振器から受信されることが好ましい。
前記第１ループは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１スイッチと、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１遅延スイッチと、を含むことが好ましい。
前記第１遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記電圧オフセットは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応し、前記第１遅延固定ループは、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることが好ましい。
前記第１遅延固定ループは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第２比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第２比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、前記第２比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことが好ましい。

前記第２ループは、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第２スイッチと、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第２遅延スイッチと、を含むことが好ましい。
前記第２遅延スイッチは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記第２ループのための第２遅延固定ループは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加えることが好ましい。
前記第２遅延固定ループは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第２比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第２比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、前記第２比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを発生する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加える遅延補償部とを含むことが好ましい。

本発明の他の一態様によれば、無線電力受信装置は、ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、前記ターゲット共振器で受信されたＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成する能動型整流器と、前記ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを有し、前記能動型整流器は、前記ＡＣ信号の位相が正である区間で電圧を供給する第１ループと、前記ＡＣ信号の位相が負である区間で電圧を供給する第２ループと、を含み、前記第１ループ及び前記第２ループのそれぞれは、前記能動型整流器に含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償し、前記第１ループのための第１遅延固定ループは、前記ＡＣ信号に対する差動信号及び前記第１ループで発生する遅延に対応する信号に基づいて電圧オフセットを発生し、前記差動信号と前記電圧オフセットを加えた信号を前記第１ループに提供することを特徴とする。

前記第１ループは、前記ＡＣ信号の位相が正である区間で、前記ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１スイッチと、前記ＡＣ信号の位相が正である区間で、前記ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１遅延スイッチと、を含むことが好ましい。
前記第２ループは、前記ＡＣ信号の位相が負である区間でターンオンされる第２スイッチと、前記ＡＣ信号の位相が負である区間でターンオンされる第２遅延スイッチと、を含み、前記第２ループのための第２遅延固定ループは、前記ＡＣ信号の位相が正から負に転換された時から前記第２遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償することが好ましい。

本発明のさらに他の一態様によれば、能動型整流器は、入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第１回路と、前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第２回路と、前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも１つに含まれた少なくとも１つのスイッチの遅延によって発生する逆電流漏れを補償する遅延固定回路と、を含み、前記第１回路のための第１遅延固定回路は、前記入力信号に対する差動信号及び前記第１回路で発生する遅延に対応する信号に基づいて電圧オフセットを発生し、前記差動信号と前記電圧オフセットを加えた信号を前記第１回路に提供することを特徴とする。

前記少なくとも１つのスイッチは、トランジスタを含むことが好ましい。
前記トランジスタは、ＰＭＯＳ又はＮＭＯＳトランジスタを含むことが好ましい。
前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも１つは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされるスイッチと、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる遅延スイッチと、を含み、前記遅延固定回路は、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償するように構成されることが好ましい。
前記遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記電圧オフセットは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応し、前記遅延固定回路は、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることが好ましい。
前記遅延固定回路は、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第２比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第２比較器の遅延を加えて出力する遅延部と、前記第２比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことが好ましい。

本発明に係る電子装置は、能動型整流器を備えることが好ましい。

本発明は、逆電流漏れ（ｒｅｖｅｒｓｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｌｅａｋａｇｅ）を遅延固定ループを用いて補償する能動型整流器及びこの能動型整流器を含む無線電力受信装置に関し、本発明に係る能動型整流器及びこの能動型整流器を含む無線電力受信装置は、能動型整流器を用いることによって受動型整流器で発生する電圧降下の現象を除去することができる。
能動型整流器で発生する逆電流漏れを遅延固定ループを用いて補償することで、遅延固定ループを用いた逆電流漏れの補償は、入力される交流電圧の変化により補償される値が自動で可変されて補償することができる。

例示的な本発明の実施形態に係る無線電力送信システムを示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る能動型整流器を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係る能動型整流器を用いて整流した例を示す図である。 図２に示す能動型整流器のシミュレーションを示すグラフである。 本発明の一実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器を示す回路図である。 図５に示す能動型整流器のシミュレーションを示すグラフである。 一実施形態に係る能動型整流器で遅延固定ループの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る共振器構造に対する様々な例を示す図である。 図８に示した無線電力送信のための共振器の等価回路図である。

以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照しながら詳細に説明する。
本発明の実施形態は逆電流漏れを遅延固定ループを用いて補償した能動型整流器を含む無線電力受信装置に関する。

図１は、例示的な本発明の実施形態に係る無線電力送信システムを示すブロック図である。
図１に示す例として、無線電力送信システムによって送信される無線電力は共振電力（ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｐｏｗｅｒ）と称する。
図１に示すように、無線電力送信システムは、ソースとターゲットで構成されるソース−ターゲット構造である。
例えば、無線電力送信システムは、ソースに該当する共振電力送信装置１１０とターゲットに該当する共振電力受信装置１２０を備える。

共振電力送信装置１１０は、外部の電圧供給装置からエネルギーを受信して共振電力を発生させるソース部１１１及びソース共振器１１５を備える。
また、共振電力送信装置１１０は、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部（Ｍａｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ）１１３をさらに備える。

ソース部１１１は、外部の電圧供給装置からエネルギーを受信して共振電力を発生させる。
ソース部１１１は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルに調整するためのＡＣ／ＡＣコンバータ、ＡＣ／ＡＣコンバータから出力される交流信号を整流することによって、一定レベルのＤＣ電圧を出力するＡＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータから出力されるＤＣ電圧を高速スイッチングすることによって、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域のＡＣ信号を生成するＤＣ／ＡＣインバータを含む。

