JP2013198309A - 電源装置、送電装置、および電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】過電圧の検出時に早期の電圧低下を低コストで実現可能な電源装置を提供する。
【解決手段】増幅回路１１０は、チョークコイル１７２と、スイッチング素子１７４と、キャパシタ１７６と、フィルタ回路１７８とを含む。ゲート制御部１４０は、過電圧異常が検出されていないときは、パルス発生器１３０からのパルス信号に基づいてスイッチング素子１７４を駆動する。一方、電圧検出部１５０の検出電圧が警報電圧を超えることにより過電圧異常が検出されると、ゲート制御部１４０は、スイッチング素子１７４のドレイン電圧がパワーコントローラ１０の電圧よりも高く、かつ、警報電圧よりも低くなるようにスイッチング素子１７４を制御する。
【選択図】図２

Description

この発明は、電源装置、送電装置、および電力伝送システムに関し、特に、非接触電力伝送に用いられる電源装置、送電装置、および電力伝送システムに関する。

特開平７−１４２９３７号公報（特許文献１）は、高周波の電力を低損失で生成可能な電源装置として用いられるＥ級増幅回路の一構成を開示する。一般的に、Ｅ級増幅回路は、チョークコイルと、スイッチング素子と、スイッチング素子に並列に接続されるシャントキャパシタと、チョークコイルおよび負荷間に接続されるフィルタ回路とを含む。そして、このＥ級増幅回路においては、スイッチング素子およびシャントキャパシタに並列に、直列接続されたインダクタおよびキャパシタから成る直列共振回路が設けられる。

このような構成とすることにより、このＥ級増幅回路によれば、Ｅ級増幅回路の入力電力、出力電力、負荷抵抗の関係に設計上の許容範囲をもたせることができるとされる（特許文献１参照）。

特開平７−１４２９３７号公報

電磁誘導や磁界共振を用いて非接触で電力を伝送する非接触電力伝送が注目されている。非接触電力伝送を行なう電力伝送システムにおいて、Ｅ級増幅回路のような低損失の増幅回路を電源装置として用いることによって、非接触電力伝送の効率向上を図ることができる。

このような電力伝送システムにおいて過電圧が検出された場合、直ちに、電路を遮断したり、電源装置の動作を停止したりする必要がある。しかしながら、高周波の電力伝送システムにおいては、上記の遮断動作や停止動作によって電力の反射が発生し、電圧が低下するのに時間がかかる。

そこで、早期に電圧を低下させるために追加のスイッチング素子や放電抵抗等を設けることが考えられるが、その分コストが増加する。なお、上記のようなＥ級増幅回路においてスイッチング素子や放電抵抗等を追加すると、その追加された部品の寄生容量によって、零電圧スイッチングを実現するための回路特性が影響を受けるという問題もある。

それゆえに、この発明の目的は、過電圧の検出時に早期の電圧低下を低コストで実現可能な電源装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、過電圧の検出時に早期の電圧低下を低コストで実現可能な送電装置を提供することである。

さらに、この発明の別の目的は、過電圧の検出時に早期の電圧低下を低コストで実現可能な電力伝送システムを提供することである。

この発明によれば、電源装置は、増幅回路と、制御装置とを備える。増幅回路は、スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する。制御装置は、スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、端子間電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子を制御する。

好ましくは、増幅回路は、スイッチング素子と、チョークコイルと、フィルタ回路とを含む。チョークコイルは、スイッチング素子と直流電源との間に接続される。フィルタ回路は、スイッチング素子およびチョークコイル間の接続ノードと当該増幅回路に接続される負荷との間に接続される。電源装置は、電圧検出装置をさらに備える。電圧検出装置は、接続ノードの電圧を検出することによってスイッチング素子の端子間電圧を検出する。そして、制御装置は、接続ノードの電圧が第１の電圧を超えると、接続ノードの電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子を制御する。

さらに好ましくは、フィルタ回路は、共振回路を含む。共振回路は、インダクタと容量素子とによって構成される。

好ましくは、第１の電圧は、スイッチング素子の定格電圧以下の電圧である。
好ましくは、所定の条件は、スイッチング素子の端子間電圧が略零の状態である。

好ましくは、制御装置は、ゲート信号生成部と、ゲート制御部と、切替部とを含む。ゲート信号生成部は、スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させるためのスイッチング素子のゲート信号を生成する。ゲート制御部は、端子間電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子のゲート電圧を制御する。切替部は、端子間電圧が第１の電圧を超えると、スイッチング素子のゲートの制御を、ゲート信号生成部により生成されるゲート信号に基づく制御からゲート制御部の出力に基づく制御に切替える。

さらに好ましくは、ゲート制御部は、第１の演算部と、第２の演算部とを含む。第１の演算部は、端子間電圧と第１の電圧との偏差を算出する。第２の演算部は、偏差を入力として比例微分制御を実行し、その制御結果をスイッチング素子のゲート信号として出力する。

また、好ましくは、ゲート制御部は、端子間電圧を第１の電圧と比較し、その大小比較結果をスイッチング素子のゲート信号として出力する。

また、この発明によれば、送電装置は、受電装置へ非接触で送電する送電装置であって、電源部と、送電部とを備える。電源部は、交流電力を生成する。送電部は、電源部により生成された交流電力を受電装置の受電部へ非接触で出力するように構成される。電源部は、増幅回路と、制御部とを含む。増幅回路は、スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する。制御部は、スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、端子間電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子を制御する。

好ましくは、増幅回路は、スイッチング素子と、チョークコイルと、フィルタ回路とを含む。チョークコイルは、スイッチング素子と直流電源との間に接続される。フィルタ回路は、スイッチング素子およびチョークコイル間の接続ノードと当該増幅回路に接続される負荷との間に接続される。電源部は、電圧検出部をさらに含む。電圧検出部は、接続ノードの電圧を検出することによってスイッチング素子の端子間電圧を検出する。そして、制御部は、接続ノードの電圧が第１の電圧を超えると、接続ノードの電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子を制御する。

