WO2010131732A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

Abstract

　非接触給電装置（２０）は、交流電源（６）により一次巻線（１０１）から電力が供給される二次巻線（２０１）を備える。Ｚ_１の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）は前記交流電源（６）の基本波成分の周波数（ｆ_０）の付近に極大値（Ｚ_ＭＡＸ）を有し、Ｚ_２の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）は、前記基本波成分の周波数（ｆ_０）に最も近く、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、前記基本波成分の周波数（ｆ_０）に最も近く、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ）との間に前記基本波成分の周波数（ｆ_０）を有する。Ｚ_１は、前記一次巻線（１０１）と前記二次巻線（２０１）の間の結合係数（ｋ）が所定の値（０．３）であり、前記交流電源（６）の出力側から見た一次側のみのインピーダンス（Ｚ₁）を示し、Ｚ_２は、前記一次巻線（１０１）と前記二次巻線（２０１）の間の前記結合係数（ｋ）が前記所定の値（０．３）であり、前記二次巻線（２０１）に接続される負荷（７２）側から見た二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）を示す。

Description

非接触給電装置

　　本発明は、非接触給電装置に関する。

　交流電源で駆動される一次巻線に直列コンデンサを接続し、二次巻線に並列コンデンサを接続し、それぞれのコンデンサの値を所定の数式に基づき設定することで、理想トランスと略等価にする非接触給電装置が知られている。（特許文献１）

国際公開第２００７／０２９４３８号

　しかしながら、従来の非接触給電装置において、一次巻線と二次巻線との間の結合係数が一定であることを前提に高効率を実現するようコンデンサ等を設定しているため、当該結合係数が変化する場合、トランスの効率の変化が大きいという問題があった。

　そこで、本発明は、結合状態が変化する条件下においても、トランスの効率の変化を小さくする非接触給電装置を提供する。

　本発明において、Ｚ_１の周波数に対するインピーダンス特性は、前記交流電源の基本波成分の周波数の付近に極大値を有し、Ｚ_２の周波数に対するインピーダンス特性は、前記基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有することにより、上記課題を解決する。

　本発明によれば、結合係数の変動に応じて、交流電源の出力側から見た周波数に対するインピーダンスの位相特性が基本波周波数の付近を中心として回転するよう変化するため、結合係数に応じて当該インピーダンスが設定される場合において、当該インピーダンスの位相が変動する幅が小さくなり、その結果、効率の低下を抑制することができる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る非接触給電装置の電気回路図である。 図２ａは、図１の一次巻線及び二次巻線の平面図と斜視図である。 図２ｂは、図１の一次巻線及び二次巻線の平面図と斜視図である。 図３ａは、二次巻線の平面方向のずれに対する相互インダクタンスＭの変化を示す。 図３ｂは、二次巻線の高さ方向のずれに対する相互インダクタンスＭの変化を示す。 図４は、従来の非接触給電装置において、入力インピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図５は、図１の非接触給電装置において、入力インピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図６ａは、図１の非接触給電装置において、一次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図６ｂは、図１の非接触給電装置において、二次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図７は、結合係数に対する給電効率を示す特性図である。 図８は、平面方向のズレに対する給電効率を示す特性図である。 図９は、結合係数に対する交流電源の出力電流を示す特性図である。 図１０は、本発明の第２実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図１１は、図１０の非接触給電装置において、一次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図１２は、本発明の第３実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図１３は、図１２の非接触給電装置において、一次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図１４は、本発明の第４実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図１５は、図１４の非接触給電装置において、一次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図１６は、本発明の第５実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図１７は、図１６の非接触給電装置において、二次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図１８は、本発明の第６実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図１９は、図１８の非接触給電装置において、二次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図２０は、本発明の第７実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図２１は、図２０の非接触給電装置において、二次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図２２は、本発明の第８実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図２３は、図２２の非接触給電装置において、二次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図２４は、本発明の第９実施形態に係る非接触給電部の電気回路図である。 図２５は、図２４の非接触給電装置において、二次側のみのインピーダンスの周波数に対する位相特性を示す。 図２６は、本発明の第１０実施形態に係る非接触給電装置の回路図である。 図２７は、図２６の非接触給電部の回路のうち、１次側の回路の回路図である。 図２８は、図２７の回路のインピーダンス特性及び位相特性を示すグラフである。 図２９は、図２６の非接触給電部の回路の２次側（受信側）の回路をのうち、二次巻線とコンデンサとの並列回路の回路図である。 図３０は、図２６の非接触給電部の２次側のインピーダンス特性及び位相特性を示すグラフである。 図３１は、図２６の非接触給電部のうち、２次側の回路の回路図である。 図３２は、図２６の非接触給電部の等価回路の回路図である。 図３３は、複素平面における、図２６の非接触給電部のインピーダンス特性を示す。 図３４は、複素平面における、インピーダンス特性を示す。 図３５ａは、図２６の非接触給電部のインピーダンス特性を示す。 図３５ｂは、図２６の非接触給電部の位相特性を示す。 図３６は、本発明の第１１実施形態に係る非接触給電装置を示す回路図である。 図３７は、図３６の制御部のブロック図である。 図３８は、図３６の非接触給電部において、時間に対する供給電圧の出力特性を示す。 図３９は、図３６の制御部における、キャリア波形、スイッチングパルス、スイッチングパルス及び供給電圧の出力波形を示す。 図４０は、図３６の制御部の制御手順を示すフローチャートである。 図４１は、実施例１における、時間に対する供給電圧及び電流の特性を示す。 図４２は、実施例２における、時間に対する供給電圧及び電流の特性を示す。 図４３は、実施例１における、周波数に対するＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ－Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）レベルの特性を示す。 図４４は、実施例２における、周波数に対するＥＭＩレベルの特性を示す。 図４５は、実施例１と実施例２のそれぞれのインバータ損失を示すグラフである。 図４６は、結合係数に対する、実施例１及び実施例２の効率の特性を示すグラフである。 図４７は、実施例３における、時間に対する供給電圧及び電流の特性を示す。 図４８は、実施例２と実施例３のそれぞれのインバータ損失を示すグラフである。 図４９は、図３６の非接触給電部において、デューティ比、周期及び休止期間に対するＥＭＩレベルの最大値の特性を示すグラフである。 図５０は、図３６の非接触給電部において、デューティ比、周期及び休止期間に対する効率の特性を示すグラフである。

　以下、発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

　（第１実施形態）
　本発明の第１実施形態に係る非接触電源回路装置の一例として、電気自動車等の車両用電池及び電力負荷と共に用いられる非接触給電装置２０を説明する。
　図１は、非接触給電装置２０の電気回路図を示している。本第１実施形態に係る非接触給電装置２０は、高周波交流電源回路６と、高周波交流電源回路６から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部１０と、非接触給電部１０により電力が供給される負荷７とを備えている。

　高周波交流電源回路６は、三相交流電源６４と、三相交流電源６４に接続され且つ三相交流を直流に整流する整流器６１と、平滑コンデンサ６２を介して整流器６１に接続され且つ整流電流を高周波電力に逆変換する電圧型インバータ６３とを備えている。整流器６１は、ダイオード６１ａとダイオード６１ｂ、ダイオード６１ｃとダイオード６１ｄ、及び、ダイオード６１ｅとダイオード６１ｆを三並列に接続し、それぞれの中間接続点に三相交流電源６４の出力を接続する。電圧型インバータ６３は、ＭＯＳＦＥＴのパワートランジスタ等にダイオードを逆並列に接続するスイッチング素子６３ａと（スイッチング素子６３ａと）同様のスイッチング素子６３ｂとの直列回路及び（スイッチング素子６３ａと）同様のスイッチング素子６３ｃ・スイッチング素子６３ｄとの直列回路を並列に接続し、平滑コンデンサ６２を介して、整流器６１に接続する。そして、スイッチング素子６３ａとスイッチング素子６３ｂとの中間接続点及びスイッチング素子６３ｃとスイッチング素子６３ｄとの中間接続点が、それぞれ非接触給電部１０の一次側である送電回路部１００に接続される。電圧型インバータ６３は、非接触給電部１０に数ｋＨｚ～１００ｋＨｚ程度の交流電力を供給する。

　非接触給電部１０は、トランスの入力側である送電回路部１００と、トランスの出力側である受電回路部２００を有する。送電回路部１００は、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０２とを有する。受電回路部２００は、二次巻線２０１と、二次巻線２０１に並列に接続されるコンデンサ２０２と、二次巻線２０１とコンデンサ２０２との並列回路に直列に接続されるコンデンサ２０３とを有する。

　負荷部７は、非接触給電部１０より供給される交流電力を直流に整流する整流部７１と、整流部７１に接続される負荷７２とを有する。整流部７１は、ダイオード７１ａとダイオード７１ｂ、及び、ダイオード７１ｃとダイオード７１ｄを並列に接続し、それぞれの中間接続点に受電回路部２００の出力を接続する。そして、整流部７１の出力を負荷７２に接続する。

　次に、図２及び図３を用いて、図１に示す非接触電源回路装置（非接触給電装置２０）を車両と駐車場に備える場合、一次巻線１０１と二次巻線２０１の相互インダクタンスＭについて、説明する。

　本第１実施形態は、二次巻線２０１を含む受電回路部２００及び負荷部７を例えば車両に備え、一次巻線１０１を含む送電回路部１００及び高周波交流電源回路６を地上側として例えば駐車場に備える。電気自動車の場合、負荷７２は、例えば二次電池に対応する。二次巻線２０１は、例えば車両のシャシに備えられる。そして、当該二次巻線２０１が一次巻線１０１の上になるよう、車両の運転手が当該駐車場に駐車し、電力が一次巻線１０１から二次巻線２０１に供給され、負荷７２に含まれる二次電池が充電される。

　図２ａ及び図２ｂは、一次巻線１０１及び二次巻線２０１の平面図と、斜視図を示す。図２ａ及び図２ｂにおいて、Ｘ軸及びＹ軸は、一次巻線１０１及び二次巻線２０１の平面方向を示し、Ｚ軸は、高さ方向を示す。図２ａ及び図２ｂにおいて、ａ）は、一次巻線１０１及び二次巻線２０１の平面図を、ｂ）は、二次巻線２０１の斜視図を、ｃ）は一次巻線１０１の斜視図を示す。なお、説明のために、一次巻線１０１及び二次巻線２０１は共に円形の同一形状とするが、本例は必ずしも円形にする必要はなく、また一次巻線１０１と二次巻線２０１とを同一の形状にする必要はない。

