JP2008125198A

JP2008125198A - 非接触給電装置

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Publication number: JP2008125198A
Application number: JP2006304561A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Sakaguchi; 和彦坂口; Kazufumi Naito; 和文内藤; Nobuki Hashiguchi; 伸樹橋口; Yoshiyuki Ishihara; 好之石原; Shiyunho Kin; 春峰金; Takeshi Yamaji; 剛山路
Original assignee: Ishida Co Ltd
Current assignee: Ishida Co Ltd
Priority date: 2006-11-09
Filing date: 2006-11-09
Publication date: 2008-05-29

Abstract

【課題】非接触給電装置に関して、負荷が変化した場合であっても十分な出力電圧を得ることが可能な技術を提供する。
【解決手段】分離型トランス４では、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとは互いに接触せずに離れて配置されている。２次側コイル４ｂには、１次側コイル４ａに交流電圧が供給された際に生じる磁気誘導によって交流電圧が発生し、共振コンデンサ５が並列接続されている。倍電流整流回路６は、２次側コイル４ｂに発生した交流電圧を直流の出力電圧Ｅ_oに変換して負荷抵抗素子７に供給する。そして、分離型トランス４での励磁インダクタと、磁気誘導によって形成される漏れインダクタと、共振コンデンサ５とで共振回路を構成している。
【選択図】図４

Description

本発明は、給電側（１次側）と受電側（２次側）とが物理的に分離している非接触給電装置に関する。

非接触給電装置に関して従来から様々な技術が提案されている。例えば特許文献１には、移動しながら物品の計量を行う複数の計量部に対して電力を供給する非接触給電装置が開示されている。また、非特許文献１〜３にも、非接触給電装置に関する技術が開示されている。なお、非特許文献４には、非接触給電装置の受電側で使用することが可能な整流回路に関する技術が開示されている。

特開２００５−１４７８４１号公報 ROBERT L. STEIGERWALD,"High-Frequency Resonant Transistor DC-DC Converters", IEEE Trans. Ind. Electron. Vol.IE-31, May 1984, No.2, pp.181-191. ROBERT L., STEIGERWALD,"A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies", IEEE Trans. Power Electron. Vol.3, April 1988, No.2, pp174-182. M.Ryu H.Cha. Y.Park. J.Baek,"Analysis of the Contactless Power Transfer System using Modeling and Analysis of the Contactless Trasformer", Proc.of PESC'05, 2005, pp1036-1042. Laszlo Balogh,"The Current-Doubler Rectifier: An Alternative Rectification Technique For Push-Pull And Bridge Converters", DN-63, Texas Instruments Incorporated.

従来の非接触給電装置では、負荷によって出力電圧が大きく変化し、十分な出力を得ることができないことがあった。

そこで、本発明は上述の問題に鑑みて成されたものであり、非接触給電装置に関して、負荷が変化した場合であっても十分な出力電圧を得ることが可能な技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、請求項１の発明は、第１の交流電圧が供給される１次側コイルと、前記１次側コイルとトランスを構成し、前記１次側コイルに前記第１の交流電圧が供給された際に生じる磁気誘導によって第２の交流電圧が発生する、前記１次側コイルと離れて設けられた２次側コイルと、前記２次側コイルに並列接続されたコンデンサと、前記２次側コイルに発生した前記第２の交流電圧を直流の出力電圧に変換してそれを負荷に供給する倍電流整流回路とを備え、前記トランスでの励磁インダクタと、前記磁気誘導によって形成される漏れインダクタと、前記コンデンサとで共振回路を構成する、非接触給電装置である。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の非接触給電装置であって、前記第１の交流電圧の周波数は、前記出力電圧の周波数特性における共振周波数よりも低く設定されている。

また、請求項３の発明は、請求項２に記載の非接触給電装置であって、前記第１の交流電圧の周波数は、前記１次側コイルの両端から２次側を見た際の等価インピーダンスの絶対値が最大となる周波数以上であって、前記共振周波数未満に設定されている。

請求項１の発明によれば、２次側コイルに並列接続されたコンデンサと、倍電流整流回路とを備えているため、負荷が重くなっても出力電圧がそれほど低下せず、十分な出力電圧を負荷に供給することができる。

また、請求項２の発明によれば、第１の交流電圧の周波数が、出力電圧の周波数特性における共振周波数よりも低く設定されているため、負荷が変動したり、１次側コイルと２次側コイルとの間のギャップが変動した場合であっても安定した出力電圧を得ることができるとともに、１次側コイルに流れる電流を少なくすることができる。

また、請求項３の発明によれば、第１の交流電圧の周波数が、１次側コイルの両端から２次側を見た際の等価インピーダンスの絶対値が最大となる周波数以上であって、出力電圧の周波数特性における共振周波数未満に設定されているため、１次側コイルに流れる電流を少なくしつつ高い出力電圧を得ることができ、変換効率を最大にすることができる。