さらに好ましくは、フィルタ回路は、共振回路を含む。共振回路は、インダクタと容量素子とによって構成される。

好ましくは、第１の電圧は、スイッチング素子の定格電圧以下の電圧である。
好ましくは、所定の条件は、スイッチング素子の端子間電圧が略零の状態である。

好ましくは、制御部は、ゲート信号生成部と、ゲート制御部と、切替部とを含む。ゲート信号生成部は、スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させるためのスイッチング素子のゲート信号を生成する。ゲート制御部は、端子間電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子のゲート電圧を制御する。切替部は、端子間電圧が第１の電圧を超えると、スイッチング素子のゲートの制御を、ゲート信号生成部により生成されるゲート信号に基づく制御からゲート制御部の出力に基づく制御に切替える。

さらに好ましくは、ゲート制御部は、第１の演算部と、第２の演算部とを含む。第１の演算部は、端子間電圧と第１の電圧との偏差を算出する。第２の演算部は、偏差を入力として比例微分制御を実行し、その制御結果をスイッチング素子のゲート信号として出力する。

また、好ましくは、ゲート制御部は、端子間電圧を第１の電圧と比較し、その大小比較結果をスイッチング素子のゲート信号として出力する。

好ましくは、送電部の固有周波数と受電装置の受電部の固有周波数との差は、送電部の固有周波数または受電部の固有周波数の±１０％以下である。

また、好ましくは、送電部と受電装置の受電部との結合係数は０．１以下である。
また、好ましくは、送電部は、送電部と受電装置の受電部との間に形成される磁界と、送電部と受電部との間に形成される電界との少なくとも一方を通じて、受電部へ送電する。磁界および電界は、送電部と受電部との間に形成され、かつ、特定の周波数で振動する。

また、この発明によれば、電力伝送システムは、送電装置から受電装置へ非接触で電力を伝送する電力伝送システムである。受電装置は、受電部を含む。受電部は、送電装置から非接触で受電するように構成される。送電装置は、電源部と、送電部とを含む。電源部は、交流電力を生成する。送電部は、電源部により生成された交流電力を受電部へ非接触で出力するように構成される。電源部は、増幅回路と、制御部とを含む。増幅回路は、スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する。制御部は、スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、端子間電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子を制御する。

この発明においては、増幅回路は、スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する。そして、スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、端子間電圧が直流電源の電圧よりも高く、かつ、第１の電圧よりも低くなるようにスイッチング素子が制御される。これにより、増幅回路から直流電源へエネルギーが回生され、スイッチング素子の端子間電圧が速やかに低下する。したがって、この発明によれば、追加のスイッチング素子や放電抵抗を設けることなく、過電圧の検出時に早期の電圧低下を低コストで実現することができる。

この発明による電力伝送システムの全体構成図である。 図１に示す電源装置の構成図である。 電源装置が増幅モードで作動するときの波形図である。 図２に示すゲート制御部の機能ブロック図である。 主要な電圧および信号のタイミングチャートである。 送電装置から車両への非接触電力伝送を実現する電力伝送システムを示した図である。 電力伝送システムのシミュレーションモデルを示す図である。 送電部および受電部の固有周波数のズレと電力伝送効率との関係を示す図である。 電流源または磁流源からの距離と電磁界の強度との関係を示した図である。 変形例におけるゲート制御部の機能ブロック図である。 変形例における主要な電圧および信号のタイミングチャートである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、この発明の実施の形態による電力伝送システムの全体構成図である。図１を参照して、この電力伝送システムは、送電装置１００と、車両２００とを備える。送電装置１００は、パワーコントローラ１０と、電源装置２０と、送電部３０とを含む。車両２００は、受電部５０と、整流回路６０と、蓄電装置７０と、動力生成装置８０とを含む。

パワーコントローラ１０は、たとえば、系統電源１２や太陽電池１４、蓄電装置１６等から電力の供給を受ける。そして、パワーコントローラ１０は、一定の直流電圧（電源電圧Ｅ）を生成し、その生成した直流電圧の電力を電源装置２０へ供給する。

電源装置２０は、パワーコントローラ１０から電力を受けて高周波の交流電力を生成する。この電源装置２０には、大電力を出力可能であり、かつ、零電圧スイッチングを行なうことにより低損失で作動可能な増幅回路が用いられる。送電部３０は、電源装置２０から高周波の交流電力の供給を受け、車両２００の受電部５０へ非接触で電力を伝送する。一例として、送電部３０は、コイルおよびキャパシタを含む共振回路によって構成される。なお、電源装置２０および送電部３０の構成については、後ほど詳しく説明する。

一方、車両２００において、受電部５０は、送電装置１００の送電部３０から送出される電力を非接触で受電して整流回路６０へ出力する。なお、一例として、受電部５０も、コイルおよびキャパシタを含む共振回路によって構成される。この受電部５０の構成についても、送電装置１００の送電部３０とともに後ほど詳しく説明する。

整流回路６０は、受電部５０から受ける交流電力を直流電力に変換し、その変換された直流電力を蓄電装置７０へ出力することによって蓄電装置７０を充電する。蓄電装置７０は、再充電可能な直流電源であり、たとえばリチウムイオンやニッケル水素などの二次電池によって構成される。蓄電装置７０は、整流回路６０から出力される電力を蓄えるほか、動力生成装置８０によって発電される電力も蓄える。そして、蓄電装置７０は、その蓄えられた電力を動力生成装置８０へ供給する。なお、蓄電装置７０として大容量のキャパシタも採用可能である。

動力生成装置８０は、蓄電装置７０に蓄えられる電力を用いて車両２００の走行駆動力を発生する。特に図示しないが、動力生成装置８０は、たとえば、蓄電装置７０から電力を受けるインバータ、インバータによって駆動されるモータ、モータによって駆動される駆動輪等を含む。なお、動力生成装置８０は、蓄電装置７０を充電するための発電機と、その発電機を駆動可能なエンジンを含んでもよい。

図２は、図１に示した電源装置２０の構成図である。図２を参照して、電源装置２０は、増幅回路１１０と、出力端子１２０と、パルス発生器１３０と、ゲート制御部１４０と、電圧検出部１５０とを含む。増幅回路１１０は、チョークコイル１７２と、スイッチング素子１７４と、キャパシタ１７６と、フィルタ回路１７８とを含む。

