JP2002078248A - 非接触電力伝達装置 - Google Patents
非接触電力伝達装置Info
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- JP2002078248A JP2002078248A JP2000256643A JP2000256643A JP2002078248A JP 2002078248 A JP2002078248 A JP 2002078248A JP 2000256643 A JP2000256643 A JP 2000256643A JP 2000256643 A JP2000256643 A JP 2000256643A JP 2002078248 A JP2002078248 A JP 2002078248A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧
の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合にお
いても低損失にすることのできる非接触電力伝達装置を
提供する。 【解決手段】 １次コイル５ａと１次コイル５ａによっ
て電圧を誘起される２次コイル５ｂとが分離着脱自在な
構造を有するトランス５を含むインバータ回路３と、２
次コイル５ｂ側の負荷整合のための第１のコンデンサ６
と、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６を整流するための整
流回路７と、整流回路７の出力電流Ｉ７を平滑するため
の電流平滑用リアクトル８と、出力端子に接続された可
変抵抗１０とから構成され、可変抵抗１０の抵抗値を変
化させたときに整流回路７の出力電流Ｉ７が不連続状態
から連続状態に変わるときの負荷電流Ｉの値を小さくし
て、可変抵抗１０が無負荷または微小負荷時の出力端子
電圧Ｖｏの上昇を抑制する。
の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合にお
いても低損失にすることのできる非接触電力伝達装置を
提供する。 【解決手段】 １次コイル５ａと１次コイル５ａによっ
て電圧を誘起される２次コイル５ｂとが分離着脱自在な
構造を有するトランス５を含むインバータ回路３と、２
次コイル５ｂ側の負荷整合のための第１のコンデンサ６
と、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６を整流するための整
流回路７と、整流回路７の出力電流Ｉ７を平滑するため
の電流平滑用リアクトル８と、出力端子に接続された可
変抵抗１０とから構成され、可変抵抗１０の抵抗値を変
化させたときに整流回路７の出力電流Ｉ７が不連続状態
から連続状態に変わるときの負荷電流Ｉの値を小さくし
て、可変抵抗１０が無負荷または微小負荷時の出力端子
電圧Ｖｏの上昇を抑制する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、非接触電力伝達装
置に関するものである。
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電磁誘導を利用した非接触電送の実用化
がさかんに行われている。これらは、負荷が特定されて
いるものが大半であり、複数の負荷を対象としたり、単
独負荷であってもその負荷電流が大きく変わる場合の実
用化例は見当たらない。非接触の電力伝達では電力供給
側となる１次側と負荷を有する２次側との間に電気絶縁
物があり、電力供給側の１次コイルと負荷側の２次コイ
ルとが分離着脱自在な構成を有するトランスによって電
力を伝達する。そのためトランスの磁気結合度は低下
し、１次コイルで発生する総磁束のうち２次コイルに鎖
交する磁束は少なくなるとともに、必然的に漏れ磁束に
よる漏れインダクタンスが生じている。一般にトランス
に印加される交流の周波数は約２０ＫＨｚ以上であり、
このような高周波交流で駆動され、磁気結合度が低く漏
れインダクタンスを有するトランスを介して負荷へ電力
を供給する場合、２次コイルの誘起電圧は低下し、漏れ
インダクタンスによる誘導リアクタンスは電圧降下をひ
きおこす。その結果負荷に供給される出力端子電圧（負
荷端子電圧）は低下し、出力電流も小さくなる。具体的
には、一定入力電圧且つ異なる負荷電流で動作する機器
を各々接続した場合、負荷電流が大きい機器ほど出力端
子電圧が低下し機器本来の性能を発揮できなくなること
を意味している。この問題に対する対策として例えば、
出力端子電圧を検出し、無接点信号を使って２次側から
１次側に信号をフィードバックして制御を行えば、出力
端子電圧を広範囲に安定化することができる。
がさかんに行われている。これらは、負荷が特定されて
いるものが大半であり、複数の負荷を対象としたり、単
独負荷であってもその負荷電流が大きく変わる場合の実
用化例は見当たらない。非接触の電力伝達では電力供給
側となる１次側と負荷を有する２次側との間に電気絶縁
物があり、電力供給側の１次コイルと負荷側の２次コイ
ルとが分離着脱自在な構成を有するトランスによって電
力を伝達する。そのためトランスの磁気結合度は低下
し、１次コイルで発生する総磁束のうち２次コイルに鎖
交する磁束は少なくなるとともに、必然的に漏れ磁束に
よる漏れインダクタンスが生じている。一般にトランス
に印加される交流の周波数は約２０ＫＨｚ以上であり、
このような高周波交流で駆動され、磁気結合度が低く漏
れインダクタンスを有するトランスを介して負荷へ電力
を供給する場合、２次コイルの誘起電圧は低下し、漏れ
インダクタンスによる誘導リアクタンスは電圧降下をひ
きおこす。その結果負荷に供給される出力端子電圧（負
荷端子電圧）は低下し、出力電流も小さくなる。具体的
には、一定入力電圧且つ異なる負荷電流で動作する機器
を各々接続した場合、負荷電流が大きい機器ほど出力端
子電圧が低下し機器本来の性能を発揮できなくなること
を意味している。この問題に対する対策として例えば、
出力端子電圧を検出し、無接点信号を使って２次側から
１次側に信号をフィードバックして制御を行えば、出力
端子電圧を広範囲に安定化することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし前記従来の技術
では、図１３の負荷に供給される負荷電流Ｉに対する出
力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性図に示すように、
負荷電力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子
電圧Ｖｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるもの
の、無負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしま
う特性を有する。非接触の充電や電力伝達では、分離着
脱自在なトランスの２次側に少しでも多くの有効電力を
取り出すために負荷整合を目的とした整合用コンデンサ
を２次コイル側に設ける場合が多い。この整合用コンデ
ンサを設けることにより、無負荷・微小負荷時には通常
の接点結合によるスイッチング電源とは異なる特有の前
記電圧上昇が起こると考えられる。この出力端子電圧の
上昇を抑制するために、出力端子にダミー抵抗などのダ
ミー負荷を並列接続し、常時損失を発生させることで対
応できるが、この方法ではダミー負荷での電力損失が数
Ｗ以上にもなり、効率低下及び温度上昇の対策のために
回路サイズの大型化やコストが増大するという問題点が
あった。
では、図１３の負荷に供給される負荷電流Ｉに対する出
力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性図に示すように、
負荷電力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子
電圧Ｖｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるもの
の、無負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしま
う特性を有する。非接触の充電や電力伝達では、分離着
脱自在なトランスの２次側に少しでも多くの有効電力を
取り出すために負荷整合を目的とした整合用コンデンサ
を２次コイル側に設ける場合が多い。この整合用コンデ
ンサを設けることにより、無負荷・微小負荷時には通常
の接点結合によるスイッチング電源とは異なる特有の前
記電圧上昇が起こると考えられる。この出力端子電圧の
上昇を抑制するために、出力端子にダミー抵抗などのダ
ミー負荷を並列接続し、常時損失を発生させることで対
応できるが、この方法ではダミー負荷での電力損失が数
Ｗ以上にもなり、効率低下及び温度上昇の対策のために
回路サイズの大型化やコストが増大するという問題点が
あった。
【０００４】本発明は、上記事由に鑑みてなされたもの
であり、その目的は、無負荷・微小負荷時においても出
力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続す
る場合においても低損失にすることのできる非接触電力
伝達装置を提供することにある。
であり、その目的は、無負荷・微小負荷時においても出
力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続す
る場合においても低損失にすることのできる非接触電力
伝達装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、１次
コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次
コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含む
インバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のため
の第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整
流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平
滑するための電流平滑用リアクトルと、出力を供給する
出力端子に接続された負荷とから構成され、前記負荷の
大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不
連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さ
くして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子
電圧の上昇を抑制することを特徴とし、無負荷・微小負
荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダ
ミー負荷を接続する場合においても低損失にすることが
できる。
コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次
コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含む
インバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のため
の第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整
流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平
滑するための電流平滑用リアクトルと、出力を供給する
出力端子に接続された負荷とから構成され、前記負荷の
大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不
連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さ
くして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子
電圧の上昇を抑制することを特徴とし、無負荷・微小負
荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダ
ミー負荷を接続する場合においても低損失にすることが
できる。
【０００６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変
わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負
荷を出力端子に設けたことを特徴とし、無負荷・微小負
荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することがで
きる。
て、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変
わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負
荷を出力端子に設けたことを特徴とし、無負荷・微小負
荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することがで
きる。
【０００７】請求項３の発明は、請求項１または２の発
明において、電流平滑用リアクトルに並列に第２のコン
デンサを接続し、前記第２のコンデンサの静電容量値
は、前記電流平滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電
圧成分が正弦波状になる値に設定されることを特徴と
し、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇
を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても
低損失にすることができる。
明において、電流平滑用リアクトルに並列に第２のコン
デンサを接続し、前記第２のコンデンサの静電容量値
は、前記電流平滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電
圧成分が正弦波状になる値に設定されることを特徴と
し、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇
を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても
低損失にすることができる。
【０００８】請求項４の発明は、請求項３の発明におい
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、電流平
滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電圧成分の振幅が
出力端子電圧の振幅と同等になるように第２のコンデン
サの静電容量値が設定されることを特徴とし、無負荷・
微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、
またダミー負荷を接続する場合においても低損失にする
ことができる。
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、電流平
滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電圧成分の振幅が
出力端子電圧の振幅と同等になるように第２のコンデン
サの静電容量値が設定されることを特徴とし、無負荷・
微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、
またダミー負荷を接続する場合においても低損失にする
ことができる。
【０００９】請求項５の発明は、請求項３の発明におい
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回
路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負
荷電流値が最も小さくなるように第２のコンデンサの静
電容量値が設定されることを特徴とし、無負荷・微小負
荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダ
ミー負荷を接続する場合においても低損失にすることが
できる。
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回
路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負
荷電流値が最も小さくなるように第２のコンデンサの静
電容量値が設定されることを特徴とし、無負荷・微小負
荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダ
ミー負荷を接続する場合においても低損失にすることが
できる。
【００１０】請求項６の発明は、請求項３乃至５いずれ
かの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタ
ンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共
振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数
の２倍に等しいことを特徴とし、無負荷・微小負荷時に
おいても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負
荷を接続する場合においても低損失にすることができ
る。
かの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタ
ンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共
振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数
の２倍に等しいことを特徴とし、無負荷・微小負荷時に
おいても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負
荷を接続する場合においても低損失にすることができ
る。
【００１１】請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれ
かの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分
離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダク
タンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加
される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とし、無
負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制
でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失
にすることができる。
かの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分
離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダク
タンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加
される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とし、無
負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制
でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失
にすることができる。
【００１２】請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれ
かの発明において、２次コイルはセンタータップを備
え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイ
オードの一端を前記２次コイルのセンタータップではな
い両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各
ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を
構成することを特徴とし、整流回路を小型化することが
できる。
かの発明において、２次コイルはセンタータップを備
え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイ
オードの一端を前記２次コイルのセンタータップではな
い両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各
ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を
構成することを特徴とし、整流回路を小型化することが
できる。
【００１３】請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれ
かの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ
構成であることを特徴とし、ハーフブリッジ構成のイン
バータ回路を用いて、無負荷・微小負荷時においても出
力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続す
る場合においても低損失にすることができる。
かの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ
構成であることを特徴とし、ハーフブリッジ構成のイン
バータ回路を用いて、無負荷・微小負荷時においても出
力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続す
る場合においても低損失にすることができる。
【００１４】請求項１０の発明は、請求項１乃至９いず
れかの発明において、インバータ回路は、共振インバー
タ回路であることを特徴とし、インバータ回路のスイッ
チング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図る
ことができる。
れかの発明において、インバータ回路は、共振インバー
タ回路であることを特徴とし、インバータ回路のスイッ
チング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図る
ことができる。
【００１５】請求項１１の発明は、請求項１乃至１０い
ずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の
波形は、台形波状であることを特徴とし、インバータ回
路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小
型化を図ることができる。
ずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の
波形は、台形波状であることを特徴とし、インバータ回
路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小
型化を図ることができる。
【００１６】請求項１２の発明は、請求項２乃至１１い
ずれか記載の発明において、ダミー負荷は、抵抗である
ことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端
子電圧の上昇を抑制することができる。
ずれか記載の発明において、ダミー負荷は、抵抗である
ことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端
子電圧の上昇を抑制することができる。
【００１７】請求項１３の発明は、請求項２乃至１１い
ずれかの発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であ
ることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力
端子電圧の上昇を抑制することができ、また通常時の出
力端子電圧の安定化だけではなく、何らかの原因で２次
側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定
値に抑制することができる。
ずれかの発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であ
ることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力
端子電圧の上昇を抑制することができ、また通常時の出
力端子電圧の安定化だけではなく、何らかの原因で２次
側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定
値に抑制することができる。
【００１８】請求項１４の発明は、請求項２乃至１１い
ずれかの発明において、ダミー負荷は、発光素子である
ことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端
子電圧の上昇を抑制することができ、またダミー負荷と
電力伝達報知用の部品とを発光素子が兼用することで、
サイズの大型化を防ぐことができる。
ずれかの発明において、ダミー負荷は、発光素子である
ことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端
子電圧の上昇を抑制することができ、またダミー負荷と
電力伝達報知用の部品とを発光素子が兼用することで、
サイズの大型化を防ぐことができる。
【００１９】請求項１５の発明は、請求項１乃至１４い
ずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダ
クタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変
化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負
荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑
制することを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても
出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続
する場合においても低損失にすることができる。
ずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダ
クタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変
化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負
荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑
制することを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても
出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続
する場合においても低損失にすることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。
に基づいて説明する。
【００２１】図１に示す回路構成は、交流電源１と、交
流電源１を整流、平滑する入力整流平滑回路２と、入力
整流平滑回路２の出力を高周波電力に変換する電力変換
部４、電力変換部４から高周波電力を入力される電力供
給用の１次コイル５ａ及びセンタータップ５ｅを有し１
次コイル５ａによって電圧を誘起される電力受電用の２
次コイル５ｂからなるインバータ回路３と、２次コイル
５ｂ側の負荷整合のため２次コイル５ｂに並列に接続さ
れた第１のコンデンサ６と、２次コイル５ｂの誘起電圧
を全波整流する整流回路７と、整流回路７の出力電流Ｉ
７を平滑するための電流平滑用リアクトル８と、電流平
滑用リアクトル８の出力端と２次コイル５ｂのセンター
タップ５ｅとに接続された負荷である可変抵抗１０と、
可変抵抗１０に並列に接続されたコンデンサ１１とから
構成される非接触電力伝達装置の１例である。ここで、
１次コイル５ａと２次コイル５ｂとは分離着脱自在なト
ランス５を構成する。整流回路７はダイオード７ａ、７
ｂからなり、ダイオード７ａ、７ｂの各一端を２次コイ
ル５ｂのセンタータップ５ｅではない両出力端に直列に
且つ互いに逆方向に接続し、ダイオード７ａ、７ｂの各
他端同士を互いに接続して構成される。コンデンサ１１
は、可変抵抗１０に供給される出力端子電圧の平滑用コ
ンデンサ、ノイズ対策用コンデンサだけでなく、素子や
基板による容量及び可変抵抗１０内部における入力部の
容量も含んでいる。
流電源１を整流、平滑する入力整流平滑回路２と、入力
整流平滑回路２の出力を高周波電力に変換する電力変換
部４、電力変換部４から高周波電力を入力される電力供
給用の１次コイル５ａ及びセンタータップ５ｅを有し１
次コイル５ａによって電圧を誘起される電力受電用の２
次コイル５ｂからなるインバータ回路３と、２次コイル
５ｂ側の負荷整合のため２次コイル５ｂに並列に接続さ
れた第１のコンデンサ６と、２次コイル５ｂの誘起電圧
を全波整流する整流回路７と、整流回路７の出力電流Ｉ
７を平滑するための電流平滑用リアクトル８と、電流平
滑用リアクトル８の出力端と２次コイル５ｂのセンター
タップ５ｅとに接続された負荷である可変抵抗１０と、
可変抵抗１０に並列に接続されたコンデンサ１１とから
構成される非接触電力伝達装置の１例である。ここで、
１次コイル５ａと２次コイル５ｂとは分離着脱自在なト
ランス５を構成する。整流回路７はダイオード７ａ、７
ｂからなり、ダイオード７ａ、７ｂの各一端を２次コイ
ル５ｂのセンタータップ５ｅではない両出力端に直列に
且つ互いに逆方向に接続し、ダイオード７ａ、７ｂの各
他端同士を互いに接続して構成される。コンデンサ１１
は、可変抵抗１０に供給される出力端子電圧の平滑用コ
ンデンサ、ノイズ対策用コンデンサだけでなく、素子や
基板による容量及び可変抵抗１０内部における入力部の
容量も含んでいる。
【００２２】図２は、分離着脱自在なトランス５の構成
を示し、１次側は１次コイル５ａを磁性体からなるコア
５ｃに巻回し、２次側は２次コイル５ｂをコア５ｄに巻
回しセンタータップ５ｅを設けたもので、１次側と２次
側とはギャップＧを介して対向配置している。
を示し、１次側は１次コイル５ａを磁性体からなるコア
５ｃに巻回し、２次側は２次コイル５ｂをコア５ｄに巻
回しセンタータップ５ｅを設けたもので、１次側と２次
側とはギャップＧを介して対向配置している。
【００２３】ここで図２に示すような分離着脱自在なト
ランス５を用いたときの可変抵抗１０に供給される負荷
電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性
は、前記従来例と同様に図１３のように示され、負荷電
力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子電圧Ｖ
ｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるものの、無
負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしまう特性
を有している。無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて出力端
子電圧Ｖｏを図１３の点Ｄの電圧に抑制するには、点Ｃ
における負荷電流Ｉを常時流せる抵抗などのダミー負荷
を可変抵抗１０に並列に接続しなければならない。しか
しダミー負荷での損失が数Ｗ以上になると大きな容量の
ダミー負荷が必要となり、回路サイズが大きくなり、コ
ストが増大してしまう。
