WO2019202352A1 - 共振型電力変換装置を制御する制御方法及び共振型電力変換装置 - Google Patents

共振型電力変換装置を制御する制御方法及び共振型電力変換装置 Download PDF

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敏祐 甲斐
慈春 山口
景介 井上
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日産自動車株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a control method for controlling a resonant power converter and a resonant power converter.
  • a wireless power transmission device including an E-type amplifier circuit including a switching element and a monitoring circuit.
  • the wireless power transfer device places the switching element in the open position during the first transfer, and places the switching element in the closed position when it is determined that the value indicating the voltage of the switching element is below the threshold value. , Zero volt switching is performed.
  • the voltage of the switching element becomes less than the threshold value by monitoring the voltage change of the switching element while the switching element repeatedly turns on and off at high speed. Since a limited time limit must be detected, it is difficult to perform zero-volt switching continuously, and there is a problem that switching loss increases.
  • the problem to be solved by the present invention is to provide a control method for controlling a resonant power converter and a resonant power converter capable of suppressing switching loss.
  • the present invention includes a sensor that detects a polarity of a current flowing in a parallel circuit included in the voltage resonance circuit and connected in parallel to the first switching element, and performs the first switching according to the polarity of the current detected by the sensor.
  • the above problem is solved by controlling the operating conditions of the element.
  • 2 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. 1. It is a flowchart which shows the control flow of the controller contained in the resonance type power converter device shown in FIG. It is a block diagram of a resonance type power converter concerning an embodiment (modification) of the present invention. It is a block diagram of the resonance type
  • 6 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. 5. 6 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. 5.
  • 5 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter according to the embodiment of the present invention.
  • 13 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG.
  • FIG. 13 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. 13 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. It is a flowchart which shows the control flow of the controller contained in the resonance type power converter device shown in FIG. 13 is a graph for explaining control of establishment of ZVS in the resonant power converter shown in FIG. 12. It is a block diagram of the resonance type
  • FIG. 19 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. 18.
  • FIG. 19 is a graph showing voltage-current characteristics in the resonant power converter shown in FIG. 18.
  • FIG. 6 is a graph illustrating voltage-current characteristics in a resonant power converter according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a resonant power converter.
  • the resonance type power converter includes an input power source 1, a load 2, a controller 3, and a voltage resonance circuit 10.
  • the input power source 1 is connected to the input side of the voltage resonance circuit 10.
  • the input power source 1 is a DC constant voltage source, for example.
  • the load 2 is connected to the output side of the voltage resonance circuit 10.
  • a pair of power supply lines are connected between the input power supply 1 and the load 2, the positive power supply line is connected between the positive electrode of the input power supply 1 and the load 2, and the negative power supply line is input.
  • the load 2 is a motor or the like, and is connected to the output terminal of the voltage resonance circuit.
  • the controller 3 controls the on / off of the switching element 12 included in the voltage resonance circuit 10, thereby converting the power input from the input power source 1 and outputting the converted power to the load 2.
  • the voltage resonance circuit 10 is a class E inverter circuit, and includes a choke coil 11, a switching element 12, a parallel circuit 13, a capacitor 14, and a resonance circuit 15.
  • the choke coil 11 is connected to the positive electrode of the input power source 1.
  • the switching element 12 is a transistor (switching device) such as a MOSFET. In the following description, an example in which a MOSFET is used as the switching element 12 will be described.
  • the high potential side terminal (drain terminal) of the switching element 12 is connected to the connection point A, and the low potential side terminal (source terminal) of the switching element 12 is connected to the power line on the negative electrode side.
  • the connection point A is located on the positive power supply line and connects the choke coil 11 and the switching element 12.
  • the parallel circuit 13 is a circuit that is connected in parallel to the switching element 12, and is a connection circuit that connects between the positive power line and the negative power line.
  • a sensor 13 a is connected to the parallel circuit 13. The sensor 13 a detects the current flowing through the parallel circuit 13 and outputs the detected value to the controller 3.
  • the capacitor 14 is connected in parallel to the switching element 12 and is connected between the positive power line and the negative power line.
  • the choke coil 11 and the capacitor 14 form an amplifier circuit.
  • the resonance circuit 15 is an LC resonance circuit in which a resonance coil 15a and a resonance capacitor 15b are connected in series.
  • the resonance circuit 15 is connected between the switching element 12 and the load 2.
  • the resonance circuit 15 is not limited to an LC series circuit in which LCs are connected in series as shown in FIG. 1, but may be other resonance circuits.
  • Controller 3 outputs a drive signal to the control terminal (gate terminal) of switching element 12.
  • the drive signal is a signal for switching the switching element 12 on and off.
  • the drive signal is represented by a rectangular wave.
  • the controller 3 detects the polarity of the current flowing through the parallel circuit 13 based on the positive and negative values of the detection current of the sensor 13a.
  • the controller 3 controls the operating condition of the switching element 12 according to the polarity of the electric power detected by the sensor 13a.
  • the operating condition of the switching element 12 defines the switching timing when the switching element 12 is switched on and off in a predetermined cycle. That is, the turn-on and / or turn-off timing of the switching element 12 is changed by changing the operating condition of the switching element 12.
  • the controller 3 controls the operating conditions of the switching element 12 by changing the duty ratio of the drive signal and / or the drive cycle.
  • FIG. 2 is a graph showing the waveform of the drive signal and the waveform of the voltage applied to both ends of the switching element 12.
  • Vg represents the gate voltage of the switching element 12.
  • Vds indicates a voltage across the switching element 12 (a voltage between the drain and the source).
  • the device voltage of the switching element 12 rises due to charging of the capacitor 14 after the switching element 12 is turned off. And when the capacitor
  • ZVS zero volt switching
  • FIG. 2A shows the voltage waveform when ZVS is established
  • the graphs shown in FIGS. 2B and 2C show voltage waveforms when ZVS is not established.
  • FIG. 2A when ZVS is established, the drive signal rises and the switching element 12 is turned on while the voltage across the switching element 12 is zero, so the voltage across the switching element 12 is , Stays at zero during the on period after reaching zero.
  • the voltage across the switching element 12 has a waveform as shown in FIG.
  • the rising timing of the drive signal is earlier than the timing when ZVS is established
  • the voltage across the switching element 12 has a waveform as shown in FIG.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b is smaller than the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established
  • the voltage across the switching element 12 changes in a waveform as shown in FIG.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b increases from the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established, the voltage across the switching element 12 changes in a waveform as shown in FIG.
  • the detection value of the sensor 13a is determined by the voltage across the switching element 12 and the impedance of the parallel circuit 13 including the sensor 13a. Therefore, the controller 3 determines from the detection value of the sensor 13a whether the voltage across the switching element 12 is in the state shown in FIG. 2B, or whether the voltage across the switching element 12 is in the state shown in FIG. Determine. Then, the controller 3 controls the operating conditions of the switching element 12 so that the voltage across the switching element 12 has the waveform shown in FIG.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow.
  • the controller 3 repeatedly executes the control flow shown in FIG. 3 in accordance with the turn-on timing of the switching element 12.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the parallel circuit 13 at the turn-on timing of the switching element 12 by the sensor 13a.
  • step S ⁇ b> 2 the controller 3 determines whether or not a positive current is flowing in the parallel circuit 13 by detecting the polarity of the current detected by the sensor 13 a.
  • the controller 3 executes the control flow of step S4.
  • the positive direction is a direction in which current flows from the positive power line to the negative power line.
  • step S3 the controller 3 detects the polarity of the current detected by the sensor 13a, so that the current in the negative direction flows through the parallel circuit 13. It is determined whether or not.
  • step S6 the controller 3 executes the control flow of step S6.
  • step S4 the controller 3 sets the frequency of the drive signal. Make it higher than the current frequency. And the controller 3 performs the control process of step S1.
  • step S5 the controller 3 sets the frequency of the drive signal. Lower than the current frequency. And the controller 3 performs the control process of step S1.
  • the controller 3 sets the current frequency to the frequency of the drive signal in step S6. Thereby, the frequency for establishing ZVS is determined. That is, the controller 3 repeatedly executes the control loop from step S1 to step S5, thereby controlling the operating conditions of the switching element 12 so that no current flows through the parallel circuit 13 at the turn-on timing of the switching element 12. is doing.
  • the polarity of the current flowing through the parallel circuit 13 is detected using the sensor 13a, and the operating condition of the switching element 12 is controlled according to the detected polarity of the current.
  • the circuit parameter included in the voltage resonance circuit 10 changes, the turn-on timing of the switching element 12 deviates from the timing when ZVS is established.
  • the difference between the timing when the ZVS is established and the turn-on timing of the switching element 12 is specified, and the turn-on timing of the switching element 12 is when the ZVS is established.
  • the operating condition of the switching element 12 is controlled so as to match the timing of the above. Thereby, the voltage applied to the switching element 12 when the switching element 12 is turned on can be reduced. As a result, switching loss can be reduced.
  • the controller 3 may increase the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S4. Further, the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S5. Then, the controller 3 sets the current duty ratio to the duty ratio of the drive signal in the control flow of step S6.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S4 and the control flow in step S5.
  • the sensor 13a may be connected in series with the capacitor 14 as shown in FIG.
  • the connection circuit of the sensor 13 a and the capacitor 14 corresponds to the parallel circuit 13.
  • the controller 3 detects the polarity of the current of the capacitor 14 using the sensor 13a, and controls the operating condition of the switching element 12 according to the detection result.
  • the control of the operating condition of the switching element 12 is the same as the control flow shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram of a resonant power converter according to another embodiment of the invention. This example is different from the first embodiment described above in that a diode 13b is provided. Other configurations are the same as those in the first embodiment described above, and the description thereof is incorporated.