整合制御部１１３は、ソース共振器１１５の共振帯域幅（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）又はソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数の少なくとも１つを設定する。整合制御部１１３は、ソース共振帯域幅設定部（図示せず）又はソース整合周波数設定部（図示せず）の少なくとも１つを備える。ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器１１５の共振帯域幅を設定する。ソース整合周波数設定部は、ソース共振器１１５のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ソース共振器の共振帯域幅又はソース共振器のインピーダンス整合周波数設定に基づいて、ソース共振器１１５のＱ−ファクターを決定する。

ソース共振器１１５は、電磁気エネルギーをターゲット共振器に送信する。
例えば、ソース共振器１１５は、ターゲット共振器１２１との電磁結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）１０１によって共振電力をターゲット装置１２０に送信する。
ここで、ソース共振器１１５は設定された共振帯域幅内で共振する。

共振電力受信装置１２０は、ターゲット共振器１２１、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部１２３、及び受信された共振電力を負荷に送信するためのターゲット部１２５を備える。
ターゲット共振器１２１は、ソース共振器１１５から電磁気エネルギーを受信する。
ここで、ターゲット共振器１２１は設定された共振帯域幅内で共振する。

整合制御部１２３は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数の少なくとも１つを設定する。
整合制御部１２３は、ターゲット共振帯域幅設定部（図示せず）又はターゲット整合周波数設定部（図示せず）の少なくとも１つを備える。
ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定する。
ターゲット整合周波数設定部は、ターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数を設定する。
ここで、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅またはターゲット共振器１２１のインピーダンス整合周波数設定に基づいて、ターゲット共振器１２１のＱ−ファクターを決定する。

ターゲット部１２５は、受信された共振電力を負荷に送信する。
ここで、ターゲット部１２５は、ソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス又は負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータを含んでもよい。ここで、ＡＣ／ＤＣコンバータは本発明の実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器として構成してもよい。

ソース共振器１１５及びターゲット共振器１２１は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又はメタ構造（ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ）共振器から構成してもよい。

図１を参照すると、Ｑファクターの制御工程は、ソース共振器１１５の共振帯域幅及びターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定し、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の電磁結合１０１によって電磁気エネルギーをソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に送信することを含む。
ここで、ソース共振器１１５の共振帯域幅は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅よりも広いか狭く設定してもよい。例えば、ソース共振器１１５の共振帯域幅がターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広いか狭く設定されることによって、ソース共振器のＢＷ−ファクターとターゲット共振器のＢＷ−ファクターは互いに不平衡（ｕｎｂａｌａｎｃｅ）の関係を保持する。

共振方式の無線電力送信において、共振帯域幅は重要なファクターである。
ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンスミス整合、反射信号などを全て考慮したＱ−ファクターをＱｔとする場合、Ｑｔは以下の数式１のように共振帯域幅と反比例関係を有する。

数式１において、ｆ_０は中心周波数、△ｆは帯域幅、Γ_Ｓ，Ｄは共振器の間の反射損失、ＢＷ_Ｓはソース共振器１１５の共振帯域幅、ＢＷ_Ｄはターゲット共振器１２１の共振帯域幅を示す。
ここで、ＢＷ−ファクターは、１／ＢＷ_Ｓ又は１／ＢＷ_Ｄを意味する。

一方、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離が変わったり、２つの共振器の内少なくとも１つの位置が変化するなどの外部の影響によって、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間のインピーダンスミス整合が発生する。
インピーダンスミス整合は、電力送信の効率を減少させる直接的な原因になり得る。
整合制御部１１３は、送信信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによって、インピーダンスミス整合が発生したと判断し、インピーダンス整合を行うことができる。また、整合制御部１１３は、反射波の波形分析によって共振ポイントを検出することで共振周波数を変更してもよい。ここで、整合制御部１１３は、反射波の波形で振幅が最小である周波数を共振周波数として決定してもよい。

図１の例で、ソース共振器１１５及び／又はターゲット共振器１２１は、図８〜図１４の構造を有してもよい。

図２は、本発明の一実施形態に係る能動型整流器を示す回路図である。
図２を参照すると、能動型整流器２００は、ＡＣ信号の位相が正である区間で入力される電圧を供給する第１ループと、ＡＣ信号の位相が負の区間で入力される電圧を供給する第２ループとを含む。

ここで、第１ループは、第１スイッチ２１０、第１遅延スイッチ２２０、及びキャパシタ２７０を含む。
実施形態によっては、第１スイッチ２１０はＰＭＯＳトランジスタ２１２で構成され、ＡＣ信号の位相が正である区間で、ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオン（ｔｕｒｎ−ｏｎ）（活性化）される。
第１遅延スイッチ２２０はＡＣ信号の位相が正である区間で、ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる。キャパシタ２７０はＡＣ信号の最大振幅に対応するＤＣ電圧を生成する。

第１遅延スイッチ２２０は、比較器２２２、電圧バッファ２２４、及びトランジスタ２２６を含む。
比較器２２２は、差動信号を受信して差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ２２４は、比較器２２２から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ２２６は、ＮＭＯＳトランジスタとして電圧バッファ２２４から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。

そして、第２ループは、第２スイッチ２４０、第２遅延スイッチ２５０及びキャパシタ２７０を含む。
ここで、第２スイッチ２４０は、ＰＭＯＳトランジスタ２４２で構成され、ＡＣ信号の位相が負の区間でターンオンされる。
第２遅延スイッチ２５０はＡＣ信号の位相が負の区間でターンオンされる。キャパシタ２７０はＡＣ信号の最大振幅に対応するＤＣ電圧を生成する。

第２遅延スイッチ２５０は、比較器２５２、電圧バッファ２５４、及びトランジスタ２５６を含む。
比較器２５２は、ＡＣ信号を受信してＡＣ信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ２５４は、比較器２５２から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ２５６は、ＮＭＯＳトランジスタとして電圧バッファ２５４から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。