ランス５を用いたときの可変抵抗１０に供給される負荷
電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性
は、前記従来例と同様に図１３のように示され、負荷電
力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子電圧Ｖ
ｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるものの、無
負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしまう特性
を有している。無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて出力端
子電圧Ｖｏを図１３の点Ｄの電圧に抑制するには、点Ｃ
における負荷電流Ｉを常時流せる抵抗などのダミー負荷
を可変抵抗１０に並列に接続しなければならない。しか
しダミー負荷での損失が数Ｗ以上になると大きな容量の
ダミー負荷が必要となり、回路サイズが大きくなり、コ
ストが増大してしまう。
【００２４】図１３における無負荷〜微小負荷領域Ａに
相当する負荷電流Ｉを流したとき、及び軽負荷〜全負荷
領域Ｂに相当する負荷電流Ｉを流したときの２次コイル
５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コイル５ｂの一端とセンタ
ータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６１と、２次コ
イル５ｂの他端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前
電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リアクトル８の入力端とセ
ンタータップ５ｅ間の電圧（リアクトルの入力部電圧）
Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、整流回路７の出力電流
（整流回路出力電流）Ｉ７との各波形を図３（ａ）及び
図３（ｂ）に各々示す。図３（ａ）、（ｂ）に示すよう
に２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前電圧Ｖ６１、
整流前電圧Ｖ６２は、無負荷〜微小負荷領域Ａ、軽負荷
〜全負荷領域Ｂともに同様の正弦波状の交流波形であ
る。しかし、整流回路出力電流Ｉ７は、無負荷〜微小負
荷領域Ａでは電流が流れている期間と流れていない期間
とを交互に繰り返す不連続状態となり、軽負荷〜全負荷
領域Ｂでは常に電流が流れている連続状態となってい
る。また、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、軽負荷〜全
負荷領域Ｂでは正弦波状交流電圧が重畳された波形にな
っているが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは整流回路出力
電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳
されて波形が乱れている。このときの出力端子電圧Ｖｏ
は、軽負荷〜全負荷領域Ｂよりも無負荷〜微小負荷領域
Ａのほうが大きくなっており、無負荷〜微小負荷領域Ａ
において出力端子電圧Ｖｏが急に大きくなるのはこの整
流回路出力電流Ｉ７及びリアクトルの入力部電圧Ｖ８に
起因するものであることが推測できる。
相当する負荷電流Ｉを流したとき、及び軽負荷〜全負荷
領域Ｂに相当する負荷電流Ｉを流したときの２次コイル
５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コイル５ｂの一端とセンタ
ータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６１と、２次コ
イル５ｂの他端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前
電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リアクトル８の入力端とセ
ンタータップ５ｅ間の電圧（リアクトルの入力部電圧）
Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、整流回路７の出力電流
（整流回路出力電流）Ｉ７との各波形を図３（ａ）及び
図３（ｂ）に各々示す。図３（ａ）、（ｂ）に示すよう
に２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前電圧Ｖ６１、
整流前電圧Ｖ６２は、無負荷〜微小負荷領域Ａ、軽負荷
〜全負荷領域Ｂともに同様の正弦波状の交流波形であ
る。しかし、整流回路出力電流Ｉ７は、無負荷〜微小負
荷領域Ａでは電流が流れている期間と流れていない期間
とを交互に繰り返す不連続状態となり、軽負荷〜全負荷
領域Ｂでは常に電流が流れている連続状態となってい
る。また、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、軽負荷〜全
負荷領域Ｂでは正弦波状交流電圧が重畳された波形にな
っているが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは整流回路出力
電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳
されて波形が乱れている。このときの出力端子電圧Ｖｏ
は、軽負荷〜全負荷領域Ｂよりも無負荷〜微小負荷領域
Ａのほうが大きくなっており、無負荷〜微小負荷領域Ａ
において出力端子電圧Ｖｏが急に大きくなるのはこの整
流回路出力電流Ｉ７及びリアクトルの入力部電圧Ｖ８に
起因するものであることが推測できる。
【００２５】軽負荷〜全負荷領域Ｂでは、全ての負荷電
流Ｉに対して、整流回路出力電流Ｉ７が連続状態とな
り、整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形がリ
アクトルの入力部電圧Ｖ８としてそのまま現れている。
リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏの振
幅Ｖｏ´に正弦波状交流電圧が交流電圧成分として重畳
された波形となっており、この正弦波状交流電圧の振幅
Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくなって
いる。したがって、各波形がこれらの特徴を満たしてお
れば、そのときの負荷電流Ｉにおいて出力端子電圧Ｖｏ
の上昇を防ぐことができると考えられる。
流Ｉに対して、整流回路出力電流Ｉ７が連続状態とな
り、整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形がリ
アクトルの入力部電圧Ｖ８としてそのまま現れている。
リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏの振
幅Ｖｏ´に正弦波状交流電圧が交流電圧成分として重畳
された波形となっており、この正弦波状交流電圧の振幅
Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくなって
いる。したがって、各波形がこれらの特徴を満たしてお
れば、そのときの負荷電流Ｉにおいて出力端子電圧Ｖｏ
の上昇を防ぐことができると考えられる。
【００２６】ところが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは、
リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形は整流前電圧Ｖ６１
（またはＶ６２）の整流波形とはならず、整流回路出力
電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳
されて波形が乱れている。この整流回路出力電流Ｉ７が
流れていないゼロ期間は、可変抵抗１０の抵抗値が大き
いほど（可変抵抗１０が負荷として軽いほど）長くな
る。そして整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期
間が長くなるほど、リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形
は軽負荷〜全負荷領域Ｂのときの波形に対し大きく形を
変えており、このことにともない出力端子電圧Ｖｏも上
昇していると考えられる。整流回路出力電流Ｉ７の不連
続度の増加（整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ
期間の増加）は、リアクトルの入力部電圧Ｖ８において
は、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に重畳される正弦波
状交流電圧の振幅Ｖｌ´が振幅Ｖｏ´に比べて減少して
いくことに対応している。完全な無負荷状態において
は、出力端子電圧Ｖｏは整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６
２）のピーク電圧付近にまで上昇し、振幅Ｖｌ´はゼロ
に近づく。無負荷〜微小負荷領域Ａでの出力端子電圧Ｖ
ｏの上昇を対策し、回路サイズを小型化するには、整流
回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始
めるときの負荷電流Ｉをできるだけ小さくし、且つダミ
ー負荷を併用することが必要と考えられる。なお、この
ダミー負荷は、場合によっては既使用回路部品の自己損
失で代用することも可能である。
リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形は整流前電圧Ｖ６１
（またはＶ６２）の整流波形とはならず、整流回路出力
電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳
されて波形が乱れている。この整流回路出力電流Ｉ７が
流れていないゼロ期間は、可変抵抗１０の抵抗値が大き
いほど（可変抵抗１０が負荷として軽いほど）長くな
る。そして整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期
間が長くなるほど、リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形
は軽負荷〜全負荷領域Ｂのときの波形に対し大きく形を
変えており、このことにともない出力端子電圧Ｖｏも上
昇していると考えられる。整流回路出力電流Ｉ７の不連
続度の増加（整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ
期間の増加）は、リアクトルの入力部電圧Ｖ８において
は、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に重畳される正弦波
状交流電圧の振幅Ｖｌ´が振幅Ｖｏ´に比べて減少して
いくことに対応している。完全な無負荷状態において
は、出力端子電圧Ｖｏは整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６
２）のピーク電圧付近にまで上昇し、振幅Ｖｌ´はゼロ
に近づく。無負荷〜微小負荷領域Ａでの出力端子電圧Ｖ
ｏの上昇を対策し、回路サイズを小型化するには、整流
回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始
めるときの負荷電流Ｉをできるだけ小さくし、且つダミ
ー負荷を併用することが必要と考えられる。なお、この
ダミー負荷は、場合によっては既使用回路部品の自己損
失で代用することも可能である。
【００２７】そこでまず方法の１つとして、電流平滑用
リアクトル８のインダクタンス値を大きくすればよいこ
とを見出した。図４は、回路条件を同一にし、電流平滑
用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８のみを大・中・小
と変化させたときの、負荷電流Ｉと出力端子電圧Ｖｏと
の各特性を示し、電流平滑用リアクトル８のインダクタ
ンス値Ｌ８を大きくしたほうが、整流回路出力電流Ｉ７
が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電
流Ｉが小さくなり、出力端子電圧Ｖｏの上昇が抑制され
る範囲を広げることができる。また、実用化するために
出力端子部に並列接続するダミー負荷の損失も小さくす
ることができる。
リアクトル８のインダクタンス値を大きくすればよいこ
とを見出した。図４は、回路条件を同一にし、電流平滑
用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８のみを大・中・小
と変化させたときの、負荷電流Ｉと出力端子電圧Ｖｏと
の各特性を示し、電流平滑用リアクトル８のインダクタ
ンス値Ｌ８を大きくしたほうが、整流回路出力電流Ｉ７
が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電
流Ｉが小さくなり、出力端子電圧Ｖｏの上昇が抑制され
る範囲を広げることができる。また、実用化するために
出力端子部に並列接続するダミー負荷の損失も小さくす
ることができる。
【００２８】次に、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態
から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉを小さく
する２つ目の方法について説明する。図５はその回路図
を示し、図１に示す回路図の電流平滑用リアクトル８に
並列に第２のコンデンサ９を接続したもので、図１と同
一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。第２
のコンデンサ９の静電容量値を適当に選ぶと、図６に示
すように無負荷〜微小負荷領域Ａにおいても出力端子電
圧Ｖｏの上昇が抑制される範囲を図１３に比べて広げる
ことができる。
から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉを小さく
する２つ目の方法について説明する。図５はその回路図
を示し、図１に示す回路図の電流平滑用リアクトル８に
並列に第２のコンデンサ９を接続したもので、図１と同
一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。第２
のコンデンサ９の静電容量値を適当に選ぶと、図６に示
すように無負荷〜微小負荷領域Ａにおいても出力端子電
圧Ｖｏの上昇が抑制される範囲を図１３に比べて広げる
ことができる。
【００２９】また、図６の無負荷〜微小負荷領域Ａ内の
点Ｅにおける２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コ
イル５ｂの一端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前
電圧）Ｖ６１と、２次コイル５ｂの他端とセンタータッ
プ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リ
アクトル８の入力端とセンタータップ５ｅ間の電圧（リ
アクトルの入力部電圧）Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、
整流回路出力電流Ｉ７（電流平滑用リアクトル８及び第
２のコンデンサ９に流れこむ電流）との各波形を図７に
示す。ここで、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前
電圧Ｖ６１、整流前電圧Ｖ６２は、正弦波状の交流電圧
波形となっている。そして第２のコンデンサ９の静電容
量値を適当に選ぶと、整流回路出力電流Ｉ７のゼロ期間
が短縮され、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、図３
（ｂ）に示すリアクトルの入力部電圧Ｖ８に近づいてい
き、場合によっては整流回路出力電流Ｉ７が連続状態に
なり、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は正弦波状の交流電
圧波形が重畳された波形になり、出力端子電圧Ｖｏの上
昇を抑制することができる。
点Ｅにおける２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コ
イル５ｂの一端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前
電圧）Ｖ６１と、２次コイル５ｂの他端とセンタータッ
プ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リ
アクトル８の入力端とセンタータップ５ｅ間の電圧（リ
アクトルの入力部電圧）Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、
整流回路出力電流Ｉ７（電流平滑用リアクトル８及び第
２のコンデンサ９に流れこむ電流）との各波形を図７に
示す。ここで、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前
電圧Ｖ６１、整流前電圧Ｖ６２は、正弦波状の交流電圧
波形となっている。そして第２のコンデンサ９の静電容
量値を適当に選ぶと、整流回路出力電流Ｉ７のゼロ期間
が短縮され、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、図３
（ｂ）に示すリアクトルの入力部電圧Ｖ８に近づいてい
き、場合によっては整流回路出力電流Ｉ７が連続状態に
なり、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は正弦波状の交流電
圧波形が重畳された波形になり、出力端子電圧Ｖｏの上
昇を抑制することができる。
【００３０】最も小さい負荷電流Ｉの値で、図７のよう
に、整流回路出力電流Ｉ７を連続状態に近づけ、リアク
トルの入力部電圧Ｖ８を整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６
２）の整流波形に近づけるための第２のコンデンサ９の
静電容量値設定は、実験的にトライアンドエラーで各波
形を確認しながら設定するのが確実であるが目安として
数値設定の条件式も見出している。これは、電流平滑用
リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８と第２のコンデン
サ９の静電容量値Ｃ９と、１次コイル５ａに印加される
電圧の周波数ｆとが、 ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ８×Ｃ９）｝ （１） の関係を満たすように各値を設定することである。
に、整流回路出力電流Ｉ７を連続状態に近づけ、リアク
トルの入力部電圧Ｖ８を整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６
２）の整流波形に近づけるための第２のコンデンサ９の
静電容量値設定は、実験的にトライアンドエラーで各波
形を確認しながら設定するのが確実であるが目安として
数値設定の条件式も見出している。これは、電流平滑用
リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８と第２のコンデン
サ９の静電容量値Ｃ９と、１次コイル５ａに印加される
電圧の周波数ｆとが、 ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ８×Ｃ９）｝ （１） の関係を満たすように各値を設定することである。
【００３１】式（１）の考え方を以下説明する。出力端
子電圧Ｖｏが上昇しないためには、整流回路出力電流Ｉ
７が連続状態で、リアクトル入力部電圧Ｖ８は整流前電
圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形であることが必要
である。そこで無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて、リア
クトル入力部電圧Ｖ８が図３（ａ）のリアクトル入力部
電圧Ｖ８の波形をしている場合に、なんらかの方法でこ
の波形を強制的に図３（ｂ）に示すリアクトル入力部電
圧Ｖ８の波形に整形できれば、結果として出力端子電圧
Ｖｏの上昇を抑制できるであろうと考えた。図３（ｂ）
に示すリアクトル入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏ
の振幅Ｖｏ´に交流電圧成分である正弦波状交流電圧が
重畳された波形となっており、この正弦波状交流電圧の
振幅Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくな
っている。また、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６も正弦
波状の交流電圧で、１次コイル５ａの印加電圧の周波数
ｆと同一の周波数を有し、リアクトル入力部電圧Ｖ８の
正弦波交流電圧は周波数ｆの２倍の周波数を有してい
る。そこでリアクトル入力部電圧Ｖ８を強制的に、１次
コイル５ａの印加電圧周波数ｆの２倍の周波数を有する
正弦波状の交流電圧とするには、式（１）に示すように
電流平滑用リアクトル８のインダクタンスＬ８と第２の
コンデンサ９の静電容量Ｃ９とを１次コイル５ａの印加
