JP5908474B2 - 共振電力伝送装置及びその電力変換制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線電力伝送システムに係り、特に電力伝送効率を考慮した共振電力伝送装置及びその電力変換制御方法に関する。

共振電力は、電磁気エネルギを意味する。共振電力伝送システムは、無線電力伝送システムの一種であり、共振電力を伝送するソース装置と共振電力を受信するターゲット装置とを含む。共振電力は、ソース装置からターゲット装置に無線で伝送される。
無線環境の特性上、受信した共振電力により充電するべきデバイスの数が増えると、電力伝送の効率が下がる場合がある。

共振電力伝送システムの効率を維持し、追加的な電力損失なしに共振電力を伝送できる共振電力伝送装置及びその電力変換制御方法を提供する。

一側面において、共振電力伝送装置は、第１周波数帯域のＡＣ信号が入力されて、一定レベルのＤＣ電圧を出力するように構成された電圧制御部と、第２周波数帯域のスイッチングパルス信号に応じて前記一定レベルのＤＣ電圧をＡＣ電力に変換するように構成された電力変換部と、電磁結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）によって前記ＡＣ電力を少なくとも１つ以上共振電力受信装置に伝送するように構成されたソース共振部と、反射電力及び前記共振電力受信装置の個数を考慮して前記ＤＣ電圧の信号レベルを制御するように構成されたソース制御部と、を含む。

前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置の個数に応じて、前記ＤＣ電圧の信号レベルを離散的に（ｄｉｓｃｒｅｔｅｌｙ）制御してもよい。
前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置と前記ソース共振部との距離に応じて、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御してもよい。
前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置に接続された負荷の充電状態に応じて、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御してもよい。
前記ソース制御部は、前記反射電力の量が増加すれば前記ＤＣ電圧の信号レベルを減少し、前記反射電力の量が減少すれば前記ＤＣ電圧の信号レベルを増加してもよい。
前記共振電力受信装置の識別子を受信する通信部をさらに含み、
前記ソース制御部は、前記識別子の受信有無に基づいて前記共振電力受信装置の個数を認知してもよい。
前記第２周波数帯域は、２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚであってもよい。
前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置の個数が一定の状態で前記反射電力の量が変われば、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御してもよい。

一側面において、共振電力伝送装置の電力変換制御方法は、共振電力受信装置の識別子に基づいて前記共振出力受信装置の個数を認知するステップと、前記共振電力受信装置に伝送される共振電力の反射電力を測定するステップと、前記測定された反射電力及び前記共振電力受信装置の個数を考慮して電力変換部に供給される電圧を制御するステップとを含む。

前記共振出力受信装置の個数を認知するステップは、少なくとも１つ以上の共振電力受信装置から識別子を受信することを含んでもよい。

少なくとも１つ以上の共振電力受信装置に共振電力を伝送するように構成された共振電力伝送装置において、入力信号を受信して予め設定されたレベルの電圧を出力するように構成された電圧制御部、及び前記共振電力受信装置の個数に基づいて直流電圧の信号レベルを制御するように構成されたソース制御部と、を含む。

少なくとも１つ以上の共振電力受信装置に共振電力を伝送するように構成された共振電力伝送装置の電力変換制御方法において、共振電力受信装置の個数を認識するステップと、前記共振電力受信装置の個数に基づいて電力変換部に供給される電圧を制御するステップと、を含む。

本発明によれば、共振電力の伝送を受けて電力を充電するべきデバイスの個数を考慮して電力コンバータの供給電圧を制御するので、共振電力伝送システムの効率を維持し、また、追加的な電力損失なしに共振電力を伝送できる。

例示的の実施形態に係る無線電力伝送システムを示す。 複数の電子機器を充電する概念を示す図である。 一実施形態に係る共振電力伝送装置の構成を示す図である。 一実施形態に係る共振電力受信装置の構成を示す図である。 電圧制御部から出力されるＤＣ電圧を離散的に制御する例を示す。 電圧制御部から出力されるＤＣ電圧を線形的に制御する例を示す。 共振電力伝送装置の出力と電力伝送効率との関係を示した例である。 共振電力伝送装置の出力と電力伝送効率との関係を示した他の例である。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 共振器構造に対する多様な例を示す。 図９に示した無線電力伝送のための共振器の等価回路を示す図である。

以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、例示的な実施形態に係る無線電力伝送システムを示す。
図１の例で、無線電力伝送システムを介して伝送される無線電力は、共振電力（ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｐｏｗｅｒ）と仮定する。

図１を参照すると、無線電力伝送システムは、ソースとターゲットで構成されるソース−ターゲット構造である。即ち、無線電力伝送システムは、ソースに該当する共振電力伝送装置１１０とターゲットに該当する共振電力受信装置１２０とを含む。
図１を参照すると、無線電力伝送システムは、ソース装置とターゲット装置で構成されるソース−ターゲット構造である。即ち、無線電力伝送システムは、ソース装置に該当する共振電力伝送装置１１０とターゲット装置に該当する共振電力受信装置１２０とを含む。

共振電力伝送装置１１０は、外部の電圧供給機からエネルギを受信して共振電力を発生するソース部１１１及びソース共振器１１５を含む。また、共振電力伝送装置１１０は、共振周波数又はインピーダンスマッチング（整合）を行うマッチング（整合）制御部（Ｍａｔｃｈｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ）１１３をさらに含み得る。
ソース部１１１は、外部の電圧供給機からエネルギを受信して共振電力を発生させる。ソース部１１１は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルで調整するためのＡＣ−ＡＣコンバータ、前記ＡＣ−ＡＣコンバータから出力される交流信号を整流することによって一定レベルのＤＣ電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータ、前記ＡＣ−ＤＣコンバータから出力されるＤＣ電圧を高速スイッチングすることにより数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域のＡＣ信号を生成するＤＣ−ＡＣインバータを含む。

マッチング（整合）制御部１１３は、ソース共振器１１５の共振帯域幅（Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）又はソース共振器１１５のインピーダンスマッチング（整合）周波数を設定する。マッチング制御部１１３は、ソース共振帯域幅設定部（図示せず）又は、ソースマッチング周波数設定部（図示せず）のうち少なくとも１つを含む。ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器１１５の共振帯域幅を設定する。ソースマッチング周波数設定部は、ソース共振器１１５のインピーダンスマッチング周波数を設定する。ここで、ソース共振器の共振帯域幅又はソース共振器のインピーダンスマッチング周波数設定に従って、ソース共振器１１５のＱファクタ（Ｑ−ｆａｃｔｏｒ）が決定される。