図３は、本発明の一実施形態に係る能動型整流器を用いて整流した例を示す図である。
図３を参照すると、能動型整流器は、電圧降下が発生しないために（Ｖ_{ｓｗｉｎｇ}／２）Ｖの電圧で整流される。
ここで、Ｖ_{ｓｗｉｎｇ}は入力される交流（ＡＣ）電力のピーク−ピークスイング（ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋ ｓｗｉｎｇ）を示す。

しかし、図３に示す能動型整流器は、従来の受動型整流器とは異なって、下記で説明する図４に示すように逆電流漏れ（ｒｅｖｅｒｓｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｌｅａｋａｇｅ）が発生することがある。

図４は、図２に示す能動型整流器のシミュレーションを示すグラフである。
図４を参照すると、丸で表示された部分が逆電流漏れが発生した部分である。
能動型整流器２００で逆電流漏れは、比較器（２２２、２５２）、電圧バッファ（２２４、２５４）は遅延（ｄｅｌａｙ）を発生させる。この遅延によってトランジスタ（２２６、２５６）を適正時間にターンオフ（ｔｕｒｎ−ｏｆｆ）することができず、トランジスタ（２２６、２５６）を適正時間にターンオフすることができないことから逆電流漏れが発生する。逆電流漏れは電力損失（ｐｏｗｅｒ ｌｏｓｓ）を発生させ、したがって、高い電力変換効率（ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を取得することが難い。

能動型整流器２００で発生する逆電流漏れは、下記で説明する図５に示すように遅延固定ループを用いて解決することができる。

図５は、本発明の一実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器を示す回路図である。
図５を参照すると、能動型整流器５００は、ＡＣ信号の位相が正である区間で入力される電圧を供給する第１ループ、及びＡＣ信号の位相が負の区間で入力される電圧を供給する第２ループを含む。
そして、第１ループ及び第２ループそれぞれは、スイッチの遅延による逆電流漏れを遅延固定ループを用いて補償する。

ここで、第１ループは、第１スイッチ５１０、第１遅延スイッチ５２０、第１遅延固定ループ５３０、及びキャパシタ５７０を含む。
第１スイッチ５１０は、ＰＭＯＳトランジスタ５１２で構成され、ＡＣ信号の位相が正である区間で、ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる。
第１遅延スイッチ５２０は、ＡＣ信号の位相が正である区間で、ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる。
第１遅延固定ループ５３０は、差動信号の位相が正から負に転換された時から、第１遅延スイッチ５２０がターンオンされるまでの間の遅延を補償する。
キャパシタ５７０は、ＡＣ信号の最大振幅に対応するＤＣ電圧を生成する。

第１遅延スイッチ５２０は、比較器５２２、電圧バッファ５２４、及びトランジスタ５２６を含む。
比較器５２２は、差動信号を受信して差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ５２４は、比較器５２２から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ５２６は、ＮＭＯＳトランジスタとして電圧バッファ５２４から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。

第１遅延固定ループ５３０は、比較器５２２と電圧バッファ５２４によって発生する遅延に対応する電圧オフセットを発生し、電圧オフセットを比較器５２２に入力される差動信号の位相に加える。

そして、第２ループは、第２スイッチ５４０、第２遅延スイッチ５５０、第２遅延固定ループ５６０、及びキャパシタ５７０を含む。
ここで、第２スイッチ５４０はＰＭＯＳトランジスタ５４２で構成され、ＡＣ信号の位相が負の区間でターンオンされる。
第２遅延スイッチ５５０は、ＡＣ信号の位相が負の区間でターンオンされる。
第２遅延固定ループ５６０は、ＡＣ信号の位相が正から負に転換された時から、第２遅延スイッチ５５０がターンオンされるまでの間の遅延を補償する。
キャパシタ５７０は、ＡＣ信号の最大振幅に対応するＤＣ電圧を生成する。

第２遅延スイッチ５５０は、比較器５５２、電圧バッファ５５４、及びトランジスタ５５６を含む。
比較器５５２はＡＣ信号を受信してＡＣ信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ５５４は比較器５５２から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ５５６は、ＮＭＯＳトランジスタとして電圧バッファ５５４から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。

第２遅延固定ループ５６０は、比較器５５２と電圧バッファ５５４によって発生する遅延に対応する電圧オフセットを発生し、電圧オフセットを比較器５５２に入力されるＡＣ信号の位相に加える。
第２遅延固定ループ５６０については、図７を参照して詳細に後述する。

逆電流漏れを補償した能動型整流器５００のシミュレーション結果を図６を参照して説明する。
図６は、図５に示す能動型整流器のシミュレーションを示すグラフである。
図６を参照すると、能動型整流器５００は、遅延固定ループ（５３０、５６０）によって求めた遅延に対応する電圧オフセットを用いて逆電流漏れが円で囲んだ所のように補償されたことを確認することができる。

図７は、本発明の一実施形態に係る能動型整流器で遅延固定ループの構成を示すブロック図であり、図５の能動型整流器５００に用いられる第２遅延固定ループ５６０の実施形態を示す。
図７を参照すると、第２遅延固定ループ５６０は、第２比較器７１０、遅延部７２０、位相検出部７３０、電荷ポンプ７４０、及び遅延補償部７５０を備える。