図１は本発明の実施の形態に係る非接触給電装置１００の構成を示す図である。図１に示されるように、本実施の形態に係る非接触給電装置１００は、直流電圧電源１と、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとが互いに接触せずに離れて設けられた分離型トランス４と、直流電圧電源１から出力される直流電圧Ｅ_inを交流電圧に変換して１次側コイル４ａに供給するフルブリッジ回路２と、フルブリッジ回路２を制御する制御回路３と、２次側コイル４ｂに並列接続された共振コンデンサ５と、２次側コイル４ｂに誘起された交流電圧を直流の出力電圧Ｅ_oに変換して負荷抵抗素子７に供給する倍電流整流回路６とを備えている。

直流電圧電源１は例えば２４Ｖの直流電圧Ｅ_inを出力する。フルブリッジ回路２はそれぞれがｎチャネル型のＭＯＳトランジスタである４つのスイッチング素子２ａ〜２ｄから成る。スイッチング素子２ａのソースとスイッチング素子２ｂのドレインとは互いに接続されており、その接続点ｐ１に１次側コイル４ａの一端が接続されている。また、スイッチング素子２ｃのソースとスイッチング素子２ｄのドレインとは互いに接続されており、その接続点ｐ２に１次側コイル４ａの他端が接続されている。スイッチング素子２ａ，２ｃのドレインには直流電圧電源１からの正の電源電位がそれぞれ印加され、スイッチング素子２ｂ，２ｄのソースに直流電圧電源１からの接地電位がそれぞれ印加される。これらのスイッチング素子２ａ〜２ｄの各ゲートには制御回路３から個別にゲート電圧が印加される。これにより、各スイッチング素子２ａ〜２ｄのオン／オフ動作が制御回路３によって制御され、フルブリッジ回路２からは交流電圧が出力される。

倍電流整流回路６は、２つのダイオード６ａ，６ｂと、２つのインダクタ６ｃ，６ｄと、平滑コンデンサ６ｅとを備えている。ダイオード６ａ，６ｂのカソードは互いに接続されており、その接続点に平滑コンデンサ６ｅの一端が接続されている。インダクタ６ｃ，６ｄの一端は互いに接続されており、その接続点に平滑コンデンサ６ｅの他端が接続されている。ダイオード６ａのアノードとインダクタ６ｃの他端とは互いに接続されており、その接続点ｐ３には共振コンデンサ５及び２次側コイル４ｂの一端が接続されている。ダイオード６ｂのアノードとインダクタ６ｄの他端とは互いに接続されており、その接続点ｐ４には共振コンデンサ５及び２次側コイル４ｂの他端が接続されている。

次に分離型トランス４について詳細に説明する。図２は分離型トランス４の構成を示す図である。図２に示されるように、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂは、それぞれポットコア４０を有している。各ポットコア４０は例えばフェライトコアから成る。１次側及び２次側のポットコア４０は、それらの中心軸が一致するように距離ｄだけ離れて対向配置されており、それぞれにはリッツ線等の電線４１が巻きつけられている。図１のＺ軸はポットコア４０の中心軸を示しており、Ｒ軸はポットコア４０の半径方向に沿った軸を示している。

このように、本実施の形態では、分離型トランス４を２つのポットコア４０で構成しているため、１次側コイル４ａ及び２次側コイル４ｂの一方あるいは両方がＺ軸を中心に回転動作したとしても、１次側で生成された電力を十分に２次側に伝達することができる。したがって、例えば、上述の特許文献１に開示されている計量装置の給電機構に、本非接触給電装置１００を採用することは非常に有効である。

上述のように、分離型トランス４では、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとが分離し、互いに接触しないように配置されているため、互いの結合が非常に悪くなる。図３は分離型トランス４での磁束分布を示す図である。図３に示される磁束分布は、距離ｄを５ｍｍに設定した際の磁束分布を軸対称三次元有限要素法を使用して求めたものである。図３に示される磁束分布から、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとの間のギャップにより、両者の結合が非常に悪くなっていることが理解できる。

分離型トランス４では、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとの結合が悪いため、１次側コイル４ａに交流電圧が供給された際に生じる磁気誘導によって、１次側と２次側のそれぞれにおいて漏れインダクタンスが発生する。図４はこれらの漏れインダクタンスを考慮した際の本実施の形態に係る非接触給電装置１００の構成を示す図である。

図４に示されるように、１次側に漏れインダクタンスが発生することによって、等価的には、スイッチング素子２ａ，２ｂの接続点ｐ１と、１次側コイル４ａとの間に直列に漏れインダクタ１０ａが形成されることになる。また、２次側に漏れインダクタンスが発生することによって、等価的には、共振コンデンサ５におけるダイオード６ａのアノードに接続された一端と、２次側コイル４ｂとの間に直列に漏れインダクタ１０ｂが形成されることになる。