ソース共振器１１５は、電磁気（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ）エネルギをターゲット共振器に伝達（ｔｒａｎｓｆｅｒｒｉｎｇ）する。即ち、ソース共振器１１５は、ターゲット共振器１２１との電磁結合１０１によって共振電力をターゲット装置１２０に伝達する。ここで、ソース共振器１１５は、設定された共振帯域幅内で共振する。

共振電力受信装置１２０は、ターゲット共振器１２１、共振周波数又はインピーダンスマッチング（整合）を行うマッチング（整合）制御部１２３、及び受信された共振電力を負荷に伝送するためのターゲット部１２５を含む。
ターゲット共振器１２１は、ソース共振器１１５から電磁気エネルギを受信する。ここで、ターゲット共振器１２１は、設定された共振帯域幅内で共振する。

マッチング制御部１２３は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンスマッチング周波数のうち少なくとも１つを設定する。マッチング制御部１２３は、ターゲット共振帯域幅設定部（図示せず）又はターゲットマッチング周波数設定部（図示せず）のうち少なくとも１つを含む。ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定する。ターゲットマッチング周波数設定部は、ターゲット共振器１２１のインピーダンスマッチング周波数を設定する。ここで、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅又はターゲット共振器１２１のインピーダンスマッチング周波数設定に従って、ターゲット共振器１２１のＱファクタが決定される。

ターゲット部１２５は、受信された共振電力を負荷に伝達する。ここで、ターゲット部１２５は、ソース共振器１１５からターゲット共振器１２１で受信されるＡＣ信号を整流してＤＣ信号を生成するＡＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス（ｄｅｖｉｃｅ）又は負荷（ｌｏａｄ）に供給するＤＣ−ＡＣインバータを含む。

ソース共振器１１５及びターゲット共振器１２１は、ヘリックス（ｈｅｌｉｘ）コイル構造の共振器又はスパイラル（ｓｐｉｒａｌ）コイル構造の共振器、又はメタ構造（ｍｅｔａ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ）共振器から構成される。

図１を参照すると、Ｑファクタの制御過程は、ソース共振器１１５の共振帯域幅及びターゲット共振器１２１の共振帯域幅を設定して、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の電磁的結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ＿ｃｏｕｐｌｉｎｇ）によって電磁気エネルギをソース共振器１１５からターゲット共振器１２１に伝達（ｔｒａｎｓｆｅｒｒｉｎｇ）することを含む。
ここで、ソース共振器１１５の共振帯域幅は、ターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広くか、或いは狭く設定される。即ち、ソース共振器１１５の共振帯域幅がターゲット共振器１２１の共振帯域幅より広く、或いは狭く設定されることによって、ソース共振器のＢＷ−ｆａｃｔｏｒとターゲット共振器のＢＷ−ｆａｃｔｏｒは互いに不平衡（ｕｎｂａｌａｎｃｅ）な関係が保たれる。

共振方式の無線電力伝送において、共振帯域幅は重要な因子（ｆａｃｔｏｒ）である。ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンスミスマッチング（不整合）、反射信号などを全て考慮したＱファクタをＱｔとする時、Ｑｔは式（１）のように共振帯域幅ＢＷの逆数の関数となる。

［数１］

（Δｆ／ｆ_０） ＝（１／Ｑｔ）
＝（Γ_Ｓ，Ｄ） ＋（１／ＢＷ_Ｓ） ＋（１／ＢＷ_Ｄ）
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）

式（１）において、ｆ_０は中心周波数、Δｆは帯域幅、（Γ_Ｓ，Ｄ）は共振器間の反射損失、ＢＷ_Ｓはソース共振器１１５の共振帯域幅、ＢＷ_Ｄはターゲット共振器１２１の共振帯域幅を示す。本明細書において、ＢＷ−ｆａｃｔｏｒは、（１／ＢＷ_Ｓ）又は（１／ＢＷ_Ｄ）を意味する。

一方、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間の距離が変わるか、又は、２つのうち１つの位置が変わるなどの外部からの影響によって、ソース共振器１１５とターゲット共振器１２１との間のインピーダンス不整合（ミスマッチング）が発生し得る。インピーダンスミスマッチングは、電力伝送の効率を低下する直接的な原因になり得る。
マッチング制御部１１３は、伝送信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによって、インピーダンスミスマッチングが発生したと判断して、インピーダンスマッチングを実行する。また、マッチング制御部１１３は、反射波の波形分析によって共振ポイントを検出することにより、共振周波数を変更できる。ここで、マッチング制御部１１３は例えば、反射波の波形で振幅（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が最小である周波数を共振周波数として決定する。

以上、図１の例における、ソース共振器１１５及び／又はターゲット共振器１２１は、後述するように、図９乃至図１６の何れかに示す構造を有し得る。

図２は、複数の電子機器の電源を充電する概念を示す図である。
図２を参照すると、共振電力伝送装置１１０は、電磁結合によって、複数の共振電力受信装置（１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ）に共振電力を伝送する。

一般的に、共振電力受信装置の個数に応じて、共振電力伝送装置１１０に供給される電力が制御される。しかし、共振電力伝送装置１１０に供給される電力を制御する場合、図７に示すように共振電力受信装置の個数に応じて、電力伝送効率が変わる。

一実施形態において、電力伝送の効率を実質的に一定に保持するために、共振電力受信装置の個数に応じて、共振電力伝送装置１１０に備えられた電力コンバータに供給される電圧の信号レベルを制御する。

図３は、一実施形態に係る共振電力伝送装置の構成を示す図である。
図３を参照すると、共振電力伝送装置３００は、電圧制御部３１０、電力変換部３２０、ソース共振部３３０、及びソース制御部３４０を含む。また、共振電力伝送装置３００は、反射電力検出部３５０及び通信部（図示せず）をさらに含む。

電圧制御部３１０は、第１周波数のＡＣ信号が入力され、一定レベルのＤＣ電圧を出力する。ここで、第１周波数は、例えば、数十Ｈｚ帯域にある。ここで、第１周波数のＡＣ信号は、高速スイッチング素子を用いる高速スイッチング方式によって生成されるか、又は、オシレータを用いる発振方式によって生成される。電圧制御部３１０は、トランス３１１、整流部３１３及び定電圧制御部３１５を含む。

トランス３１１は、外部装置から入力されるＡＣ信号の信号レベルを所望するレベルに調整する。
整流部３１３は、トランス３１１から出力されるＡＣ信号を整流することによって、ＤＣ信号を出力する。
定電圧制御部３１５は、ソース制御部３４０の制御によって、一定レベルのＤＣ電圧を出力する。定電圧制御部３１５は、一定レベルのＤＣ電圧を出力するための安定化回路を含んで構成される。定電圧制御部３１５から出力されるＤＣ電圧の電圧レベルは、ターゲット装置で必要な電力量及び共振電力の出力量制御に従って決定される。