  • the parallel circuit 13 has a sensor 13a and a diode 13b.
  • the parallel circuit 13 is connected between the low potential side of the switching element 12 and the connection point A.
  • the conduction direction of the diode 13 b is a direction in which a forward current flows from the low potential side of the switching element 12 toward the connection point A. That is, the anode of the diode 13b is connected to the negative power line, and the cathode of the diode 13b is connected to the positive power line.
  • Sensor 13a detects a current flowing through diode 13b (hereinafter also referred to as a diode current).
  • the controller 3 outputs a drive signal having a predetermined cycle to the control terminal of the switching element 12 to switch the switching element 12 between turn-on and turn-off.
  • Controller 3 determines whether or not forward current is flowing through diode 13a from the detection value of sensor 13a.
  • the controller 3 controls the operating condition of the switching element 12 according to the determination result.
  • FIG. 2 is a graph showing characteristics of Vg, Vds, Ic, and Id.
  • the positive and negative currents (Ic, Id) are positive in the direction in which the current flows from the positive power line to the negative power line.
  • the voltage (Vds) and current (Ic, Id) have waveforms as shown in FIG. 6A.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b is larger than the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established, the voltage (Vds) and current (Ic, Id) have waveforms as shown in FIG. 6B.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow. Note that the controller 3 performs the control flow shown in FIG. 7 when starting the control of the resonance-side power converter, when the operating state of the load 2 fluctuates, or at any timing during the operation of the resonant power resonator. Execute.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the parallel circuit 13 by the sensor 13a.
  • step S2 the controller 3 determines whether or not a current is flowing through the diode 13b.
  • the controller 3 lowers the frequency of the drive signal from the frequency before the change, The timing for turning on the switching element 12 is made later than the timing before the change.
  • step S4 the controller 3 sets the drive signal frequency higher than the frequency before the change.
  • the timing for turning on the switching element 12 is made earlier than the timing before the change.
  • step S5 the controller 3 sets the changed frequency to the frequency of the drive signal.
  • the ZVS region represents a drive frequency region where ZVS is established.
  • the frequency of the drive signal becomes higher than the frequency of one cycle before the forward current is not flowing through the diode 13b, the frequency of the drive signal approaches the frequency when ZVS is established, as shown by the arrow P in FIG. Further, when the forward current is flowing in the diode 13b and the frequency of the drive signal becomes lower than the frequency one cycle before, the frequency of the drive signal becomes the frequency when ZVS is established as shown by the arrow Q in FIG. Get closer. Thereby, the voltage applied to the switching element 12 when the switching element 12 is turned on can be reduced.
  • the polarity of the diode current flowing through the diode 13b is detected in a state where the switching element 12 is turned on at a predetermined cycle timing,
  • the timing for turning on the switching element 12 is made slower than the timing of a predetermined period, and when the diode current is not flowing, the timing for turning on the switching element 12 is set. , Earlier than the predetermined cycle timing.
  • the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S3. Moreover, the controller 3 may raise the duty ratio of a drive signal from the present duty ratio in the control flow of step S4.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S3 and the control flow in step S4.
  • the forward voltage of the diode 13b may be made smaller than the forward voltage of the parasitic diode. As a result, a large amount of current can flow through the diode 13b, so that the diode current can be detected more stably. Further, the forward voltage of the diode 13b may be made larger than the forward voltage of the parasitic diode. Thereby, since the electric current which flows into the diode 13b is suppressed, the electric current tolerance of the diode 13b can be made small, and the cost of the diode 13b can be suppressed.
  • FIG. 9 is a graph showing characteristics of voltage (Vg, Vds) and current (Ic, Id) when ZVS is established.
  • Vg represents the gate voltage of the switching element 12
  • Vds represents the voltage across the switching element 12
  • Ic represents the current flowing through the capacitor 14, and Id represents the current flowing through the diode 13b.
  • a forward current flows through the diode 13b even under the condition that ZVS is established. Since the return current flows through the voltage resonance circuit 10 from when the voltage across the switching element 12 drops to zero until the switching element 12 is turned on, the diode 13b becomes conductive and the forward current flows to the diode 13b. This is because it flows.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow.
  • the controller 3 starts the control of the resonance-side power conversion device, when the operating state of the load 2 fluctuates, or at any timing during operation of the resonance-type power resonance device, the control flow shown in FIG. Execute.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the parallel circuit 13 by the sensor 13a.
  • step S2 the controller 3 determines whether or not a current is flowing through the diode 13b.
  • step S3 the controller 3 determines whether or not the previous diode current is flowing from the previous detection value of the sensor 13a.
  • the determination in step S3 is the same as the determination in step S2 when the control flow shown in FIG. 10 was performed last time. If the previous diode current is flowing, in step S4, the controller 3 makes the frequency of the drive signal lower than the frequency before the change, and sets the timing for turning on the switching element 12 from the timing before the change. Slow down.
  • step S5 If it is determined in step S2 that no current is flowing through the diode 13b, in step S5, the controller 3 sets the frequency of the drive signal to be higher than the frequency before the change, and the switching element 12 Make the turn-on timing earlier than the timing before the change. That is, by repeating the control loop from step S1 to step S5, the frequency of the drive signal gradually changes.
  • step S3 If it is determined in step S3 that the previous diode current is not flowing, the controller 3 sets the current frequency to the frequency of the drive signal in step S6. Thereby, the frequency for establishing ZVS is determined.
  • the ZVS region represents a drive frequency region where ZVS is established.
  • S indicates the frequency at the start of control
  • E indicates the frequency at the end of control, that is, the frequency set in the control flow in step S6.
  • the frequency of the drive signal is gradually increased from a state lower than the frequency when ZVS is established, and the frequency of the drive signal is made close to the frequency when ZVS is established (corresponding to an arrow P in FIG. 11).
  • the turn-on timing of the switching element 12 is gradually advanced.
  • the frequency of the drive signal reaches the frequency at which ZVS is established, the forward current starts to flow through the diode 13a. That is, as indicated by an arrow P in FIG. 11, when the controller 3 gradually increases the frequency of the drive signal and shifts from a state where the diode 13b is not energized to a state where ZVS is established, the ZVS is established. Therefore, the controller 3 can set the frequency when ZVS is established by gradually increasing the frequency of the drive signal and detecting that the forward current starts flowing from the detection value of the sensor 13a.
  • the frequency of the drive signal is gradually lowered from a state higher than the frequency at the time when ZVS is established, and the frequency of the drive signal approaches the frequency at the time when ZVS is established (corresponding to arrow Q in FIG. 11).
  • the turn-on timing of the switching element 12 is gradually delayed.
  • the frequency of the drive signal is further lower than the frequency region at the time when ZVS is established, the state shifts from the state where the diode 13b is energized to the state where it is not. In the control flow shown in FIG. 10, the frequency increases when the diode 13b is energized to the non-energized state.
  • the controller 3 detects that the frequency of the drive signal is gradually lowered to shift from the state where the diode 13b is energized to the state where it is not. Thereafter, the controller 3 can set the frequency when the ZVS is established by increasing the frequency of the drive signal and detecting that the forward current starts flowing from the detection value of the sensor 13a.
  • the forward current flows from the first state in which the forward current does not flow to the diode 13b (the state in which the diode 13b is not energized) to the diode 13b.
  • the timing for turning on the switching element 12 is set to the timing changed in the second state.
  • the controller 3 may increase the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S5. Further, the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S4.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S4 and the control flow in step S5.
  • FIG. 12 is a block diagram of a resonant power converter according to another embodiment of the invention.
  • the circuit configuration of the parallel circuit 13 is different from the second embodiment described above.
  • Other configurations are the same as those of the second embodiment described above, and the descriptions of the first to third embodiments are incorporated as appropriate.
  • the parallel circuit 13 includes a sensor 13a, a diode 13b, a switching element 13c, a sensor 13d, and a diode 13e.
  • the parallel circuit 13 is connected between the low potential side of the switching element 12 and the connection point A.
  • the conduction direction of the diodes 13 b and 13 e is a direction in which a forward current flows from the low potential side of the switching element 13 toward the connection point A. That is, the anode of the diode 13b is connected to the negative power line via the switching element 13c, and the cathode of the diode 13b is connected to the positive power line.
  • the anode of the diode 13e is connected to the negative power line, and the cathode of the diode 13e is connected to the positive power line.
  • the sensor 13a detects the current flowing through the diode 13b, and the sensor 13d detects the current flowing through the diode 13e.
  • the switching element 13c is connected in series with the diode 13b.
  • the diode 13e is connected in parallel to the series circuit of the diode 13b and the switching element 13c.
  • the controller 3 controls on / off of the switching element 13c using a drive signal similar to the drive signal of the switching element 12. That is, the switching element 12 and the switching element 13c are switched on and off in synchronization.
  • the controller 3 determines whether or not a forward current is flowing through the diode 13a from the detection value of the sensor 13a.
  • the controller 3 determines whether or not a forward current is flowing through the diode 13e from the detection value of the sensor 13d.
  • the controller 3 controls the operating conditions of the switching element 12 according to these determination results.
  • the forward voltage of the diode 13b is lower than the forward voltage of the diode 13e.
  • circuit elements included in the voltage conversion circuit are selected so that current flows through the diode 13b and current does not flow through the diode 13e.
  • 13A to 13C the drive signal (Vg) of the switching element 12, the voltage (Vds) across the switching element 12, the current (Ic) flowing through the capacitor 14, and the current (Id1) flowing through the diodes 13b and 13e are referred to. , Id2) will be described.
  • 13A to 13C are graphs showing the characteristics of Vg, Vds, Ic, Id1, and Id2.
  • FIG. 13A and 13B show voltage and current waveforms when ZVS is not established.