第２比較器７１０は、ＡＣ信号を受信してＡＣ信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。
遅延部７２０は、電圧バッファ５５４の出力を受信して予め設定された第２比較器７１０に対応する遅延を加えて出力する。
位相検出部７３０は、第２比較器７１０の出力信号と遅延部７２０の出力信号の位相差を検出して電荷ポンプ７４０に提供する。
電荷ポンプ７４０は、位相検出部７３０で検出した位相差に対応する電圧オフセットを発生させる。
遅延補償部７５０は、電荷ポンプ７４０で発生した電圧オフセットを比較器５５６に入力されるＡＣ信号の位相に加えて比較器５５６に提供する。

一方、第１遅延固定ループ５３０も上述した図７に示すような構成で実現されてもよい。
一方、ソース共振器及び／又はターゲット共振器は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又はメタ（ｍｅｔａ）構造の共振器などで構成されてもよい。

すでに周知の内容であるが、理解の便宜のために関連用語を記述する。
すべての物質は固有の透磁率（Ｍｕ）及び誘電率（ｅｐｓｉｌｏｎ）を有する。透磁率は、該当物質で与えられた磁界（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄ）に対して発生する磁気力線束密度（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空内でその磁界に対して発生する磁気力線束密度の比を意味する。そして、誘電率は、該当物質で与えられた電界（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｉｅｌｄ）に対して発生する電気力線束密度（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と真空の内でその電界に対して発生する電気力線束密度の比を意味する。
透磁率及び誘電率は、与えられた周波数または波長で該当物質の電波定数を決定し、透磁率及び誘電率によってその物質の電磁気特性が決定される。特に、自然界に存在しない誘電率または透磁率を有し、人工的に設計された物質をメタ物質といい、メタ物質は極めて大きい波長（ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ）または極めて低い周波数領域でも簡単に（すなわち、物質のサイズが多く変化しなくても）共振状態に置かれることがある。

図８は、本発明の一実施形態に係る平面構造を有する共振器の図である。
図８を参照すれば、本発明の一実施形態に係る平面構造の共振器は、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３を含む送信線路、キャパシタ８２０、整合器８３０、及び導体（８４１、８４２）を備える。

図８に示すように、キャパシタ８２０は、送信線路で第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間に位置に直列に挿入され、それによって電界はキャパシタ８２０に閉じ込められる。一般的に、送信線路は上部に少なくとも１つの導体、下部に少なくとも１つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的にグラウンドされる。本明細書では送信線の上部にある導体を第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２に分類して呼び、送信線路の下部にある導体をグラウンド導体部分８１３のように呼ぶことにする。

図８に示すように、本発明の一実施形態に係る共振器８００は、平面構造の形態を有する。
送信線路路は、上部に第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を含み、下部にグラウンド導体部分８１３を含む。第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２とグラウンド導体部分８１３は互いに向かい合うように配置される。電流は第１信号導体部分８１１及び第２信号導体部分８１２を通じて流れる。

また、図８に示すように、第１信号導体部分８１１の一端は導体８４２と接続され、他端はキャパシタ８２０と接続される。そして、第２信号導体部分８１２の一端は導体８４１と接続され、他端はキャパシタ８２０と接続される。すなわち、第１信号導体部分８１１、第２信号導体部分８１２、及びグラウンド導体部分８１３、導体（８４１、８４２）は互いに接続されることによって、共振器８００は電気的に閉じたループ構造を有する。
ここで、「ループ構造」は円形構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、「ループ構造を有する」ことは電気的に閉じていることを意味する。

キャパシタ８２０は、送信線路の中部に挿入される。より具体的には、キャパシタ８２０は第１信号導体部分８１１と第２信号導体部分８１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ８２０は、集中素子（ｌｕｍｐｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）及び分散素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）などの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。

キャパシタ８２０が送信線路に挿入されることによって共振器８００はメタ物質の特性を有し得る。ここで、メタ物質とは、自然で発見されることのできない特別な電気的な性質を有する物質であり、人工的に設計された構造を有する。自然界に存在する全ての物質の電磁気特性は固有の誘電率または透磁率を有し、大部分の物質は正の誘電率及び正の透磁率を有する。大部分の物質において、電界、磁界及びポインティング・ベクトルには右手の法則が適用されるため、このような物質をＲＨＭ（Ｒｉｇｈｔ Ｈａｎｄｅｄ Ｍａｔｅｒｉａｌ）という。しかし、メタ物質は自然界で存在しない誘電率または透磁率を有する物質であり、誘電率または透磁率の符号によりＥＮＧ（ｅｐｓｉｌｏｎ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＭＮＧ（ｍｕ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＤＮＧ（ｄｏｕｂｌｅ ｎｅｇａｔｉｖｅ）物質、ＮＲＩ（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ ｉｎｄｅｘ）物質、ＬＨ（ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ）物質などに分類される。

ここで、集中素子として挿入されたキャパシタ８２０のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器８００はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ８２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器は負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器８００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。以下で説明するが、キャパシタ８２０のキャパシタンスを定める前提（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は様々であり得る。共振器８００がメタ物質の特性を有する前提、共振器８００が対象周波数で負の透磁率を有する前提、または共振器８００が対象周波数でゼロ番目共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）の特性を有する前提などがあり、上述した前提のうち少なくとも１つの前提の下でキャパシタ８２０のキャパシタンスを決定してもよい。

（ＭＮＧ）共振器８００は、伝搬定数が０であるときの周波数を共振周波数として有する零次共振の特性を有してもよい。（ＭＮＧ）共振器８００は零次共振共振特性を有するため、共振周波数は（ＭＮＧ）共振器８００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。すなわち、下記で再び説明するが、（ＭＮＧ）共振器８００で共振周波数を変更するためにはキャパシタ８２０を適切に設計することで充分であるため、（ＭＮＧ）共振器８００の物理的なサイズを変更しなくてもよい。