　図２ａに示すように、平面方向であるＸ軸、Ｙ軸方向において、二次巻線２０１が一次巻線１０１に合致するよう、車両が駐車場に駐車されればよいが、運転者の技量により、図２ｂに示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置が、平面方向において、ずれてしまうことがある。また、車両の高さは、車両の種類によって異なるため、一次巻線１０１と二次巻線２０１との高さは、車高によっても異なる。

　図３ａは、図２に示すＸ軸方向の二次巻線２０１のずれに対する相互インダクタンスＭの変化を示し、図３ｂは、図２に示すＺ軸方向の二次巻線２０１のずれに対する相互インダクタンスＭの変化を示す。図２ａに示すように、一次巻線１０１の中央と二次巻線２０１の中央が一致する場合、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の漏れ磁束は少なく、図３ａのＸ軸の値がゼロに相当し、相互インダクタンスＭ又は結合係数ｋは大きくなる。一方、図２ａに対して図２ｂに示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との位置がＸ軸方向にずれると、漏れ磁束が多くなり、図３ａに示すように、相互インダクタンスＭ又は結合係数ｋは小さくなる。また、一次巻線１０１と二次巻線２０１のＺ軸（高さ）方向のズレが大きくなると、図３ｂに示すように、相互インダクタンスＭ又は結合係数ｋは小さくなる。

　ところで、電動歯ブラシやひげ剃りシェーバー等のコードレス化された家電製品や携帯機器の充電に採用されている非接触の電力供給装置等は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間が相対的に移動しないため、上記のように、相互インダクタンスＭが変動することを想定しなくてもよい。そのため、固定化されている相互インダクタンスＭを前提として、特定の結合係数ｋの下、受電回路部２００へ効率よく電力が供給されるよう、送電回路部１００及び受電回路部２００に含まれるコンデンサ・インダクタが回路設計される。

　図４は、上記の特許文献１に示す非接触給電装置において、交流電源の出力側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相を、一次巻線と二次巻線との結合係数の違いにより示したものである。ここでｆ_０は、交流電源の基本波成分の周波数を示す（以下、基本波周波数と称す。）。スイッチング電源として、例えばインバータの出力を送電回路部１００へ接続する場合、当該インバータを駆動させるスイッチング素子のスイッチング周波数に基本波周波数ｆ_０は依存する。本第１実施形態においては、スイッチング素子６３ａ～６３ｄのスイッチング周波数に基本波周波数ｆ_０は依存する。

　図４に示すように、結合係数ｋが０．１の場合、基本波周波数（ｆ_０）の付近で入力インピーダンスの位相特性がゼロとなるため、供給電力の力率は１となり、効率よく電力を負荷に供給できる。一方、送電回路部１００及び受電回路部２００に含まれるコンデンサ・インダクタの設定を変えず、一次巻線１０１と二次巻線２０１との位置をずらし、結合係数ｋを変化させると、結合係数ｋが０．２の場合、基本波周波数（ｆ_０）の付近の位相が大きく遅れる。そのため、供給電力の力率が下がり、電力供給の効率が悪くなる。さらに、結合係数ｋを変化させ、結合係数ｋが０．３の場合、基本波周波数（ｆ_０）の付近の位相はさらに大きく遅れ、供給電力の力率が下がり、電力供給の効率が悪くなる。

　すなわち、結合係数ｋが０．１となる、一次巻線１０１と二次巻線２０１との位置で、電力が入力されれば、効率良く電力が供給される。しかし、一次巻線１０１と二次巻線２０１との位置がすれて結合係数ｋが変動すると、二次側へ供給される電力が著しく減ってしまい、効率が悪くなる。

　本第１実施形態では、一次巻線１０１と二次巻線２０１との結合係数ｋが所定の値をとる場合、高周波交流電源回路６側からみた非接触給電部１０の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性が、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）付近で、周波数軸と平行になる。図５に示すように、本第１実施形態の非接触給電装置２０では、結合係数ｋが０．３の時、基本波周波数（ｆ_０）の付近で、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性が周波数軸に対して平行になる。また、言い換えると、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は段差を有しており、基本波周波数（ｆ_０）の付近で平らになる特性を有している。この時、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相はゼロに近くなるため、供給電力の力率は１に近くなり、非接触給電部１０は、効率よく電力を二次側へ供給する。なお、「周波数軸と平行にする」とは、周波数軸と厳密に平行する必要はなく、少しの傾きを含む。

　そして、本第１実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋを変動させ、結合係数ｋを０．２にすると、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、基本波周波数（ｆ_０）の付近を中心として回転するよう変化し、基本波周波数（ｆ_０）の付近の位相は、結合係数ｋが０．３の時と比較して大きく変化せず、ゼロに近いままである。さらに、結合係数ｋを変動させ、結合係数ｋを０．１にしても、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、基本波周波数（ｆ_０）の付近を中心として回転するよう変化し、基本波周波数（ｆ_０）の付近の位相は、結合係数ｋが０．２又は０．３の時と比較して大きく変化せず、ゼロに近いままである。

　また本第１実施形態の当該入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、言い換えると、一次巻線１０１と二次巻線２０１との結合係数ｋが所定の値（図５では、ｋ＝０．３の時）をとる場合、非接触給電部１０の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性の極大値（Ｚ_ＭＡＸ）と極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の差がゼロに近い値をとる。ここで、特に、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）が複数ある位相特性の場合、当該極大値（Ｚ_ＭＡＸ）は、基本波周波数（ｆ_０）に最も近い周波数に対する値を示す。また極小値（Ｚ_ＭＩＮ）も同様である。図５において、点Ｐ１に示す周波数（ｆ_ＭＡＸ）の時、位相が極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとり、点Ｐ２に示す周波数（ｆ_ＭＩＮ）の時、位相が極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる。そして、図５に示すように、当該極大値（Ｚ_ＭＡＸ）と当該極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の差はゼロに近い値をとる。

　さらに本第１実施形態の当該入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、言い換えると、一次巻線１０１と二次巻線２０１との結合係数ｋが所定の値（図５では、ｋ＝０．３の時）をとる場合、非接触給電部１０の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、変曲点が基本波周波数（ｆ_０）の付近にあり、かつ当該変曲点の接線が周波数軸と平行になる特性である。図５において、点Ｑが変曲点Ｑを示し、基本波周波数（ｆ_０）の付近にある。そして、図５に示すように、変曲点Ｑの接線は、周波数軸と平行になる。なお、周波数軸と平行になるとは、周波数軸と厳密に平行する必要はなく、少しの傾きを含む。

　このように、非接触給電部１０に含まれるコンデンサ・インダクタを設計することにより、本第１実施形態の非接触給電装置２０は、変動可能な結合係数ｋの中の所定の値で、上記のような入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性を得る。次に、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性が上記のような特性を有するための回路の一例を、図６を用いて説明する。

　図６ａは、図１に示す非接触給電部１０において、高周波交流電源回路６側からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。また、図６ｂは、図１に示す非接触給電部１０において、負荷部７側からみた二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）及び二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）は、相互インダクタンスＭをゼロとして、それぞれ算出すればよい。

　図６ａに示すように、一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）のインピーダンス特性（Ｚ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近で極大値をとる。また、一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）の位相特性（Φ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近まで約＋９０度を維持し、基本波周波数（ｆ_０）の付近で位相の傾きが発散し、基本波周波数（ｆ_０）の付近を超えてから約－９０度を維持する。

　図６ｂに示すように、二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ）との間に、基本波周波数（ｆ_０）を有する。ここで、特に、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）が複数ある位相特性の場合、当該極大値（Ｚ_ＭＡＸ）は、基本波周波数（ｆ_０）に最も近い周波数に対する値を示す。また極小値（Ｚ_ＭＩＮ）も同様である。二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、位相の傾きが発散する点を二点（図６ｂに示す、点Ｐ１及び点Ｐ２）有し、当該二点Ｐ１，Ｐ２の間で、周波数軸と平行になる部分を有し、基本波周波数成分（ｆ_０）が当該二点Ｐ１，Ｐ２の間にある、特性を有する。あるいは、当該位相特性（Φ）が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で回って戻る特性を有する。

　そして、図６ａに示す特性の一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）を送電回路部１００に設定し、図６ｂに示す特性の二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）を受電回路部２００に設定することにより、図５に示すように、上記の特性を有する非接触給電部１０が設定される。

　上記のように、本第１実施形態では、一次巻線１０１と二次巻線２０１との位置関係が変動し、結合係数ｋが変動するが、ある所定の値（図５においては、ｋ＝０．３）で、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で周波数軸に対して平行な特性を持つ。また言い換えると、本第１実施形態では、結合係数ｋが当該所定の値をとる場合、高周波交流電源回路６側からみた非接触給電部１０の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性を、高周波交流電源回路６の基本波周波数（ｆ_０）付近で、周波数軸と平行にする。また言い換えると、本第１実施形態では、結合係数ｋが当該所定の値をとる場合、非接触給電部１０の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性の極大値（Ｚ_ＭＡＸ）と極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の差をゼロに近い値にする。さらに言い換えると、本第１実施形態では、結合係数ｋが当該所定の値をとる場合、非接触給電部１０の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、変曲点Ｑが基本波周波数（ｆ_０）の付近にあり、当該変曲点Ｑの接線が周波数軸と平行になる、特性である。

　これにより、結合係数ｋが当該所定の値から変動する場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性が基本波周波数（ｆ_０）に対応する位相（Φ_０）をとる点を中心として回転するよう変動するため、基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅が少なく、結合係数ｋが変動しても当該位相（Φ_０）の変動を抑することができる。

　また、本第１実施形態において、結合係数ｋが所定の値である入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は基本波周波数（ｆ_０）に対してゼロの付近の位相をとるため、受電回路部２００へ供給される電力の効率を高くすることができ、また結合係数ｋを当該所定の値から変動する場合、高い効率を維持しつつ、電力を供給することができる。

　さらに、本第１実施形態において、結合係数ｋが所定の値である入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、当該所定の値に対して結合係数ｋを一定の範囲内で変化させると、基本波周波数（ｆ_０）に対する位相がゼロの付近の値で変動する特性を有する。これにより、結合係数ｋを所定の値から一定の範囲内で変動させても、本第１実施形態は高い力率を維持することができるため、結果として、結合係数ｋの変動に対して、高い効率を維持しつつ、電力を供給することができる。