以上のような構成を有する本実施の形態に係る非接触給電装置では、以下の関係式（１）〜（４）が成立する。

上記式中のｋは１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとの結合度を示し、Ｌ_mは１次側コイル４ａ及び２次側コイル４ｂの相互インダクタンスを示している。また、Ｌ_l1及びＬ_l2は１次側及び２次側に発生した漏れインダクタンスをそれぞれ示しており、Ｌ_1o及びＬ_2oは１次側コイル４ａ及び２次側コイル４ｂの自己インダクタンスをそれぞれ示している。そして、Ｌ_1sは、２次側の接続点ｐ３，ｐ４を短絡した場合での接続点ｐ１，ｐ２から２次側を見た際のインダクタンスを示しており、Ｌ_2sは、１次側の接続点ｐ１，ｐ２を短絡した場合での接続点ｐ３，ｐ４から１次側を見た際のインダクタンスを示している。

図５は、距離ｄを３ｍｍ、５ｍｍ、７ｍｍと変化させた場合の上記各パラメータの値を示す図である。図５に示される値は、１次側及び２次側のポットコア４０としてフェライトコアを使用し、当該ポットコア４０のそれぞれに直径０．０８ｍｍの導線を８４本束ねたリッツ線を２０ターン巻きつけた場合の値である。図５中のインダクタンスＬ_1o，Ｌ_2o，Ｌ_1s，Ｌ_2sは実測値であって、他のインダクタンスは上記式（１）〜（４）を使用して求めた計算値である。図５に示されるように、距離ｄが増加するにつれて漏れインダクタンスＬ_l1，Ｌ_l2はともに増加しており、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとのギャップが大きくなると、それらの結合が悪化していることが理解できる。

次に、フルブリッジ回路２の動作について詳細に説明する。図６，７はフルブリッジ回路２の動作を示す図である。図６では、各スイッチング素子２ａ〜２ｄのオン／オフ状態と１次側コイル４ａの両端に発生する電圧Ｖ₁との関係が示されている。また、図７（ａ）〜７（ｄ）では、図６中の期間Ｔ１〜Ｔ４でのフルブリッジ回路２に流れる電流の様子をそれぞれ示している。電圧Ｖ₁は、１次側コイル４ａにおける接続点ｐ２側の一端の電位を基準とした際の電圧である。本実施の形態に係るフルブリッジ回路２は、位相制御方式と呼ばれる駆動方式で制御回路３によって制御されている。

図６に示されるように、期間Ｔ１においては、スイッチング素子２ａ，２ｄのみがオン状態となり、直流電圧電源１からの電流は、図７(ａ）に示されるように、スイッチング素子２ａ、１次側コイル４ａ、スイッチング素子２ｄを順に通って、直流電圧電源１に戻る。したがって、期間Ｔ１においては電圧Ｖ₁は正の電圧となる。次の期間Ｔ２においては、スイッチング素子２ａ，２ｃのみがオン状態となる。期間Ｔ２においては、図７（ｂ）に示されるように、期間Ｔ１で１次側コイル４ａに蓄えられたエネルギーに起因する電流がスイッチング素子２ａ，２ｃを流れて、スイッチング素子２ａ，２ｃに過電圧が印加されることが防止される。そして、期間Ｔ２においては、１次側コイル４ａに対しては直流電圧電源１から電力が供給されないため、電圧Ｖ₁は零ボルトとなる。

次の期間Ｔ３においては、図６に示されるように、スイッチング素子２ｂ，２ｃのみがオン状態となり、直流電圧電源１からの電流は、図７(ｃ）に示されるように、スイッチング素子２ｃ、１次側コイル４ａ、スイッチング素子２ｂを順に通って直流電圧電源１に戻る。したがって、期間Ｔ３においては電圧Ｖ₁は負の電圧となる。そして、次の期間Ｔ４においては、スイッチング素子２ｂ，２ｄのみがオン状態となり、図７（ｄ）に示されるように、期間Ｔ３で１次側コイル４ａに蓄えられたエネルギーに起因する電流がスイッチング素子２ｂ，２ｄを流れて、スイッチング素子２ｂ，２ｄに過電圧が印加されることが防止される。期間Ｔ４においては、１次側コイル４ａに対しては直流電圧電源１から電力が供給されないため、電圧Ｖ₁は零ボルトとなる。以後、同様の動作を繰り返すことによって、フルブリッジ回路２からは交流電圧が出力される。なお、フルブリッジ回路２のこのような動作は、制御回路３がスイッチング素子２ａ〜２ｄに対するゲート電圧を個別に制御することによって実現できる。

次に、倍電流整流回路６の動作について詳細に説明する。図８は倍電流整流回路６の動作を示す図である。なお、図８中の期間Ｔ１〜Ｔ４は図６中の期間Ｔ１〜Ｔ４にそれぞれ対応している。また、電圧Ｖ₂は接続点ｐ３側の一端の電位を基準とした際の２次側コイル４ｂの両端に発生する電圧を、電流Ｉ_L1はインダクタ６ｃに流れる電流を、電流Ｉ_L2はインダクタ６ｄに流れる電流をそれぞれ示している。電流Ｉ_L1は、インダクタ６ｃ，６ｄの接続点から接続点ｐ３に向かう方向を正とし、電流Ｉ_L2は、インダクタ６ｃ，６ｄの接続点から接続点ｐ４に向かう方向を正としている。また電流Ｉ_ooは、ダイオード６ａ，６ｂの接続点と、平滑コンデンサ６ｅ及び負荷抵抗素子７の接続点との間に流れる電流を示しており、電流Ｉ_oは負荷抵抗素子７に供給される電流を示している。以後、電流Ｉ_oを「出力電流Ｉ_o」と呼ぶ。