電圧の周波数ｆの２倍の周波数で共振させるように設定
すれば、フィルタ効果で波形整形が実現できると考え
た。検証の結果、式（１）はリアクトル入力部電圧Ｖ８
の波形の最適な改善条件を与えて、整流回路出力電流Ｉ
７のゼロ期間を最も短縮でき、無負荷〜微小負荷領域Ａ
において改善前よりも小さい負荷電流Ｉまで出力端子電
圧Ｖｏの上昇を抑制することのできる第２のコンデンサ
９の静電容量Ｃ９を推定することができる。
子電圧Ｖｏが上昇しないためには、整流回路出力電流Ｉ
７が連続状態で、リアクトル入力部電圧Ｖ８は整流前電
圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形であることが必要
である。そこで無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて、リア
クトル入力部電圧Ｖ８が図３（ａ）のリアクトル入力部
電圧Ｖ８の波形をしている場合に、なんらかの方法でこ
の波形を強制的に図３（ｂ）に示すリアクトル入力部電
圧Ｖ８の波形に整形できれば、結果として出力端子電圧
Ｖｏの上昇を抑制できるであろうと考えた。図３（ｂ）
に示すリアクトル入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏ
の振幅Ｖｏ´に交流電圧成分である正弦波状交流電圧が
重畳された波形となっており、この正弦波状交流電圧の
振幅Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくな
っている。また、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６も正弦
波状の交流電圧で、１次コイル５ａの印加電圧の周波数
ｆと同一の周波数を有し、リアクトル入力部電圧Ｖ８の
正弦波交流電圧は周波数ｆの２倍の周波数を有してい
る。そこでリアクトル入力部電圧Ｖ８を強制的に、１次
コイル５ａの印加電圧周波数ｆの２倍の周波数を有する
正弦波状の交流電圧とするには、式（１）に示すように
電流平滑用リアクトル８のインダクタンスＬ８と第２の
コンデンサ９の静電容量Ｃ９とを１次コイル５ａの印加
電圧の周波数ｆの２倍の周波数で共振させるように設定
すれば、フィルタ効果で波形整形が実現できると考え
た。検証の結果、式（１）はリアクトル入力部電圧Ｖ８
の波形の最適な改善条件を与えて、整流回路出力電流Ｉ
７のゼロ期間を最も短縮でき、無負荷〜微小負荷領域Ａ
において改善前よりも小さい負荷電流Ｉまで出力端子電
圧Ｖｏの上昇を抑制することのできる第２のコンデンサ
９の静電容量Ｃ９を推定することができる。
【００３２】次に図８は、図５に示す回路をトランス５
の２次側に換算した等価回路である。トランス５の１次
コイル５ａの２本の端子を短絡した状態で２次コイル５
ｂのセンタータップを除く２本の端子から測定したイン
ダクタンス値が、トランス５の２次側換算された漏れイ
ンダクタンス値Ｌ５ｄである。漏れインダクタンス値Ｌ
５ｄは、図８に示す２つの漏れインダクタンス５ｃのイ
ンダクタンス値Ｌ５ｃの和と等価である。このように２
次コイル５ｂは、電圧源１２ａ、１２ｂと、２つの漏れ
インダクタンス５ｃとの直列回路と等価であり、電圧源
１２ａ、１２ｂは各々整流前電圧Ｖ６１、Ｖ６２を発生
させ、２次コイル５ｂのセンタータップの引き出し口は
電圧源１２ａ、１２ｂの接続中点となる。ここで２次側
換算の漏れインダクタンス値Ｌ５ｄと、２次コイル５ｂ
に並列接続されている第１のコンデンサ６の静電容量値
Ｃ６と、１次コイル５ａに印加される電圧の周波数ｆと
が、 ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ５ｄ×Ｃ６）｝ （２） の関係を満たすように各値を設定し、且つコンデンサ９
を備えた前記実施例を組合せることにより、図１２の負
荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏの特性に示すよう
に、フィードバック制御を行わなくても、無負荷領域近
くから全負荷までの広範囲な領域Ｆにおいて出力端子電
圧Ｖｏの安定化を図ることができる。
の２次側に換算した等価回路である。トランス５の１次
コイル５ａの２本の端子を短絡した状態で２次コイル５
ｂのセンタータップを除く２本の端子から測定したイン
ダクタンス値が、トランス５の２次側換算された漏れイ
ンダクタンス値Ｌ５ｄである。漏れインダクタンス値Ｌ
５ｄは、図８に示す２つの漏れインダクタンス５ｃのイ
ンダクタンス値Ｌ５ｃの和と等価である。このように２
次コイル５ｂは、電圧源１２ａ、１２ｂと、２つの漏れ
インダクタンス５ｃとの直列回路と等価であり、電圧源
１２ａ、１２ｂは各々整流前電圧Ｖ６１、Ｖ６２を発生
させ、２次コイル５ｂのセンタータップの引き出し口は
電圧源１２ａ、１２ｂの接続中点となる。ここで２次側
換算の漏れインダクタンス値Ｌ５ｄと、２次コイル５ｂ
に並列接続されている第１のコンデンサ６の静電容量値
Ｃ６と、１次コイル５ａに印加される電圧の周波数ｆと
が、 ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ５ｄ×Ｃ６）｝ （２） の関係を満たすように各値を設定し、且つコンデンサ９
を備えた前記実施例を組合せることにより、図１２の負
荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏの特性に示すよう
に、フィードバック制御を行わなくても、無負荷領域近
くから全負荷までの広範囲な領域Ｆにおいて出力端子電
圧Ｖｏの安定化を図ることができる。
【００３３】図９は、１次側のインバータ回路３をハー
フブリッジ構成とし、且つ１次コイル５ａに並列に共振
コンデンサ３４を接続して部分共振型のインバータとし
たもので、交流電源１と入力整流平滑回路２とは省略し
て直流電源３１で表している。インバータ回路３は、直
流電源３１と、直流電源３１に並列に接続されたコンデ
ンサ３２、３３の直列回路及びスイッチング素子３５、
３６の直列回路と、スイッチング素子３５、３６に各々
並列接続されたダイオード３７、３８と、コンデンサ３
２、３３の接続中点とスイッチング素子３５、３６の接
続中点とに接続された１次コイル５ａと共振コンデンサ
３４との並列回路とから構成され、１次コイル５ａに印
加される電圧波形は台形波状になり、スイッチング素子
３５、３６のスイッチング損失が低減できるとともに、
ノイズも低減できるため、２次側だけでなく１次側も小
型化を行うことができ、無負荷領域近くから全負荷まで
広範囲の負荷に対して出力端子電圧Ｖｏを安定化するこ
とのできる小型の非接触電力伝達装置を提供することが
できる。なお、図５の回路構成と同一の要素には同一の
符号を付して説明は省略する。
フブリッジ構成とし、且つ１次コイル５ａに並列に共振
コンデンサ３４を接続して部分共振型のインバータとし
たもので、交流電源１と入力整流平滑回路２とは省略し
て直流電源３１で表している。インバータ回路３は、直
流電源３１と、直流電源３１に並列に接続されたコンデ
ンサ３２、３３の直列回路及びスイッチング素子３５、
３６の直列回路と、スイッチング素子３５、３６に各々
並列接続されたダイオード３７、３８と、コンデンサ３
２、３３の接続中点とスイッチング素子３５、３６の接
続中点とに接続された１次コイル５ａと共振コンデンサ
３４との並列回路とから構成され、１次コイル５ａに印
加される電圧波形は台形波状になり、スイッチング素子
３５、３６のスイッチング損失が低減できるとともに、
ノイズも低減できるため、２次側だけでなく１次側も小
型化を行うことができ、無負荷領域近くから全負荷まで
広範囲の負荷に対して出力端子電圧Ｖｏを安定化するこ
とのできる小型の非接触電力伝達装置を提供することが
できる。なお、図５の回路構成と同一の要素には同一の
符号を付して説明は省略する。
【００３４】しかし、前記実施例のように出力端子電圧
Ｖｏの抑制を行っても、図６に示すように無負荷領域近
くでは出力端子電圧Ｖｏの上昇が起こるので、図６の点
Ｅにおける負荷電流Ｉを常時流すことのできる抵抗、定
電圧素子、発光素子、表示素子などのダミー負荷を出力
端子に接続すれば（負荷に並列に接続すれば）、出力端
子電圧Ｖｏの上昇を抑制することができる。このとき前
記実施例によって、出力端子電圧Ｖｏが上昇するときの
負荷電流Ｉは相当小さくなっているので、一般の小型電
子部品を使用することができ、サイズの大型化を防ぐこ
とができる。図１０は、ダミー負荷として発光ダイオー
ド１３と抵抗１４との直列回路を出力端子に接続したも
ので、非接触電力伝達装置を実用化する場合、２次側に
電力伝達できているかどうかをユーザに報知する機能が
必要となるので、発光ダイオード１３をダミー負荷と電
力伝達報知用の部品とに兼用させることでも、サイズの
大型化を防ぐことができる。図１１は、ダミー負荷とし
て定電圧素子１５を出力端子に接続したもので、通常時
の出力端子電圧Ｖｏの安定化だけではなく、何らかの原
因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電
圧Ｖｏを一定値に抑制することができる。また、図９の
回路構成と同一の要素には同一の符号を付して説明は省
略する。
Ｖｏの抑制を行っても、図６に示すように無負荷領域近
くでは出力端子電圧Ｖｏの上昇が起こるので、図６の点
Ｅにおける負荷電流Ｉを常時流すことのできる抵抗、定
電圧素子、発光素子、表示素子などのダミー負荷を出力
端子に接続すれば（負荷に並列に接続すれば）、出力端
子電圧Ｖｏの上昇を抑制することができる。このとき前
記実施例によって、出力端子電圧Ｖｏが上昇するときの
負荷電流Ｉは相当小さくなっているので、一般の小型電
子部品を使用することができ、サイズの大型化を防ぐこ
とができる。図１０は、ダミー負荷として発光ダイオー
ド１３と抵抗１４との直列回路を出力端子に接続したも
ので、非接触電力伝達装置を実用化する場合、２次側に
電力伝達できているかどうかをユーザに報知する機能が
必要となるので、発光ダイオード１３をダミー負荷と電
力伝達報知用の部品とに兼用させることでも、サイズの
大型化を防ぐことができる。図１１は、ダミー負荷とし
て定電圧素子１５を出力端子に接続したもので、通常時
の出力端子電圧Ｖｏの安定化だけではなく、何らかの原
因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電
圧Ｖｏを一定値に抑制することができる。また、図９の
回路構成と同一の要素には同一の符号を付して説明は省
略する。
【００３５】なお、出力整流方式、１次側コイルに加え
られる電圧の波形、１次側の回路方式、及び負荷の種類
等、本発明の実施形態の構成手段に容易に置き換えられ
るものは本発明に属することはもちろんであり、また本
発明の請求項目や実施形態において、回路的、メカニズ