電力変換部３２０は、第２周波数帯域のスイッチングパルス信号に応じて前記一定レベルのＤＣ電圧をＡＣ電力に変換する。従って、電力変換部３２０は、ＡＣ／ＤＣインバータを含んで構成される。ここで、第２周波数は、数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚ帯域にある。例えば、第２周波数帯域は、２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚである。ＡＣ／ＤＣインバータは、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ信号をＡＣ信号に変換することによって共振電力を生成する。即ち、ＡＣ／ＤＣインバータは、第２周波数帯域のスイッチングパルス信号に応じて、定電圧制御部３１５から出力される一定レベルのＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する。ＡＣ／ＤＣインバータは、高速スイッチングのためのスイッチング素子を含む。ここで、スイッチング素子は例えば、スイッチングパルス信号が「ハイ（Ｈｉｇｈ）」であるときにオン（Ｏｎ）になり、スイッチングパルス信号が「ロー（Ｌｏｗ）」であるときにオフ（Ｏｆｆ）になるように構成される。

ソース共振部３３０は、電磁的結合（ｍａｇｎｅｔｉｃ＿ｃｏｕｐｌｉｎｇ）によってＡＣ電力を共振電力受信装置に伝送する。

ソース制御部３４０は、反射電力及び前記共振電力受信装置の個数を考慮して電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを制御する。
ここで、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置の個数に応じて、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを離散的に制御できる。図５は、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧、即ち、Ｖ_ＤＤを離散的に制御する例を示す。

また、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置とソース共振部３３０との距離に応じて、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御できる。図６は、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧、即ち、Ｖ_ＤＤを線形的に制御する例を示す。ここで、共振電力受信装置とソース共振部３３０との距離ｔの変化は、反射電力の量によって知ることができる。即ち、共振電力受信装置が共振電力伝送装置３００から遠ざかれば、反射電力が増加するので、ソース制御部３４０は、反射電力の増加を検出すると、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧Ｖ_ＤＤの信号レベルを増加する。ここで、前記「反射電力」は、反射信号が有する電力を意味する。

また、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置に接続された負荷の充電状態に応じて、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを制御できる。
また、ソース制御部３４０は、反射電力の量が増加すれば、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧Ｖ_ＤＤの信号レベルを減少し、反射電力の量が減少すれば、前記ＤＣ電圧Ｖ_ＤＤの信号レベルを増加する。

一方、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置から受信される識別子の個数によって共振電力受信装置の個数を認知できる。例えば、共振電力受信装置は、共振電力受信が開始すれば、周期的に識別子を共振電力伝送装置３００に伝送することによって、共振電力受信中であることを共振電力伝送装置３００に報らせる。ソース制御部３４０は、識別子の受信有無によって共振電力受信装置の個数が一定であるかを判断してもよい。ここで、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置の個数が一定の状態で前記反射電力の量が変われば、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御する。

反射電力検出部３５０は、共振電力受信装置に伝送される共振電力に対応する反射電力を検出する。即ち、反射電力検出部３５０は、カプラを介して反射信号を検出し、検出された反射信号の電力を算出する。反射電力が検出される場合、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置の個数が減少、或いは共振電力受信装置との距離が遠ざかったと判断する。また、ソース制御部３４０は、検出される反射電力の量が所定値以上である場合、共振電力受信装置に接続された負荷の充電状態が変更されたと判断する。即ち、ソース制御部３４０は、共振電力受信装置に接続された負荷の充電状態に応じて、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを制御する。結論的に、ソース制御部３４０は、反射電力の検出有無によって、電圧制御部３１０から出力されるＤＣ電圧の信号レベルを調整できる。

通信部は、共振電力受信装置の識別子を受信して、受信された識別子をソース制御部３４０に伝達する。

上述したように、共振電力伝送装置３００の電力変換制御方法は、共振電力受信装置の識別子に基づいて前記共振出力受信装置の個数を認知することを含む。
また、共振電力伝送装置３００の電力変換制御方法は、前記共振電力受信装置に伝送される共振電力の反射電力を測定することを含む。
また、共振電力伝送装置３００の電力変換制御方法は、前記測定された反射電力及び前記共振電力受信装置の個数を考慮して電力変換部に供給されるＤＣ電圧の信号レベルを制御することを含む。

図４は、一実施形態に係る共振電力受信装置の構成を示す図である。
図４を参照すると、共振電力受信装置４００は、ターゲット共振部４１０、電圧変換部４２０、ターゲット制御部４３０、及び通信部４４０を含む。

ターゲット共振部４１０は、電磁結合によって共振電力伝送装置からＡＣ電力を受信する。ターゲット共振部４１０は、図９乃至図１６に示す共振器の何れか一つ又は複数を含む。

電圧変換部４２０は、該ＡＣ電力からＤＣ電圧を取得して、前記取得されたＤＣ電圧を負荷に供給する。電圧変換部４２０は、ＡＣ信号をＤＣ信号に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、及びＤＣ信号の信号レベルを調整するＤＣ／ＤＣコンバータを含む。

ターゲット制御部４３０は、共振電力の受信が開始すれば共振電力受信装置４００の識別子を生成し、生成された識別子情報を、通信部４４０を介して共振電力伝送装置に伝送する。一側面において、共振電力受信装置４００の識別子は、メモリ（図示せず）に格納される。

通信部４４０は、共振電力受信装置４００の識別子を共振電力伝送装置に伝送する。ここで、通信部４４０は、「共振周波数によって共振電力伝送装置とデータを送受信するインバンド通信」及び「データ通信のために割り当てられた周波数によってターゲット装置とデータを送受信するアウトバンド通信」を実行する。
ここで「インバンド通信」は、電力伝送に使用されるのと同一の、周波数帯域及び／又はチャネルを用いて情報（例えば、制御情報、データ、及び／又はメタデータ）が伝送される通信であり、一実施例によれば該周波数は共振周波数である。
一方、「アウトバンド通信」は、電力伝送に使用されるのとは別の周波数帯域及び／又は、別の専門チャネルを用いて情報（例えば、制御情報、データ、及び／又はメタデータ）が伝送される通信である。

図７は、共振電力伝送装置の出力と電力伝送効率との関係を示した例であり、図８は、共振電力伝送装置の出力と電力伝送効率との関係を示した他の例である。

図７は、電力変換部の供給電圧を固定して共振電力伝送装置の出力電力を高めた場合を示す。図７に示した例において、７１０は充電対象デバイスが１つの場合の出力電力・効率を示し、７２０は充電対象デバイスが２つの場合の出力電力・効率を示し、７３０は充電対象デバイスが３の場合の出力電力・効率を示す。図７を参照すると、電力変換部の供給電圧を固定して共振電力伝送装置の出力電力を高めた場合、出力電力によって効率が一定でないことが分かる。