チョークコイル１７２は、パワーコントローラ１０（図１）とノードＮＤとの間に接続され、ノードＮＤにスイッチング素子１７４が接続される。フィルタ回路１７８は、ノードＮＤと出力端子１２０との間に接続され、出力端子１２０に負荷１６０が接続される。なお、負荷１６０は、電源装置２０から見た、電源装置２０以降の負荷を総括的に示したものである。キャパシタ１７６は、ノードＮＤとフィルタ回路１７８との間の電力線ＰＬに接続される。すなわち、キャパシタ１７６は、スイッチング素子１７４に並列に接続される。

チョークコイル１７２は、パワーコントローラ１０から受ける電流を略一定にする。すなわち、チョークコイル１７２のインダクタンスは、パワーコントローラ１０から受ける電流を略一定化できる程度に大きく設定される。

スイッチング素子１７４は、ゲート制御部１４０によって駆動される。スイッチング素子１７４には、代表的にはパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）が用いられるが、パワーＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワートランジスタを用いてもよい。なお、スイッチング素子１７４には、逆並列にダイオードが接続される。

フィルタ回路１７８は、直列接続されたキャパシタ１８０およびコイル１８２によって構成される共振回路である。フィルタ回路１７８は、スイッチング素子１７４のスイッチング動作によって電力線ＰＬに生成される交流電力のうち所望の周波数成分を出力端子１２０へ通過させるためのフィルタとして機能する。

キャパシタ１７６は、増幅回路１１０の作動周波数および出力の負荷に基づいて、Ｅ級増幅回路の設計理論に従ってたとえば次式にてその容量Ｃが決定される。

Ｃ＝８／{π（π²＋４）ωＲ} …（１）
ここで、ω＝２πｆであり、ｆは作動周波数を示し、Ｒは負荷の大きさを示す。なお、スイッチング素子１７４は寄生容量を有するので、キャパシタ１７６の容量については、上記の算出値からスイッチング素子１７４の寄生容量を差引く必要がある。

パルス発生器１３０は、スイッチング素子１７４が零電圧スイッチングを行なうためのパルス信号（デューティー比５０％）を発生してゲート制御部１４０へ出力する。パルス発生器１３０が発生するパルス信号の周波数は、この電源装置２０により生成される交流電力の周波数である。電圧検出部１５０は、ノードＮＤの電圧すなわちスイッチング素子１７４のドレイン電圧Ｖｄを検出し、その検出値をゲート制御部１４０へ出力する。なお、電圧検出部１５０がノードＮＤの電圧（ドレイン電圧Ｖｄ）を検出することは、スイッチング素子１７４の端子間電圧を検出することに相当する。

ゲート制御部１４０は、電圧検出部１５０によって検出されたドレイン電圧Ｖｄを、ドレイン電圧Ｖｄが過電圧であることを示す所定の警報電圧Ｖａと比較する。なお、この警報電圧Ｖａは、スイッチング素子１７４の定格電圧以下の値に設定され、たとえば、スイッチング素子１７４の定格電圧に、１よりも小さい所定の係数を乗算した値に設定される。そして、ドレイン電圧Ｖｄが警報電圧Ｖａよりも低いときは、ゲート制御部１４０は、パルス発生器１３０が発生したパルス信号に基づいて、スイッチング素子１７４をスイッチング駆動する。

一方、ドレイン電圧Ｖｄが警報電圧Ｖａを超えると、ゲート制御部１４０は、ドレイン電圧Ｖｄに基づくアクティブゲート制御（以下「ＡＧＣ（Active Gate Control）」とも称する。）を実行する。具体的には、ゲート制御部１４０は、予め定められた期間、ドレイン電圧Ｖｄが、パワーコントローラ１０の供給電圧（電源電圧Ｅ）よりも高く、かつ、警報電圧Ｖａよりも低くなるように、スイッチング素子１７４を駆動する。

より詳しくは、ドレイン電圧Ｖｄが警報電圧Ｖａを超えることにより過電圧が検知されると、ゲート制御部１４０は、増幅回路１１０の動作モードを「増幅モード」から「制動モード」に切替える。増幅モードは、パルス発生器１３０からのパルス信号に基づいてスイッチング素子１７４の零電圧スイッチングを行なうことにより、パワーコントローラ１０から供給される電力を低損失で増幅する動作モードである。

制動モードは、負荷１６０の負荷変動により電力線ＰＬに過電圧が発生した場合に、電力線ＰＬの電圧を速やかに低下させるための動作モードである。動作モードが制動モードになると、ゲート制御部１４０は、予め定められた期間ＡＧＣを実行し、ドレイン電圧Ｖｄの平均値が、パワーコントローラ１０の供給電圧（電源電圧Ｅ）よりも高く、かつ、警報電圧Ｖａよりも低くなるように、スイッチング素子１７４を駆動する。電源電圧Ｅよりもドレイン電圧Ｖｄの平均値が高くなるようにスイッチング素子１７４を駆動するのは、ドレイン電圧Ｖｄの平均値が電源電圧Ｅよりも低くなると、パワーコントローラ１０から増幅回路１１０へ電流が流れて電力が流入するからである。なお、ゲート制御部１４０の構成については、後ほど詳しく説明する。

図３は、電源装置２０が増幅モードで作動するときの波形図である。図３とともに図２を参照して、電圧Ｖｇは、スイッチング素子１７４のゲート電圧を示し、電圧Ｖｄは、スイッチング素子１７４のドレイン電圧を示す。また、電流Ｉｓは、スイッチング素子１７４に流れる電流を示し、電流Ｉｏは、出力端子１２０から出力される電流を示す。

時刻ｔ１において、ゲート電圧Ｖｇが立ち上がり、スイッチング素子１７４がターンオンする。スイッチング素子１７４がオンしている間は、ドレイン電圧Ｖｄは零であり、スイッチング素子１７４には電流Ｉｓが流れる。

時刻ｔ２において、ゲート電圧Ｖｇが立ち下がり、スイッチング素子１７４がターンオフする。電流Ｉｓは零となり、キャパシタ１７６が充電されることによりドレイン電圧Ｖｄが上昇する。その後、フィルタ回路１７８（共振回路）の作用によってキャパシタ１７６の放電が始まり、ドレイン電圧Ｖｄは低下する。キャパシタ１７６の容量は、スイッチング素子１７４の零電圧スイッチングを実現するために上記の式（１）に基づいて設計されており、スイッチング素子１７４がターンオンする時刻ｔ３の直前にドレイン電圧Ｖｄは零となる。