  • FIG. 13C shows voltage and current waveforms in a state where ZVS is established.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b when the capacitance value of the resonance capacitor 15b is smaller than the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established, the voltage (Vds) and current (Ic, Id1, Id2) have waveforms as shown in FIG. 13A.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b is larger than the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established, the voltage (Vds) and current (Ic, Id1, Id2) have waveforms as shown in FIG. 13B. Become.
  • the forward current flows to the diode 13b and does not flow to the diode 13e.
  • the forward voltage of the diode 13b is smaller than the forward voltage of the diode 13e, when ZVS is not established, the forward current flows to the diode 13b and does not flow to the diode 13e.
  • the controller 3 detects whether or not forward current flows through the diodes 13b and 13e, so that the waveforms of the voltage (Vds) and current (Ic, Id1, and Ids) are in any of the states of FIGS. 13A to 13C. It can be determined whether there is.
  • FIG. 14 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow. Note that the controller 3 starts the control of the resonance-side power conversion device, when the operating state of the load 2 fluctuates, or at any timing during the operation of the resonance-type power resonance device, the control flow shown in FIG. Execute.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the parallel circuit 13 using the sensors 13a and 13d.
  • step S2 the controller 3 determines whether or not a current is flowing through the diode 13e.
  • the controller 3 executes the control of step S6.
  • step S3 the controller 3 determines whether or not the current is flowing through the diode 13b in step S3.
  • step S4 the controller 3 lowers the frequency of the drive signal from the frequency before the change, and sets the timing for turning on the switching element 12 from the timing before the change. Slow down. Then, the process returns to step S1.
  • step S5 the controller 3 makes the frequency of the drive signal higher than the frequency before the change, and sets the timing for turning on the switching element 12 before the change. Make it earlier than the timing. Then, the process returns to step S1.
  • step S6 the controller 3 sets the current frequency to the frequency of the drive signal. Thereby, the frequency for establishing ZVS is determined.
  • the ZVS region represents a drive frequency region where ZVS is established.
  • S indicates the frequency at the start of control
  • E indicates the frequency at the end of control, that is, the frequency set in the control flow in step S6.
  • the frequency of the drive signal is gradually increased from a state lower than the frequency at the time when ZVS is established, and the frequency of the drive signal approaches the frequency at the time when ZVS is established (corresponding to an arrow P in FIG. 15).
  • the turn-on timing of the switching element 12 is gradually advanced.
  • the frequency of the drive signal reaches the frequency at which ZVS is established, the forward current starts to flow through the diode 13e. That is, as indicated by an arrow P in FIG. 15, when the controller 3 gradually increases the frequency of the drive signal and shifts from the state where the diode 13e is not energized to the state where the diode 13e is energized, the ZVS is established. Therefore, the controller 3 can set the frequency when ZVS is established by gradually increasing the frequency of the drive signal and detecting that the forward current starts flowing from the detection value of the sensor 13d.
  • the frequency of the drive signal is gradually lowered from a state higher than the frequency when ZVS is established, and the frequency of the drive signal approaches the frequency when ZVS is established (corresponding to arrow Q in FIG. 15).
  • the turn-on timing of the switching element 12 is gradually delayed.
  • the frequency of the drive signal reaches the frequency at which ZVS is established, the forward current starts to flow through the diode 13e. That is, as shown by an arrow Q in FIG. 15, when the controller 3 gradually decreases the frequency of the drive signal and shifts from a state where the diode 13e is not energized to a state where ZVS is established, a state where ZVS is established. Therefore, the controller 3 can set the frequency when ZVS is established by gradually lowering the frequency of the drive signal and detecting that the forward current starts flowing from the detection value of the sensor 13d.
  • the switching element 12 when the switching element 12 is turned on at a predetermined cycle timing, the polarity of the current flowing through the diode 13e is detected, and the forward current does not flow through the diode 13e.
  • the timing at which the switching element 12 is turned on is not changed from the predetermined cycle timing.
  • the controller 3 may increase the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S5. Further, the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S4.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S4 and the control flow in step S5.
  • FIG. 16 is a block diagram of a resonant power converter according to another embodiment of the invention.
  • the point which provides the temperature sensor 16 differs with respect to 2nd Embodiment mentioned above.
  • Other configurations are the same as those of the second embodiment described above, and the descriptions of the first to fourth embodiments are incorporated as appropriate.
  • a temperature sensor 16 for detecting the temperature of the switching element 12 is provided.
  • a thermistor or the like is used for the temperature sensor 16.
  • the temperature sensor 16 outputs the detected value to the controller 3.
  • the controller 3 controls the operating condition of the switching element 12 according to the detection value of the sensor 13b and the detection value of the temperature sensor 16.
  • the controller 3 can determine whether or not ZVS is established from the detected temperature. If it is determined that ZVS is not established, the controller 3 controls the operating condition of the switching element 12 according to the polarity of the current flowing through the diode 13b.
  • FIG. 17 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow.
  • the controller 3 starts the control of the resonance-side power conversion device, when the operating state of the load 2 fluctuates, or at any timing during the operation of the resonance-type power resonance device, the control flow shown in FIG. Execute.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the diode 13a by the sensor 13b, and detects the temperature of the switching element 12 by the temperature sensor 16.
  • step S2 the controller 3 determines whether or not the detected temperature is equal to or higher than a predetermined threshold value. If the detected temperature is less than the predetermined threshold, the controller 3 executes the control in step S6. If the detected temperature is equal to or higher than the predetermined threshold value, in step S3, the controller 3 determines whether or not a current is flowing through the diode 13a.
  • step S4 the controller 3 lowers the frequency of the drive signal from the frequency before the change, and sets the timing for turning on the switching element 12 from the timing before the change. Slow down.
  • step S5 the controller 3 sets the frequency of the drive signal to be higher than the frequency before the change, and sets the timing for turning on the switching element 12 before the change. Make it earlier than the timing. Then, the process returns to step S1.
  • step S6 the controller 3 sets the current frequency to the frequency of the drive signal. Thereby, the frequency for establishing ZVS is determined.
  • the timing for turning on the switching element 12 is predetermined.
  • the timing for turning on the switching element 12 is not changed from the predetermined cycle timing.
  • the controller 3 may increase the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S5. Further, the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S4.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S4 and the control flow in step S5.
  • FIG. 18 is a block diagram of a resonant power converter according to another embodiment of the invention. This example is different from the first embodiment described above in that a capacitor 14 is included in the parallel circuit 13. Other configurations are the same as those of the first embodiment described above, and the descriptions of the first to fifth embodiments are incorporated as appropriate.
  • the parallel circuit 13 includes a sensor 13 a and a capacitor 14.
  • the sensor 13 a detects the current flowing through the capacitor 14.
  • 19A and 19B the drive signal (Vg) of the switching element 12, the voltage (Vds) across the switching element 12, and the current (Ic) flowing through the capacitor 14 will be described.
  • 19A and 19B are graphs showing characteristics of Vg, Vds, and Ic.
  • 19A and 19B show voltage and current waveforms when ZVS is not established.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b is smaller than the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established, the voltage (Vds) and the current (Ic) have waveforms as shown in FIG. 19A.
  • the capacitance value of the resonance capacitor 15b is larger than the capacitance value of the resonance capacitor 15b when ZVS is established, the voltage (Vds) and the current (Ic) have waveforms as shown in FIG. 19B.
  • FIG. 20 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow.
  • the controller 3 starts the control of the resonance-side power conversion device, when the operating state of the load 2 fluctuates, or at any timing during operation of the resonance-type power resonance device, the control flow shown in FIG. Execute.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the capacitor 14 by the sensor 13a.
  • step S2 the controller 3 determines whether or not the current (capacitor current) of the capacitor 14 that flows immediately before the switching element 12 is turned on is in the negative direction.
  • the controller 3 changes the frequency of the drive signal to a frequency before the change.
  • the timing for turning on the switching element 12 is made slower than the timing before the change.
  • step S4 the controller 3 changes the frequency of the drive signal to a frequency before the change.
  • the timing for turning on the switching element 12 is set earlier than the timing before the change.
  • step S5 the controller 3 sets the changed frequency to the frequency of the drive signal.
  • the timing for turning on the switching element 12 is made earlier than the timing of the predetermined period, and when the direction of the capacitor current is negative, the timing for turning on the switching element 12 is set higher than the timing of the predetermined period. Slow down. Thereby, ZVS can be performed continuously and switching loss can be suppressed.
  • the controller 3 may increase the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S4.
  • the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S3.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S3 and the control flow in step S4.
  • the capacitor 14 is used as the connection capacitance component in parallel with the switching element 12, but an element having a new capacitance component other than the capacitor 14 may be attached.
  • FIG. 21 is a graph showing characteristics of voltage (Vg, Vds) and current (Ic, Id) when ZVS is established.
  • Vg represents the gate voltage of the switching element 12
  • Vds represents the voltage across the switching element 12
  • Ic represents the current flowing through the capacitor 14.
  • FIG. 22 is a flowchart showing a control flow of the controller 3.
  • the controller 3 periodically switches on / off the switching element 12 by outputting a drive signal having a predetermined period to the control terminal of the switching element 12. Apart from such switching operation control, the controller 3 executes the following control flow. Note that the controller 3 starts the control of the resonance-side power conversion device, when the operating state of the load 2 fluctuates, or at any timing during the operation of the resonance-type power resonance device, the control flow shown in FIG. Execute.
  • step S1 the controller 3 detects the current flowing through the capacitor 14 by the sensor 13a.
  • step S2 the controller 3 determines whether or not the capacitor current is zero immediately before the switching element 12 is turned on. If the capacitor current is zero, the controller 3 executes the control in step S6. If the capacitor current is flowing, in step S3, the controller 3 determines whether or not a negative capacitor current is flowing. When the negative capacitor current is flowing, in step S4, the controller 3 lowers the frequency of the drive signal from the frequency before the change, and the timing for turning on the switching element 12 is later than the timing before the change. To do. Then, the process returns to step S1.