また、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ８２０に集中するため、キャパシタ８２０によって近接フィールドでは磁界がドミナント（ｄｏｍｉｎａｎｔ）される。そして、（ＭＮＧ）共振器８００は集中素子のキャパシタ８２０を用いて高いＱ−ファクター（Ｑ−Ｆａｃｔｏｒ）を有するため、電力送信の効率を向上させることができる。参考に、Ｑ−ファクターは、無線電力送信において、抵抗損失の程度、又は抵抗に対するリアクタンスの比を表すが、Ｑ−ファクターが大きいほど無線電力送信の効率は大きいものと理解される。

また、（ＭＮＧ）共振器８００はインピーダンス整合のための整合器８３０を備えてもよい。ここで、整合器８３０は、（ＭＮＧ）共振器８００の磁界の強度を適切に調整することができ、整合器８３０によって（ＭＮＧ）共振器８００のインピーダンスは決定される。そして、電流はコネクタ（図示せず）を介して（ＭＮＧ）共振器８００に流入したり（ＭＮＧ）共振器８００から流出してもよい。ここで、コネクタはグラウンド導体部分８１３又は整合器８３０と接続される。ただし、コネクタとグラウンド導体部分８１３又は整合器８３０の間には物理的な連結が形成されてもよく、コネクタとグラウンド導体部分８１３又は整合器８３０の間に物理的な連結なしでカップリングを介して電力が送信されてもよい。

より具体的に、図８に示すように、整合器８３０は、共振器８００のループ構造によって形成されるループ内に位置する。整合器８３０は、物理的な形態を変更することによって共振器８００のインピーダンスを調整する。特に、整合器８３０は、グラウンド導体部分８１３から距離「ｈ」だけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体８３１を含み、共振器８００のインピーダンスは距離「ｈ」を調整することによって変更される。

図８には図示していないが、整合器８３０を制御できるコントローラが存在する場合、整合器８３０はコントローラによって生成される制御信号によって整合器８３０の物理的な形状を変更してもよい。例えば、制御信号に対応して整合器８３０の導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」が増加したり減少し、それによって整合器８３０の物理的な形状が変更されることで、共振器８００のインピーダンスが調整される。

整合器８３０は、図８に示すように、導体の部分８３１のような受動素子のように実現されてもよく、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現されてもよい。
能動素子が整合器８３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応答して駆動し、その制御信号に応じて共振器８００のインピーダンスを調整する。例えば、整合器８３０には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードが「ｏｎ」又は「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器８００のインピーダンスを調整することができる。
また、図８に図示していないが、（ＭＮＧ）共振器８００を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。

図９は、本発明の一実施形態に係る立体構造の共振器９００を示す斜視図である。
図９を参照すれば、本発明の一実施形態に係る立体構造の共振器９００は、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２、及びグラウンド導体部分９１３を含む送信線路及びキャパシタ９２０を含む。ここで、キャパシタ９２０は、送信線路で第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２との間に位置に直列に挿入され、電界はキャパシタ９２０に閉じ込められる。

また、図９に示すように、共振器９００は立体構造の形態を有する。送信線路路は、上部に第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２を含み、下部にグラウンド導体部分９１３を含む。第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２とグラウンド導体部分９１３は互いに向かい合うように配置される。電流は、第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２を通じてｘ方向に流れ、このような電流によって−ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生する。もちろん、図９に示すものとは相違して＋ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生させることもできる。

また、図９に示すように、第１信号導体部分９１１の一端は導体９４２と接続され、他端はキャパシタ９２０と接続される。そして、第２信号導体部分９１２の一端は導体９４１と接続され、他端はキャパシタ９２０と接続される。すなわち、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２、及びグラウンド導体部分９１３、導体（９４１、９４２）は互いに接続されることによって、共振器９００は電気的に閉じたループ構造を有する。
ここで、「ループ構造」は円形構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、「ループ構造を有する」ことは電気的に閉じていることを意味する。

また、図９に示すように、キャパシタ９２０は、第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２との間に挿入される。ここで、キャパシタ９２０は、集中素子及び分散素子などの形態を有してもよい。
特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。

図９に示すように、キャパシタ９２０が送信線路に挿入されることによって共振器９００はメタ物質の特性を有し得る。
集中素子として挿入されたキャパシタ９２０のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器９００はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ９２０のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器９００は特定の周波数帯域において負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器９００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。
下記で説明するが、キャパシタ９２０のキャパシタンスを定める前提は様々であり得る。共振器９００がメタ物質の特性を有する前提、共振器９００が対象周波数で負の透磁率を有する前提、または共振器９００が対象周波数で零次共振の特性を有する前提などがあり、上述した前提のうち少なくとも１つの前提の下でキャパシタ９２０のキャパシタンスを決定してもよい。

図９に示すように、（ＭＮＧ）共振器９００は、伝搬定数（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｃｏｎｓｔａｎｔ）が０であるときの周波数を共振周波数として有する零次共振の特性を有する。（ＭＮＧ）共振器９００は零次共振の特性を有するため、共振周波数は（ＭＮＧ）共振器９００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。（ＭＮＧ）共振器９００で共振周波数を変更するためにはキャパシタ９２０を適切に設計することで充分であるため、（ＭＮＧ）共振器９００の物理的なサイズを変更しなくてもよい。

図９に示すように、ＭＮＧ共振器９００を参照すると、近接フィールドにおいて、電界は送信線路９１０に挿入されたキャパシタ９２０に集中するため、キャパシタ９２０によって近接フィールドでは磁界がドミナントされる。特に、零次共振の特性を有する（ＭＮＧ）共振器９００は磁気双極子（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｄｉｐｏｌｅ）に類似の特性を有するため、近接フィールドでは磁界がドミナントになり、キャパシタ９２０の挿入により発生する少ない量の電界又はそのキャパシタ９２０に集中されるため、近接フィールドでは磁界が最もドミナントされる。（ＭＮＧ）共振器９００は集中素子のキャパシタ９２０を用いて高いＱ−ファクターを有するため、電力送信の効率を向上させることができる。