　なお、一定の範囲は、例えば、結合係数ｋを変動させて供給される電力の効率が変動する際、当該効率の許容範囲内に相当する結合係数ｋを予め設定することで決まる。当該許容範囲は、使用される一次巻線１０１、二次巻線２０１の性能や、負荷７２となる二次電池の規格電力等によって、適宜、設定される。

　以下、上記のインピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）により本実施形態１の非接触給電装置２０が、従来の非接触給電装置に比べて、高い給電効率を維持できる点等を、図７～図１０を用いて説明する。

　図７は、本発明の本第１実施形態の非接触給電装置２０と従来の非接触給電装置における、結合係数ｋに対する給電電力の効率を示す。ここで、図７に示す、効率（％）は、非接触給電部１０に入力される入力電力に対する、非接触給電部１０から出力される出力電力の割合を示す。なお、周波数は、入力側に接続される交流電源の基本波周波数である。

　従来の非接触給電装置は、給電効率に重きを置いて、高い結合係数ｋを前提に、力率が向上するよう、非接触給電部に含まれるインダクタ・コンデンサを回路設計する。そのため、当該高い結合係数ｋにおいて、効率は高くなる。しかし、図７に示すように、結合係数ｋが徐々に減少すると、効率が急激に悪くなる。

　一方、本発明の本第１実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが減少すると、従来例と比較して、効率の高い状態を維持することができる。また本第１実施形態は、小さい結合係数ｋで、高効率を実現できる。

　また、図８は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置を、図２ｂ又は図３ａに示す、Ｘ軸方向にずらした時の効率の変化を示す。なお、当該効率は、図７に示す効率と同様である。

　従来の非接触給電装置は、Ｘ軸方向に、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置をずらすと、結合係数ｋが減少するため、ズレが大きくなると、ある地点で急激に効率が減少する。一方、本第１実施形態の非接触給電装置２０において、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置がずれても、効率を高い状態で維持することができる。そして、システムに必要な効率（使用条件）を８０パーセントとし、８０パーセント以上が、システム上、許容される効率とする場合、従来に比べて、本第１実施形態の非接触給電装置２０は、Ｘ軸方向のズレに対して、効率の減少の許容度を約１．５倍に伸ばすことができる。

　図９は、一定の出力電力を得る必要がある場合（例えば、負荷７２に１０ＫＷの一定電力を供給する必要がある場合）、結合係数ｋに対し、交流電源側で必要な電流を示す。従来の非接触給電装置において、結合係数ｋが高い場合、送電回路部１００に流れる電流が少なくても、受電回路部２００に必要な電力を供給することができるが、結合係数ｋが低い場合、送電回路部１００に流れる電流が多くなるため、回路内の一次巻線１０１等で発生する損失が大きくなる。一方、結合係数ｋが低い場合、本第１実施形態の非接触給電装置２０において、送電回路部１００に流れる電流を小さく抑えることができるため、効率よく電力を受電回路部２００へ供給することができる。

　なお、本第１実施形態は、結合係数ｋが０．３の時、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性又はインピーダンス特性が、上記の特性を有するように、非接触給電部１０に含まれる一次巻線１０１、コンデンサ１０２、二次巻線２０１、コンデンサ２０２、２０３を設定されるが、結合係数ｋは必ずしも０．３にする必要はない。

　すなわち、一次巻線１０１の位置に対して二次巻線２０１の位置が変わる状況下で、想定される結合係数ｋの変動幅の中で、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性又はインピーダンス特性が、上記の特性をとれば、その時の結合係数ｋが所定の値となる。さらに、この時の基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相を、ゼロに近づけるように、回路設計することで、効率を高めることができる。

　なお、一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）のインピーダンス特性（Ｚ）又は二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、基本周波数（ｆ_０）に最も近い極大値（Ｚ_ＭＡＸ）又は極小値（Ｚ_ＭＩＮ）以外に極値を有してもよい。また本第１実施形態の高周波交流電源回路６は、本発明の「交流電源」に相当し、本第１実施形態のコンデンサ１０２は本発明の「第１のコンデンサ」に、本第１実施形態のコンデンサ２０２、コンデンサ２０３は、本発明の「第３のコンデンサ」、「第４のコンデンサ」にそれぞれ相当する。

　（第２実施形態）
　図１０は、本発明の第２実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第２実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の送電回路部１００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第２実施形態で適宜援用する。

　図１０に示すように、本第２実施形態の送電回路部３１１では、インダクタ３０１を、一次巻線１０１とコンデンサ２０２との並列回路に対して直列に接続する。

　図１１は、相互インダクタンスＭをゼロとして、高周波交流電源回路６側からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図１１に示すように、本第２実施形態のインピーダンス（Ｚ_１）のインピーダンス特性（Ｚ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近に極大値（Ｚ_ＭＡＸ）を有し、基本波周波数（ｆ_０）より高い周波数に対して極小値（Ｚ_ＭＩＮ）を有している。またインピーダンス（Ｚ_１）の位相特性（Φ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近で位相の傾きが発散し、基本波周波数（ｆ_０）の付近以外の基本波周波数（ｆ_０）より高い周波数で、さらに位相の傾きが発散する点を有している。

　図１１に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する送電回路部３１１を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第２実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第２実施形態のインダクタ３０１は、本発明の「第１のインダクタ」に相当する。

　（第３実施形態）
　図１２は、本発明の第３実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第３実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の送電回路部１００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第３実施形態で適宜援用する。

　図１２に示すように、本第３実施形態の送電回路部３１２は、コンデンサ３０２を、一次巻線１０１とコンデンサ１０２との並列回路に対して直列に接続する。

　図１３は、相互インダクタンスＭをゼロとして、高周波交流電源回路６側からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図１３に示すように、本第３実施形態のインピーダンス（Ｚ_１）のインピーダンス特性（Ｚ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近で、極大値（山）を有し、基本波周波数（ｆ_０）の付近以外で基本波周波数（ｆ_０）より低い周波数に対して極小値を有している。またインピーダンス（Ｚ_１）の位相特性（Φ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近で位相の傾きが発散し、基本波周波数（ｆ_０）の付近以外の基本波周波数（ｆ_０）より低い周波数で、さらに位相の傾きが発散する点を有している。

　図１３に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する送電回路部３１２を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第３実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第３実施形態のコンデンサ３０２は、本発明の「第２のコンデンサ」に相当する。

　（第４実施形態）
　図１４は、本発明の第４実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第４実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の送電回路部１００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第４実施形態で適宜援用する。

　図１４に示すように、本第４実施形態の送電回路部３１３は、一次巻線１０１とコンデンサ１０２との並列回路の一端にインダクタ３０１を、当該並列回路の他端にコンデンサ３０２を接続する。

　図１５は、相互インダクタンスＭをゼロとして、高周波交流電源回路６側からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図１５に示すように、本第４実施形態のインピーダンス（Ｚ_１）のインピーダンス特性（Ｚ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近で、極大値（山）を有し、基本波周波数（ｆ_０）の付近以外で極小値を二点有している。またインピーダンス（Ｚ_１）の位相特性（Φ）は、基本波周波数（ｆ_０）の付近で位相の傾きが発散し、基本波周波数（ｆ_０）の付近以外の周波数で、さらに位相の傾きが発散する点を二点有している。

　図１５に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する送電回路部３１３を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第４実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第４実施形態のインダクタ３０１は本発明の「第１のインダクタ」に相当し、本第４実施形態のコンデンサ３０２は、本発明の「第２のコンデンサ」に相当する。

　（第５実施形態）
　図１６は、本発明の第５実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第５実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の受電回路部２００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第５実施形態で適宜援用する。

　図１６に示すように、本第５実施形態の受電回路部４１１は、二次巻線２０１にコンデンサ４０１を直列に接続し、二次巻線２０１とコンデンサ４０１との直列回路にコンデンサ２０２を並列に接続する。

　図１７は、相互インダクタンスＭをゼロとして、負荷部７側からみた二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図１７に示すように、インピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ）との間に、基本波周波数（ｆ_０）を有する。

　インピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、位相の傾きが発散する点を二点（図１７に示す、点Ｐ１及び点Ｐ２）有し、当該二点Ｐ１，Ｐ２の間で、周波数軸と平行になる部分を有し、基本波周波数成分（ｆ_０）が当該二点Ｐ１，Ｐ２の間にある、特性を有する。あるいは、当該位相特性（Φ）が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で回って戻る特性を有する。

　図１７に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する受電回路部４１１を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第５実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第５実施形態のコンデンサ４０１は本発明の「第５のコンデンサ」に相当し、本第５実施形態のコンデンサ２０２は、本発明の「第３のコンデンサ」に相当する。

　（第６実施形態）
　図１８は、本発明の第６実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第６実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の受電回路部２００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第６実施形態で適宜援用する。

　図１８に示すように、本第６実施形態の受電回路部４１２は、二次巻線２０１にコンデンサ４０１を直列に接続し、二次巻線２０１とコンデンサ４０１との直列回路にインダクタ４０２を並列に接続する。

　図１９は、相互インダクタンスＭをゼロとして、負荷部７側からみた二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図１９に示すように、インピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ）との間に、基本波周波数（ｆ_０）を有する。第１実施形態の図６ｂに示すインピーダンス特性（Ｚ）と異なり、本第６実施形態の図１９では、周波数（ｆ_ＭＡＸ）は基本波周波数（ｆ_０）より低く、周波数（ｆ_ＭＩＮ）は基本波周波数（ｆ_０）より高い。

　インピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、位相の傾きが発散する点を二点（図１９に示す、点Ｐ１及び点Ｐ２）有し、当該二点Ｐ１，Ｐ２の間で、周波数軸と平行になる部分を有し、基本波周波数成分（ｆ_０）が当該二点Ｐ１，Ｐ２の間にある、特性を有する。あるいは、当該位相特性（Φ）が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で回って戻る特性を有する。

　図１９に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する受電回路部４１２を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第６実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第６実施形態のコンデンサ４０１は本発明の「第５のコンデンサ」に相当し、本第６実施形態のインダクタ４０２は、本発明の「第３のインダクタ」に相当する。

　また、コンデンサ４０１とインダクタ４０２を入れ替えて、二次巻線２０１と直列にインダクタ４０２を接続し、二次巻線２０１とインダクタ４０２との直列回路にコンデンサ４０１を接続してもよい。この際、本第６実施形態のコンデンサ４０１は本発明の「第３のコンデンサ」に相当し、本第６実施形態のインダクタ４０２は、本発明の「第４のインダクタ」に相当する。