図８に示されるように、期間Ｔ１においては、１次側コイル４ａに電流が流れることによって磁気誘導で２次側コイル４ｂに電流が誘起され、電圧Ｖ₂が正の電圧となる。期間Ｔ１においては、ダイオード６ａが順方向にバイアスされ、２次側コイル４ｂに誘起された電流がインダクタ６ｄに流れて電流Ｉ_L2が上昇する。また期間Ｔ１においては、ダイオード６ｂは逆方向にバイアスされているため、インダクタ６ｃには、２次側コイル４ｂに誘起された電流は流れないが、前の期間Ｔ３においてインダクタ６ｃに流れていた電流Ｉ_L1が減少してはいるものの残存しているため、電流Ｉ_ooは電流Ｉ_L1と電流Ｉ_L2とを足し合わせた値となる。これにより、期間Ｔ１においては、磁気誘導で２次側コイル４ｂに誘起させる電流は出力電流Ｉ_oの半分だけで良くなる。

期間Ｔ２においては、電圧Ｖ₂が零となるため、電流Ｉ_L1，Ｉ_L2はともに減少する。次の期間Ｔ３においては、１次側コイル４ａに期間Ｔ１とは逆方向に電流が流れることによって２次側コイル４ｂにも期間Ｔ１とは逆方向に流れる電流が誘起され、電圧Ｖ₂が負の電圧となる。期間Ｔ３においては、ダイオード６ｂが順方向にバイアスされ、２次側コイル４ｂに誘起された電流がインダクタ６ｃに流れて電流Ｉ_L1が上昇する。また期間Ｔ３においては、ダイオード６ａは逆方向にバイアスされているため、インダクタ６ｄには、２次側コイル４ｂに誘起された電流は流れないが、前の期間Ｔ１においてインダクタ６ｄに流れていた電流Ｉ_L2が減少してはいるものの残存しているため、電流Ｉ_ooは電流Ｉ_L1と電流Ｉ_L2とを足し合わせた値となる。これにより、期間Ｔ３においても、２次側コイル４ｂに誘起させる電流は出力電流Ｉ_oの半分だけで良くなる。期間Ｔ４においては、電圧Ｖ₂が零となるため、電流Ｉ_L1，Ｉ_L2はともに減少する。以後、同様の動作を繰り返す。

以上のように、倍電流整流回路６では、２次側コイル４ｂに誘起された電流だけではなく、以前にインダクタに蓄積されたエネルギーに起因する電流も負荷に供給することができるため、２次側コイル４ｂに誘起された電流だけを負荷に供給する全波整流回路と比較して、１次側コイル４ａに流す電流は同じでも、２倍の電流を負荷に供給することができる。言い換えれば、同じ負荷電流に対しては、半分の電流を１次側コイル４ａに流すだけでよい。したがって、倍電流整流回路６を使用することによって変換効率が向上する。

次に、本実施の形態に係る非接触給電装置１００の回路特性について詳細に説明する。図９は、本非接触給電装置１００において、接続点ｐ１，ｐ２から２次側を見た際の等価回路を示す図である。図９中の励磁インダクタ４００は上述の相互インダクタンスＬ_mと自己インダクタンスＬ_1o，Ｌ_2oとの両方含む等価素子である。図９に示される等価回路は、励磁インダクタ４００と、漏れインダクタンスＬ_l1，Ｌ_l2にそれぞれ対応する漏れインダクタ１０ａ，１０ｂと、インダクタ６ｃと、共振コンデンサ５と、負荷抵抗素子７とを備えている。漏れインダクタ１０ａの一端は接続点ｐ１に接続されており、その他端は漏れインダクタ１０ｂ及び励磁インダクタ４００のそれぞれの一端に接続されている。漏れインダクタ１０ｂの他端は、共振コンデンサ５及びインダクタ６ｃのそれぞれの一端に接続されており、インダクタ６ｃの他端は負荷抵抗素子７の一端に接続されている。負荷抵抗素子７の他端と、共振コンデンサ５の他端と、励磁インダクタ４００の他端と、接続点ｐ２とは相互に接続されている。励磁インダクタ４００と、漏れインダクタ１０ａ，１０ｂと、共振コンデンサ５とは、共振回路を構成している。

図９に示される等価回路を接続点ｐ１，ｐ２から見た際のインピーダンス、つまり本非接触給電装置１００において１次側コイル４ａの両端から２次側を見た際の等価インピーダンスＺ_in1は、以下の式（５）で表すことができる。