そして、時刻ｔ３において、ゲート電圧Ｖｇが再び立ち上がり、ドレイン電圧Ｖｄが零の状態でスイッチング素子１７４がターンオンする。すなわち、スイッチング素子１７４の零電圧スイッチングが実現される。

図４は、図２に示したゲート制御部１４０の機能ブロック図である。図４を参照して、ゲート制御部１４０は、異常検出部２１０と、パルス幅延長部２２０とを含む。また、ゲート制御部１４０は、比較電圧生成部２３０と、減算部２４０と、比例微分制御部（以下「ＰＤ制御部」とも称する。）２５０と、切替部２６０と、ゲート駆動部２７０とをさらに含む。

異常検出部２１０は、電圧検出部１５０（図２）により検出された電圧（スイッチング素子１７４のドレイン電圧Ｖｄ）を警報電圧Ｖａと比較する。警報電圧Ｖａは、ドレイン電圧Ｖｄの過電圧を検知するために設定される電圧しきい値であり、スイッチング素子１７４の定格電圧や、その定格電圧に１よりも小さい所定の係数を乗算した値に設定される。なお、所定の係数は、ＡＧＣの応答特性や、スイッチング素子１７４の定格電圧、パワーコントローラ１０の供給電圧等に基づいて決定される。そして、ドレイン電圧Ｖｄが警報電圧Ｖａを超えると、異常検出部２１０は、パルス幅延長部２２０へ出力される異常検知信号を活性化（たとえばＨ（論理ハイ）レベル）する。

パルス幅延長部２２０は、異常検出部２１０から受ける異常検知信号が活性化されると、予め定められた期間、切替部２６０へ出力されるＡＧＣ切替信号を活性化（Ｈレベル）する。なお、ＡＧＣ切替信号が活性化される期間は、上述した制動モード時のＡＧＣ作動時間を定めるものであり、ＡＧＣが作動することによってドレイン電圧Ｖｄの振動が所定範囲内に収束するまでの予測時間に基づいて決定される。なお、パルス幅延長部２２０は、たとえば、タイマ機能を有するカウンタや、単安定マルチバイブレータ等によって構成される。

比較電圧生成部２３０、減算部２４０、およびＰＤ制御部２５０は、ドレイン電圧Ｖｄに基づくＡＧＣを実行する。比較電圧生成部２３０は、ＡＧＣ作動時におけるドレイン電圧Ｖｄ（平均値）の基準電圧となる比較電圧Ｖｒを生成する。比較電圧Ｖｒの値は、チョークコイル１７２を介して受けるパワーコントローラ１０から供給される電源電圧Ｅよりも高く、かつ、警報電圧Ｖａよりも低い値に設定される。

減算部２４０は、比較電圧生成部２３０から受ける比較電圧Ｖｒを電圧検出部１５０により検出された電圧（ドレイン電圧Ｖｄ）から減算し、その演算結果をＰＤ制御部２５０へ出力する。ＰＤ制御部２５０は、減算部２４０から受けるドレイン電圧Ｖｄと比較電圧Ｖｒとの偏差に基づいて比例微分演算を行ない、その演算結果を切替部２６０へ出力する。なお、比例微分演算に代えて比例演算のみとしてもよい。

切替部２６０は、端子Ｔ１〜Ｔ３を含む。端子Ｔ１は、パルス発生器１３０（図２）の出力端と接続され、スイッチング素子１７４が零電圧スイッチングを行なうためのパルス信号をパルス発生器１３０から受ける。端子Ｔ２は、ＰＤ制御部２５０の出力端と接続され、ＰＤ制御部２５０の制御出力を受ける。端子Ｔ３は、ゲート駆動部２７０に接続され、端子Ｔ１またはＴ２に受ける信号をゲート駆動部２７０へ出力する。具体的には、パルス幅延長部２２０から受けるＡＧＣ切替信号が活性化されていないとき、すなわち異常検出部２１０により異常（過電圧）が検出されていないとき、切替部２６０は、端子Ｔ３を端子Ｔ１と電気的に接続する。これにより、異常検出部２１０により異常（過電圧）が検出されていないときは、パルス発生器１３０により発生されるパルス信号がゲート駆動部２７０へ出力される。

一方、パルス幅延長部２２０から受けるＡＧＣ切替信号が活性化されているとき、すなわち異常検出部２１０により異常（過電圧）が検出されたとき、切替部２６０は、端子Ｔ３を端子Ｔ２と電気的に接続する。これにより、異常検出部２１０により異常（過電圧）が検出されたときは、ＰＤ制御部２５０の出力がゲート駆動部２７０へ出力される。

ゲート駆動部２７０は、切替部２６０から受ける信号に基づいて、スイッチング素子１７４を実際に駆動するためのゲート電圧を生成し、その生成されたゲート電圧をスイッチング素子１７４のゲート端子へ出力する。

図５は、この実施の形態における主要な電圧および信号のタイミングチャートである。図５とともに図２，４を参照して、時刻ｔ１１以前は、異常検出部２１０により過電圧異常は検出されておらず、異常検知信号およびＡＧＣ切替信号は、Ｌ（論理ロー）レベルである。スイッチング素子１７４のゲート電圧は、零電圧スイッチングを実現するための、パルス発生器１３０により発生されるパルス信号に基づいて変化し、これに応じてスイッチング素子１７４のドレイン電圧Ｖｄも周期的に変化する。

時刻ｔ１１において、ドレイン電圧Ｖｄが警報電圧Ｖａを超えると、異常検知信号がＨレベルとなり、それに応じてＡＧＣ切替信号がＨレベルとなる。そうすると、スイッチング素子１７４のゲート駆動が、パルス発生器１３０による駆動から、比較電圧生成部２３０、減算部２４０、およびＰＤ制御部２５０により形成されるＡＧＣ回路による駆動に切替わる。これにより、ドレイン電圧Ｖｄに基づくＡＧＣによってスイッチング素子１７４のゲート電圧が制御され、警報電圧Ｖａよりも低い比較電圧Ｖｒに基づいてドレイン電圧Ｖｄが調整される。