図８に示した例は、充電対象デバイスの個数によって電力変換部の供給電圧を調整した場合を示す。図８に示した例において、８１０は充電対象デバイスが１つの場合の出力電力・効率を示し、８２０は充電対象デバイスが２つの場合の出力電力・効率を示し、８３０は充電対象デバイスが３つの場合の出力電力・効率を示す。図８を参照すると、充電対象デバイスの個数によって電力変換部の供給電圧を調整した場合、出力電力が変わっても効率が略一定に保たれることが分かる。
このように多様な実施例によれば、共振電力を受け取って充電されるデバイスの個数に応じて電力変換部からの供給電圧を制御することにより、共振電力伝送システムの効率を維持することが可能である。更に、電力変換部からの供給電圧を制御することにより電力損失を追加することなく共振電力を伝送することが可能になる。

再び図１を参照すると、ソース共振器１１５及び／又はターゲット共振器１２１は例えば、ヘリックスコイル構造の共振器、又は、スパイラルコイル構造の共振器、又はメタ構造共振器で構成される。

すでに周知の内容であるが、理解の便宜のために関連する用語を記述する。全ての物質は、固有の透磁率（μ、ミュー）及び誘電率（ε、イプシロン）を有する。透磁率は、当該物質中で或る与えられた磁界（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄ）に対して発生する磁束密度（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と、真空中で同一の磁界に対して発生する磁束密度との比を意味する。そして、誘電率は、当該物質中で或る与えられた電界（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｉｅｌｄ）に対して発生する電束密度（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｆｌｕｘ ｄｅｎｓｉｔｙ）と、真空中で同一の電界に対して発生する電束密度との比を意味する。透磁率及び誘電率は、所定の周波数又は波長における当該物質中の電波伝搬定数を決定し、透磁率及び誘電率によってその物質の電磁気特性が決定される。特に、自然界に存在しない誘電率又は透磁率を有し、人工的に設計された物質をメタ物質とよび、メタ物質は非常に大きい波長（ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ）又は非常に低い周波数領域においても容易に（即ち、物質のサイズが大きく変わらなくても）共振状態に置くことができる。

図９は、本発明の一実施形態に係る２次元構造の共振器を示す図である。
図９を参照すると、本発明の一実施形態に係る２次元構造の共振器は、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２、及びグラウンド導体部分９１３を含む伝送線路、キャパシタ９２０、整合器９３０、並びに、導体９４１及び９４２を含む。

図９に示すように、キャパシタ９２０は、伝送線路の第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２との間に直列に挿入され、それによって電界がキャパシタ９２０に閉じ込められる。一般的に、伝送線路は、上部に少なくとも１つの導体、下部に少なくとも１つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的に接地される（ｇｒｏｕｎｄｅｄ）。本明細書では伝送線路の上部にある導体を第１信号導体部分９１１と第２信号導体部分９１２に分けて呼び、伝送線路の下部にある導体をグラウンド導体部分９１３と呼ぶことにする。

図９に示すように本発明の一実施形態に係る共振器９００は、２次元構造の形態を有する。伝送線路は、上部に第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２を含み、下部にグラウンド導体部分９１３を含む。第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２とグラウンド導体部分９１３は、互いに向かい合うように配置される。電流は、第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２を介して流れる。

また、図９に示すように、第１信号導体部分９１１の一端は、導体９４２と短絡され、他端はキャパシタ９２０に接続される。そして、第２信号導体部分９１２の一端は、導体９４１と短絡され、他端はキャパシタ９２０と接続される。即ち、第１信号導体部分９１１、第２信号導体部分９１２、及びグラウンド導体部分９１３、導体９４１，９４２は、互いに接続することによって、共振器９００は電気的に閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ）構造を有する。ここで、「閉ループ構造」は、円形の構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、「閉ループ構造を有する」とは、電気的に閉じていることを意味する。

キャパシタ９２０は、伝送線路の中間部に挿入される。より具体的には、キャパシタ９２０は、第１信号導体部分９１１及び第２信号導体部分９１２の間に挿入される。ここで、キャパシタ９２０は、集中型素子（ｌｕｍｐｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）及び分布型素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）の何れかの形態を有する。特に、分布型素子の形態を有する分布型キャパシタは、ジグザグ形状の導体ラインとその導体ラインの間に存在する高誘電率を有する誘電体とを含む。

キャパシタ９２０が伝送線路に挿入されることによって、共振器９００はメタ物質（ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌ）の特性を有し得る。ここで、メタ物質とは、自然界で見つけることができない特別な電気的性質を有する物質であり、人工的に設計された構造を有する。
自然界に存在する全ての物質の電磁気的特性は、固有の誘電率（ε、イプシロン）及び透磁率（μ、ミュー）を有し、大部分の物質は正の誘電率及び量の透磁率を有する。大部分の物質において電界、磁界、及びポインティングベクトルには、右手の法則が適用されるので、このような物質をＲＨＭ（Ｒｉｇｈｔ Ｈａｎｄｅｄ Ｍａｔｅｒｉａｌ、右手系物質）という。
しかし、メタ物質は、自然界に存在しない誘電率又は透磁率を有する物質として、誘電率又は透磁率の符号によってＥＮＧ（ｅｐｓｉｌｏｎ ｎｅｇａｔｉｖｅ、負のε）物質、ＭＮＧ（ｍｕ ｎｅｇａｔｉｖｅ、負のμ）物質、ＤＮＧ（ｄｏｕｂｌｅ ｎｅｇａｔｉｖｅ、ε、μが共に負）物質、ＮＲＩ（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｒｅｆｒａｃｔｉｖｅ ｉｎｄｅｘ、負の屈折率）物質、ＬＨ（ｌｅｆｔ−ｈａｎｄｅｄ、左手系）物質などに分類される。

ここで、集中型素子として挿入されたキャパシタ９２０の容量が適切に決められる場合、共振器９００はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ９２０の容量を適切に調整することによって、共振器が負の透磁率を有する場合、本発明の一実施形態に係る共振器９００は、ＭＮＧ共振器と呼ぶ。
下記にて説明するが、キャパシタ９２０の容量を定める基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は多様であり得る。共振器９００がメタ物質（ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌ）の特性を有する基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）、共振器９００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器９００が対象周波数で第零次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも１つの基準の下でキャパシタ９２０の容量を決め得る。

ＭＮＧ共振器９００は、電波伝搬定数（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｃｏｎｓｔａｎｔ）が０であるときの周波数を共振周波数として有する第零次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）特性を有し得る。ＭＮＧ共振器９００が第零次共振特性を有する場合、共振周波数は、ＭＮＧ共振器９００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。即ち、下記にて再び説明するが、ＭＮＧ共振器９００において、共振周波数を変更するためには、キャパシタ９２０を適切に設計することで充分であるので、ＭＮＧ共振器９００の物理的なサイズの変更を要しない。