ここで、式（５）中のＲ_oは負荷抵抗素子７の抵抗（以後、「負荷抵抗」と呼ぶ）を示しており、Ｌ₁はインダクタ６ｃのインダクタンスを示している。また、ｓ＝ｊωであって、ｊは虚数単位を、ωは１次側コイル４ａに供給される交流電圧の角周波数をそれぞれ示している。

一方で、図１０に示されるように、本実施の形態に係る非接触給電装置１００において倍電流整流回路６の替わりに全波整流回路６０を使用した場合の、接続点ｐ１，ｐ２から２次側を見た際の等価回路は図１１のようになる。図１１の等価回路は、図９の等価回路において、インダクタ６ｃを除去し、負荷抵抗素子７の一端と、漏れインダクタ１０ｂの一端と、共振コンデンサ５の一端とを相互に接続したものである。そして、図１０に示される装置において接続点ｐ１，ｐ２から２次側を見た際の等価インピーダンスＺ_in2は、以下の式（６）で表すことができる。

なお、全波整流回路６０は、倍電流整流回路６において、インダクタ６ｃ，６ｄの替わりにダイオード６０ｃ，６０ｄをそれぞれ設けたものである。ダイオード６０ｃ，６０ｄのアノードは互いに接続されており、ダイオード６０ｃのカソードはダイオード６ａのアノードと接続されており、ダイオード６０ｄのカソードはダイオード６ｂのアノードと接続されている。以後、図１０に示される装置を「比較対照装置」と呼ぶ。

図１２，１３は、負荷抵抗Ｒ_oを１１．３Ω、３０Ω、５０Ω、１００Ωに変化させた場合の等価インピーダンスＺ_in1，Ｚ_in2の特性をそれぞれ示す図である。図１２，１３に示される特性は、MATLAB（登録商標）ツールにおいて、図５における距離ｄ＝５ｍｍの場合の回路パラメータの値と、図１４に示す回路パラメータの値とを使用して求めたものである。図１２，１３中の横軸は、１次側コイル４ａに供給される交流電圧の周波数ｆｓ（＝ω／２π）を示している。また、図１４中のＬ₂はインダクタ６ｄのインダクタンスを示しており、Ｃ及びＣ_oは共振コンデンサ５及び平滑コンデンサ６ｅの静電容量をそれぞれ示している。以後、周波数ｆｓを「動作周波数ｆｓ」と呼ぶ。

図１２に示されるように、倍電流整流回路６を使用した場合には、負荷が変動したとしても、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値の周波数特性には２つの共振点がはっきりと現れている。また、等価インピーダンスＺ_in1の位相は１３５度反転する。したがって、本非接触給電装置１００は、共振が容易に行われる特性を有していると言える。そして、周波数が高い方の共振周波数ｆｐ１においては等価インピーダンスＺ_in1の絶対値が最小となっており、周波数が低い方の共振周波数ｆｐ２においては等価インピーダンスＺ_in1の絶対値が最大となっている。

一方で、全波整流回路６０を使用した場合には、図１３に示されるように、負荷が重くなるにつれて２つの共振点が認識しにくくなり、負荷抵抗Ｒ_oが１１．３Ωの場合には、共振点が全く現れなくなる。つまり、全波整流回路６０を使用した場合には共振しにくくなる。

ここで、図９，１１に示される等価回路において負荷がオープンの場合を考え、そのときの等価インピーダンスＺ_in1，Ｚ_in2の絶対値の周波数特性における高い方の共振周波数ｆｐ１と低い方の共振周波数ｆｐ２は、以下の式（７），（８）でそれぞれ表すことができる。

なお、図１２，１３では、上記式（７），（８）で示される共振周波数ｆｐ１,ｆｐ２を示している。

次に、本非接触給電装置１００及び比較対照装置に関して行った実験の結果について説明する。図１５，１６は、負荷抵抗Ｒ_oを１１．３Ω、３０Ω、１００Ωと変化させた場合の本非接触給電装置１００における出力電圧Ｅ_o及び出力電力の周波数特性をそれぞれ示す図である。また図１７，１８は、負荷抵抗Ｒ_oを１１．３Ω、３０Ω、１００Ωと変化させた場合の比較対照装置における出力電圧Ｅ_o及び出力電力の周波数特性をそれぞれ示す図である。図１５〜１８の横軸は動作周波数ｆｓを示している。図１５〜１８及び後述の図１９〜２２に示される実験結果は、図５における距離ｄ＝５ｍｍの場合の回路パラメータの値と、図１４に示す回路パラメータの値とを使用した際の実験結果である。

図１５，１６に示されるように、本例における非接触給電装置１００での出力特性の共振周波数ｆｐ３は約３２ｋＨｚであって、当該共振周波数ｆｐ３は負荷が変動した場合であってもほぼ一定である。そして、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ３に設定することによって出力電圧Ｅ_o及び出力電力が最も大きくなる。しかしながら、この場合には、負荷の変動によって出力電圧Ｅ_o及び出力電力が最も大きく変動する。そこで、動作周波数ｆｓ、言い換えればフルブリッジ回路２でのスイッチング周波数を、共振周波数ｆｐ３からずらした値、例えば３〜５ｋＨｚ程度ずらした値に設定することによって、負荷にあまり依存しない安定した出力を得ることができる。