なお、ＡＧＣの作動によって回路内のエネルギーがパワーコントローラ１０側に回生されて減少することにより、ドレイン電圧Ｖｄの振動が小さくなるとともに、ドレイン電圧Ｖｄの振動中心も低下する。そして、ドレイン電圧Ｖｄのピーク値が比較電圧Ｖｒを下回ると、スイッチング素子１７４のゲートはオフ状態となり、回路内の振動エネルギーは回路内の損失によって減衰する。これにより、ドレイン電圧Ｖｄは、最終的には、パワーコントローラ１０の供給電圧（電源電圧Ｅ）に収束する。そして、ＡＧＣ切替信号がＨレベルとなってから所定期間が経過すると、ＡＧＣ切替信号がＬレベルとなり、ＡＧＣが終了する。

次に、送電装置１００から車両２００への電力伝送システムについて説明する。
図６は、送電装置１００から車両２００への電力伝送を実現する電力伝送システムを示した図である。なお、この図６に示される構成は一例であって、電力伝送を実現するための構成が図６の構成に限定されるものではない。

図６を参照して、送電装置１００において、電源装置２０と送電部３０との間には、整合回路３１０と、同軸線路３２０とが設けられる（図１では図示せず）。整合回路３１０は、コイル３１２と、可変コンデンサ３１４とを含む。整合回路３１０は、可変コンデンサ３１４の容量を変化させることによってインピーダンスを変更することができる。この整合回路３１０においてインピーダンスを変更することによって、送電装置１００のインピーダンスを車両２００のインピーダンスと整合させることができる（インピーダンスマッチング）。なお、この整合回路３１０は、電源装置２０に組込んでもよい。また、車両２００側にインピーダンス整合機能を有する装置が存在する場合には、整合回路３１０を省略することも可能である。

同軸線路３２０は、整合回路３１０を送電部３０と電気的に接続する。送電部３０は、一次コイル３３２と、キャパシタ３３４とを含む。一次コイル３３２は、キャパシタ３３４とともに共振回路を形成し、電源装置２０から供給される交流電力を車両２００の受電部５０へ非接触で送電する。なお、特に図示しないが、一次コイル３３２およびキャパシタ３３４によって閉ループを形成し、電源装置２０から出力される交流電力を電磁誘導により一次コイル３３２へ供給する電磁誘導コイルを別途設けてもよい。キャパシタ３３４は、共振回路の固有周波数を調整するために設けられるものであり、一次コイル３３２の浮遊容量を利用して所望の固有周波数が得られる場合には、キャパシタ３３４を設けない構成としてもよい。

一方、車両２００において、送電装置１００の送電部３０から送出された電力は、受電部５０によって受電され、負荷部３４０へ出力される。負荷部３４０は、車両負荷３４２と、保護スイッチ３４４とを含む。車両負荷３４２は、受電部５０以降の負荷を総括的に示したものであり、図１に示した整流回路６０、蓄電装置７０、および動力生成装置８０に相当する。保護スイッチ３４４は、車両負荷３４２が意図しない受電を防止するために設けられる遮断器である。

受電部５０は、二次コイル３３６と、キャパシタ３３８とを含む。二次コイル３３６は、キャパシタ３３８とともに共振回路を形成し、送電装置１００の送電部３０から送出される電力を非接触で受電する。なお、特に図示しないが、二次コイル３３６およびキャパシタ３３８によって閉ループを形成し、二次コイル３３６により受電された交流電力を電磁誘導により二次コイル３３６から取出して負荷部３４０へ出力する電磁誘導コイルを別途設けてもよい。キャパシタ３３８は、共振回路の固有周波数を調整するために設けられるものであり、二次コイル３３６の浮遊容量を利用して所望の固有周波数が得られる場合には、キャパシタ３３８を設けない構成としてもよい。

なお、この図６において、電源装置２０以降の回路が、図２に示した負荷１６０に相当する。

以下に、送電装置１００の送電部３０から車両２００の受電部５０への非接触電力伝送について詳細に説明する。この電力伝送システムにおいては、送電部３０の固有周波数と、受電部５０の固有周波数との差は、送電部３０の固有周波数または受電部５０の固有周波数の±１０％以下である。このような範囲に送電部３０および受電部５０の固有周波数を設定することで電力伝送効率を高めることができる。一方、上記の固有周波数の差が±１０％よりも大きくなると、電力伝送効率が１０％よりも小さくなり、電力伝送時間が長くなるなどの弊害が生じる。

なお、送電部３０（受電部５０）の固有周波数とは、一次コイル３３２およびキャパシタ３３４（二次コイル３３６およびキャパシタ３３８）によって構成される電気回路（共振回路）が自由振動する場合の振動周波数を意味する。なお、送電部３０（受電部５０）の共振周波数とは、一次コイル３３２およびキャパシタ３３４（二次コイル３３６およびキャパシタ３３８）によって構成される電気回路（共振回路）において、制動力または電気抵抗を零としたときの固有周波数を意味する。

図７および図８を用いて、固有周波数の差と電力伝送効率との関係とを解析したシミュレーション結果について説明する。図７は、電力伝送システムのシミュレーションモデルを示す図である。また、図８は、送電部および受電部の固有周波数のズレと電力伝送効率との関係を示す図である。

図７を参照して、電力伝送システム８９は、送電部９０と、受電部９１とを備える。送電部９０は、第１コイル９２と、第２コイル９３とを含む。第２コイル９３は、共振コイル９４と、共振コイル９４に設けられたキャパシタ９５とを含む。受電部９１は、第３コイル９６と、第４コイル９７とを備える。第３コイル９６は、共振コイル９９とこの共振コイル９９に接続されたキャパシタ９８とを含む。

共振コイル９４のインダクタンスをインダクタンスＬｔとし、キャパシタ９５のキャパシタンスをキャパシタンスＣ１とする。また、共振コイル９９のインダクタンスをインダクタンスＬｒとし、キャパシタ９８のキャパシタンスをキャパシタンスＣ２とする。このように各パラメータを設定すると、第２コイル９３の固有周波数ｆ１は、下記の式（１）によって示され、第３コイル９６の固有周波数ｆ２は、下記の式（２）によって示される。

ｆ１＝１／｛２π（Ｌｔ×Ｃ１）^1/2｝・・・（１）
ｆ２＝１／｛２π（Ｌｒ×Ｃ２）^1/2｝・・・（２）
ここで、インダクタンスＬｒおよびキャパシタンスＣ１，Ｃ２を固定して、インダクタンスＬｔのみを変化させた場合において、第２コイル９３および第３コイル９６の固有周波数のズレと電力伝送効率との関係を図８に示す。なお、このシミュレーションにおいては、共振コイル９４および共振コイル９９の相対的な位置関係は固定とし、さらに、第２コイル９３に供給される電流の周波数は一定である。