　（第７実施形態）
　図２０は、本発明の第７実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第７実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の受電回路部２００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第７実施形態で適宜援用する。

　図２０に示すように、本第７実施形態の受電回路部４１３は、二次巻線２０１にコンデンサ４０１を直列に接続し、二次巻線２０１の一端とコンデンサ４０１との接続点と、二次巻線２０１の他端との間にコンデンサ４０３を接続する。そして、二次巻線２０１とコンデンサ４０３との並列回路とコンデンサ４０１との直列回路に対して、コンデンサ２０２を並列に接続する。

　図２１は、相互インダクタンスＭをゼロとして、負荷部７側からみた二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図２１に示すように、二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ）との間に、基本波周波数（ｆ_０）を有する。

　二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、位相の傾きが発散する点を二点（図２１に示す、点Ｐ１及び点Ｐ２）有し、当該二点Ｐ１，Ｐ２の間で、周波数軸と平行になる部分を有し、基本波周波数成分（ｆ_０）が当該二点Ｐ１，Ｐ２の間にある、特性を有する。あるいは、当該位相特性（Φ）が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で回って戻る特性を有する。

　図２１に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する受電回路部４１３を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第７実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第７実施形態のコンデンサ４０３は本発明の「第６のコンデンサ」に相当する。

　（第８実施形態）
　図２２は、本発明の第８実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第８実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の受電回路部２００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第８実施形態で適宜援用する。

　図２２に示すように、本第８実施形態の受電回路部４１４は、二次巻線２０１とコンデンサ４０１との直列回路に対して並列にコンデンサ２０２を接続し、コンデンサ２０２とコンデンサ４０１との接続点にコンデンサ２０３を接続する。

　図２３は、相互インダクタンスＭをゼロとして、負荷部７側からみた二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図２３に示すように、二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ）との間に、基本波周波数（ｆ_０）を有する。ここで、特に、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）が複数ある位相特性の場合、当該極大値（Ｚ_ＭＡＸ）は、基本波周波数（ｆ_０）に最も近い周波数に対する値を示す。また極小値（Ｚ_ＭＩＮ）も同様である。

　二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、位相の傾きが発散する点を二点（図２３に示す、点Ｐ１及び点Ｐ２）有し、当該二点Ｐ１，Ｐ２の間で、周波数軸と平行になる部分を有し、基本波周波数成分（ｆ_０）が当該二点Ｐ１，Ｐ２の間にある、特性を有する。あるいは、当該位相特性（Φ）が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で回って戻る特性を有する。

　図２３に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する受電回路部４１４を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第８実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、第８実施形態のコンデンサ２０２は本発明の「第３のコンデンサ」に、コンデンサ４０１は「第５のコンデンサ」に、コンデンサ２０３は「第４のコンデンサ」に相当する。

　（第９実施形態）
　図２４は、本発明の第９実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第９実施形態では上述した第１実施形態に対して、図１の受電回路部２００の回路と異なる回路を用いる点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第９実施形態で適宜援用する。

　図２４に示すように、本第９実施形態の受電回路部４１５は、二次巻線２０１とコンデンサ４０１との直列回路に対して並列にインダクタ４０２を接続し、インダクタ４０２とコンデンサ４０１との接続点にコンデンサ２０３を接続する。

　図２５は、相互インダクタンスＭをゼロとして、負荷部７側からみた二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンス特性（Ｚ）と位相特性（Φ）を示す。

　図２５に示すように、二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）のインピーダンス特性（Ｚ）は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_ＭＡＸ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ１）をとる周波数（ｆ_ＭＩＮ１）との間に、基本波周波数（ｆ_０）を有する。また極小値（Ｚ_ＭＩＮ１）以外に、極小値（Ｚ_ＭＩＮ２）を有する。ここで、基本波周波数（ｆ_０）に最も近い周波数（ｆ_ＭＩＮ１）に対する、極小値をＺ_ＭＩＮ１とする。

　インピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、基本波周波数成分（ｆ_０）を挟んで、位相の傾きが発散する点を二点（図２５に示す、点Ｐ１及び点Ｐ２）有し、当該二点Ｐ１，Ｐ２の間で、周波数軸と平行になる部分を有する。また当該位相の傾きが発散する二点Ｐ１，Ｐ２以外に、さらに位相の傾きが発散する点（図２５に示す、点Ｐ３）を有する。あるいは、当該位相特性（Φ）が、基本波周波数（ｆ_０）の付近で回って戻る特性を有する。

　図２５に示す、インピーダンス特性（Ｚ）又は位相特性（Φ）を有する受電回路部４１５を、非接触給電部１０に備える場合、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性は、図５を参照し、第１実施形態に示すような特性を有する。これにより、本第９実施形態の非接触給電装置２０において、結合係数ｋが変動しても基本波周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相の変動幅は少なく、当該位相（Φ_０）の変動が抑制され、結果として、力率を高い値で維持し、効率よく電力を給電できる。

　なお、本第９実施形態のコンデンサ４０１は「第５のコンデンサ」に、コンデンサ２０３は「第４のコンデンサ」に、インダクタ４０２は本発明の「第３のインダクタ」に、相当する。

　また第１～９実施形態に示す送電回路部１００、３１１、３１２、３１３と受電回路部２００、４１１、４１２、４１３、４１４、４１５は、任意に組み合わせて非接触給電部１０としてもよい。

　（第１０実施形態）
　図２６は、本発明の第１０実施形態に係る非接触給電装置２０を示す回路部である。本第１０実施形態では上述した第１実施形態に対して、一次巻線１０１と二次巻線２０１のインダクタンスの大きさと、コンデンサ１０２、２０２、２０３の容量の大きさの条件を規定する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第１０実施形態で適宜援用する。

　図２６に示すように、１次側には、一次巻線１０１と、当該一次巻線１０１と並列に接続されているコンデンサ１０２とが設けられている。２次側には、二次巻線２０１と、当該二次巻線２０１に並列に接続されているコンデンサ２０２と、当該二次巻線２０１と当該コンデンサ２０２との並列回路に直列に接続されているコンデンサ２０３とが設けられている。当該回路は、図１に示す、非接触給電部１０に相当する。ここで、一次巻線１０１のインダクタンスをＬ_１とし、二次巻線２０１のインダクタンスをＬ_２、コンデンサ１０２の電気容量をＣ_１ｐ、コンデンサ２０２の電気容量をＣ_２ｐ、コンデンサ２０３の電気容量をＣ_２Ｓ、とする。

　本第１０実施形態は、一次巻線１０１と二次巻線２０１のインダクタンスの大きさと、コンデンサ１０２、２０２、２０３の容量の大きさの条件を規定し、基本波周波数（ｆ_０）を１次側のインピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数（ｆ１）付近に設定し、基本波周波数（ｆ_０）を二次側のインピーダンス（Ｚ_２）の第１共振周波数（ｆ_ａ）と第２共振周波数（ｆ_ｂ）との間に、設定する。

　まず、コンデンサ１０２の電気容量Ｃ_１ｐについて、図２７を用いて説明する。図２７は、図２６の回路のうち、１次側（送信側）の回路を示す。

　図２７に示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の相互インダクタンスＭ＝０とする。そして、高周波交流電源回路６から１次側の回路に供給される基本波周波数（ｆ_０）と、インダクタンス（Ｌ_１）及び電気容量（Ｃ_１ｐ）との関係が、式１を満たすように、回路設計されている。

　　（数１）
　　　　　　　 Ｃ_１ｐ＝１／（Ｌ_１（２πｆ_０）^２）　　　　　　　　（式１）
　次に、図２７に示す、１次側の回路のインピーダンス特性（Ｚ）及び位相特性（Φ）を図２８に示す。図２８は、周波数に対する、１次側の回路のインピーダンス特性（Ｚ）及び位相特性（Φ）を示すグラフである。

　インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数（ｆ_１）は、インピーダンス特性（Ｚ）の極大値を示す周波数、及び、回転する位相特性の中心点の周波数に相当する。そのため、基本波周波数（ｆ_０）が、共振周波数（ｆ１）付近に位置づけられることが、図２８により確認される。すなわち、基本波周波数（ｆ_０）を共振周波数（ｆ_１）を付近に設定するように、回路設計することで、式１の条件が満たされる。

　これにより、高周波交流電源回路６から非接触給電部１０に対して供給される電流を低く抑えることができ、効率を高めることができる。

　次にコンデンサ２０２の電気容量Ｃ_２ｐについて、図２９を用いて説明する。図２９は、図２６の回路の２次側（受信側）の回路をのうち、二次巻線２０１とコンデンサ２０２との並列回路を示す。

　図２９に示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の相互インダクタンス＝０とする。そして、インダクタンス（Ｌ_１）及び電気容量（Ｃ_１ｐ）と、インダクタンス（Ｌ_２）及び電気容量（Ｃ_２ｐ）との関係が、式２を満たすように、回路設計されている。

　　（数２）
　　　　　　　 C_2p＜（L₁/L₂）C_1p　　　　　　　　　　　（式２）
　図２６の回路の２次側の回路のインピーダンス特性（Ｚ）及び位相特性（Φ）を図３０に示しつつ、式２について、説明する。図３０は、周波数に対する、２次側の回路のインピーダンス特性（Ｚ）及び位相特性（Φ）を示すグラフである。

　図３０に示すように、インピーダンス（Ｚ_２）の第２共振周波数（ｆ_ｂ）は、インピーダンス特性（Ｚ）の極大値（Ｚ_ＭＡＸ）を示す周波数（ｆ_ＭＡＸ）、及び、回転する位相特性（Φ）の中心点の周波数に相当する。また第２共振周波数（ｆ_ｂ）は、インダクタンス（Ｌ_２）及び電気容量（Ｃ_２ｐ）との共振回路（図２９を参照）により形成される共振周波数であり、当該共振回路と第２共振周波数（ｆ_ｂ）との間には、（式３）の関係がある。

　　（数３）

　そして、第２共振周波数（ｆ_ｂ）が基本波周波数（ｆ_０）より高くなるように、回路設計すると、（式４）が成立する。

　　（数４）
　　　　　　　　　　　ｆ_０＜ｆ_ｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式４）
　式４に対して、式１及び式３を代入することで、式２が導かれる。すなわち、式４を満たすように、基本波周波数（ｆ_０）を第２共振周波数（ｆ_ｂ）より低い周波数に設定するように、回路設計することで、式２の条件が満たされる。