また、近接フィールド（ｎｅａｒ ｆｉｅｌｄ）において、電界は、伝送線路に挿入されたキャパシタ９２０に集中するので、キャパシタ９２０によって近接フィールドでは、磁界がドミナント（ｄｏｍｉｎａｎｔ、支配的）になる。そして、ＭＮＧ共振器９００は、集中型素子のキャパシタ９２０を用いて高いＱファクタを有するので、電力伝送効率を向上できる。参考に付言すると、Ｑファクタは、無線電力伝送において抵抗損失（ｏｈｍｉｃ ｌｏｓｓ）の程度又は抵抗（ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）に対するリアクタンスの比を表すので、Ｑファクタが大きいほど無線電力伝送の効率が大きい。

また、ＭＮＧ共振器９００は、インピーダンスマッチングのための整合器９３０を含む。ここで、整合器９３０は、ＭＮＧ共振器９００の電磁界の強度を適切に調整でき（ｔｕｎａｂｌｅ）、整合器９３０によってＭＮＧ共振器９００のインピーダンスが決定される。そして、電流は、コネクタ（１０４０、例えば、下記の図１０を参照）を介してＭＮＧ共振器９００に流入するか、又はＭＮＧ共振器９００から流出する。
ここで、前記コネクタは、グラウンド導体部分９１３又は整合器９３０と接続される。ただし、前記コネクタとグラウンド導体部分９１３又は整合器９３０の間には物理的な接続を形成されるか、若しくは、前記コネクタ９４０とグラウンド導体部分９１３又は整合器９３０との間の物理的な接続なしにカップリングによって、電力が伝送される。

より具体的には、図９に示すように、整合器９３０は共振器９００のループ構造によって形成されるループ内に配置される。整合器９３０は物理的な形態を変更することによって、共振器９００のインピーダンスを調整する。特に、整合器９３０は、グラウンド導体部分９１３から距離ｈだけ離れた位置にインピーダンスマッチングのための導体９３１を含んでもよく、共振器９００のインピーダンスは、距離ｈを調整することによって変更できる。

図９に示していないが、整合器９３０を制御できるコントローラが存在する場合、整合器９３０はコントローラによって生成される制御信号に応じて整合器９３０の物理的形状を変更する。例えば、制御信号に応じて整合器９３０の導体９３１とグラウンド導体部分９１３との間の距離ｈを増加又は減少し、これにより整合器９３０の物理的形状を変更することで、共振器９００のインピーダンスを調整する。コントローラは、多様なファクタを考慮して制御信号を生成でき、これらについては下記にて説明する。

整合器９３０は、図９に示すように、導体部分９３１のような受動素子で具現されるか、又は、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で具現される。能動素子が整合器９３０に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動され、その制御信号に応じて共振器９００のインピーダンスを調整する。例えば、整合器９３０が能動素子の一種であるダイオードを含む場合、ダイオードが「ｏｎ」状態にあるか又は「ｏｆｆ」状態にあるかによって、共振器９００のインピーダンスを調整できる。

また、図９に明示していないが、ＭＮＧ共振器９００を貫通する磁気コアをさらに含み得る。このような磁気コアは、電力伝送距離を増加させる機能を行う。

図１０は、本発明の一実施形態に係る３次元構造の共振器を示す図である。
図１０を参照すると、本発明の一実施形態に係る３次元構造の共振器１０００は、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、及びグラウンド導体部分１０１３を含む伝送線路、並びにキャパシタ１０２０を含む。ここでキャパシタ１０２０は、伝送線路で第１信号導体部分１０１１と第２信号導体部分１０１２との間に直列に挿入され、電界はキャパシタ１０２０に閉じ込められる。

また、図１０に示すように共振器１０００は、３次元構造の形態を有する。伝送線路は、上部に第１信号導体部分１０１１及び第２信号導体部分１０１２を含み、下部にグラウンド導体部分１０１３を含む。第１信号導体部分１０１１及び第２信号導体部分１０１２とグラウンド導体部分１０１３とは、互いに向かい合うように配置される。電流は、第１信号導体部分１０１１及び第２信号導体部分１０１２を介してｘ方向に流れ、このような電流によって−ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生する。勿論、図１０に示すものとは異なり＋ｙ方向に磁界Ｈ（ｗ）が発生する場合もある。

また、図１０に示すように第１信号導体部分１０１１の一端は、導体１０４２と短絡（ｓｈｏｒｔ）され、他端はキャパシタ１０２０と接続される。そして、第２信号導体部分１０１２の一端は導体１０４１に接続され、他端はキャパシタ１０２０と接続される。即ち、第１信号導体部分１０１１、第２信号導体部分１０１２、及びグラウンド導体部分１０１３、導体１０４１，１０４２は互いに接続することによって、共振器１０００は電気的に閉じられたループ構造を有する。ここで、「閉ループ構造」は、円形の構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、「閉ループ構造を有する」とは、電気的に閉じていることを意味する。

また、図１０に示すように、キャパシタ１０２０は、第１信号導体部分１０１１及び第２信号導体部分１０１２の間に挿入される。ここで、キャパシタ１０２０は、集中型素子（ｌｕｍｐｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）及び分布型素子（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔ）の何れかの形態を有する。特に、分布型素子の形態を有する分布型キャパシタは、ジグザグ形状の導体ラインとその導体ラインの間に存在する高誘電率を有する誘電体とを含む。

図１０に示すように、キャパシタ１０２０が伝送線路に挿入されることによって、共振器１０００は、メタ物質（ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌ）の特性を有し得る。集中型素子として挿入されたキャパシタ１０２０の容量が適切に決められる場合、共振器１０００はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ１０２０の容量を適切に調整することによって、共振器１０００は特定周波数帯域で負の透磁率を有する場合、本発明の一実施形態に係る共振器１０００はＭＮＧ共振器と呼ばれる。以下で説明するように、キャパシタ１０２０の容量を定める基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）は多様であり得る。共振器１０００がメタ物質（ｍｅｔａｍａｔｅｒｉａｌ）の特性を有する基準（ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ）、共振器１０００が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器１０００が対象周波数で零次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも１つの基準の下でキャパシタ１０２０の容量を決める。

図１０に示したＭＮＧ共振器１０００は、電波伝搬定数（ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｃｏｎｓｔａｎｔ）が０であるときの周波数を共振周波数として有する第零次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）特性を有する。このようにＭＮＧ共振器１０００が第零次共振特性を有する場合、共振周波数はＭＮＧ共振器１０００の物理的なサイズに対して独立的であり得る。ＭＮＧ共振器１０００において、共振周波数を変更するためにはキャパシタ１０２０を適切に設計することで充分であるので、ＭＮＧ共振器１０００の物理的なサイズの変更を要しない。