ここで、上述の式（８）に対して、図５中のｄ＝５ｍｍの場合のＬ_l1，Ｌ_l2，Ｌ_mの値と、図１４中のＣの値とを代入すると、共振周波数ｆｐ１は約３１ｋＨｚとなる。このように、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値の周波数特性における共振周波数ｆｐ１は、出力電圧Ｅ_oの周波数特性における共振周波数ｆｐ３とほぼ一致することから、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１よりもずらした値に設定することによって安定した出力電圧Ｅ_oを得ることができる。

一方で、図１７，１８に示されるように、全波整流回路６０を使用した比較対照装置では、その出力特性の共振周波数ｆｐ３は負荷抵抗Ｒ_oの変化とともに変化するため、負荷変動に対して安定した出力を得ることができない。したがって、倍電流整流回路６を使用した場合とは異なり、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１からずらして設定した場合であっても、安定した出力を得ることはできず、動作周波数ｆｓを設定することが非常に困難である。また、本非接触給電装置１００とは異なり、負荷が重い場合には、大きい出力を得ることができない。

なお、本非接触給電装置１００において他の条件で実験を行って得られた出力特性を図１９に示しておく。図１９は負荷抵抗Ｒ_oを３．５Ω、５Ω、８Ω、１１．３Ω及び２２．６Ωに設定した場合のそれぞれの出力特性を示しており、横軸は動作周波数ｆｓを、縦軸は出力電圧Ｅ_oをそれぞれ示している。図１９に示される実験結果からも、負荷が変動した場合であっても共振周波数ｆｐ３が一定であり、負荷が重い場合でもある程度の出力電圧Ｅ_oを維持していることが理解できる。

図２０，２１は、本非接触給電装置１００において、負荷抵抗Ｒ_oが１１．３Ωに設定された場合でのスイッチング素子２ａ及びダイオード６ａの動作を示す図である。図２０は動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１，ｆｐ３よりも低い２８ｋＨｚに設定した場合の動作を、図２１は動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１，ｆｐ３よりも高い３５．６ｋＨｚに設定した場合の動作をそれぞれ示している。上述の図１５より、動作周波数ｆｓを２８ｋＨｚ及び３５．６ｋＨｚに設定すると出力電圧Ｅ_oは１５Ｖとなる。

また、図２２，２３は、比較対照装置において、負荷抵抗Ｒ_oが１１．３Ωに設定された場合でのスイッチング素子２ａ及びダイオード６ａの動作を示す図である。図２２，２３は、動作周波数ｆｓを２６ｋＨｚ及び３４ｋＨｚに設定した場合の動作をそれぞれ示している。上述の図１７に示されるように、負荷抵抗Ｒ_oが１１．３Ωの場合の比較対照装置での共振周波数ｆｐ３は２５ｋＨｚよりも低くなることから、図２２，２３のそれぞれは、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ３よりも高い値に設定した場合の動作を示していると言える。上述の図１７より、ｆｓ＝２６ｋＨｚの場合の出力電圧Ｅ_oは１３．７Ｖで、ｆｓ＝３４ｋＨｚの場合の出力電圧Ｅ_oは９．２８Ｖとなる。

図２０〜２３中の電圧Ｖ_gs1はスイッチング素子２ａに対するゲート電圧を、電圧Ｖ_ds1はスイッチング素子２ａでのドレインとソース間の電圧を、電流Ｉ_Q1はスイッチング素子２ａに流れる電流をそれぞれ示している。また、電圧Ｖ_d1はダイオード６ａでのアノードとカソード間の電圧を、電流Ｉ_d1はダイオード６ａに流れる電流をそれぞれ示している。

本非接触給電装置１００では、図２０（ａ）に示されるように、ｆｓ＝２８ｋＨｚの場合には、スイッチ素子２ａに流れる電流Ｉ_Q1のピーク値は約１Ａとなっている。これに対して、図２１（ａ）に示されるように、ｆｓ＝３５．６ｋＨｚの場合には、スイッチング素子２ａに流れる電流Ｉ_Q1のピーク値は約５Ａとなっている。したがって、同じ出力電圧Ｅ_oを得ようとする場合には、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１，ｆｐ３よりも低く設定した方が、高く設定した場合よりも、スイッチング素子２ａ〜２ｄに流れる電流Ｉ_Q1のピーク値を抑えることができると言える。これは、上述の図１２に示されるように、動作周波数ｆｓが共振周波数ｆｐ１よりも低い場合には、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値を十分に大きくすることができるが、動作周波数ｆｓが共振周波数ｆｐ１よりも高い場合には、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値をあまり大きくすることができず、１次側コイル４ａに流れる電流が大きくなるからである。そして、動作周波数ｆｓが共振周波数ｆｐ２に設定された場合には、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値が非常に大きくなることから、この場合にはスイッチング素子２ａ〜２ｄに流れる電流を非常に小さくすることができる。