　次にコンデンサ２０３の電気容量Ｃ_２ｓについて、図３１を用いて説明する。図３１は、図２６の回路の２次側（受信側）の回路であって、二次巻線２０１とコンデンサ２０２との並列回路と当該並列回路にコンデンサ２０３を直列接続したコンデンサ２０３とを有する回路を示す。

　図３１に示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の相互インダクタンス＝０とする。そして、インダクタンス（Ｌ_１）及び電気容量（Ｃ_１ｐ）と、インダクタンス（Ｌ_２）、電気容量（Ｃ_２ｐ）及び電気容量（Ｃ_２ｓ）との関係が、式５を満たすように、回路設計されている。

　　（数５）
　　　　　　　 （C_2s+C_2p）＞（L₁/L₂）C_1p　　　　　　　　　　　　（式５）
　図３１の回路の２次側の回路のインピーダンス特性（Ｚ）及び位相特性（Φ）を図３０に示しつつ、式５について、説明する。

　図３０に示すように、二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の第１共振周波数（ｆ_ａ）は、インピーダンス特性（Ｚ）の極小値（Ｚ_ＭＩＮ）を示す周波数、及び、回転する位相特性（Φ）の中心点の周波数に相当する。また第１共振周波数（ｆ_ａ）は、インダクタンス（Ｌ_２）、電気容量（Ｃ_２ｐ）及び電気容量（Ｃ_２ｓ）により形成される共振回路の共振周波数であり、当該共振回路と第１共振周波数（ｆ_ａ）との間には、（式６）の関係がある。

　　（数６）

　そして、第１共振周波数（ｆ_ａ）が基本波周波数（ｆ_０）より低くなるように、回路設計すると、（式７）が成立する。

　　（数７）
　　　　　　　 ｆ_０＞ｆ_ａ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （式７）
　式７に対して、式１及び式６を代入することで、式５が導かれる。すなわち、式７を満たすように、基本波周波数（ｆ_０）を第１共振周波数（f_a）より高い周波数に設定するように、回路設計することで、式５の条件が満たされる。

　そして、式２及び式５より、１次側の回路及び２次側の回路の各インダクタンスL₁、L₂及び電気容量C_1p、C_2p、C_2sの関係として、式８が導きかれる。

　　（数８）
　　　　　　　 Ｃ_２ｐ＜（Ｌ_１／Ｌ_２）Ｃ_１ｐ＜（Ｃ_２ｓ＋Ｃ_２ｐ）　　　　　　　　　　　（式８）
　これにより、インピーダンス（Ｚ_２）の位相特性（Φ）は、位相の傾きが発散する点を二点（図３０に示す、第１共振周波数（ｆ_ａ）と第２共振周波数（ｆ_ｂ）に相当する。）有し、当該二点（ｆ_ａ），（ｆ_ｂ）の間で、周波数軸と平行になる部分を有し、基本波周波数成分（ｆ_０）が第１共振周波数（ｆ_ａ）と第２共振周波数（ｆ_ｂ）との間にある、特性を有する。その結果、１次側から２次側へ供給される電力の効率が向上する。

　次に、図２６に示す、非接触給電部１０の回路において、高周波交流電源回路６の出力側から見たインピーダンス特性（Z_ｉｎ）について説明する。

　図３２は、図２６の回路の等価回路を示す。

　そして、図３２に示す回路に基づき、高周波交流電源回路６の出力側から見たインピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）をラプラス変換し、式９に示す。

　　（数９）

　図３３は、インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）の極軌跡を示す。図３３は、式９の極のうち、回路特性に影響が大きい２つの代表特性根、すなわち、虚軸Im（Imaginary）側に最も近い極１及び虚軸Im側に２番目に近い極２を示す。一次巻線１０１と二次巻線２０１との結合係数ｋを０付近から増加させると、極１及び極２は、図３３に示すような、軌跡を描く。すなわち、極１は、結合係数ｋの増加に伴い、虚軸Imから離れ、極２は、結合係数ｋの増加に伴い、極１に近づく特性を示す。

　すなわち、結合係数ｋの増加に伴い、極１は虚軸Imから遠ざかるが、極２が極１に近づくため、互いの極１及び極２により影響を打ち消しあい、結果として、効率低下を抑制しているものと考えられる。つまり、代表特性根の２つの極（極１と極２）が結合係数kの変化に伴い互いに逆向きの軌跡を描く。

　一方、図２６又は図３２に示す回路において、式１及び式８を満たさないように、回路のインダクタンスL₁、L₂及び電気容量C_1p、C_2p、C_2sを設定しつつ、高周波交流電源回路６の出力側から見たインピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）を示すと、図３４のように表される。図３４は、式１及び式８を満たさない回路条件下において、複素平面における、インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）の極軌跡を示す。

　図３４に示すように、虚軸Im側に最も近い極１は、結合係数ｋの増加に伴い、虚軸Imから外れず、虚軸Im側に２番目に近い極２は、結合係数ｋの増加に伴い、虚軸Imに近づかない。また、極１及び極２は、図３３と比較して、結合係数ｋの増加に伴い、互いに離れた位置で軌跡を描くため（極２は代表特性根にならず）、互いに影響を及ぼさない。ゆえに、結合係数ｋの増加に伴い、支配根が虚軸Imから離れてしまうため、効率が落ちてしまう。

　すなわち、結合係数ｋの増加に伴い、虚軸Imから遠ざかる極１が存在する場合（図３３）に、本第１０実施形態の回路では、虚軸Imから遠ざかる極１と虚軸Imに近づく極２が存在し（代表特性根の二つの極（極１と極２）が結合係数ｋの変化に伴い互いに逆向きの軌跡）、結合係数ｋの増加に伴い、支配根が極１から極２に入れ替わる。そのため、本第１０実施形態は、結合係数ｋが増加した場合に、虚軸Imの近辺に支配根が存在する特性を有する。その結果として、結合係数ｋの変化に伴う効率の変化を抑制することができる。

　次に、高周波交流電源回路６の出力側から見たインピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）及び位相特性（Φ_ｉｎ）について説明する。図３５ａは、本第１０実施形態の非接触給電部１０における、インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）を示し、図３５ｂは位相特性（Φ_ｉｎ）を示す。また図３５ａ及び図３５ｂは、結合係数ｋの変化に伴う、インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）・位相特性（Φ_ｉｎ）それぞれの特性の変化を示す。

　図３５ｂに示すように、本第１０実施形態は、結合係数ｋの増加に伴い、基本波周波数（ｆ_０）の付近を中心に、位相が回る特性を有する。そのため、結合係数ｋが変化しても、基本波周波数（ｆ_０）に対する位相が０度付近の値をとるため、力率の低下を抑制することができる。

　上記（特に図２６）のように、本第１０実施形態は、１次側に一次巻線１０１とコンデンサ１０２とを並列に接続し、２次側に二次巻線２０１とコンデンサ２０２との並列回路及び当該並列回路に直列に接続されるコンデンサ２０３を接続する、非接触給電部１０において、高周波交流電源回路６から非接触給電部１０に供給される交流電力の基本波周波数（ｆ_０）を、一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数（ｆ_１）の付近に設定し、かつ、二次側のみのインピーダンス（Ｚ_２）の第１共振周波数（ｆ_ａ）とインピーダンス（Ｚ_２）の第２共振周波数（ｆ_ｂ）との間に設定する。これにより、結合係数ｋの変化に伴い、基本波周波数（ｆ_０）の近辺において、位相の変動を抑制し、効率の低下を抑制することができる。

　また本第１０実施形態は、上記回路において、（式１）及び（式８）の条件を満たすように、回路設計を行う。これにより、結合係数ｋの変化に伴い、基本波周波数（ｆ_０）の近辺において、位相の変動を抑制し、効率の低下を抑制することができる。

　また本第１０実施形態は、上記回路において、入力インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）を複素平面で示した場合に、結合係数ｋの増加に伴い、虚軸Imに最も近い極１は虚軸Imから離れ、かつ、虚軸Imに２番目に近い極２は極１に近づく（図３３）。これにより、結合係数ｋの変化に伴い、基本波周波数（ｆ_０）の近辺において、位相の変動を抑制し、効率の低下を抑制することができる。

　なお、本第１０実施形態の極１は本発明の「第１の極」に相当し、極２は「第２の極」に相当する。

　（第１１実施形態）
　図３６は、本発明の第１１実施形態に係る非接触給電装置２０を示す電気回路図である。本第１１実施形態では上述した第１実施形態に対して、高周波交流電源回路６から非接触給電部１０への出力電圧波形が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態の記載を本第１１実施形態で適宜援用する。

　図３６に示すように、第１１実施形態の非接触給電装置２０には、トランジスタ（スイッチング素子）６３ａ～６３ｄのスイッチングを制御するための制御部８が設けられる。制御部８には、周波数制御部８１、電圧指令設定部８２及び電圧指令演算部８３が設けられる。

　次に、制御部８の詳細な構成を、図３７を用いて説明する。図３７は、制御部８のブロック図を示す。周波数制御部８１は、周波数指令設定部８１ａとキャリア設定部８１ｂを有する。周波数指令設定部８１ａは、電圧型インバータ６３の出力電圧の周波数指令値（ｆ_ｒｅｆ）を設定し、キャリア設定部８１ｂに周波数指令値（ｆ_ｒｅｆ）を送信する。キャリア設定部８１ｂは、周波数指令値（ｆ_ｒｅｆ）に基づいてキャリアの振幅（Ｖ_ｘ）を形成し、三角波のキャリア信号を形成する。キャリア設定部８１ｂには、例えばマイコンを用いたデジタル制御が用いられ、周波数指令値（ｆ_ｒｅｆ）に基づくクロックカウンタにより、振幅（Ｖ_ｘ）が形成される。

　電圧指令設定部８２は、電圧振幅指令設定部８２ａ及びスイッチングパルス設定部（ＳＷパルス設定部）８２ｂを有する。電圧振幅指令設定部８２ａは、電圧型インバータ６３の出力電圧の振幅指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を設定し、スイッチングパルス設定部８２ｂに振幅指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を送信する。電圧振幅指令設定部８２ａは、外部から与えられる電力指令値（Ｐ_ｒｅｆ）に基づき、振幅指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を決定する。スイッチングパルス設定部８２ｂは、キャリア設定部８１ｂから送信されるキャリアと、振幅指令値（Ｖ_ｒｅｆ）とを比較して、トランジスタ（スイッチング素子）６３ａ～６３ｄをスイッチングするスイッチングパルス（ＳＷ１）を設定する。