図１０に示すように、ＭＮＧ共振器１０００を参照すると、近接フィールド（ｎｅａｒ ｆｉｅｌｄ）で電界は伝送線路１０１０に挿入されたキャパシタ１０２０に集中するので、キャパシタ１０２０によって近接フィールドでは磁界がドミナント（ｄｏｍｉｎａｎｔ）になる。特に、第零次共振（Ｚｅｒｏｔｈ−Ｏｒｄｅｒ Ｒｅｓｏｎａｎｃｅ）特性を有するＭＮＧ共振器１０００は、磁気双極子（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｄｉｐｏｌｅ）と類似の特性を有するので、近接フィールドでは磁界がドミナントになり、キャパシタ１０２０の挿入により発生する比較的少量の電界はそのキャパシタ１０２０に集中するので、近接フィールドでは磁界がよりドミナントになる。ＭＮＧ共振器１０００は、集中型素子のキャパシタ１０２０を用いて高いＱファクタを有するので、電力伝送の効率を向上できる。

また、図１０に示したＭＮＧ共振器１０００は、インピーダンスマッチングのための整合器１０３０を含む。ここで、整合器１０３０は、ＭＮＧ共振器１０００の電磁界の強度を適切に調整でき（ｔｕｎａｂｌｅ）、整合器１０３０によってＭＮＧ共振器１０００のインピーダンスが決定される。そして、電流は、コネクタ１０４０を介してＭＮＧ共振器１０００に流入するか、又はＭＮＧ共振器１０００から流出する。ここで、コネクタ１０４０はグラウンド導体部分１０１３又は整合器１０３０の何れかと接続される。

より具体的には、図１０に示すように、整合器１０３０は共振器１０００のループ構造によって形成されるループの内部に位置する。整合器１０３０は、物理的な形態を変更することによって、共振器１０００のインピーダンスを調整する。特に、整合器１０３０は、グラウンド導体部分１０１３から距離ｈだけ離れた位置にインピーダンスマッチングのための導体部分１０３１を含み、共振器１０００のインピーダンスは、距離ｈを調整することによって変更され得る。

図１０に示していないが、整合器１０３０を制御できるコントローラが存在する場合、整合器１０３０は、コントローラによって生成される制御信号に応じて整合器１０３０の物理的形状を変更できる。例えば、制御信号に応じて整合器１０３０の導体１０３１とグラウンド導体部分１０１３との間の距離ｈが増加又は減少し、これにより整合器１０３０の物理的形状が変更されることによって、共振器１０００のインピーダンスが調整される。整合器１０３０の導体１０３１とグラウンド導体部分１０１３との間の距離ｈは、多様な方式によって調整できる。即ち、第１に、整合器１０３０には様々な導体を含むことができ、その導体のうちいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整できる。第２に、導体１０３１の物理的な位置を上下に調整することによって、距離ｈを調整できる。このような距離ｈはコントローラの制御信号に応じて制御でき、コントローラは多様なファクタを考慮して制御信号を生成できる。コントローラが制御信号を生成することについては下記で説明する。

整合器１０３０は、図１０に示すように、導体部分１０３１のような受動素子で具現されるか、又は、ダイオード、トランジスタなどのような能動素子で具現される。能動素子が整合器１０３０に含まれる場合、能動素子は、コントローラによって生成される制御信号に応じて駆動でき、その制御信号に応じて共振器１０００のインピーダンスを調整する。例えば、整合器１０３０が能動素子の一種のダイオードを含む場合、ダイオードが「ｏｎ」状態にあるか又は「ｏｆｆ」状態にあるかによって、共振器１０００のインピーダンスを調整する。

また、図１０に明確に示していないが、ＭＮＧ共振器１０００を貫通する磁気コアをさらに含み得る。このような磁気コアは、電力伝送距離を増加する機能を行ってもよい。

図１１は、バルキー型（ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ）に設計された無線電力伝送のための共振器の例を示す図である。
図１１を参照すると、第１信号導体部分１１１１と導体１１４２とは、個別的に製作した後に互いに接続されるのではなく、一体型に製作される。同様に、第２信号導体部分１１１２と導体１１４１もまた一体型に製作される。

仮に、例えば、第２信号導体部分１１１２と導体１１４１とが個別的に製作した後に互いに接続する場合、継ぎ目１１５０には導体損失が起こり得る。ここで、本発明の実施形態によれば、第２信号導体部分１１１２と導体１１４１とは継ぎ目なしに（ｓｅａｍｌｅｓｓ）互いに接続され、導体１１４１とグラウンド導体部分１１１３とも継ぎ目なしに互いに接続され、継ぎ目による導体損失を低減できる。即ち、第２信号導体部分１１１２とグラウンド導体部分１１１３とは、継ぎ目なしに一体型に製作される。同様に、第１信号導体部分１１１１と、導体１１４２と、グラウンド導体部分１１１３とは、継ぎ目なしに１つの一体型に製作される。

図１１に示すように、継ぎ目なしに一体型に２つ以上の部分（ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）を互いに接続する類型を「ｂｕｌｋｙ ｔｙｐｅ」と呼ぶこともある。

図１２は、中空型（ｈｏｌｌｏｗ ｔｙｐｅ）で設計された無線電力伝送のための共振器の例を示す図である。
図１２を参照すると、中空型に設計された無線電力伝送のための共振器の第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２の各々は、内部に空いた空間を含む。

或る与えられた共振周波数において、有効電流は、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２の各々の全ての部分を介して流れるのではなく、一部の部分（表皮厚部分）だけを介して流れるようにモデリングしてもよい。即ち、所定の共振周波数において、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２の厚さが各々の表皮厚（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）より過度に厚いことは、非効率的といえる。即ち、それは共振器１２００の重量又は共振器１２００の製造コストを増加させる原因となり得る。

従って、本発明の実施形態によれば、所定の共振周波数において、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２の各々の表皮厚に基づいて第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２の各々の厚さを適切に決定する。第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２の各々が該当する表皮厚より僅かに大きい適切な厚さを有する場合、共振器１２００が軽くなり、共振器１２００の製造コストもまた削減できる。

例えば、図１２に示すように、中空の第２信号導体部分１２１２の外殻部の厚さは、円で囲んだ領域１１６０の拡大図でより詳細に示したように、ｄｍと定めることができ、ｄは式（２）

によって決定される。ここで、ｆは周波数、μは透磁率、σは導体の導電率を示す。特に、第１信号導体部分１２１１、第２信号導体部分１２１２、グラウンド導体部分１２１３、導体１２４１，１２４２が銅（ｃｏｐｐｅｒ）からなり、５．８×１０＾７の導電率σを有する場合に、共振周波数が１０ｋＨｚに対しては表皮厚さｄが約０．６ｍｍとなり、共振周波数が１００ＭＨｚに対しては表皮厚さｄは０．００６ｍｍとなる。