また、ｆｓ＝２８ｋＨｚの場合には、出力電圧Ｅ_oが１５Ｖ、出力電流Ｉ_oが１．３５Ａ、直流電圧電源１から出力される電流が１．１２Ａとなるため、変換効率は７５％となる。これに対して、ｆｓ＝３５．６ｋＨｚの場合には、出力電圧Ｅ_oが１５Ｖ、出力電流Ｉ_oが１．３５Ａ、直流電圧電源１から出力される電流が１．３７Ａとなるため、変換効率は６２％となる。したがって、同じ出力電圧Ｅ_oを得ようとする場合には、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１，ｆｐ３よりも低く設定した方が、高く設定した場合よりも変換効率が向上すると言える。

また、図２０（ａ），２１（ａ）における電圧Ｖ_ds1及び電流Ｉ_Q1の波形を見ると、スイッチング素子２ａでのドレインとソース間の電圧Ｖ_ds1が零となってから、スイッチング素子２ａに電流が流れているため、動作周波数ｆｓが共振周波数ｆｐ１，ｆｐ３よりも低い場合であっても高い場合であっても、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）動作が実現されている。

また、ダイオード６ａに関する電圧Ｖ_d1及び電流Ｉ_d1の波形については、図２０（ｂ），２１（ｂ）に示されるように、動作周波数ｆｓが共振周波数ｆｐ１，ｆｐ３よりも低い場合と、高い場合とで、同じような波形となっている。そして、ダイオード６ａに流れる電流Ｉ_d1のピーク値は１．６Ａとなっている。

一方で、全波整流回路６０を使用した場合には、ｆｓ＝２６ｋＨｚの場合とｆｓ＝３４ｋＨｚの場合とで出力電圧Ｅ_oが異なっているため、図２２，２３に示されるように波形によってはピーク値が多少異なることがあるが、全般的に各波形についてほぼ同じような形状となっている。そして、図２２（ａ），２３（ａ）における電圧Ｖ_ds1及び電流Ｉ_Q1の波形を見ると、スイッチング素子２ａでのドレインとソース間の電圧Ｖ_ds1が零となってから、スイッチング素子２ａに電流が流れているため、ｆｓ＝２６ｋＨｚの場合であっても、ｆｓ＝３４ｋＨｚの場合であっても、ＺＶＳ動作が実現されている。

全波整流回路６０でのダイオード６ａに流れる電流Ｉ_d1のピーク値は、図２２（ｂ）に示されるように４．８Ａとなっている。上述のように、倍電流整流回路６のダイオード６ａには１．６Ａの電流しか流れないことから、全波整流回路６０での電流Ｉ_d1は、倍電流整流回路６のそれよりも大きくなっている。したがって、本非接触給電装置１００では、耐電流が小さい整流ダイオードを使用することができる。

図２４に本非接触給電装置１００と比較対照装置の負荷特性を示す。図中の横軸の「負荷電流」は出力電流Ｉ_oを示しており、縦軸は変換効率を示している。図２４に示されるように、全波整流回路６０を使用した場合、負荷が軽いときには良好な変換効率を維持しているが、負荷が重くなっても出力電流Ｉ_oが１．２Ａ以上は流れず、共振点が現れなくなってくる負荷抵抗Ｒ_o＝３０Ω付近から変換効率が大きく低下している。これに対して、倍電流整流回路６を使用した場合には、負荷が軽いときには変換効率があまり良くないが、負荷が重くなっても十分な変換効率を確保することができ、出力電流Ｉ_oが２Ａのときに変換効率が７９％となる。

図２５は、本非接触給電装置１００において負荷を変化させた場合の変換効率特性を示す図である。図中の横軸は動作周波数ｆｓを示している。図２５に示される実験結果は、共振周波数ｆｐ２を２５ｋＨｚ付近に設定し、共振周波数ｆｐ１を３０ｋＨｚ付近に設定した際の結果を示している。図２５に示されるように、負荷が変化した場合であっても、変換効率の周波数特性は２５ｋＨｚよりも若干大きい周波数で最大値を有している。したがって、動作周波数ｆｓを、共振周波数ｆｐ２と共振周波数ｆｐ３との間に設定することによって、変換効率を最大にすることができる。

図２６は距離ｄを３ｍｍ、５ｍｍ、７ｍｍと変化させた場合の本非接触給電装置１００の出力特性を示す図である。図２６に示される実験結果は、共振周波数ｆｐ１を２５ｋＨｚ付近に設定した際の結果を示している。図２６に示されるように、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとのギャップが変化した場合であっても、出力特性の共振周波数ｆｐ３はほぼ一定であり、共振周波数ｆｐ１とほぼ一致する。そして、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ１からずらした値に設定することによって、距離ｄにあまり依存しない安定した出力を得ることができる。