　ここで、従来は、スイッチングパルス（ＳＷ１）を電圧型インバータ６３に入力し、電圧型インバータ６３は、例えば正弦波の供給電圧を、非接触給電部１０に出力する。本第１１実施形態では、制御部８に電圧指令演算部８３を設けることにより、従来の正弦波の供給電圧とは異なる供給電圧を、非接触給電部１０に出力する。

　電圧指令演算部８３は、スイッチングパルス設定部８２ｂから送信されるスイッチングパルス（ＳＷ１）に基づき、新たなスイッチングパルス（ＳＷ２）を設定する。新たなスイッチングパルス（ＳＷ２）により、トランジスタ（スイッチング素子）６３ａ～６３ｄが制御されると、高周波交流電源回路６から非接触給電部１０に供給される供給電圧（Ｖ_ｉｎ）は、図３８に示すように、１周期あたり、複数の正電圧の出力期間の間に電圧の出力を休止させる、又は、出力させない第１の休止期間（ｔ_ｂ１）と、複数の負電圧の出力期間の間に電圧の出力を休止させる、又は、出力させない第２の休止期間（ｔ_ｂ２）とを含む波形となる。図３８は、時間に対する供給電圧（Ｖ_ｉｎ）の出力特性を示す。なお、以下、本第１１実施形態では、第１の休止期間（ｔ_ｂ１）及び第２の休止期間（ｔ_ｂ２）を同じ長さの期間（ｔ_ｂ）として説明するが、必ずしも、同じ長さにする必要はない。

　以下、図３９を参照し、制御部８の制御内容を説明する。図３９は、キャリア波形、スイッチングパルス（ＳＷ１）、スイッチングパルス（ＳＷ２）及び供給電圧の出力波形を示す。なお、図３９において、横軸は、時間軸であり、図３９では省略されている。

　まずキャリア設定部８１ｂは、図３９（ａ）に示すように、振幅（Ｖ_ｘ）のキャリア信号を、スイッチングパルス設定部８２ｂに送信する。電圧振幅指令設定部８２ａは、図３９（ａ）に示すように、振幅（Ｖ_ｘ）に対して、振幅指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を設定する。

　次に、スイッチングパルス設定部８２ｂは、以下の条件に基づき、図３９（ｂ）に示す、スイッチングパルス（ＳＷ１）を形成する。

　　　（数１０）
　　　 スイッチＳ_１　　キャリア≦Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
　　　　　　　　　　　キャリア＞Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
　　　 スイッチＳ_２　　キャリア≦Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
　　　　　　　　　　　キャリア＞Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
　　　 スイッチＳ_３　　キャリア≦Ｖ_ｒｅｆかつキャリア≦Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
　　　　　　　　　　　キャリア＜Ｖ_ｒｅｆ又はキャリア＞Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
　　　 スイッチＳ_４　　キャリア≧Ｖ_ｒｅｆかつキャリア≦Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
　　　　　　　　　　　キャリア＜Ｖ_ｒｅｆ又はキャリア＞Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
　上記の条件により、図３９（ｂ）に示す、スイッチングパルス（ＳＷ１）が形成される。

　次に、電圧指令演算部８３は、スイッチングパルス（ＳＷ１）に基づき、図３９（ｃ）に示すスイッチングパルス（ＳＷ２）を形成する。まず、電圧指令演算部８３は、スイッチＳ_３のスイッチングパルスの１周期分の周期（Ｔ）を４つの区間（Ｔ_ｏｎ１、Ｔ_ｏｎ２、Ｔ_ｏｆｆ１、Ｔ_ｏｆｆ２）に分け、（式１０）の関係が成り立つ。

　　（数１１）
　　　 Ｔ＝Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ＝Ｔ_ｏｎ１＋Ｔ_ｏｎ２＋Ｔ_ｏｆｆ１＋Ｔ_ｏｆｆ２　　　　　　　　　　　（式１０）
　そして、Ｔ_ｏｎをトランジスタ６３ｃのオン期間とし、Ｔ_ｏｆｆをトランジスタ６３ｃのオフ期間としＤをデューティ比とすると、
　　（数１２）
　　　 Ｔ_ｏｎ＝Ｔ_ｎ１＋Ｔ_ｏｎ２，Ｔ_ｏｆｆ＝Ｔ_ｏｆｆ１＋Ｔ_ｏｆｆ２，Ｄ＝Ｔ_ｏｎ／Ｔ　　　　　　　 　　　 （式１１）
となる。デューティ比Ｄは電圧振幅指令設定部８２ａにより設定される振幅指令値（Ｖ_ｒｅｆ）により決まり、周期Ｔは周波数指令設定部８１ａにより設定される周波数指令値（ｆ_ｒｅｆ）により決定される。

　次に、電圧指令演算部８３は、４つの区間（Ｔ_ｏｎ１、Ｔ_ｏｎ２、Ｔ_ｏｆｆ１、Ｔ_ｏｆｆ２）を、さらに８つの区間（ａ～ｈ）に分ける。

　　（数１３）
　　　 ａ＝Ｔ_ｏｆｆ１／２，ｂ＝ｔ_ｂ，ｃ＝Ｔ_ｏｆｆ２／２，ｄ＝Ｔ_ｏｎ１－ｔ_ｂ
　　　 ｅ＝Ｔ_ｏｎ２／２，ｆ＝ｔ_ｂ，ｇ＝Ｔ_ｏｎ２／２，ｈ＝Ｔ_ｏｆｆ２－ｔ_ｂ
　ここで、休止期間ｔ_ｂは、トランジスタ（スイッチング素子）６３ａ～６３ｄのスイッチングのオン及びオフを制御することにより、非接触給電部１０への供給電圧を休止させるための期間であり、周期（Ｔ）及びデューティ比（Ｄ）に基づき、制御部８により設定される。周期（Ｔ）、デューティ比（Ｄ）及び休止期間（ｔ_ｂ）には、予め設定されている関係をもち、周期（Ｔ）又はデューティ比（Ｄ）が変化すれば、休止期間（ｔ_ｂ）も変化する特性を有する。制御部８には、予め、周期（Ｔ）、デューティ比（Ｄ）及び休止期間（ｔ_ｂ）の関係が、例えばテーブル等により格納されている。

　休止期間ｔ_ｂの区間は、隣り合う区間のオン又はオフとは逆の特性を有し、例えば、ある休止期間ｔ_ｂの区間において、スイッチングパルス（ＳＷ２）がオンになる場合に、当該ある休止期間ｔ_ｂの区間と隣り合う区間、言い換えると、前後区間において、スイッチングパルス（ＳＷ２）はオフになる。

　そして、区間ａ～ｈを、順番に並べ、図３９（ｃ）に示すような、スイッチングパルス（ＳＷ２）を形成する。区間ａ及び区間ｃはオフ期間であるため、区間ｂはオン期間になり、区間ｅ及び区間ｇはオン区間であるため、区間ｆはオフ期間となる。

　またスイッチＳ_４のスイッチングパルス（ＳＷ２）は、上記のスイッチＳ_３と同様に形成されるが、スイッチＳ_３のスイッチングパルス（ＳＷ２）とは逆の波形（対称波形）となり、反転している。スイッチＳ_１及びスイッチＳ_２のスイッチングパルス（ＳＷ２）は、スイッチングパルス（ＳＷ１）と同様の波形となる。

　これにより、図３９（ｃ）に示すように、電圧指令演算部８３は、スイッチングパルス（ＳＷ１）に基づきスイッチングパルス（ＳＷ２）を形成する。そして、当該スイッチングパルス（ＳＷ２）により、各トランジスタ（スイッチング素子）６３ａ～６３ｄを動作させ、三相交流電源６４から電力が供給されると、高周波交流電源回路６は、図３９（ｄ）に示すような電圧を非接触給電部１０に供給する。すなわち、本第１１実施形態の高周波交流電源回路６は、１周期（Ｔ）あたり、正電圧を出力する複数の期間（区間ａ及びｃに相当）と、当該複数の期間ａ，ｃの間に電圧の出力を休止する期間（区間ｂに相当）と、負電圧を出力する複数の期間（区間ｅ及びｇに相当）と、当該複数の期間ｅ，ｇの間に電圧の出力を休止する期間（区間ｆに相当）とを含む供給電圧を、非接触給電部１０の１次側の回路に対して出力する。

　次に制御部８の制御手順について、図４０を用いて説明する。図４０は、制御部８の制御手順を示すフローチャートである。

　ステップＳtep１にて、制御部８は、電力指令値（Ｐ_ｒｅｆ）に基づき、デューティ比（Ｄ）又は周期（Ｔ）の変更が有るか否かを判定する。変更された場合（図４０でＹｅｓ）は、ステップＳtep２へ進み、変更されていない場合（図４０でＮｏ）は、ステップＳtep８へ進む。なおデューティ比（Ｄ）及び周期（Ｔ）には、初期値が予め設定されており、図４０のフローを最初に行う場合には、ステップＳtep２へ進む。２回目以降のフローにおいては、ステップＳtep１にて、初期値又は前回のフロー時のデューティ比（Ｄ）及び周期（Ｔ）と比較して、判定される。

　ステップＳtep２にて、スイッチングパルス設定部８２ｂは、スイッチングパルス（ＳＷ１）を設定する。

 ステップＳtep３にて、電圧指令演算部８３は、（式１０）に基づき、スイッチＳ_３のスイッチングパルス（ＳＷ１）を４区間（Ｔ_ｏｎ１、Ｔ_ｏｎ２、Ｔ_ｏｆｆ１、Ｔ_ｏｆｆ２）に分割する。

 ステップＳtep４にて、制御部８は、デューティ比（Ｄ）及び周期（Ｔ）に基づき、休止期間（ｔ_ｂ）を設定する。

　ステップＳtep５にて、電圧指令演算部８３は、スイッチＳ_３のスイッチングパルス（ＳＷ１）を８区間（ａ～ｈ）に分割する。

 ステップＳtep６にて、ステップＳtep５により分割された８区間（ａ～ｈ）に基づき、電圧指令演算部８３は、スイッチＳ_３のスイッチングパルス（ＳＷ２）を設定する。また電圧指令演算部８３は、スイッチＳ_３のスイッチングパルス（ＳＷ２）を反転させることにより、スイッチＳ_４のスイッチングパルス（ＳＷ２）を設定する。