  • step S5 when the capacitor current in the positive direction is flowing, in step S5, the controller 3 makes the frequency of the drive signal higher than the frequency before the change, and the timing for turning on the switching element 12 is the timing before the change. Make it faster. Then, the process returns to step S1. In step S6, the controller 3 sets the current frequency to the frequency of the drive signal. Thereby, the frequency for establishing ZVS is determined.
  • the ZVS region represents the region of the drive frequency where ZVS is established.
  • S indicates the frequency at the start of control
  • E indicates the frequency at the end of control, that is, the frequency set in the control flow in step S6.
  • the frequency of the drive signal is gradually increased from a state lower than the frequency when ZVS is established, and the frequency of the drive signal approaches the frequency when ZVS is established (corresponding to arrow P in FIG. 22).
  • the turn-on timing of the switching element 12 is gradually advanced.
  • the capacitor current changes from positive to zero. That is, as shown by the arrow P in FIG. 22, when the controller 3 gradually increases the frequency of the drive signal and the current of the capacitor 14 shifts from positive to zero, ZVS is established. Therefore, the controller 3 can set the frequency when ZVS is established by gradually increasing the frequency of the drive signal and detecting that the current of the capacitor 14 has shifted from positive to zero.
  • the frequency of the drive signal is gradually lowered from a state higher than the frequency when ZVS is established, and the frequency of the drive signal is made closer to the frequency when ZVS is established (corresponding to arrow Q in FIG. 23).
  • the turn-on timing of the switching element 12 is gradually delayed.
  • the frequency of the drive signal reaches the frequency at which ZVS is established, the current of the capacitor 14 changes from negative to zero. That is, as indicated by an arrow Q in FIG. 23, when the controller 3 gradually decreases the frequency of the drive signal and the current of the capacitor 14 changes from negative to zero, ZVS is established. Therefore, the controller 3 can set the frequency when ZVS is established by gradually decreasing the frequency of the drive signal and detecting that the current of the capacitor 14 has changed from negative to zero.
  • the timing for turning on the switching element 12 is set to the timing of a predetermined period. Therefore, ZVS can be performed continuously and switching loss can be suppressed.
  • the controller 3 may increase the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S5. Further, the controller 3 may lower the duty ratio of the drive signal from the current duty ratio in the control flow of step S4.
  • the controller 3 may adjust both the frequency and the duty ratio of the drive signal in the control flow in step S4 and the control flow in step S5.

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Abstract

スィツチング損失を抑制できる、共振型電力変換装置の制御方法を提供る。 電圧共振回路（10)を含む共振型電力変換装置の制御方法であって、圧共振回路（10)は、入力電源に接続されるチョークコイル（11)、チヨークコイル（11)に接続される第1スイッチング素子（12)、第1スイツチング素子（12)に並列に接続されたコンデンサ（14)、チョークコイル(11)と第1スイッチング素子（12)とを接続する接続点（A)と出力端子との間に接続された共振回路（15)を有し、電圧共振回路（10)に含まれ、第1スイッチング素子（12)に並列に接続される並列回路（13)に流れる電流の極性をセンサ（13a)を用いて検出し、センサ（13a)により検出される電流の極性に応じて第1スイッチング素子（12)の動作条件を制御する。

Description

共振型電力変換装置を制御する制御方法及び共振型電力変換装置
　本発明は、共振型電力変換装置を制御する制御方法及び共振型電力変換装置に関するものである。
　従来より、スイッチング要素を備えるＥ型増幅器回路と、監視回路とを備えるワイヤレス電力伝達装置が知られている。このワイヤレス電力伝達装置は、第１の移送の間にスイッチング要素を開放位置にして、スイッチング要素の電圧を示す値がしきい値を下回ると判定した時に、スイッチング要素を閉じた位置とすることで、ゼロボルトスイッチングを行っている。
特開２０１６−２２７０９号公報
　しかしながら、上記のようなスイッチング要素の制御方法では、スイッチング要素が、高速にオン、オフを繰り返す状態の下、スイッチング要素の電圧変化を監視することで、スイッチング要素の電圧がしきい値未満となる限られた限定時間を検出しなければならないため、ゼロボルトスイッチングを継続的に行うことが困難となり、スイッチング損失が高まるという問題がある。
　本発明が解決しようとする課題は、スイッチング損失を抑制できる、共振型電力変換装置を制御する制御方法及び共振型電力変換装置を提供することである。
　本発明は、電圧共振回路に含まれ、第１スイッチング素子に並列に接続される並列回路に流れる電流の極性をセンサを用いて検出し、センサにより検出される電流の極性に応じて第１スイッチング素子の動作条件を制御することによって上記課題を解決する。
　本発明によれば、スイッチング損失を低減できるという効果を奏する。
本発明の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。 図１に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図１に示す共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 本発明の実施形態（変形例）に係る共振型電力変換装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。 図５に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図５に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図５に示す共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 図５に示す共振型電力変換装置において、ＺＶＳ成立の制御を説明するためのグラフである。 本発明の実施形態に係る共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 本発明の実施形態に係る共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る共振型電力変換装置において、ＺＶＳ成立の制御を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。 図１２に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図１２に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図１２に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図１２に示す共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 図１２に示す共振型電力変換装置において、ＺＶＳ成立の制御を説明するためのグラフである。 本発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。 図１６に示す共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。 図１８に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図１８に示す共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 図１８に示す共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置において、電圧電流特性を示すグラフである。 本発明の実施形態に係る共振型電力変換装置に含まれるコントローラの制御フローを示すフローチャートである。 本発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置において、ＺＶＳ成立の制御を説明するためのグラフである。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》
　本発明に係る共振型電力変換装置及び共振型電力変換装置を制御する制御方法を説明する。図１は、共振型電力変換装置の回路図である。共振型電力変換装置は、入力電源１、負荷２、コントローラ３、及び電圧共振回路１０を備えている。入力電源１は、電圧共振回路１０の入力側に接続される。入力電源１は、例えば直流の定電圧源である。負荷２は、電圧共振回路１０の出力側に接続される。入力電源１と負荷２との間には、一対の電源ラインが接続されており、正極側の電源ラインは入力電源１の正極と負荷２との間に接続され、負極側の電源ラインは入力電源１の負極と負荷２との間に接続されている。負荷２はモータ等であり、電圧共振回路の出力端子に接続されている。コントローラ３は、電圧共振回路１０に含まれるスイッチング素子１２のオン、オフを制御することで、入力電源１から入力される電力を変換し、変換された電力を負荷２に出力する。
　電圧共振回路１０は、Ｅ級インバータ回路であり、チョークコイル１１、スイッチング素子１２、並列回路１３、コンデンサ１４、共振回路１５を有している。チョークコイル１１は、入力電源１の正極に接続されている。スイッチング素子１２は、ＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタ（スイッチングデバイス）である。なお、以下の説明では、スイッチング素子１２としてＭＯＳＦＥＴを用いた例を説明する。スイッチング素子１２の高電位側端子（ドレイン端子）は接続点Ａに接続され、スイッチング素子１２の低電位側端子（ソース端子）は負極側の電源ラインに接続されている。接続点Ａは、正極側の電源ライン上に位置し、チョークコイル１１とスイッチング素子１２との間を接続する点である。