図８に示すグラフのうち、横軸は固有周波数のズレ（％）を示し、縦軸は一定周波数での電力伝送効率（％）を示す。固有周波数のズレ（％）は、下記の式（３）によって示される。

（固有周波数のズレ）＝｛（ｆ１−ｆ２）／ｆ２｝×１００（％）・・・（３）
図８からも明らかなように、固有周波数のズレ（％）が０％の場合には、電力伝送効率は１００％近くとなる。固有周波数のズレ（％）が±５％の場合には、電力伝送効率は４０％程度となる。固有周波数のズレ（％）が±１０％の場合には、電力伝送効率は１０％程度となる。固有周波数のズレ（％）が±１５％の場合には、電力伝送効率は５％程度となる。すなわち、固有周波数のズレ（％）の絶対値（固有周波数の差）が、第３コイル９６の固有周波数の１０％以下の範囲となるように第２コイル９３および第３コイル９６の固有周波数を設定することで、電力伝送効率を実用的なレベルに高めることができることがわかる。さらに、固有周波数のズレ（％）の絶対値が第３コイル９６の固有周波数の５％以下となるように第２コイル９３および第３コイル９６の固有周波数を設定すると、電力伝送効率をさらに高めることができるのでより好ましい。なお、シミュレーションソフトしては、電磁界解析ソフトウェア（ＪＭＡＧ（登録商標）：株式会社ＪＳＯＬ製）を採用している。

再び図６を参照して、送電装置１００の送電部３０および車両２００の受電部５０は、送電部３０と受電部５０との間に形成される磁界および電界の少なくとも一方を通じて、非接触で電力を授受する。送電部３０と受電部５０との間に形成される磁界および／または電界は、特定の周波数で振動する。そして、送電部３０と受電部５０とを電磁界によって共振（共鳴）させることで、送電部３０から受電部５０へ電力が伝送される。

なお、上記では、送電部３０および受電部５０にコイル（たとえばヘリカルコイル）を採用したが、コイルに代えて、メアンダラインなどのアンテナなどを採用してもよい。メアンダラインなどのアンテナなどを採用した場合には、送電部３０に特定の周波数の電流が流れることで、特定の周波数の電界が送電部３０の周囲に形成される。そして、この電界を通して、送電部３０と受電部５０との間で電力伝送が行われる。

この電力伝送システムにおいては、電磁界の「静電磁界」が支配的な近接場（エバネッセント場）を利用することで、送電および受電効率の向上が図られている。

図９は、電流源または磁流源からの距離と電磁界の強度との関係を示した図である。図９を参照して、電磁界は３つの成分から成る。曲線ｋ１は、波源からの距離に反比例した成分であり、「輻射電磁界」と称される。曲線ｋ２は、波源からの距離の２乗に反比例した成分であり、「誘導電磁界」と称される。また、曲線ｋ３は、波源からの距離の３乗に反比例した成分であり、「静電磁界」と称される。なお、電磁界の波長を「λ」とすると、「輻射電磁界」と「誘導電磁界」と「静電磁界」との強さが略等しくなる距離は、λ／２πと表わすことができる。

「静電磁界」は、波源からの距離とともに急激に電磁波の強度が減少する領域であり、この実施の形態に係る電力伝送システムでは、この「静電磁界」が支配的な近接場（エバネッセント場）を利用してエネルギー（電力）の伝送が行なわれる。すなわち、「静電磁界」が支配的な近接場において、近接する固有周波数を有する送電部３０および受電部５０（たとえば一対のコイル）を共鳴させることにより、送電部３０から他方の受電部５０へエネルギー（電力）を伝送する。この「静電磁界」は遠方にエネルギーを伝播しないので、遠方までエネルギーを伝播する「輻射電磁界」によってエネルギー（電力）を伝送する電磁波に比べて、共鳴法は、より少ないエネルギー損失で送電することができる。

このように、この電力伝送システムにおいては、送電部３０と受電部５０とを電磁界によって共振（共鳴）させることで、送電部３０と受電部５０との間で非接触で電力が伝送される。送電部３０と受電部５０との間に形成されるこのような電磁場は、たとえば、近接場共振（共鳴）結合場という場合がある。送電部３０と受電部５０との結合係数κは、たとえば、０．３以下程度であり、好ましくは、０．１以下である。当然のことながら、結合係数κが０．１〜０．３程度の範囲も採用することができる。結合係数κは、このような値に限定されるものでなく、電力伝送が良好となる種々の値をとり得る。

なお、電力伝送における、上記のような送電部３０と受電部５０との結合を、たとえば、「磁気共鳴結合」、「磁界（磁場）共鳴結合」、「磁場共振（共鳴）結合」、「近接場共振（共鳴）結合」、「電磁界（電磁場）共振結合」、「電界（電場）共振結合」等という。「電磁界（電磁場）共振結合」は、「磁気共鳴結合」、「磁界（磁場）共鳴結合」、「電界（電場）共振結合」のいずれも含む結合を意味する。

送電部３０と受電部５０とが上記のようにコイルによって形成される場合には、送電部３０と受電部５０とは、主に磁界（磁場）によって結合し、「磁気共鳴結合」または「磁界（磁場）共鳴結合」が形成される。なお、上記のように、送電部３０と受電部５０とにメアンダライン等のアンテナを採用することも可能であり、この場合には、送電部３０と受電部５０とは、主に電界（電場）によって結合し、「電界（電場）共鳴結合」が形成される。

以上のように、この実施の形態においては、増幅回路１１０のスイッチング素子１７４のドレイン電圧Ｖｄが所定の警報電圧Ｖａを超えると、ドレイン電圧Ｖｄが、パワーコントローラ１０の供給電圧（電源電圧Ｅ）よりも高く、かつ、警報電圧Ｖａよりも低くなるように、スイッチング素子１７４が制御される（ＡＧＣ）。これにより、増幅回路１１０からパワーコントローラ１０へエネルギーが回生され、スイッチング素子１７４のドレイン電圧Ｖｄが速やかに低下する。したがって、この実施の形態によれば、追加のスイッチング素子や放電抵抗を設けることなく、過電圧の検出時に早期の電圧低下を低コストで実現することができる。