また、図９に示すように、（ＭＮＧ）共振器９００はインピーダンス整合のための整合器９３０を備える。ここで、整合器９３０は、ＭＮＧ共振器９００の磁界の強度を適切に調整でき、整合器９３０によって（ＭＮＧ）共振器９００のインピーダンスが決定される。
そして、電流は、コネクタ９４０を介して（ＭＮＧ）共振器９００に流入されるか、（ＭＮＧ）共振器９００から流出される。ここで、コネクタ９４０はグラウンド導体部分９１３または整合器９３０と接続されてもよい。

より具体的に、図９に示すように、整合器９３０は共振器９００のループ構造によって形成されるループの内部の位置する。整合器９３０は物理的な形状を変更することによって共振器９００のインピーダンスを調整する。特に、整合器９３０はグラウンド導体部分９１３から距離「ｈ」だけ離隔された位置にインピーダンス整合のための導体部分９３１を含んでもよく、共振器９００のインピーダンスは距離「ｈ」を調整することによって変更され得る。

図９には示していないが、整合器９３０を制御することのできるコントローラが存在する場合、整合器９３０はコントローラによって生成される制御信号に基づいて整合器９３０の物理的な形状を変更してもよい。例えば、制御信号に基づいて整合器９３０の導体９３１とグラウンド導体部分９３０との間の距離「ｈ」が増加したり減少し、これにより整合器９３０の物理的な形状が変更されることで共振器９００のインピーダンスが調整される。整合器９３０の導体９３１とグラウンド導体部分９３０との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整してもよい。
すなわち、第１に、整合器９３０には様々な導体が含まれて、その導体のうちいずれか１つを適応的に活性化することによって距離「ｈ」を調整することができる。

第２に、導体９３１の物理的な位置を上下に調整することによって距離「ｈ」が調整される。このような距離「ｈ」はコントローラの制御信号に基づいて制御されてもよく、コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成してもよい。コントローラが制御信号を生成することについては下記で説明する。

整合器９３０は、図９に示すように、導体９３１の部分のような受動素子で実現してもよく、実施形態によってダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現することもできる。
能動素子が整合器９３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に基づいて駆動してもよく、その制御信号に基づいて共振器９００のインピーダンスを調整することができる。例えば、整合器９３０には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードが「ｏｎ」又は「ｏｆｆ」の状態であるかに応じて共振器９００のインピーダンスが調整することができる。
また、図９には明確には図示していないが、（ＭＮＧ）共振器９００を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。

図１０は、本発明の一実施形態に係る「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１０を参照すると、第１信号導体部分１０１１と導体１０４２は個別的に製造した後、互いに接続されることなく一体型に製造されてもよい。同様に、第２信号導体部分１０１２と導体１０４１も一体型に製造してもよい。

第２信号導体部分１０１２と導体１０４１が個別的に製造した後互いに接続する場合、継ぎ目１０５０による導体損失が発生し得る。
ここで、本発明の実施形態によれば、第２信号導体部分１０１２と導体１０４１は別途の継ぎ目なしで（ｓｅａｍｌｅｓｓ）互いに接続され、導体１０４１とグラウンド導体部分１０１３も別途の継ぎ目なしで互いに接続されることで、継ぎ目による導体損失を減らすことができる。
すなわち、第２信号導体部分１０１２とグラウンド導体部分１０１３は別途の継ぎ目なしで一体型に製造することができる。同様に、第１信号導体部分１０１１とグラウンド導体部分１０１３は別途の継ぎ目なしで１つの一体型に製造することができる。
図１０に示すように、別途の継ぎ目なしで一体型に２つ以上の部分（ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）を互いに接続する類型を「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」と呼んだりする。

図１１は、本発明の一実施形態に係る「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１１を参照すると、「Ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ」に設計された無線電力送信のための共振器１１００の第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）それぞれは内部に空いている空間を含む。

所定の（与えられた）共振周波数において、有効電流は、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）それぞれの全ての部分を介して流れることなく、一部の部分のみを介して流れるものとモデリングしてもよい。すなわち、所定の共振周波において、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）の厚さがそれぞれの表皮厚さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）よりも過度に厚いことは効率的ではない。すなわち、それは共振器１１００の重さまたは共振器１１００の製造費用を増加させる原因になり得る。

したがって、本発明の実施形態によれば、所定の共振周波数において、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）それぞれの表皮厚さに基づいて第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）それぞれの厚さを適切に決定する。第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）それぞれが該当の表皮厚さよりも大きいながらも適切な厚さを有する場合、共振器１１００は軽くなり、共振器１１００の製造費用も減少され得る。

例えば、図１１に示すように、第２信号導体部分１１１２の厚さは「ｄ」ｍｍに決定してもよく、「ｄ」は、

によって決定される。
ここで、ｆは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。

特に、第１信号導体部分１１１１、第２信号導体部分１１１２、グラウンド導体部分１１１３、導体（１１４１、１１４２）が銅（ｃｏｐｐｅｒ）として５．８ｘ１０^７（Ｓｍ^−１）の導電率を有する場合、共振周波数が１０ｋＨｚについては表皮厚さが約０．６ｍｍであり、共振周波数が１００ＭＨｚについては表皮厚さは０．００６ｍｍである。