　並列回路１３は、スイッチング素子１２に対して並列に接続される回路であって、正極側の電源ラインと負極側の電源ラインとの間を接続する接続回路である。並列回路１３には、センサ１３ａが接続されている。センサ１３ａは、並列回路１３に流れる電流を検出し、検出値をコントローラ３に出力する。
　コンデンサ１４は、スイッチング素子１２に対して並列に接続され、正極側の電源ラインと負極側の電源ラインとの間に接続されている。チョークコイル１１及びコンデンサ１４が増幅回路を形成している。共振回路１５は、共振コイル１５ａと共振コンデンサ１５ｂを直列に接続したＬＣ共振回路である。共振回路１５は、スイッチング素子１２と負荷２との間に接続されている。なお、共振回路１５は、図１に示すような、ＬＣを直列に接続したＬＣ直列回路に限らず、他の共振回路でもよい。
　コントローラ３は、スイッチング素子１２の制御端子（ゲート端子）に対して、駆動信号を出力する。駆動信号は、スイッチング素子１２のオン、オフを切り替えるための信号である。駆動信号は、矩形波で表される。コントローラ３は、センサ１３ａの検出電流の正負の値により、並列回路１３に流れる電流の極性を検出している。コントローラ３は、センサ１３ａにより検出される電力の極性に応じて、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。スイッチング素子１２の動作条件は、スイッチング素子１２を所定周期でオン、オフを切り替える際の切り替えタイミングを規定している。つまり、スイッチング素子１２の動作条件を変えることで、スイッチング素子１２のターンオン及び／又はターンオフのタイミングは変更される。コントローラ３は、駆動信号のデューティ比、及び／又は、駆動周期を変えることで、スイッチング素子１２の動作条件を制御している。
　図２を参照し、スイッチング素子１２の駆動信号と、スイッチング素子１２の両端にかかる電圧について説明する。図２は、駆動信号の波形と、スイッチング素子１２の両端にかかる電圧の波形を示すグラフである。Ｖｇはスイッチング素子１２のゲート電圧を示す。Ｖｄｓはスイッチング素子１２の両端電圧（ドレイン−ソース間の電圧）を示している。駆動信号がハイレベルの時に、スイッチング素子１２はオン状態となり、駆動信号がローレベルの時に、スイッチング素子１２はオフ状態となる。そして、駆動信号がハイレベルからローレベルに切り替えると、スイッチング素子１２はターンオンする。駆動信号がローレベルからハイレベルに切り替えると、スイッチング素子１２はターンオフする。
　電圧共振回路１０のような共振型の増幅回路では、スイッチング素子１２がターンオフした後、スイッチング素子１２のデバイス電圧は、コンデンサ１４の充電により上昇する。そして、コンデンサ１４が充電から放電に切り替えると、スイッチング素子１２の両端電圧は下降する。すなわち、スイッチング素子１２がターンオフした後、スイッチング素子１２の両端電圧は正弦波状に上昇し下降する波形で変化する。
　スイッチング素子１２の両端電圧が正弦波状に上昇した後に下降し、スイッチング素子１２の両端電圧がゼロ電圧となる。そして、スイッチング素子１２の両端電圧がゼロになっている時間に、駆動信号が立ち上がれば、ゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳとも称す）が成立したことになる。
　図２の（ａ）に示すグラフがＺＶＳ成立時の電圧波形を示し、図２の（ｂ）、（ｃ）に示すグラフがＺＶＳ不成立時の電圧波形を示す。図２（ａ）に示すように、ＺＶＳ成立時には、スイッチング素子１２の両端電圧がゼロになっている状態で、駆動信号が立ち上がり、スイッチング素子１２がターンオンになるため、スイッチング素子１２の両端電圧は、ゼロに達した後のオン期間中、ゼロで推移する。
　一方、駆動信号の立ち上がりのタイミングがＺＶＳ成立のタイミングより遅れた場合には、スイッチング素子１２の両端電圧は図２（ｂ）のような波形となる。また、駆動信号の立ち上がりのタイミングがＺＶＳ成立のタイミングより早い場合には、スイッチング素子１２の両端電圧は図２（ｃ）のような波形となる。例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より減少した場合には、スイッチング素子１２の両端電圧は図２（ｂ）のような波形で推移する。また、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より増加した場合には、スイッチング素子１２の両端電圧は図２（ｃ）のような波形で推移する。
　そして、図２（ｂ）及び図２（ｃ）に示すように、ゼロより大きい電圧がスイッチング素子１２の両端に加わった状態で、スイッチング素子１２がターンオンした場合には、スイッチング損失が大きくなる。
　センサ１３ａの検出値は、スイッチング素子１２の両端電圧と、センサ１３ａを含めた並列回路１３のインピーダンスにより決まる。そのため、コントローラ３は、センサ１３ａの検出値から、スイッチング素子１２の両端電圧が図２（ｂ）に示す状態であるか、スイッチング素子１２の両端電圧が図２（ｃ）に示す状態であるかを判定する。そして、コントローラ３は、スイッチング素子１２の両端電圧が図２（ａ）に示す波形になるように、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。
　図３を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図３は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングに合わせて、図３に示す制御フローを繰り返し実行している。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングで、並列回路１３に流れる電流を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより検出された電流の極性を検出することで、正方向の電流が並列回路１３に流れているか否かを判定する。正方向の電流が並列回路１３に流れている場合には、コントローラ３はステップＳ４の制御フローを実行する。正方向は、電流が正極側の電源ラインから負極側の電源ラインに流れる方向である。
　正方向の電流が並列回路１３に流れていない場合には、ステップＳ３にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより検出された電流の極性を検出することで、負方向の電流が並列回路１３に流れているか否かを判定する。負方向の電流が並列回路１３に流れている場合には、コントローラ３はステップＳ６の制御フローを実行する。
　正方向の電流が並列回路１３に流れている場合には、スイッチング素子１２の両端電圧が図２（ｂ）の状態になっているため、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を現在の周波数よりも高くする。そして、コントローラ３はステップＳ１の制御処理を実行する。
　負方向の電流が並列回路１３に流れている場合には、スイッチング素子１２の両端電圧が図２（ｃ）の状態になっているため、ステップＳ５にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を現在の周波数よりも低くする。そして、コントローラ３はステップＳ１の制御処理を実行する。
　正方向の電流及び負方向の電流が並列回路１３に流れていない場合には、ステップＳ６にて、コントローラ３は、現在の周波数を駆動信号の周波数に設定する。これにより、ＺＶＳを成立させるための周波数が決定する。すなわち、コントローラ３は、ステップＳ１からステップＳ５までの制御ループを繰り返し実行することで、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングで、電流が並列回路１３に流れないように、スイッチング素子１２の動作条件を制御している。
　上記のように本実施形態では、センサ１３ａを用いて並列回路１３に流れる電流の極性を検出し、検出された電流の極性に応じて、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。電圧共振回路１０に含まれる回路パラメータが変更する場合には、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングがＺＶＳ成立時のタイミングからずれてしまう。本実施形態では、並列回路１３に流れる電流の極性を検出することで、ＺＶＳ成立時のタイミングとスイッチング素子１２のターンオンのタイミングとのずれを特定し、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングがＺＶＳ成立時のタイミングと合うように、スイッチング素子１２の動作条件を制御している。これにより、スイッチング素子１２をターンオンさせる時に、スイッチング素子１２にかかっている電圧を低減できる。その結果として、スイッチング損失を減少させることができる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。そして、コントローラ３は、ステップＳ６の制御フローにて、現在のデューティ比を駆動信号のデューティ比に設定する。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フロー及びステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
　なお本実施形態の変形例として、図４に示すように、センサ１３ａをコンデンサ１４に対して直列に接続してもよい。図４の例では、センサ１３ａとコンデンサ１４の接続回路が並列回路１３に相当する。コントローラ３は、センサ１３ａを用いて、コンデンサ１４の電流の極性を検出し、検出結果に応じてスイッチング素子１２の動作条件を制御する。スイッチング素子１２の動作条件の制御は、図３に示す制御フローと同様である。
《第２実施形態》
　図５は、発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、ダイオード１３ｂを設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。
　並列回路１３は、センサ１３ａとダイオード１３ｂとを有している。並列回路１３は、スイッチング素子１２の低電位側と接続点Ａとの間に接続されている。ダイオード１３ｂの導通方向は、スイッチング素子１２の低電位側から接続点Ａに向かって順方向電流を流す方向である。すなわち、ダイオード１３ｂのアノードは負極側の電源ラインに接続され、ダイオード１３ｂのカソードは正極側の電源ラインに接続されている。
　センサ１３ａはダイオード１３ｂに流れる電流（以下、ダイオード電流とも称す）を検出する。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力して、スイッチング素子１２のターンオン及びターンオフを切り替えている。
　コントローラ３は、センサの１３ａの検出値から、ダイオード１３ａに順方向電流が流れているか否か判定する。コントローラ３は、その判定結果に応じて、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。
　図６Ａ、図６Ｂを参照し、スイッチング素子１２の駆動信号（Ｖｇ）、スイッチング素子１２の両端に係る電圧（Ｖｄｓ）、コンデンサ１４に流れる電流（Ｉｃ）、及びダイオード１３ｂに流れる電流（Ｉｄ）について説明する。図２は、Ｖｇ、Ｖｄｓ、Ｉｃ、及びＩｄの特性を示すグラフである。なお、図６Ａ、６Ｂにおける、電流（Ｉｃ、Ｉｄ）の正負について、電流が正極側の電力ラインから負極側の電力ラインに向かって流れる方向を、正としている。
　例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より減少した場合には、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ）は図６Ａのような波形となる。一方、例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より増加した場合には、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ）は図６Ｂのような波形となる。
　図６Ａに示す場合には、スイッチング素子１２がターンオンする直前に、コンデンサ１４に流れる電流の方向は正方向であるため、スイッチング素子１２がターンオンした後に、ダイオード電流（Ｉｄ）は流れない。一方、図６Ｂに示す場合には、スイッチング素子１２がターンオンする直前に、コンデンサ１４に流れる電流の方向は負方向であるため、スイッチング素子１２がターンオンした後に、ダイオード電流（Ｉｄ）が流れる。すなわち、順方向電流がダイオード１３ｂに流れるか否かを検出することで、コントローラ３は、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ）の波形が図６Ａの形態であるか、図６Ｂの状態であるか判定できる。