　ステップＳtep７にて、電圧指令演算部８３は、スイッチＳ_１～スイッチＳ_４のスイッチングパルス（ＳＷ２）を設定する。

 そして、ステップＳtep８にて、電圧指令演算部８３は、スイッチングパルス（ＳＷ２）を、それぞれのトランジスタ（スイッチング素子）６３ａ～６３ｄに出力する。

　次に、図３６に示す、非接触給電部１０の回路において、本第１１実施形態とは異なり休止期間（ｔ_ｂ）を設けないパルスを供給電圧とする場合（以下、実施例１、と称する。）と、本第１１実施形態のような供給電圧とする場合（以下、実施例２と称す。）とを比較しつつ、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ－Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）レベルと効率に付いて説明する。図４１は、実施例１において、時間に対する供給電圧及び電流の特性を示し、図４２は、実施例２において、時間に対する供給電圧及び電流の特性を示す。

　具体的には、実施例１について、図４１に示すように、通常のパルス電圧（Ｖｓ）が非接触給電部１０に供給されると、出力電流（Ｉｓ）が高周波交流電源回路６から非接触給電部１０に流れる。一方、実施例２について、図４２に示すように、休止期間（ｔ_ｂ）をもつパルス電圧（Ｖｔ）が非接触給電部１０に供給されると、出力電流（Ｉｔ）が高周波交流電源回路６から非接触給電部１０に流れる。ただし、実施例２は、休止期間（ｔ_ｂ）を設けることで、実施例１とエネルギーの総和が変わらないようにする。実施例２の供給電圧の積分値の和（V₁+V₂）を、実施例１の供給電圧の積分値（V）と等しくする。

　実施例２は、実施例１と異なり、休止期間（ｔ_ｂ）を設けることで、上がっていた出力電流（Ｉｔ）が一旦下がる、又は、下がっていた出力電流（Ｉｔ）が一旦上がる、電流特性をもつ。また、休止期間（ｔ_ｂ）において、出力電流（Ｉｔ）が一旦下がる、又は、一旦上がることにより、電流のピーク値が抑えられている。さらに、出力電流（Ｉｔ）の傾き（ｄＩｔ／ｄｔ）も小さくなっている。

　次に、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ－Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）レベルについて、図４３及び図４４を用いて説明する。図４３及び図４４は、実施例１の出力電流（Ｉｓ）及び実施例２の出力電流（Ｉｔ）をそれぞれＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）解析したのであって、周波数に対するＥＭＩレベルの特性を示す。また横軸の左端は、基本波周波数（ｆ_０）の基本波周波数成分に相当する。

　ここでＥＭＩレベルについて説明する。実施例１の出力電流（Ｉｓ）又は実施例２の出力電流（Ｉｔ）が高周波交流電源回路６と非接触給電部１０とを接続する配線に流れる場合に、当該配線がアンテナのように作用するため、ノイズが配線外部に漏れる可能性がある。そして、ノイズは、ＥＭＩに相当し、基本波周波数成分に対して整数倍の次数の周波数（言い換えると、基本波周波数成分よりも高周波成分）において、発生する。そして、ＥＭＩレベル、すなわちノイズの大きさは、出力電流の傾き（ｄＩ／ｄｔ）の大きさに依存する。

　実施例１のＥＭＩレベルのピーク値（図４３のＡ部分に相当）と、実施例２のＥＭＩレベルのピーク値（図４４のＢ部分に相当）とを比較すると、実施例２の方が、ＥＭＩレベルのピーク値を抑制していることが確認できる。つまり、実施例２は、実施例１と比べて、休止期間（ｔ_ｂ）を設けることにより、出力電流（Iｔ）の傾き（ｄIt/ｄｔ）を小さくすることができるため、ＥＭＩレベルを抑制することができる。そして、実施例２のように、ＥＭＩレベルを抑制できるということは、配線外部への漏れを防ぐことになり、また実施例２は出力電流（It）を小さくしているため、定常損失も抑制される。

　上記のように実施例２（本第１１実施形態）は、複数の正電圧の出力期間（区間ａ、ｃ）と、当該複数の正電圧の出力期間（区間ａ、ｃ）の間に設けられる休止期間（ｔ_ｂ）（区間ｂ）と、複数の負電圧の出力期間（区間ｅ、ｇ）と、当該複数の負電圧の出力期間（区間ｅ、ｇ）の間に設けられる休止期間（ｔ_ｂ）（区間ｆ）とを含む供給電圧を、少なくとも一次巻線１に供給する。これにより、ＥＭＩレベルを抑制しつつ、効率をよくすることができる。

　次に、実施例１と実施例２のインバータ損失及び効率について、図４５及び図４６を用いて説明する。図４５は、実施例１と実施例２のそれぞれのインバータ損失を示すグラフであり、図４６は、実施例１と実施例２において、結合係数ｋに対する効率の特性を示す。

　図４５に示すように、実施例１に対して実施例２は、上記の通り、定常損失を抑制することができる。一方、実施例２は、図３９（ｃ）・図３９（ｄ）で記載のように、休止期間（ｔ_ｂ）を設けることで、トランジスタ６３ｃ及びトランジスタ６３ｄの１周期（Ｔ）あたりのスイッチングの回数が増加するため、実施例１と比べて、スイッチング損失が増加する。そのため、全体の損失は、実施例１及び実施例２とを比較して、大きな差はない。しかし、上記の通り、定常損失に寄与するＥＭＩレベルは、回路外部へのノイズ漏れにより影響を及ぼす。そのため、ＥＭＩレベルが大きい場合には、ノイズ対策を別途設ける場合があり、結果として、コストが増加し、また回路スペースを余分に設けることとなる。そのため、インバータ損失が同じであれば、実施例２のように、定常損失をより抑制する方が好ましい。

　実施例２の出力電流Ｉｔ（図４２参照）は、実施例１の出力電流Ｉｓ（図４１参照）よりも小さくする（Ｉｓ＞Ｉｔ）が、図４６に示すように効率は低下していない。よって、実施例１に対して、実施例２は、効率を維持しつつ、定常損失を抑制することができる。

　次に、１周期（T）あたりに休止期間（ｔ_ｂ）を設ける回数について説明する。図３６に示す非接触給電部１０の回路において、半周期（Ｔ／２）あたりに休止期間（ｔ_ｂ）を１回設ける実施例２とは異なり半周期（Ｔ／２）あたりに休止期間（ｔ_ｂ）を２回設ける場合（以下、実施例３と称す）と、実施例２とを比較する。

　図４７に示すように、実施例３では、半周期（Ｔ／２）あたりに２回の休止期間（ｔ_ｂ）を設けることにより、出力電流（Ｉ_ｕ）ピーク値が低減する。図４７は、実施例３において、時間に対する供給電圧及び電流の特性を示す。

　図４８を用いて、実施例２及び実施例３のインバータ損失について説明する。図４８は、実施例２及び実施例３のインバータ損失を示すグラフである。図４８に示すように、実施例３（図４７参照）は、実施例に２（図４２参照）に対して、出力電流（I）が小さい（Iu＜It）ため、定常損失は減少するが、減少幅はわずかである。また、実施例３では、トランジスタ６３ｃ及び６３ｄのオン・オフの回数の増加によって、スイッチング損失が増加する。そして、スイッチング損失の増加幅は、定常損失の減少幅より大きくなるため、インバータ損失全体としては、実施例２より実施例３の方が大きくなってしまう。すなわち、半周期（Ｔ／２）あたりの休止期間（ｔ_ｂ）を２回以上にした場合（実施例３）、１回の場合（実施例２）と比べて、出力電流（I）のピーク値の抑制効果が小さく、一方で、スイッチング回数が増加してしまうため、トータルとしてインバータ損失が増加する。

　なお、半周期（Ｔ／２）あたりの休止期間（ｔ_ｂ）を３回以上にした場合には、休止期間（ｔ_ｂ）を２回設ける場合と同様に、ＥＭＩレベルの抑制効果は小さく、よりスイッチング損失が大きくなり、結果として、インバータ損失が大きくなる。

　上記のように、実施例２（本第１１実施形態）は、１周期（Ｔ）あたり休止期間（ｔ_ｂ）を、正電圧及び負電圧の出力期間に、それぞれ１回のみ設ける。これにより、ＥＭＩレベルを減少し、ＥＭＩ対策を軽減させつつ、効率をよくすることができる。

　次に、休止期間（ｔ_ｂ）について、図４９及び図５０を用いて説明する。図４９は、デューティ比（Ｄ）、周期（Ｔ）及び休止期間（ｔ_ｂ）に対するＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ－Ｍａｇｎｅｔｉｃ－Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）レベルの最大値の特性を示し、図５０は、デューティ比（Ｄ）、周期（Ｔ）及び休止期間（ｔ_ｂ）に対する効率を示す。

　本第１１実施形態において、デューティ比（Ｄ）を固定値（Ｄ１）に固定しつつ、周期Ｔを周期（Ｔ１）、周期（Ｔ２）及び周期（Ｔ３）として、休止期間（ｔ_ｂ）を変化させつつ、ＥＭＩレベルの最大値（図４４を参照）をとった。また周期（Ｔ）を固定値（Ｔ１）に固定しつつ、デューティ比（Ｄ）をデューティ比（Ｄ２）及びデューティ比（Ｄ３）として、休止期間（ｔ_ｂ）を変化させつつ、ＥＭＩレベルの最大値をとった。休止期間（ｔ_ｂ）に対して、デューティ比（Ｄ）及び周期（Ｔ）は固定値であり、図４９に示すように、（ｔ_ｂ・Ｄ）／Ｔを横軸にとり、ＥＭＩレベルの最大値を縦軸とする。また図４９において、周期（Ｔ１）及びデューティ比（Ｄ１）をグラフIに示し、周期（Ｔ２）及びデューティ比（Ｄ１）をグラフIIに、周期（Ｔ３）及びデューティ比（Ｄ１）をグラフIIIに、周期（Ｔ１）及びデューティ比（Ｄ２）をグラフIVに、周期（Ｔ１）及びデューティ比（Ｄ３）をグラフVに示す。

　また図５０に示すように、図４９と同様に、デューティ比（Ｄ）を固定値（D1）に及び周期（Ｔ）を固定値（T1）にしつつ、グラフI～グラフVまで、（ｔ_ｂ・Ｄ）／Ｔに対する効率の特性をとった。なお、図４９及び図５０に示す特性は、休止期間ｔ_ｂを離散的な複数の値でとって、その近似曲線で表している。