［変形例］
上記の実施の形態では、過電圧を速やかに解消するための制動モード時に、ゲート制御部１４０において、電圧検出部１５０の検出電圧と比較電圧Ｖｒとの偏差に基づくＰＤ制御が実行されるものとしたが、この変形例では、電圧検出部１５０の検出電圧を比較電圧Ｖｒと比較し、その大小比較結果に基づいてスイッチング素子１７４が駆動される。

図１０は、この変形例におけるゲート制御部の機能ブロック図である。図１０を参照して、このゲート制御部１４０Ａは、図４に示したゲート制御部１４０の構成において、減算部２４０およびＰＤ制御部２５０に代えて比較部２８０を含む。

比較部２８０は、電圧検出部１５０により検出された電圧（ドレイン電圧Ｖｄ）を受け、比較電圧生成部２３０から比較電圧Ｖｒを受ける。そして、比較部２８０は、検出されたドレイン電圧Ｖｄを比較電圧Ｖｒと比較し、その大小比較結果を切替部２６０へ出力する。より詳しくは、比較部２８０は、ドレイン電圧Ｖｄが比較電圧Ｖｒ以上のとき、切替部２６０に出力される信号を活性化（Ｈレベル）する。一方、比較部２８０は、ドレイン電圧Ｖｄが比較電圧Ｖｒよりも低いときは、切替部２６０に出力される信号を非活性化（Ｌレベル）する。なお、比較部２８０の出力に基づいてスイッチング素子１７４が駆動される場合（制動モード時）において、比較部２８０の出力が活性化されているとき、スイッチング素子１７４はオン状態となり、比較部２８０の出力が非活性化されているとき、スイッチング素子１７４はオフ状態となる。

なお、ゲート制御部１４０Ａのその他の構成は、図４に示したゲート制御部１４０と同じである。また、この変形例における電源装置の全体構成は、図２に示した電源装置２０と同じである。

図１１は、この変形例における主要な電圧および信号のタイミングチャートである。図１１とともに図２，１０を参照して、時刻ｔ１１以前は、異常検出部２１０により異常は検出されておらず、異常検知信号およびＡＧＣ切替信号はＬレベルである。

時刻ｔ１１において、ドレイン電圧Ｖｄが警報電圧Ｖａを超えると、異常検知信号がＨレベルとなり、それに応じてＡＧＣ切替信号がＨレベルとなる。そうすると、スイッチング素子１７４のゲート駆動が、パルス発生器１３０による駆動から、比較電圧生成部２３０および比較部２８０により形成されるＡＧＣ回路による駆動に切替わる。これにより、ドレイン電圧Ｖｄに基づくＡＧＣによってスイッチング素子１７４のゲート電圧が制御され、警報電圧Ｖａよりも低い比較電圧Ｖｒに基づいてドレイン電圧Ｖｄが調整される。

そして、ドレイン電圧Ｖｄは、最終的には、パワーコントローラ１０の供給電圧（電源電圧Ｅ）に収束し、ＡＧＣ切替信号がＨレベルとなってから所定期間が経過すると、ＡＧＣ切替信号がＬレベルとなってＡＧＣが終了する。

以上のように、この変形例においても、上記の実施の形態と同様の効果が得られる。また、ＰＤ制御部２５０（図４）に代えて比較部２８０を用いたので、より簡便な制御で増幅回路においてＡＧＣを実現することができる。

なお、上記の実施の形態およびその変形例において、ＡＧＣ作動時におけるドレイン電圧Ｖｄ（平均値）の基準電圧となる比較電圧Ｖｒは、パワーコントローラ１０から供給される電源電圧Ｅよりも高く、かつ、警報電圧Ｖａよりも低い値に設定されるものとしたが、電源電圧Ｅに応じて比較電圧Ｖｒを可変としてもよい。すなわち、上記においては、パワーコントローラ１０は、一定の電源電圧Ｅを生成するものとしたが、パワーコントローラ１０に電力を供給する電源（たとえば、系統電源１２や太陽電池１４、蓄電装置１６等）に応じて電源電圧Ｅを可変とする場合に、その電源電圧Ｅに応じて比較電圧Ｖｒを可変としてもよい。これにより、比較電圧Ｖｒを不必要に高める必要がなく、ＡＧＣ作動時にドレイン電圧Ｖｄを速やかに低減させることができる。

また、上記においては、Ｅ級零電圧スイッチング（ＺＶＳ（Zero Voltage Switching））増幅回路によって増幅回路１１０が構成される場合について代表的に説明したが、この発明は、スイッチング素子と電源（上記のパワーコントローラ１０）との間にチョークコイルが設けられる構成の増幅回路全般に適用可能である。たとえば、この発明は、プッシュプル形式のＥ級ＺＶＳ増幅回路や、Ｅ級零電流スイッチング（ＺＣＳ（Zero Current Switching））増幅回路、Ｆ級増幅回路等にも適用可能である。

また、上記においては、車両を用いた非接触電力伝送システムに本発明の電源装置が適用される場合について説明したが、この発明は、携帯電話や家電製品などの車両以外の非接触電力伝送システムにも適用可能である。

また、上記においては、一次側の送電部３０と二次側の受電部５０とを電磁界によって共振（共鳴）させることで、一次側の送電部３０から二次側の受電部５０へ非接触で電力が伝送されるものとしたが、電磁誘導により一次側から二次側へ電力を伝送するシステムにもこの発明は適用可能である。

なお、上記において、パルス発生器１３０およびゲート制御部１４０（１４０Ａ）は、この発明における「制御装置」および「制御部」の一実施例を形成し、パルス発生器１３０は、この発明における「ゲート信号生成部」の一実施例に対応する。また、減算部２４０は、この発明における「第１の演算部」の一実施例に対応し、ＰＤ制御部２５０は、この発明における「第２の演算部」の一実施例に対応する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ パワーコントローラ、１２ 系統電源、１４ 太陽電池、１６，７０ 蓄電装置、２０ 電源装置、３０ 送電部、５０ 受電部、６０ 整流回路、８０ 動力生成装置、１００ 送電装置、１１０ 増幅回路、１２０ 出力端子、１３０ パルス発生器、１４０，１４０Ａ ゲート制御部、１５０ 電圧検出部、１６０ 負荷、１７２ チョークコイル、１７４ スイッチング素子、１７６，１８０，３３４，３３８ キャパシタ、１７８ フィルタ回路、１８２，３１２ コイル、２００ 車両、２１０ 異常検出部、２２０ パルス幅延長部、２３０ 比較電圧生成部、２４０ 減算部、２５０ ＰＤ制御部、２６０ 切替部、２７０ ゲート駆動部、２８０ 比較部、３１０ 整合回路、３１４ 可変コンデンサ、３２０ 同軸線路、３３２ 一次コイル、３３６ 二次コイル、３４０ 負荷部、３４２ 車両負荷、３４４ 保護スイッチ。