　図７を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図７は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、共振側電力変換装置の制御を開始する時、負荷２の動作状態が変動した時、又は、共振型電力共振装置の動作中の任意のタイミングで、図７に示す制御フローを実行する。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより、並列回路１３に流れる電流を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３はダイオード１３ｂに電流が流れているか否かを判定する。ダイオード電流が流れている場合には、スイッチング素子１２の両端電圧が図６Ｂの状態になっているため、ステップＳ３にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも低くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより遅くする。ダイオード電流が流れていない場合には、スイッチング素子１２の両端電圧が図６Ａの状態になっているため、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも高くして、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより早くする。ステップＳ５にて、コントローラ３は、変更後の周波数を駆動信号の周波数に設定する。
　図８を参照し、ダイオード１３ｂの導通状態と、駆動信号の周波数との関係について説明する。図８のグラフにおいて、ＺＶＳ領域は、ＺＶＳが成立している駆動周波数の領域を表している。
　順方向電流がダイオード１３ｂに流れていない状態で、駆動信号の周波数が１周期前の周波数より高くなると、図８の矢印Ｐに示すように、駆動信号の周波数はＺＶＳ成立時の周波数に近づく。また、順方向電流がダイオード１３ｂに流れている状態で、駆動信号の周波数が１周期前の周波数より低くなると、図８の矢印Ｑに示すように、駆動信号の周波数はＺＶＳ成立時の周波数に近づく。これにより、スイッチング素子１２をターンオンさせる時に、スイッチング素子１２にかかっている電圧を低減できる。
　上記のように本実施形態では、スイッチング素子１２が所定周期のタイミングでターンオンする状態で、ダイオード１３ｂに流れるダイオード電流の極性を検出し、
　順方向電流がダイオード１３ｂに流れている場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを、所定周期のタイミングよりも遅くし、ダイオード電流が流れていない場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを、所定周期のタイミングよりも早くする。これにより、ダイオード１３ｂの通電の有無を検出して、スイッチング素子１３ｂのターンオンのタイミングを調整できるため、ゼロボルトスイッチングを継続的に行うことができ、スイッチング損失を抑制できる。また、本実施形態では、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけるためには、周波数を高くすればよいか、周波数を低くすればよいのか、ダイオード１３ｂの通電の有無から特定できる。これにより、損失が下がる方向へ周波数を調整できるため、例えば周波数調整によりスイッチング損失がさらに大きくなるというような制御を防止できる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ３の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ３の制御フロー及びステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
　また本実施形態では、スイッチング素子１２が寄生ダイオードを有する場合には、寄生ダイオードの順電圧よりもダイオード１３ｂの順電圧を小さくしてもよい。これにより、ダイオード１３ｂに電流が多く流すことができるため、ダイオード電流の検出をより安定して行うことができる。また、寄生ダイオードの順電圧よりもダイオード１３ｂの順電圧を大きくしてもよい。これにより、ダイオード１３ｂに流れる電流が抑えられるため、ダイオード１３ｂの電流耐量を小さくでき、ダイオード１３ｂのコストを抑制できる。
《第３実施形態》
　本発明の他の実施形態を説明する。本実施形態では、上述した第２実施形態に対して、制御フローの一部が異なる。これ以外の構成は上述した第２実施形態と同じであり、第１及び第２実施形態の記載を適宜、援用する。
　図９は、ＺＶＳ成立時の電圧（Ｖｇ、Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ）の特性を示すグラフである。Ｖｇはスイッチング素子１２のゲート電圧を示し、Ｖｄｓはスイッチング素子１２の両端に係る電圧を示し、Ｉｃはコンデンサ１４に流れる電流を示し、Ｉｄはダイオード１３ｂに流れる電流を示す。
　図９に示すように、ＺＶＳが成立している条件においても、ダイオード１３ｂには順方向電流が流れる。スイッチング素子１２の両端電圧がゼロまで降下した時点からスイッチング素子１２がオン状態になるまでの間、電圧共振回路１０には還流電流が流れるため、ダイオード１３ｂが導通し、順方向電流がダイオード１３ｂに流れるためである。
　図１０を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図１０は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、共振側電力変換装置の制御を開始する時、負荷２の動作状態が変動した時、又は、共振型電力共振装置の動作中の任意のタイミングで、図１０に示す制御フローを実行する。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより、並列回路１３に流れる電流を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３はダイオード１３ｂに電流が流れているか否かを判定する。ダイオード電流が流れている場合には、ステップＳ３にて、コントローラ３は、センサ１３ａの前回の検出値より、前回のダイオード電流は流れていたか否かを判定する。ステップＳ３の判定は、図１０に示す制御フローを前回行ったときのステップＳ２の判定と同じである。そして、前回のダイオード電流は流れていた場合には、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも低くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより遅くする。
　ステップＳ２の判定で、ダイオード１３ｂに電流が流れていないと判定された場合には、ステップＳ５にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも高くして、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより早くする。すなわち、ステップＳ１からステップＳ５の制御ループを繰り返すことで、駆動信号の周波数は徐々に変化する。
　ステップＳ３の判定で、前回のダイオード電流は流れていないと判定した場合には、ステップＳ６にて、コントローラ３は、現在の周波数を駆動信号の周波数に設定する。これにより、ＺＶＳを成立させるための周波数が決定する。
　図１１を参照し、ダイオード１３ｂの導通状態と、駆動信号の周波数との関係について説明する。図１１のグラフにおいて、ＺＶＳ領域は、ＺＶＳが成立している駆動周波数の領域を表している。またＳは制御開始時の周波数を示し、Ｅは制御終了時の周波数、すなわちステップＳ６の制御フローで設定される周波数を示す。
　駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数よりも低い状態から徐々に高くして、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけたとする（図１１の矢印Ｐに相当）。駆動信号の周波数を徐々に高くすると、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングが徐々に早くなる。そして、駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数に達すると、順方向電流がダイオード１３ａに流れ始める。つまり、図１１の矢印Ｐに示すように、コントローラ３が駆動信号の周波数を徐々に高くして、ダイオード１３ｂの通電が無い状態から有る状態に移った時が、ＺＶＳが成立した状態となる。そのため、コントローラ３は、駆動信号の周波数を徐々に高くして、センサ１３ａの検出値から順方向電流が流れ始めたことを検出することで、ＺＶＳ成立時の周波数を設定できる。
　駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数よりも高い状態から徐々に低くして、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけたとする（図１１の矢印Ｑに相当）。駆動信号の周波数を徐々に低くすると、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングが徐々に遅くなる。そして、駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数領域よりも、さらに低くなると、ダイオード１３ｂの通電が有る状態から無い状態に移る。そして、図１０に示す制御フローでは、ダイオード１３ｂの通電が有る状態から無い状態に移ると、周波数が高くなる。そして、駆動信号の周波数が高くなると、ダイオード１３ｂの通電が無い状態から有る状態に移り、ＺＶＳが成立した状態となる。そのため、コントローラ３は、駆動信号の周波数を徐々に低くして、ダイオード１３ｂの通電が有る状態から無い状態に移ったことを検出する。その後コントローラ３は、駆動信号の周波数を高くして、センサ１３ａの検出値から順方向電流が流れ始めたことを検出することで、ＺＶＳ成立時の周波数を設定できる。
　上記のように本実施形態では、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを変更することで、ダイオード１３ｂに順方向電流が流れない第１状態（ダイオード１３ｂの通電無しの状態）からダイオード１３ｂに順方向電流が流れる第２状態（ダイオード１３ｂの通電有りの状態）になった場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを、第２状態で変更されたタイミングに設定する。これにより、ＺＶＳを継続的に行うことができ、スイッチング損失を抑制できる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フロー及びステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
《第４実施形態》
　図１２は、発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。本例では上述した第２実施形態に対して、並列回路１３の回路構成が異なる。これ以外の構成は上述した第２実施形態と同じであり、第１~第３実施形態の記載を適宜、援用する。
　並列回路１３は、センサ１３ａ、ダイオード１３ｂ、スイッチング素子１３ｃ、センサ１３ｄ、ダイオード１３ｅを有している。並列回路１３は、スイッチング素子１２の低電位側と接続点Ａとの間に接続されている。ダイオード１３ｂ、１３ｅの導通方向は、スイッチング素子１３の低電位側から接続点Ａに向かって順方向電流を流す方向である。すなわち、ダイオード１３ｂのアノードはスイッチング素子１３ｃを介して負極側の電源ラインに接続され、ダイオード１３ｂのカソードは正極側の電源ラインに接続されている。また、ダイオード１３ｅのアノードは負極側の電源ラインに接続され、ダイオード１３ｅのカソードは正極側の電源ラインに接続されている。センサ１３ａはダイオード１３ｂに流れる電流を検出し、センサ１３ｄはダイオード１３ｅに流れる電流を検出する。スイッチング素子１３ｃはダイオード１３ｂと直列に接続されている。ダイオード１３ｅは、ダイオード１３ｂとスイッチング素子１３ｃとの直列回路に対して並列に接続されている。
　コントローラ３は、スイッチング素子１２の駆動信号と同様の駆動信号を用いて、スイッチング素子１３ｃのオン、オフを制御する。すなわち、スイッチング素子１２とスイッチング素子１３ｃは同期してオン、オフを切り替える。コントローラ３は、センサの１３ａの検出値からダイオード１３ａに順方向電流が流れているか否か判定する。コントローラ３は、センサの１３ｄの検出値からダイオード１３ｅに順方向電流が流れているか否か判定する。コントローラ３は、これらの判定結果に応じて、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。
　ダイオード１３ｂの順電圧がダイオード１３ｅの順電圧よりも低い。またスイッチング素子１３ｃがオンになっている状態では、電流がダイオード１３ｂに流れ、電流がダイオード１３ｅに流れないように、電圧変換回路に含まれる回路素子が選定されている。
　図１３Ａ~図１３Ｃを参照し、スイッチング素子１２の駆動信号（Ｖｇ）、スイッチング素子１２の両端に係る電圧（Ｖｄｓ）、コンデンサ１４に流れる電流（Ｉｃ）、及びダイオード１３ｂ、１３ｅに流れる電流（Ｉｄ１、Ｉｄ２）について説明する。図１３Ａ~１３Ｃは、Ｖｇ、Ｖｄｓ、Ｉｃ、Ｉｄ１、及びＩｄ２の特性を示すグラフである。
　図１３Ａ及び図１３Ｂは、ＺＶＳが成立していない状態の電圧及び電流波形を表している。図１３Ｃは、ＺＶＳが成立している状態の電圧及び電流波形を表している。
　例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より減少した場合には、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ１、Ｉｄ２）は図１３Ａのような波形となる。一方、例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より増加した場合には、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ１、Ｉｄ２）は図１３Ｂのような波形となる。