　図４９及び図５０に示すように、デューティ比（Ｄ）を固定値（Ｄ１）に固定させ周期（Ｔ）を変動させる場合（グラフI～グラフIIIに相当）も、周期（Ｔ）を固定値（Ｔ１）に固定させデューティ比（Ｄ）を変動させる場合（グラフIV～グラフVに相当）も、（式１２）の条件を満たす時に、ＥＭＩレベルの最大値は最も低くなり、効率は最も高くなる。

　　（数１４）
　　　 ｔ_ｂ＝０．０１５・Ｔ／Ｄ　　　　　　　　　　　　　　　　　　 （式１２）
　上記のように本第１１実施形態は、周期（Ｔ）と、休止期間（ｔ_ｂ）及びデューティ比（Ｄ）は、（式１２）の条件を満たす。これにより、ＥＭＩレベルの最大値を減少させつつ、効率をよくすることができる。

　なお、（式１２）の関係式は、完全に等しくする必要はなく、休止期間（ｔ_ｂ）が、０．０１５・Ｔ／Ｄの付近にあればよい。

　また本第１１実施形態ではスイッチＳ_３のスイッチングパルス（ＳＷ１）を分割し、スイッチＳ_１～スイッチＳ_４のスイッチングパルス（ＳＷ２）を設定するが、スイッチＳ_１、スイッチＳ_２又はスイッチＳ_４のスイッチングパルス（ＳＷ１）を分割してもよい。

　また本第１１実施形態では、正電圧の出力期間における第１の休止期間（ｔ_ｂ１）と負電圧の出力期間における第２の休止期間（ｔ_ｂ２）とを同じ長さの休止期間（ｔ_ｂ）とするが、必ずしも同じ長さにする必要はない。

　また本第１１実施形態では、半周期（Ｔ／２）あたりに休止期間（ｔ_ｂ）を１回のみ設ける場合（実施例２）について説明したが、半周期（Ｔ／２）あたりに休止期間（ｔ_ｂ）を２回以上設ける場合（実施例３）を除外するものではない。

　また本第１１実施形態では、周期（Ｔ）と、休止期間（ｔ_ｂ）及びデューティ比（Ｄ）の関係について、（式１２）の条件を持つことがよいことを説明したが、必ずしも（式１２）の条件を満たす必要はない。

　なお、本第１１実施形態の区間ａ及び区間ｃが本発明の「正電圧出力期間」に相当し、区間ｂが「第１の休止期間」に、区間ｅ及び区間ｇが「負電圧出力期間」に、区間ｆが「第２の休止期間」に相当する。

　日本国特許出願２００９－１１７５２７（出願日２００９年５月１４日）・日本国特許出願２０１０－１０１７５５（出願日２０１０年４月２７日）の全内容がここに援用され、誤訳や記載漏れから保護される。

　以上、第１～１１実施形態によって本発明の内容を記載したが、本発明はこれら記載に限定されるものではなく、種々の変形及び改良が可能であることは、当業者に自明である。

　本発明によれば、結合係数の変動に応じて、交流電源の出力側から見た周波数に対するインピーダンスの位相特性が基本波周波数の付近を中心として回転するよう変化するため、結合係数に応じて当該インピーダンスが設定される場合において、当該インピーダンスの位相が変動する幅が小さくなり、その結果、効率の低下を抑制することができる。

Claims (25)

1. 　交流電源により一次巻線から電力が供給される二次巻線を備え、
   　Ｚ_１の周波数に対するインピーダンス特性は前記交流電源の基本波成分の周波数の付近に極大値を有し、
   　Ｚ_２の周波数に対するインピーダンス特性は、前記基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有することを特徴とする非接触給電装置であって、
   　Ｚ_１は、前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数が所定の値であり、前記交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスを示し、
   　Ｚ_２は、前記一次巻線と前記二次巻線の間の前記結合係数が前記所定の値であり、前記二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスを示す。
2. 　前記一次巻線と前記二次巻線の間の前記結合係数が前記所定の値である、前記交流電源の出力側から見た周波数に対するインピーダンスの位相特性は、
   　前記基本波成分の周波数に対してゼロの付近の位相をとることを特徴とする
   　請求項１に記載する非接触給電装置。
3. 　請求項１に記載する非接触給電装置において、
   　前記一次巻線と前記二次巻線の間の前記結合係数が前記所定の値である、前記交流電源の出力側から見た周波数に対するインピーダンスの位相特性は、
   　前記所定の値に対して前記結合係数を一定の範囲内で変化させると、前記基本波成分の周波数に対する位相がゼロ付近の値で変動する特性であること特徴とする
   　非接触給電装置。
4. 　前記Ｚ_１のインピーダンス特性は、前記極大値以外にさらに極値を有することを特徴とする
   請求項１に記載する非接触給電装置。
5. 　前記Ｚ_２のインピーダンス特性は、前記極大値及び前記極小値以外にさらに極値を有することを特徴とする
   請求項１又は４に記載する非接触給電装置。
6. 　前記Ｚ_１の周波数に対する位相特性は、前記基本波成分の周波数の付近で、周波数に対する位相の傾きが発散する特性を有し、
   　前記Ｚ_２の周波数に対する位相特性は、周波数に対する位相の傾きが発散する点を周波数軸上に少なくとも二点有し、
   　前記二点の間に位相特性が周波数軸と平行になる部分を有し、
   　前記基本波成分の周波数が前記二点の間にあることを特徴とする
   　請求項１に記載する非接触給電装置。
7. 　第１のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続することを特徴とする
   請求項１～６のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
8. 　前記一次巻線及び前記第１のコンデンサに対し直列に第１のインダクタを接続することを特徴とする
   請求項７に記載する非接触給電装置。
9. 　前記一次巻線と前記第１のコンデンサとの並列回路に対し直列に第２のコンデンサを接続することを特徴とする
   請求項７に記載する非接触給電装置。
10. 　前記一次巻線と前記第１のコンデンサとの並列回路の一端に第１のインダクタを、他端に第２のコンデンサを接続することを特徴とする
    　請求項７に記載する非接触給電装置。
11. 　前記二次巻線と第３のコンデンサとの並列回路に第４のコンデンサを直列に接続することを特徴とする
    請求項１～１０のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
12. 　前記二次巻線と直列に第５のコンデンサを接続し、
    前記二次巻線と前記第５のコンデンサとの直列回路に対して並列に第３のコンデンサを接続することを特徴とする
    請求項１～１０のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
13. 　前記二次巻線の一端と前記第５のコンデンサとの接続点と、前記二次巻線の他端との間に第６のコンデンサを接続することを特徴とする
    　請求項１２に記載する非接触給電装置。
14. 　前記第５のコンデンサと前記第３のコンデンサとの接続点に第４のコンデンサを接続することを特徴とする
    　請求項１２に記載する非接触給電装置。
15. 　前記二次巻線と直列に第５のコンデンサを接続し、
    　前記二次巻線と前記第５のコンデンサとの直列回路に対して並列に第３のインダクタを接続することを特徴とする
    請求項１～１０のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
16. 　前記第５のコンデンサと前記第３のインダクタとの接続点に第４のコンデンサを接続することを特徴とする
    請求項１５に記載する非接触給電装置。
17. 　前記二次巻線と直列に第４のインダクタを接続し、
    前記二次巻線と前記第４のインダクタとの直列回路に対して並列に第３のコンデンサを接続することを特徴とする
    請求項１～１０のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
18. 　請求項１～１７のいずれか一項に記載する非接触給電装置を含む車両において、
    前記二次巻線は車両に搭載され、
    前記車両の駐車位置に応じて、前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数が設定されることを特徴とする車両。
19. 　第１のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、
    前記二次巻線と第３のコンデンサとの並列回路に第４のコンデンサを直列に接続し、
    前記基本波成分の周波数は、
    前記Ｚ_１の共振周波数の付近に設定され、かつ、
    前記Ｚ_２の第１共振周波数と、前記第１共振周波数より高い、前記Ｚ_２の第２共振周波数との間に設定される
    ことを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
20. 　第１のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、
    前記二次巻線と第３のコンデンサとの並列回路に第４のコンデンサを直列に接続し、
    　Ｃ_１ｐ＝１／（Ｌ_１（２πｆ_０）^２）、及び、
    　Ｃ_２ｐ＜（Ｌ_１／Ｌ_２）Ｃ_１ｐ＜（Ｃ_２ｓ＋Ｃ_２ｐ）を満たす
    ことを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載する非接触給電装置であって、
    Ｃ_１ｐは、前記第１のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｌ_１は、前記一次巻線のインダクタンスを示し、
    ｆ_０は、前記基本波成分の周波数を示し、
    Ｃ_２ｐは、前記第３のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｃ_２ｓは、前記第４のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｌ_２は、前記二次巻線のインダクタンスを示す。
21. 　第１のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、
    前記二次巻線と第３のコンデンサとの並列回路に第４のコンデンサを直列に接続し、
    前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数が所定の値である、前記交流電源の出力側から見たインピーダンス特性を複素平面で示した場合に、
    虚軸に最も近い第１の極は、前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数の増加に伴い、虚軸から離れ、
    虚軸に２番目に近い第２の極は、前記結合係数の増加に伴い、前記第１の極に近づく
    ことを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
22. 　前記交流電源から一次巻線に所定の周期で供給される供給電圧は、
    　１周期あたり、複数の正電圧出力期間及び複数の負電圧出力期間を含み、かつ、
    　前記複数の正電圧出力期間の間に設けられる第１の休止期間及び前記複数の負電圧出力期間の間に設けられる第２の休止期間を含む
    ことを特徴とする請求項１～２１のいずれか一項に記載する非接触給電装置。
23. 　前記第１の休止期間と前記第２の休止期間は同じ長さの時間であることを特徴とする請求項２２に記載する非接触給電装置。
24. 　前記供給電圧は、１周期あたり、前記第１の休止期間及び前記第２の休止期間をそれぞれ１回のみ含むことを特徴とする請求項２２又は２３に記載する非接触給電装置。
25. 　前記所定の周期をＴ、前記第１の休止期間をｔ_ｂ１、前記第２の休止期間をｔ_ｂ２、及び、前記供給電圧のデューティ比をＤとした場合、
    　ｔ_ｂ１＝０．０１５・Ｔ／Ｄ
    又は、
    　ｔ_ｂ２＝０．０１５・Ｔ／Ｄ
    を満たすことを特徴とする請求項２２～２４のいずれか一項に記載する非接触給電装置。

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