図１３は、パラレルシート（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｓｈｅｅｔ）を適用した無線電力伝送のための共振器の例を示す図である。
図１３を参照すると、パラレルシートを適用した無線電力伝送のための共振器に含まれる第１信号導体部分１３１１、第２信号導体部分１３１２の各々の表面にはパラレルシートを適用する。

第１信号導体部分１３１１、第２信号導体部分１３１２は、完全な導体ではないので抵抗成分を有し、その抵抗成分によって抵抗損失（ｏｈｍｉｃ ｌｏｓｓ）が発生する場合がある。このような抵抗損失は、Ｑファクタを低下させ、カップリング効率を低下させる。

本発明の実施形態によれば、第１信号導体部分１３１１、第２信号導体部分１３１２の各々の表面にパラレルシートを適用することによって、抵抗損失を減らし、Ｑファクタ及びカップリング効率を向上できる。図１３に示す共振器１３００の円で囲んだ部分１３７０の拡大図を参照すると、パラレルシートが適用される場合、第１信号導体部分１３１１、第２信号導体部分１３１２の各々は複数の導体ラインを含む。この導体ラインは、並列的に配置され、第１信号導体部分１３１１、第２信号導体部分１３１２の各々の終端で接続（短絡）される。

第１信号導体部分１３１１、第２信号導体部分１３１２の各々の表面にパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列的に配置されるので、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。従って、抵抗損失を減らし、Ｑファクタ及びカップリング効率を向上できる。

図１４は、分布型キャパシタを含む無線電力伝送のための共振器１４００の例を示す図である。
図１４を参照すると、無線電力伝送のための共振器に含まれるキャパシタ１４２０は、分布型キャパシタである。集中型素子としてのキャパシタは、相対的に高い等価直列抵抗（Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｓｅｒｉｅｓ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ、ＥＳＲ）を有し得る。集中型素子としてのキャパシタが有するＥＳＲを減らすための様々な提案があるが、本発明の実施形態は分布型素子としてのキャパシタ１１２０を用いることによって、ＥＳＲを低減できる。参考として、ＥＳＲによる損失は、Ｑファクタ及びカップリング効率を低下する。

分布型素子としてのキャパシタ１４２０は、図１４に示すように、ジグザグ構造を有する。即ち、分布型素子としてのキャパシタ１４２０は、ジグザグ構造の導体ライン及び誘電体で実現され得る。

それだけでなく、図１４に示すように、本発明の実施形態は、分布型素子としてのキャパシタ１４２０を用いることによって、ＥＳＲによる損失を低減できるだけでなく、複数の集中型素子としてのキャパシタを並列的に用いることによって、ＥＳＲによる損失を低減できる。なぜなら、集中型素子としてのキャパシタの各々が有する抵抗成分は、並列接続によって小さくなるので、並列的に接続された集中型素子としてのキャパシタの有効抵抗もまた小さくなり、従って、ＥＳＲによる損失を低減できる。例えば、１０ｐＦのキャパシタ１つを、１ｐＦのキャパシタ１０個を用いるもので代替することによって、ＥＳＲによる損失を低減できる。

図１５は、２次元構造の共振器及び３次元構造の共振器として用いられる整合器の例を示す図である。
図１５は、整合器を含む図９に示した２次元共振器の一部を示し、図１６は、整合器を含む図１０に示した３次元共振器の一部を示す。

図１５を参照すると、整合器９３０は、導体９３１、導体９３２、及び導体９３３を含み、導体９３２及び導体９３３は、伝送線路のグラウンド導体部分９１３及び導体９３１と接続される。導体９３１及びグラウンド導体部分９１３の間の距離ｈによって２次元共振器のインピーダンスが決定され、導体９３１及びグラウンド導体部分９１３の間の距離ｈは、コントローラによって制御される。導体９３１及びグラウンド導体部分９１３の間の距離ｈは、多様な方式によって調整でき、導体９３１になり得る様々な導体のうちいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体９３１の物理的な位置を上下に調整することによって、距離ｈを調整する方式などがある。

図１６を参照すると、整合器は、導体１０３１、導体１０３２、及び導体１０３３を含み、導体１０３２及び導体１０３３は、伝送線路のグラウンド導体部分１０１３及び導体１０３１と接続される。導体１０３１及びグラウンド導体部分１０１３の間の距離ｈによって３次元共振器のインピーダンスが決定され、導体１０３１及びグラウンド導体部分１０１３の間の距離ｈは、コントローラによって制御される。２次元構造の共振器に含まれる整合器と同様に、３次元構造の共振器に含まれる整合器においても導体１０３１及びグラウンド導体部分１０１３の間の距離ｈは多様な方式によって調整できる。例えば、導体１０３１ができる様々な導体のうちいずれか１つを適応的に活性化することによって距離ｈを調整する方式、導体１０３１の物理的な位置を上下に調整することによって距離ｈを調整する方式などがある。

図１５及び図１６に示していないが、整合器は、能動素子を含んでもよく、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は、上述したものに類似する。即ち、能動素子を用いて整合器を介して流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整できる。

図１７は、図９に示した無線電力伝送のための共振器の等価回路を示す図である。
図９に示した無線電力伝送のための共振器は、図１７に示す等価回路でモデリングすることができる。図１７の等価回路において、ＣＬは、図９の伝送線路の中央部に集中型素子の形態で挿入されたキャパシタ９２０を示す。

ここで、図９に示した無線電力伝送のための共振器は、第零次共振特性を有する。即ち、電波伝搬定数が０の場合、無線電力伝送のための共振器９００は ω_ＭＺＲ を共振周波数として有すると仮定する。ここで、共振周波数 ω_ＭＺＲ は、下記の式（３）のように表わされる。ここで、ＭＺＲは、「Ｍｕ Ｚｅｒｏ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ」を意味する。
［数３］

式（３）を参照すると、共振器の共振周波数 ω_ＭＺＲ は、 Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｌ によって決定することができ、共振周波数 ω_ＭＺＲ と共振器との物理的なサイズは、互いに独立的であることが分かる。従って、共振周波数 と共振器との物理的なサイズが互いに独立的であるので、共振器の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。