図１２は、パラレルシート（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｓｈｅｅｔ）が適用された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１２を参照すると、パラレルシートが適用された無線電力送信のための共振器に含まれた第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２それぞれの表面にはパラレルシートを適用する。
第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２は完ぺきな導体ではないことから、抵抗成分を有することがあり、その抵抗成分によって抵抗損失が発生することがある。このような抵抗損失はＱファクターを減少させ、カップリング効率を減少させることがある。

本発明の一実施形態によれば、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２それぞれの表面にパラレルシートを適用することによって抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリングの効率を増加させることができる。
図１２の符号１２７０の部分の拡大図を参照すると、パラレルシートが適用される場合、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２それぞれは複数の導体ラインを含む。この導体ラインは並列に配置され、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２それぞれの先の部分で互いに接続される。
第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２それぞれの表面にパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列に配置されるため、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。したがって、抵抗損失を減らし、Ｑファクター及びカップリング効率を増加させることができる。

図１３は、分散型キャパシタを含む無線電力送信のための共振器の例を示す図である。
図１３を参照すると、無線電力送信のための共振器に含まれるキャパシタ１３２０は分散したキャパシタである。
集中素子としてのキャパシタは相対的に高い等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ：ＥＳＲ）を有する。集中素子としてのキャパシタが有するＥＳＲを減らすための様々な提案があるものの、本発明の実施形態は分散素子としてのキャパシタ１３２０を用いることによってＥＳＲを減らすことができる。参考に、ＥＳＲによる損失はＱファクター及びカップリング効率を減少させることができる。
分散素子としてのキャパシタ１３２０は、図１３に示すように、ジグザグの構造を有する。すなわち、分散素子としてのキャパシタ１３２０はジグザグその構造の導体ライン及び誘電体で実現される。

それだけではなく、図１３に示すように、本発明の実施形態は分散素子としてのキャパシタ１３２０を用いることによって、ＥＳＲによる損失を減らすことができ、複数の集中素子としてのキャパシタを並列的に用いることによってＥＳＲによる損失を減らすことができる。
なぜなら、集中素子としてのキャパシタそれぞれが有する抵抗成分は並列接続によって小さくなるため、並列的に接続された集中素子としてのキャパシタの有効抵抗も小さくなり、したがって、ＥＳＲによる損失を減らすことができる。例えば、１０ｐＦのキャパシタ１つを用いることを１ｐＦのキャパシタ１０個を用いるものと代替することによってＥＳＲによる損失を減らすことができる。

図１４Ａ及び１４Ｂは、それぞれ平面構造の共振器及び立体構造の共振器で用いられる整合器の例を示した図である。
図１４Ａは、整合器を含む図８に示した平面構造の共振器の一部を示し、図１４Ｂは、整合器を含む図９に示した立体構造の共振器の一部を示す。

図１４Ａを参照すると、整合器は、導体８３１、導体８３２及び導体８３３を含み、導体８３２及び導体８３３は送信線路のグラウンド導体部分８１３及び導体８３１と接続される。
導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」により平面構造共振器のインピーダンスは決定され、導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」はコントローラによって制御される。導体８３１とグラウンド導体部分８１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整することができ、導体８３１になり得る複数の導体のうちのいずれか１つを適応的に活性化することによって導体８３１となし、距離「ｈ」を調整する方式、導体８３１の物理的な位置を上下に調整することで距離「ｈ」を調整する方式などがあり得る。

図１４Ｂを参照すれば、整合器は、導体９３１、導体９３２及び導体９３３を備え、導体９３２及び導体９３３は送信線路のグラウンド導体部分９１３及び導体９３１と接続される。導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離「ｈ」により立体構造共振器のインピーダンスは決定され、導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離「ｈ」はコントローラによって制御される。平面構造の共振器に含まれる整合器と同様に、立体構造の共振器に含まれる整合器でも導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離「ｈ」は様々な方式で調整することができ。例えば、導体９３１になり得る複数の導体のうちのいずれか１つを適応的に活性化することによって導体９３１となし、距離「ｈ」を調整する方式、導体９３１の物理的な位置を上下に調整することで距離「ｈ」を調整する方式などがあり得る。

図１４Ａ及び図１４Ｂには図示していないが、整合器は能動素子を含んでもよく、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は上述した内容に類似する。すなわち、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整することができる。

図１５は、図８に示す無線電力送信のための共振器の等価回路図である。
図８に示す無線電力送信のための共振器は図１５に示す等価回路にモデリングすることができる。
図１５に示す等価回路において、Ｃ_Ｌは図８に示す送信線路の中部に集中素子の形態に挿入されたキャパシタを表す。
Ｌ_Ｒは伝送線路のインダクタンスであり、Ｃ_Ｒは伝送線路と接地間のキャパシタンスである。

ここで、図８に示す無線電力送信のための共振器は零次共振特性を有する。
例えば、伝搬定数が０である場合、無線電力送信のための共振器はω_ＭＺＲを共振周波数として有すると仮定する。
ここで、共振周波数ω_ＭＺＲは、以下の数式２のように表される。ここで、ＭＺＲは「Ｍｕ Ｚｅｒｏ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ」を意味する。

数式２を参照すると、共振器の共振周波数ω_ＭＺＲは、Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｌによって決定することができ、共振周波数ω_ＭＺＲと共振器の物理的なサイズは互いに独立的であることが分かる。
したがって、共振周波数ω_ＭＺＲと共振器の物理的なサイズが互いに独立的であるため、共振器の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。

以上のように本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような記載から多様な修正及び変形が可能である。
したがって、本発明の範囲は、説明された実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものなどによって定められるものである。