Claims (20)

1. スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する増幅回路と、
   前記スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、前記端子間電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子を制御する制御装置とを備える、電源装置。
2. 前記増幅回路は、
   前記スイッチング素子と、
   前記スイッチング素子と前記直流電源との間に接続されるチョークコイルと、
   前記スイッチング素子および前記チョークコイル間の接続ノードと当該増幅回路に接続される負荷との間に接続されるフィルタ回路とを含み、
   前記電源装置は、前記接続ノードの電圧を検出することによって前記スイッチング素子の端子間電圧を検出する電圧検出装置をさらに備え、
   前記制御装置は、前記接続ノードの電圧が前記第１の電圧を超えると、前記接続ノードの電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子を制御する、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記フィルタ回路は、インダクタと容量素子とによって構成される共振回路を含む、請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第１の電圧は、前記スイッチング素子の定格電圧以下の電圧である、請求項１から３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記所定の条件は、前記スイッチング素子の端子間電圧が略零の状態である、請求項１から４のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記制御装置は、
   前記スイッチング素子を前記所定の条件でスイッチング動作させるための前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
   前記端子間電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子のゲート電圧を制御するためのゲート制御部と、
   前記端子間電圧が前記第１の電圧を超えると、前記スイッチング素子のゲートの制御を、前記ゲート信号生成部により生成される前記ゲート信号に基づく制御から前記ゲート制御部の出力に基づく制御に切替える切替部とを含む、請求項１から５のいずれかに記載の電源装置。
7. 前記ゲート制御部は、
   前記端子間電圧と前記第１の電圧との偏差を算出する第１の演算部と、
   前記偏差を入力として比例微分制御を実行し、その制御結果を前記スイッチング素子のゲート信号として出力する第２の演算部とを含む、請求項６に記載の電源装置。
8. 前記ゲート制御部は、前記端子間電圧を前記第１の電圧と比較し、その大小比較結果を前記スイッチング素子のゲート信号として出力する、請求項６に記載の電源装置。
9. 受電装置へ非接触で送電する送電装置であって、
   交流電力を生成する電源部と、
   前記電源部により生成された交流電力を前記受電装置の受電部へ非接触で出力するように構成された送電部とを備え、
   前記電源部は、
   スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する増幅回路と、
   前記スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、前記端子間電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子を制御する制御部とを含む、送電装置。
10. 前記増幅回路は、
    前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子と前記直流電源との間に接続されるチョークコイルと、
    前記スイッチング素子および前記チョークコイル間の接続ノードと当該増幅回路に接続される負荷との間に接続されるフィルタ回路とを含み、
    前記電源部は、前記接続ノードの電圧を検出することによって前記スイッチング素子の端子間電圧を検出する電圧検出部をさらに含み、
    前記制御部は、前記接続ノードの電圧が前記第１の電圧を超えると、前記接続ノードの電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子を制御する、請求項９に記載の送電装置。
11. 前記フィルタ回路は、インダクタと容量素子とによって構成される共振回路を含む、請求項１０に記載の送電装置。
12. 前記第１の電圧は、前記スイッチング素子の定格電圧以下の電圧である、請求項９から１１のいずれかに記載の送電装置。
13. 前記所定の条件は、前記スイッチング素子の端子間電圧が略零の状態である、請求項９から１２のいずれかに記載の送電装置。
14. 前記制御部は、
    前記スイッチング素子を前記所定の条件でスイッチング動作させるための前記スイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成部と、
    前記端子間電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子のゲート電圧を制御するためのゲート制御部と、
    前記端子間電圧が前記第１の電圧を超えると、前記スイッチング素子のゲートの制御を、前記ゲート信号生成部により生成される前記ゲート信号に基づく制御から前記ゲート制御部の出力に基づく制御に切替える切替部とを含む、請求項９から１３のいずれかに記載の送電装置。
15. 前記ゲート制御部は、
    前記端子間電圧と前記第１の電圧との偏差を算出する第１の演算部と、
    前記偏差を入力として比例微分制御を実行し、その制御結果を前記スイッチング素子のゲート信号として出力する第２の演算部とを含む、請求項１４に記載の送電装置。
16. 前記ゲート制御部は、前記端子間電圧を前記第１の電圧と比較し、その大小比較結果を前記スイッチング素子のゲート信号として出力する、請求項１４に記載の送電装置。
17. 前記送電部の固有周波数と前記受電装置の受電部の固有周波数との差は、前記送電部の固有周波数または前記受電部の固有周波数の±１０％以下である、請求項９に記載の送電装置。
18. 前記送電部と前記受電装置の受電部との結合係数は０．１以下である、請求項９に記載の送電装置。
19. 前記送電部は、前記送電部と前記受電装置の受電部との間に形成される磁界と、前記送電部と前記受電部との間に形成される電界との少なくとも一方を通じて、前記受電部へ送電し、
    前記磁界および前記電界は、前記送電部と前記受電部との間に形成され、かつ、特定の周波数で振動する、請求項９に記載の送電装置。
20. 送電装置から受電装置へ非接触で電力を伝送する電力伝送システムであって、
    前記受電装置は、前記送電装置から非接触で受電するように構成された受電部を含み、
    前記送電装置は、
    交流電力を生成する電源部と、
    前記電源部により生成された交流電力を前記受電部へ非接触で出力するように構成された送電部とを含み、
    前記電源部は、
    スイッチング素子を所定の条件でスイッチング動作させることにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する増幅回路と、
    前記スイッチング素子の端子間電圧が過電圧検出用の第１の電圧を超えると、前記端子間電圧が前記直流電源の電圧よりも高く、かつ、前記第１の電圧よりも低くなるように前記スイッチング素子を制御する制御部とを含む、電力伝送システム。

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