実施形態に係る方法は、多様なコンピュータ手段によって行うことができるプログラム命令形態で実現され、コンピュータ読み出し可能媒体に記録され得る。前記記録媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独又は組み合わせたものを含み得る。前記記録媒体及びプログラム命令は、本発明の目的のために特別に設計して構成されたものであるか、又は、コンピュータソフトウェア分野の技術を有する当業者にとって公知、且つ使用可能なものである。
コンピュータ読取可能な記録媒体の例としては、ハードディスク、フロッピー（登録商標）ディスク及び磁気テープのような磁気媒体、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤのような光記録媒体、フロプティカルディスクのような磁気−光媒体、及びＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリなどのようなプログラム命令を保存して実行するように特別に構成されたハードウェア装置が含まれる。
プログラム命令の例としては、コンパイラによって生成されるような機械語コードだけでなく、インタプリタなどを用いてコンピュータによって実行される高級言語コードを含む。上述のハードウェア装置は、本発明の動作を行うために１つ以上のソフトウェアモジュールとして作動するように構成され得、その逆も同様である。

上述したように本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような実施形態から多様な修正及び変形が可能であろう。例えば、説明した技術を説明した方法と異なる順序で実行するか、及び／又は、説明したシステム、構造、装置、回路などの構成要素を説明した方法と異なる形態で結合又は組み合わせ、ないし、他の構成要素又は均等物によって置換しても適切な結果を達成できる。

従って、本発明の範囲は、開示された実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものによって定められる。

１０１ 電磁的カップリング
１１０ 共振電力伝送装置
１１１ ソース部
１１３ マッチング（整合）制御部
１１５ ソース共振器
１２０、１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ 共振電力受信装置
１２１ ターゲット共振器
１２３ マッチング（整合）制御部
１２５ ターゲット部

３００ 共振電力伝送装置
３１０ 電圧制御部
３１１ トランス
３１３ 整流部
３１５ 定電圧制御部
３２０ 電力変換部
３３０ ソース共振部
３４０ ソース制御部
３５０ 反射電力検出部
４００ 共振電力受信装置
４１０ ターゲット共振部
４２０ 電圧変換部
４３０ ターゲット制御部
４４０ 通信部
７１０、７２０、７３０ 出力電力・効率

９００、１０００、１１００、１２００、１３００ 共振器
９１１、１０１１、１１１１、１２１１、１３１１ 第１信号導体部分
９１２、１０１２、１１１２、１２１２、１３１２ 第２信号導体部分
９１３、１０１３、１１１３、１２１３、１３１３ グラウンド導体部分
９２０、１０２０、１１２０、１２２０、１３２０、１４２０ キャパシタ
９３０、１０３０、１１３０、１２３０、１３３０、１４３０ 整合器
９３１、９３２、９３３、１０４１、１０４２、１０４３ 導体
９４１、１０４１、１１４１、１２４１ 導体
９４２、１０４２、１１４２、１２４２ 導体
１０４０ コネクタ
１１５０ 継ぎ目
１２６０、１３７０ 共振器の円で囲んだ部分

Claims (15)

1. 第１周波数帯域のＡＣ信号が入力されて、所定レベルのＤＣ電圧を出力するように構成された電圧制御部と、
   第２周波数帯域のスイッチングパルス信号によって前記所定レベルのＤＣ電圧をＡＣ電力に変換するように構成された電力変換部と、
   電磁結合によって前記ＡＣ電力を少なくとも１つ以上の共振電力受信装置に伝送するように構成されたソース共振部と、
   前記共振電力受信装置の個数に基づいて前記ＤＣ電圧の信号レベルを離散的に制御し、反射電力に基づいて前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御するように構成されたソース制御部と、を備えることを特徴とする共振電力伝送装置。
2. 前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置と前記ソース共振部との距離に応じて、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御することを特徴とする請求項１に記載の共振電力伝送装置。
3. 前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置に接続された負荷の充電状態に応じて、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御することを特徴とする請求項１に記載の共振電力伝送装置。
4. 前記ソース制御部は、前記反射電力の量が増加すると前記ＤＣ電圧の信号レベルを減少させ、前記反射電力の量が減少すると前記ＤＣ電圧の信号レベルを増加させることを特徴とする請求項１に記載の共振電力伝送装置。
5. 前記共振電力受信装置の識別子を受信する通信部を更に含み、
   前記ソース制御部は、前記識別子の受信有無に基づいて前記共振電力受信装置の個数を認知することを特徴とする請求項１に記載の共振電力伝送装置。
6. 前記第２周波数帯域は、２ＭＨｚ〜２０ＭＨｚであることを特徴とする請求項１に記載の共振電力伝送装置。
7. 前記ソース制御部は、前記共振電力受信装置の個数が一定の状態で前記反射電力の量が変わると、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御することを特徴とする請求項１に記載の共振電力伝送装置。
8. 共振電力伝送装置の電力変換制御方法であって、
   共振電力受信装置の識別子に基づいて前記共振電力受信装置の個数を認知するステップと、
   前記共振電力受信装置に伝送される共振電力の反射電力を測定するステップと、
   前記共振電力受信装置の個数に基づいて電力変換部に供給されるＤＣ電圧を離散的に制御するステップと、
   前記反射電力に基づいて前記ＤＣ電圧を線形的に制御するステップと、を有することを特徴とする共振電力伝送装置の電力変換制御方法。
9. 前記ＤＣ電圧を線形的に制御するステップは、前記反射電力が増加すると前記ＤＣ電圧の信号レベルを減少させ、前記反射電力が減少すると前記ＤＣ電圧の信号レベルを増加させることを特徴とする請求項８に記載の共振電力伝送装置の電力変換制御方法。
10. 前記ＤＣ電圧を線形的に制御するステップは、前記共振電力受信装置の個数が一定の状態で前記反射電力の量が変わると、前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御することを特徴とする請求項８に記載の共振電力伝送装置の電力変換制御方法。
11. 前記電力変換部に供給されるＤＣ電圧は、直流電圧であることを特徴とする請求項８に記載の共振電力伝送装置の電力変換制御方法。
12. 前記共振電力受信装置の個数を認知するステップは、少なくとも１つ以上の共振電力受信装置から識別子を受信するステップを含むことを特徴とする請求項８に記載の共振電力伝送装置の電力変換制御方法。
13. 前記共振電力は、少なくとも１つ以上の共振電力受信装置に伝送されることを特徴とする請求項８に記載の共振電力伝送装置の電力変換制御方法。
14. 少なくとも１つ以上の共振電力受信装置に共振電力を伝送するように構成された共振電力伝送装置であって、
    入力信号を受信して予め設定されたレベルの電圧を出力するように構成された電圧制御部と、
    前記共振電力受信装置の個数に基づいてＤＣ電圧の信号レベルを離散的に制御し、反射電力に基づいて前記ＤＣ電圧の信号レベルを線形的に制御するように構成されたソース制御部と、を備えることを特徴とする共振電力伝送装置。
15. 前記共振電力受信装置の個数は、少なくとも１つ以上の共振電力受信装置から受信される識別子によって決定されることを特徴とする請求項１４に記載の共振電力伝送装置。
    

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