１０１ 電磁結合
１１０ 共振電力送信装置
１１１ ソース部
１１３ 整合制御部
１１５ ソース共振器
１２０ 共振電力受信装置
１２１ ターゲット共振器
１２３ 整合制御部
１２５ ターゲット部
２００、５００ 能動型整流器
２１０、５１０ 第１スイッチ
２１２、５１２ ＰＭＯＳトランジスタ
２２０、５２０ 第１遅延スイッチ
２２２、５２２ 比較器
２２４、５２４ 電圧バッファ
２２６、５２６ トランジスタ
２４０、５４０ 第２スイッチ
２４２、５４２ ＰＭＯＳトランジスタ
２５０、５５０ 第２遅延スイッチ
２５２、５５２ 比較器
２５４、５５４ 電圧バッファ
２５６、５５６ トランジスタ
２７０、５７０ キャパシタ
５３０ 第１遅延固定ループ
５６０ 第２遅延固定ループ
７１０ 第２比較器
７２０ 遅延部
７３０ 位相検出部
７４０ 電荷ポンプ
７５０ 遅延補償部

Claims (18)

1. 入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第１ループと、
   前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第２ループとを有し、
   前記第１ループ及び前記第２ループは、それぞれ遅延固定ループを用いて前記第１ループ及び前記第２ループに含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償し、
   前記第１ループのための第１遅延固定ループは、前記入力信号に対する差動信号及び前記第１ループで発生する遅延に対応する信号に基づいて電圧オフセットを発生し、前記差動信号と前記電圧オフセットを加えた信号を前記第１ループに提供することを特徴とする能動型整流器。
2. 前記入力信号は、電磁結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）によってソース共振器から受信されることを特徴とする請求項１に記載の能動型整流器。
3. 前記第１ループは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１スイッチと、
   前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１遅延スイッチと、を含むことを特徴とする請求項１に記載の能動型整流器。
4. 前記第１遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、
   前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、
   前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、
   前記電圧オフセットは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応し、
   前記第１遅延固定ループは、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることを特徴とする請求項３に記載の能動型整流器。
5. 前記第１遅延固定ループは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第２比較器と、
   前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第２比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、
   前記第２比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、
   前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、
   前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことを特徴とする請求項４に記載の能動型整流器。
6. 前記第２ループは、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第２スイッチと、
   前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第２遅延スイッチと、を含むことを特徴とする請求項１に記載の能動型整流器。
7. 前記第２遅延スイッチは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、
   前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、
   前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、
   前記第２ループのための第２遅延固定ループは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加えることを特徴とする請求項６に記載の能動型整流器。
8. 前記第２遅延固定ループは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第２比較器と、
   前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第２比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、
   前記第２比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、
   前記位相差に対応する前記電圧オフセットを発生する電荷ポンプと、
   前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加える遅延補償部とを含むことを特徴とする請求項７に記載の能動型整流器。
9. ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、
   前記ターゲット共振器で受信されたＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成する能動型整流器と、
   前記ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを有し、
   前記能動型整流器は、
   前記ＡＣ信号の位相が正である区間で電圧を供給する第１ループと、
   前記ＡＣ信号の位相が負である区間で電圧を供給する第２ループと、を含み、
   前記第１ループ及び前記第２ループのそれぞれは、前記能動型整流器に含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償し、
   前記第１ループのための第１遅延固定ループは、前記ＡＣ信号に対する差動信号及び前記第１ループで発生する遅延に対応する信号に基づいて電圧オフセットを発生し、前記差動信号と前記電圧オフセットを加えた信号を前記第１ループに提供することを特徴とする無線電力受信装置。
10. 前記第１ループは、前記ＡＣ信号の位相が正である区間で、前記ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１スイッチと、
    前記ＡＣ信号の位相が正である区間で、前記ＡＣ信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第１遅延スイッチと、を含むことを特徴とする請求項９に記載の無線電力受信装置。
11. 前記第２ループは、前記ＡＣ信号の位相が負である区間でターンオンされる第２スイッチと、
    前記ＡＣ信号の位相が負である区間でターンオンされる第２遅延スイッチと、を含み、
    前記第２ループのための第２遅延固定ループは、前記ＡＣ信号の位相が正から負に転換された時から前記第２遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償することを特徴とする請求項９に記載の無線電力受信装置。
12. 入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第１回路と、
    前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第２回路と、
    前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも１つに含まれた少なくとも１つのスイッチの遅延によって発生する逆電流漏れを補償する遅延固定回路と、を含み、
    前記第１回路のための第１遅延固定回路は、前記入力信号に対する差動信号及び前記第１回路で発生する遅延に対応する信号に基づいて電圧オフセットを発生し、前記差動信号と前記電圧オフセットを加えた信号を前記第１回路に提供することを特徴とする能動型整流器。
13. 前記少なくとも１つのスイッチは、トランジスタを含むことを特徴とする請求項１２に記載の能動型整流器。
14. 前記トランジスタは、ＰＭＯＳ又はＮＭＯＳトランジスタを含むことを特徴とする請求項１３に記載の能動型整流器。
15. 前記第１回路及び前記第２回路の少なくとも１つは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされるスイッチと、
    前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる遅延スイッチと、を含み、
    前記遅延固定回路は、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償するように構成されることを特徴とする請求項１２に記載の能動型整流器。
16. 前記遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、
    前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、
    前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、
    前記電圧オフセットは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応し、
    前記遅延固定回路は、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることを特徴とする請求項１５に記載の能動型整流器。
17. 前記遅延固定回路は、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第２比較器と、
    前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第２比較器の遅延を加えて出力する遅延部と、
    前記第２比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、
    前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、
    前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことを特徴とする請求項１６に記載の能動型整流器。
18. 請求項１２に記載の能動型整流器を備えることを特徴とする電子装置。

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