以上のように、本実施の形態に係る非接触給電装置１００では、２次側コイル４ｂに並列接続させた共振コンデンサ５と、倍電流整流回路６とを組み合わせて使用しているため、負荷が重くなっても出力電圧Ｅ_oがそれほど低下せず、十分な出力電圧Ｅ_oを負荷に供給することができる。

また、負荷変動が生じたとしても出力電圧Ｅ_oの共振周波数ｆｐ３は変化せず、また負荷変動による出力電圧Ｅ_oの変化は共振周波数ｆｐ３で最も大きくなることから、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ３よりも低く設定することによって、負荷が変動した場合であっても安定した出力電圧Ｅ_oを得ることができる。同様に、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ３よりも低く設定することによって、１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとの間のギャップが変動した場合であっても安定した出力電圧Ｅ_oを得ることができる。

さらに、動作周波数ｆｓを共振周波数ｆｐ３よりも低く設定することによって、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値を大きくすることができるため、１次側コイル４ａに流れる電流を少なくすることができる。

また、等価インピーダンスＺ_in1の絶対値は共振周波数ｆｐ２で非常に大きくなり、出力電圧Ｅ_oは動作周波数ｆｓが共振周波数ｆｐ３に近づくほど大きくなるため、動作周波数ｆｓを、共振周波数ｆｐ２以上であって共振周波数ｆｐ３未満に設定することによって、１次側コイル４ａに流れる電流を少なくしつつ高い出力電圧Ｅ_oを得ることができ、変換効率を最大にすることができる。

なお、本実施の形態では、倍電流整流回路を使用する場合について説明したが、接続点ｐ１，ｐ２から２次側を見た際の等価インピーダンスＺ_in1が同じであれば、整流回路として他の回路を使用しても良い。例えば、３倍電流整流回路や４倍電流整流回路などのｎ倍電流整流回路（ｎ＞３）を使用しても良い。この場合には、整流ダイオードに流れる電流をさらに少なくすることができることから、整流ダイオードでのコンダクション損失を少なくすることができ変換効率が向上する。また、図１０に示される比較対照装置において、共振コンデンサ５における漏れインダクタ１０ｂ側の一端と、接続点ｐ３との間に直列にインダクタを挿入した場合であっても、同じ等価インピーダンスＺ_in1が得られるため、同様の効果が得られる。ただし、この場合には、倍電流整流回路６を使用した場合とは異なり、整流ダイオードに流れる電流は低減されないため、これによる効果は期待できないことになる。

本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の構成を示す図である。本発明の実施の形態に係る分離型トランスの構成を示す図である。本発明の実施の形態に係る分離型トランスでの磁束分布を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の構成を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の回路パラメータを示す図である。本発明の実施の形態に係るフルブリッジ回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態に係るフルブリッジ回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態に係る倍電流整流回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の一部の等価回路を示す図である。比較対照装置の構成を示す図である。比較対照装置の一部の等価回路を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置での等価インピーダンス特性を示す図である。比較対照装置での等価インピーダンス特性を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の回路パラメータを示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の出力電圧特性を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の出力電力特性を示す図である。比較対照装置の出力電圧特性を示す図である。比較対照装置の出力電力特性を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の出力電圧特性の他の例を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置でのスイッチング素子及びダイオードの動作を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置でのスイッチング素子及びダイオードの動作を示す図である。比較対照装置でのスイッチング素子及びダイオードの動作を示す図である。比較対照装置でのスイッチング素子及びダイオードの動作を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の負荷特性を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の負荷特性を示す図である。本発明の実施の形態に係る非接触給電装置の出力電圧特性を示す図である。

符号の説明

４分離型トランス
４ａ１次側コイル
４ｂ２次側コイル
５共振コンデンサ
６倍電流整流回路
６ｃインダクタ
７負荷抵抗素子
１０ａ，１０ｂ漏れインダクタ
１００非接触給電装置
４００励磁インダクタ

Claims

第１の交流電圧が供給される１次側コイルと、
前記１次側コイルとトランスを構成し、前記１次側コイルに前記第１の交流電圧が供給された際に生じる磁気誘導によって第２の交流電圧が発生する、前記１次側コイルと離れて設けられた２次側コイルと、
前記２次側コイルに並列接続されたコンデンサと、
前記２次側コイルに発生した前記第２の交流電圧を直流の出力電圧に変換してそれを負荷に供給する倍電流整流回路と
を備え、
前記トランスでの励磁インダクタと、前記磁気誘導によって形成される漏れインダクタと、前記コンデンサとで共振回路を構成する、非接触給電装置。
請求項１に記載の非接触給電装置であって、
前記第１の交流電圧の周波数は、前記出力電圧の周波数特性における共振周波数よりも低く設定されている、非接触給電装置。
請求項２に記載の非接触給電装置であって、
前記第１の交流電圧の周波数は、前記１次側コイルの両端から２次側を見た際の等価インピーダンスの絶対値が最大となる周波数以上であって、前記共振周波数未満に設定されている、非接触給電装置。