　図１３Ｃに示すように、ＺＶＳ成立時には電流はダイオード１３ｅに流れるが、図１３Ａ、１３Ｂに示すように、ＺＶＳ不成立時には電流はダイオード１３ｅに流れない。図１３Ｃに示すように、ＺＶＳ成立時にダイオード１３ｅに流れる電流はスイッチング素子１３ｃがオンになる前に流れるため、順方向電流はダイオード１３ｂには流れずダイオード１３ｅに流れる。
　図１３Ｂに示すようなＺＶＳが不成立の場合には、順方向電流はダイオード１３ｂに流れ、ダイオード１３ｅには流れない。本実施形態では、ダイオード１３ｂの順電圧がダイオード１３ｅの順電圧より小さいため、ＺＶＳ不成立時には、順方向電流はダイオード１３ｂに流れ、ダイオード１３ｅには流れない。
　図１３Ａに示すようなＺＶＳ不成立条件の場合には、順方向電流は、ダイオード１３ｂ及びダイオード１３ｅともに流れない。すなわち、コントローラ３は、順方向電流がダイオード１３ｂ、１３ｅに流れるか否かを検出することで、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ１、Ｉｄｓ）の波形が図１３Ａ~１３Ｃのいずれの状態であるか判定できる。
　図１４を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図１４は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、共振側電力変換装置の制御を開始する時、負荷２の動作状態が変動した時、又は、共振型電力共振装置の動作中の任意のタイミングで、図１４に示す制御フローを実行する。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ａ、１３ｄにより、並列回路１３に流れる電流を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３はダイオード１３ｅに電流が流れているか否かを判定する。ダイオード電流が流れている場合には、コントローラ３はステップＳ６の制御を実行する。順方向電流がダイオード１３ｅに電流が流れていない場合には、ステップＳ３にて、コントローラ３はダイオード１３ｂに電流が流れているか否かを判定する。順方向電流がダイオード１３ｂに流れている場合には、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも低くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより遅くする。そして、ステップＳ１に戻る。一方、順方向電流がダイオード１３ｂに流れていない場合には、ステップＳ５にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも高くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより早くする。そして、ステップＳ１に戻る。ステップＳ６にて、コントローラ３は、現在の周波数を駆動信号の周波数に設定する。これにより、ＺＶＳを成立させるための周波数が決定する。
　図１５を参照し、ダイオード１３ｂ、１３ｅの導通状態と、駆動信号の周波数との関係について説明する。図１１のグラフにおいて、ＺＶＳ領域は、ＺＶＳが成立している駆動周波数の領域を表している。またＳは制御開始時の周波数を示し、Ｅは制御終了時の周波数、すなわちステップＳ６の制御フローで設定される周波数を示す。
　駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数よりも低い状態から徐々に高くして、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけたとする（図１５の矢印Ｐに相当）。駆動信号の周波数を徐々に高くすると、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングが徐々に早くなる。そして、駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数に達すると、順方向電流がダイオード１３ｅに流れ始める。つまり、図１５の矢印Ｐに示すように、コントローラ３が駆動信号の周波数を徐々に高くして、ダイオード１３ｅの通電が無い状態から有る状態に移った時が、ＺＶＳが成立した状態となる。そのため、コントローラ３は、駆動信号の周波数を徐々に高くして、センサ１３ｄの検出値から順方向電流が流れ始めたことを検出することで、ＺＶＳ成立時の周波数を設定できる。
　駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数よりも高い状態から徐々に低くして、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけたとする（図１５の矢印Ｑに相当）。駆動信号の周波数を徐々に低くすると、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングが徐々に遅くなる。そして、駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数に達すると、順方向電流がダイオード１３ｅに流れ始める。つまり、図１５の矢印Ｑに示すように、コントローラ３が駆動信号の周波数を徐々に低くして、ダイオード１３ｅの通電が無い状態から有る状態に移った時が、ＺＶＳが成立した状態となる。そのため、コントローラ３は、駆動信号の周波数を徐々に低くして、センサ１３ｄの検出値から順方向電流が流れ始めたことを検出することで、ＺＶＳ成立時の周波数を設定できる。
　上記のように、本実施形態ではスイッチング素子１２が所定周期のタイミングでターンオンする状態で、ダイオード１３ｅに流れる電流の極性を検出し、順方向電流がダイオード１３ｅに流れない場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを所定周期のタイミングから変更し、順方向電流がダイオード１３ｅに流れる場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを所定周期のタイミングから変更しない。これにより、ＺＶＳを継続的に行うことができ、スイッチング損失を抑制できる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フロー及びステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
《第５実施形態》
　図１６は発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。本例では上述した第２実施形態に対して、温度センサ１６を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第２実施形態と同じであり、第１~第４実施形態の記載を適宜、援用する。
　図１６に示すように、スイッチング素子１２の温度を検出する温度センサ１６が設けられている。温度センサ１６には、サーミスタなどが用いられる。温度センサ１６は検出値をコントローラ３に出力する。コントローラ３は、センサの１３ｂの検出値及び温度センサ１６の検出値に応じて、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。
　ＺＶＳが不成立となるとスイッチング損失が増加しスイッチング素子１２の温度が高くなるので、コントローラ３は、検出温度からＺＶＳが成立しているか否か判定できる。そしてＺＶＳ不成立と判定した場合は、コントローラ３は、ダイオード１３ｂに流れる電流の極性に応じて、スイッチング素子１２の動作条件を制御する。
　図１７を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図１７は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、共振側電力変換装置の制御を開始する時、負荷２の動作状態が変動した時、又は、共振型電力共振装置の動作中の任意のタイミングで、図１７に示す制御フローを実行する。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ｂによりダイオード１３ａに流れる電流を検出し、温度センサ１６によりスイッチング素子１２の温度を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３は、検出温度が所定の閾値以上であるか否かを判定する。検出温度が所定の閾値未満である場合には、コントローラ３はステップＳ６の制御を実行する。検出温度が所定の閾値以上である場合には、ステップＳ３にて、コントローラ３はダイオード１３ａに電流が流れているか否かを判定する。順方向電流がダイオード１３ａに流れている場合には、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも低くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより遅くする。そして、ステップＳ１に戻る。一方、順方向電流がダイオード１３ａに流れていない場合には、ステップＳ５にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも高くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより早くする。そして、ステップＳ１に戻る。ステップＳ６にて、コントローラ３は、現在の周波数を駆動信号の周波数に設定する。これにより、ＺＶＳを成立させるための周波数が決定する。
　上記のように本実施形態では、スイッチング素子１２が所定周期のタイミングでターンオンする状態で、スイッチング素子１２の検出温度が所定の温度閾値以上である場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを所定周期のタイミングから変更し、スイッチング素子１２の検出温度が所定の温度閾値未満である場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを所定周期のタイミングから変更しない。これにより、ＺＶＳを継続的に行うことができ、スイッチング損失を抑制できる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フロー及びステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
《第６実施形態》
　図１８は発明の他の実施形態に係る共振型電力変換装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、並列回路１３にコンデンサ１４を含めた点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、第１~第５実施形態の記載を適宜、援用する。
　図１８に示すように、並列回路１３は、センサ１３ａとコンデンサ１４を有している。センサ１３ａはコンデンサ１４に流れる電流を検出する。
　図１９Ａ及び図１９Ｂを参照し、スイッチング素子１２の駆動信号（Ｖｇ）、スイッチング素子１２の両端に係る電圧（Ｖｄｓ）、及びコンデンサ１４に流れる電流（Ｉｃ）について説明する。図１９Ａ、１９Ｂは、Ｖｇ、Ｖｄｓ、Ｉｃの特性を示すグラフである。
　図１９Ａ及び図１９Ｂは、ＺＶＳが成立していない状態の電圧及び電流波形を表している。例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より減少した場合には、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ）は図１９Ａのような波形となる。一方、例えば、共振コンデンサ１５ｂの容量値が、ＺＶＳ成立時の共振コンデンサ１５ｂの容量値より増加した場合には、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ）は図１９Ｂのような波形となる。
　図１９Ａに示すようなＺＶＳ不成立時には、スイッチング素子１２がターンオンになる直前に、コンデンサ１４に流れる電流は正方向になる。一方、図１９Ｂに示すようなＺＶＳ不成立時には、スイッチング素子１２がターンオンになる直前に、コンデンサ１４に流れる電流は負方向になる。すなわち、コントローラ３は、スイッチング素子１２がターンオンになる直前に、コンデンサ１４に流れる電流の極性を検出することで、電圧（Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ）の波形が図１９Ａ、１９Ｂのいずれの状態であるか判定できる。
　図２０を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図２０は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、共振側電力変換装置の制御を開始する時、負荷２の動作状態が変動した時、又は、共振型電力共振装置の動作中の任意のタイミングで、図２０に示す制御フローを実行する。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより、コンデンサ１４に流れる電流を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３は、スイッチング素子１２がターンオンになる直前に流れるコンデンサ１４の電流（コンデンサ電流）が負方向であるか否かを判定する。負方向のコンデンサ電流が流れている場合には、スイッチング素子１２の両端電圧が図１９Ｂの状態になっているため、ステップＳ３にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも低くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより遅くする。正方向のコンデンサ電流が流れている場合には、スイッチング素子１２の両端電圧が図１９Ａの状態になっているため、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも高くして、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより早くする。ステップＳ５にて、コントローラ３は、変更後の周波数を駆動信号の周波数に設定する。
　上記のように本実施形態では、スイッチング素子１２が所定周期のタイミングでターンオンする直前に、並列回路１３に含まれるコンデンサ１４に流れるコンデンサ電流の極性を検出し、コンデンサ電流の方向が正方向である場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを、所定周期のタイミングよりも早くし、コンデンサ電流の方向が負方向である場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを、所定周期のタイミングよりも遅くする。これにより、ＺＶＳを継続的に行うことができ、スイッチング損失を抑制できる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ３の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ３の制御フロー及びステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
　なお、本実施形態では、スイッチング素子１２に並列に接続容量成分として、コンデンサ１４を用いたが、コンデンサ１４以外に新たな容量成分を持つ素子を取り付けてもよい。
《第７実施形態》
　本発明の他の実施形態を説明する。本実施形態では、上述した第６実施形態に対して、制御フローの一部が異なる。これ以外の構成は上述した第６実施形態と同じであり、第１~第６実施形態の記載を適宜、援用する。
　図２１は、ＺＶＳ成立時の電圧（Ｖｇ、Ｖｄｓ）及び電流（Ｉｃ、Ｉｄ）の特性を示すグラフである。Ｖｇはスイッチング素子１２のゲート電圧を示し、Ｖｄｓはスイッチング素子１２の両端に係る電圧を示し、Ｉｃはコンデンサ１４に流れる電流を示す。
　図２１に示すように、ＺＶＳが成立している条件では、スイッチング素子１２がオンする直前にはコンデンサ１４に電流が流れていない。これはスイッチング素子１２の両端電圧がゼロまで降下してからデバイスがオンするまでの間（図２１中の寄生ダイオード導通期間）にスイッチング素子１２の寄生ダイオードが導通し電流が流れるためである。
　図２２を参照し、コントローラ３の具体的な制御を説明する。図２２は、コントローラ３の制御フローを示すフローチャートである。コントローラ３は、所定の周期の駆動信号をスイッチング素子１２の制御端子に出力することで、周期的にスイッチング素子１２のオンオフを切り替えている。このようなスイッチング動作制御とは別に、コントローラ３は、以下の制御フローを実行する。なお、コントローラ３は、共振側電力変換装置の制御を開始する時、負荷２の動作状態が変動した時、又は、共振型電力共振装置の動作中の任意のタイミングで、図２２に示す制御フローを実行する。
　ステップＳ１にて、コントローラ３は、センサ１３ａにより、コンデンサ１４に流れる電流を検出する。ステップＳ２にて、コントローラ３は、スイッチング素子１２がターンオンになる直前にコンデンサ電流がゼロであるか否かを判定する。コンデンサ電流がゼロである場合には、コントローラ３はステップＳ６の制御を実行する。コンデンサ電流が流れている場合には、ステップＳ３にて、コントローラ３は、負方向のコンデンサ電流が流れているか否かを判定する。負方向のコンデンサ電流が流れている場合には、ステップＳ４にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも低くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより遅くする。そして、ステップＳ１に戻る。一方、正方向のコンデンサ電流が流れている場合には、ステップＳ５にて、コントローラ３は、駆動信号の周波数を変更前の周波数よりも高くし、スイッチング素子１２のターンオンさせるタイミングを変更前のタイミングより早くする。そして、ステップＳ１に戻る。ステップＳ６にて、コントローラ３は、現在の周波数を駆動信号の周波数に設定する。これにより、ＺＶＳを成立させるための周波数が決定する。
　図２３を参照し、コンデンサ１４の導通状態と、駆動信号の周波数との関係について説明する。図２３のグラフにおいて、ＺＶＳ領域は、ＺＶＳが成立している駆動周波数の領域を表している。またＳは制御開始時の周波数を示し、Ｅは制御終了時の周波数、すなわちステップＳ６の制御フローで設定される周波数を示す。
　駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数よりも低い状態から徐々に高くして、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけたとする（図２２の矢印Ｐに相当）。駆動信号の周波数を徐々に高くすると、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングが徐々に早くなる。そして、駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数に達すると、コンデンサ電流が正からゼロになる。つまり、図２２の矢印Ｐに示すように、コントローラ３が駆動信号の周波数を徐々に高くして、コンデンサ１４の電流が正からゼロに移った時が、ＺＶＳが成立した状態となる。そのため、コントローラ３は、駆動信号の周波数を徐々に高くして、コンデンサ１４の電流が正からゼロに移ったことを検出することで、ＺＶＳ成立時の周波数を設定できる。
　駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数よりも高い状態から徐々に低くして、駆動信号の周波数をＺＶＳ成立時の周波数に近づけたとする（図２３の矢印Ｑに相当）。駆動信号の周波数を徐々に低くすると、スイッチング素子１２のターンオンのタイミングが徐々に遅くなる。そして、駆動信号の周波数がＺＶＳ成立時の周波数に達すると、コンデンサ１４の電流が負からゼロになる。つまり、図２３の矢印Ｑに示すように、コントローラ３が駆動信号の周波数を徐々に低くして、コンデンサ１４の電流が負からゼロになった時が、ＺＶＳが成立した状態となる。そのため、コントローラ３は、駆動信号の周波数を徐々に低くして、コンデンサ１４の電流が負からゼロになったことを検出することで、ＺＶＳ成立時の周波数を設定できる。
　上記のように本実施形態では、コンデンサ電流が流れない場合には、スイッチング素子１２をターンオンさせるタイミングを、所定周期のタイミングに設定する。これにより、ＺＶＳを継続的に行うことができ、スイッチング損失を抑制できる。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より上げてもよい。また、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フローにおいて、駆動信号のデューティ比を現在のデューティ比より下げてもよい。
　なお本実施形態において、コントローラ３は、ステップＳ４の制御フロー及びステップＳ５の制御フローにおいて、駆動信号の周波数及びデューティ比を両方調整してもよい。
１…入力電源
２…負荷
３…コントローラ
１０…電圧共振回路
１１…チョークコイル
１２…スイッチング素子
１３…並列回路
１３ａ…センサ
１３ｂ…ダイオード
１３ｃ…スイッチング素子
１３ｄ…センサ
１３ｅ…ダイオード
１４…コンデンサ
１５…共振回路
１５ａ…共振コイル
１５ｂ…共振コンデンサ
１６…温度センサ

Claims (8)

  1. 　電圧共振回路を含む共振型電力変換装置を制御する制御方法であって、
    前記電圧共振回路は、
    　入力電源に接続されるチョークコイル、
    　前記チョークコイルに接続される第１スイッチング素子、
    　前記第１スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサ、
    　前記チョークコイルと前記第１スイッチング素子とを接続する接続点と出力端子との間に接続された共振回路を有し、
    前記制御方法は、
    　前記電圧共振回路に含まれ、前記第１スイッチング素子に並列に接続される並列回路に流れる電流の極性を、センサを用いて検出し、
    　前記センサにより検出される電流の極性に応じて、前記第１スイッチング素子の動作条件を制御する制御方法。
  2. 　請求項１記載の制御方法であって、
    　前記並列回路は、前記第１スイッチング素子の低電位側と前記接続点との間に接続されるダイオードを有し、
    　前記ダイオードの導通方向は、前記第１スイッチング素子の低電位側から前記接続点に向かって順方向電流を流す方向であり、
    前記制御方法は、
    　前記第１スイッチング素子が所定周期のタイミングでターンオンする状態で、前記ダイオードに流れるダイオード電流の極性を検出し、
    　順方向電流が前記ダイオードに流れている場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを、前記所定周期のタイミングよりも遅くし、
    　前記ダイオード電流が流れていない場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを、前記所定周期のタイミングよりも早くする制御方法。
  3. 　請求項２記載の制御方法であって、
    　前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを変更することで、前記ダイオードに順方向電流が流れない第１状態から前記ダイオードに順方向電流が流れる第２状態になった場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを、前記第２状態で変更されたタイミングに設定する制御方法。
  4. 　請求項１記載の制御方法であって、
    前記並列回路は、
    　第１ダイオードと第２スイッチング素子とを直列に接続する直列回路、及び、前記直列回路に並列に接続された第２ダイオードを有し、
    前記第１ダイオードの導通方向及び前記第２ダイオードの導通方向は、前記第１スイッチング素子の低電位側から前記接続点に向かって順方向電流を流す方向であり、
    前記制御方法は、
    　前記第１スイッチング素子が所定周期のタイミングでターンオンする状態で、前記第２ダイオードに流れる電流の極性を検出し、
    　順方向電流が前記第２ダイオードに流れない場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを前記所定周期のタイミングから変更し、
    　順方向電流が前記第２ダイオードに流れる場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを前記所定周期のタイミングから変更しない制御方法。
  5. 　請求項１記載の制御方法であって、
    　前記第１スイッチング素子が所定周期のタイミングでターンオンする状態で、前記第１スイッチング素子の温度を検出し、
    　前記第１スイッチング素子の検出温度が所定の温度閾値以上である場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを前記所定周期のタイミングから変更し、
    　前記第１スイッチング素子の検出温度が所定の温度閾値未満である場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを前記所定周期のタイミングから変更しない制御方法。
  6. 　請求項１記載の制御方法であって、
    　前記第１スイッチング素子が所定周期のタイミングでターンオンする直前に、前記並列回路に含まれる前記コンデンサに流れるコンデンサ電流の極性を検出し、
    　前記コンデンサ電流の方向が正方向である場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを、前記所定周期のタイミングよりも早くし、
    　前記コンデンサ電流の方向が負方向である場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを、前記所定周期のタイミングよりも遅くし、
    前記正方向は、電流が前記コンデンサの高電位側から低電位側に流れる方向であり、前記負方向は、電流が前記低電位側から前記高電位側に流れる方向である制御方法。
  7. 　請求項６記載の制御方法であって、
    　前記コンデンサ電流が流れない場合には、前記第１スイッチング素子をターンオンさせるタイミングを、前記所定周期のタイミングに設定する制御方法。
  8. 　電圧共振回路を含む共振型電力変換装置であって、
    　入力電源に接続されるチョークコイル、
    　前記チョークコイルに接続される第１スイッチング素子、
    　前記第１スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサ、
    　前記チョークコイルと前記第１スイッチング素子とを接続する接続点と出力端子との間に接続された共振回路を有する電圧共振回路と、
    　前記電圧共振回路に含まれる並列回路に流れる電流を検出するセンサと、
    　前記第１スイッチング素子を制御するコントローラとを備え、
    前記並列回路は前記第１スイッチング素子に並列に接続され、
    前記コントローラは、
    　前記センサにより検出される電流の極性に応じて、前記第１スイッチング素子の動作条件を制御する共振型電力変換装置。
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