ム的に等価的に置き換えられる具体例も本発明に属す
る。
られる電圧の波形、１次側の回路方式、及び負荷の種類
等、本発明の実施形態の構成手段に容易に置き換えられ
るものは本発明に属することはもちろんであり、また本
発明の請求項目や実施形態において、回路的、メカニズ
ム的に等価的に置き換えられる具体例も本発明に属す
る。
【００３６】
【発明の効果】請求項１の発明は、１次コイルと前記１
次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離
着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路
と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデ
ンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整
流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電
流平滑用リアクトルと、出力を供給する出力端子に接続
された負荷とから構成され、前記負荷の大きさを変化さ
せたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負
荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑
制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電
圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合に
おいても低損失にすることができるという効果がある。
次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離
着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路
と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデ
ンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整
流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電
流平滑用リアクトルと、出力を供給する出力端子に接続
された負荷とから構成され、前記負荷の大きさを変化さ
せたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負
荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑
制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電
圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合に
おいても低損失にすることができるという効果がある。
【００３７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変
わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負
荷を出力端子に設けたので、無負荷・微小負荷時におい
ても出力端子電圧の上昇を抑制することができるという
効果がある。
て、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変
わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負
荷を出力端子に設けたので、無負荷・微小負荷時におい
ても出力端子電圧の上昇を抑制することができるという
効果がある。
【００３８】請求項３の発明は、請求項１または２の発
明において、電流平滑用リアクトルに並列に第２のコン
デンサを接続し、前記第２のコンデンサの静電容量値
は、前記電流平滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電
圧成分が正弦波状になる値に設定されるので、無負荷・
微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、
またダミー負荷を接続する場合においても低損失にする
ことができるという効果がある。
明において、電流平滑用リアクトルに並列に第２のコン
デンサを接続し、前記第２のコンデンサの静電容量値
は、前記電流平滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電
圧成分が正弦波状になる値に設定されるので、無負荷・
微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、
またダミー負荷を接続する場合においても低損失にする
ことができるという効果がある。
【００３９】請求項４の発明は、請求項３の発明におい
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、電流平
滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電圧成分の振幅が
出力端子電圧の振幅と同等になるように第２のコンデン
サの静電容量値が設定されるので、無負荷・微小負荷時
においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー
負荷を接続する場合においても低損失にすることができ
るという効果がある。
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、電流平
滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電圧成分の振幅が
出力端子電圧の振幅と同等になるように第２のコンデン
サの静電容量値が設定されるので、無負荷・微小負荷時
においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー
負荷を接続する場合においても低損失にすることができ
るという効果がある。
【００４０】請求項５の発明は、請求項３の発明におい
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回
路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負
荷電流値が最も小さくなるように第２のコンデンサの静
電容量値が設定されるので、無負荷・微小負荷時におい
ても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を
接続する場合においても低損失にすることができるとい
う効果がある。
て、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回
路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負
荷電流値が最も小さくなるように第２のコンデンサの静
電容量値が設定されるので、無負荷・微小負荷時におい
ても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を
接続する場合においても低損失にすることができるとい
う効果がある。
【００４１】請求項６の発明は、請求項３乃至５いずれ
かの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタ
ンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共
振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数
の２倍に等しいので、無負荷・微小負荷時においても出
力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続す
る場合においても低損失にすることができるという効果
がある。
かの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタ
ンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共
振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数
の２倍に等しいので、無負荷・微小負荷時においても出
力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続す
る場合においても低損失にすることができるという効果
がある。
【００４２】請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれ
かの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分
離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダク
タンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加
される電圧の周波数の２倍に等しいので、無負荷・微小
負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、また
ダミー負荷を接続する場合においても低損失にすること
ができるという効果がある。
かの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分
離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダク
タンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加
される電圧の周波数の２倍に等しいので、無負荷・微小
負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、また
ダミー負荷を接続する場合においても低損失にすること
ができるという効果がある。
【００４３】請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれ
かの発明において、２次コイルはセンタータップを備
え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイ
オードの一端を前記２次コイルのセンタータップではな
い両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各
ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を
構成するので、整流回路を小型化することができるとい
う効果がある。
かの発明において、２次コイルはセンタータップを備
え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイ
オードの一端を前記２次コイルのセンタータップではな
い両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各
ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を
構成するので、整流回路を小型化することができるとい
う効果がある。
【００４４】請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれ
かの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ
構成であるので、ハーフブリッジ構成のインバータ回路
を用いて、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧
の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合にお
いても低損失にすることができるという効果がある。
かの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ
構成であるので、ハーフブリッジ構成のインバータ回路
を用いて、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧
の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合にお
いても低損失にすることができるという効果がある。
【００４５】請求項１０の発明は、請求項１乃至９いず
れかの発明において、インバータ回路は、共振インバー
タ回路であるので、インバータ回路のスイッチング損失
及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができ
るという効果がある。
れかの発明において、インバータ回路は、共振インバー
タ回路であるので、インバータ回路のスイッチング損失
及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができ
るという効果がある。
【００４６】請求項１１の発明は、請求項１乃至１０い
ずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の
波形は、台形波状であるので、インバータ回路のスイッ
チング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図る
ことができるという効果がある。
ずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の
波形は、台形波状であるので、インバータ回路のスイッ
チング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図る
ことができるという効果がある。
【００４７】請求項１２の発明は、請求項２乃至１１い
ずれか記載の発明において、ダミー負荷は、抵抗である
ので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上
昇を抑制することができるという効果がある。
ずれか記載の発明において、ダミー負荷は、抵抗である
ので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上
昇を抑制することができるという効果がある。
【００４８】請求項１３の発明は、請求項２乃至１１い
ずれかの発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であ
るので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の
上昇を抑制することができ、また通常時の出力端子電圧
の安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的
な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定値に抑制す
ることができるという効果がある。
ずれかの発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であ
るので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の
上昇を抑制することができ、また通常時の出力端子電圧
の安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的
な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定値に抑制す
ることができるという効果がある。
【００４９】請求項１４の発明は、請求項２乃至１１い
ずれかの発明において、ダミー負荷は、発光素子である
ので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上
昇を抑制することができ、またダミー負荷と電力伝達報
知用の部品とを発光素子が兼用することで、サイズの大
型化を防ぐことができるという効果がある。
ずれかの発明において、ダミー負荷は、発光素子である
ので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上
昇を抑制することができ、またダミー負荷と電力伝達報
知用の部品とを発光素子が兼用することで、サイズの大
型化を防ぐことができるという効果がある。
【００５０】請求項１５の発明は、請求項１乃至１４い
ずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダ
クタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変
化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負
荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑
制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電
圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合に
おいても低損失にすることができるという効果がある。
ずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダ
クタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変
化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負
荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑
制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電
圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合に
おいても低損失にすることができるという効果がある。
【図１】本発明の実施例１を示す回路構成図である。
【図２】本発明の分離着脱自在なトランスを示す構成図
である。
である。
【図３】本発明の実施例１の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図４】本発明の実施例１の動作を説明するための特性
図である。
図である。
【図５】本発明の実施例２を示す回路構成図である。
【図６】本発明の実施例２の動作を説明するための特性
図である。
図である。
【図７】本発明の実施例２の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図８】本発明の実施例３を示す回路構成図である。
【図９】本発明の実施例４を示す回路構成図である。
【図１０】本発明の実施例５を示す回路構成図である。
【図１１】本発明の実施例６を示す回路構成図である。
【図１２】本発明の実施例３の動作を説明するための特
性図である。
性図である。
【図１３】本発明の従来例の動作を説明する特性図であ
る。
る。
３ インバータ回路 ５ トランス ５ａ １次コイル ５ｂ ２次コイル ６ 第１のコンデンサ ７ 整流回路 ８ 電流平滑用リアクトル １０ 可変抵抗 Ｖｏ 出力端子電圧 Ｖ６ ２次コイル５ｂの誘起電圧 Ｉ 負荷電流 Ｉ７ 整流回路７の出力電流
Claims (15)
- 【請求項１】 １次コイルと前記１次コイルによって電
圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有
するトランスを含むインバータ回路と、前記２次コイル
側の負荷整合のための第１のコンデンサと、前記２次コ
イルの誘起電圧を整流するための整流回路と、前記整流
回路の出力電流を平滑するための電流平滑用リアクトル
と、出力を供給する出力端子に接続された負荷とから構
成され、前記負荷の大きさを変化させたときに前記整流
回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるとき
の負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微
小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴と
する非接触電力伝達装置。 - 【請求項２】 整流回路の出力電流が不連続状態から連
続状態に変わるときの負荷電流値を常時流すことのでき
るダミー負荷を出力端子に設けたことを特徴とする請求
項１記載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項３】 電流平滑用リアクトルに並列に第２のコ
ンデンサを接続し、前記第２のコンデンサの静電容量値
は、前記電流平滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電
圧成分が正弦波状になる値に設定されることを特徴とす
る請求項１または２記載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項４】 負荷を無負荷から徐々に増加させたとき
に、電流平滑用リアクトルの入力側の電圧の交流電圧成
分の振幅が出力端子電圧の振幅と同等になるように第２
のコンデンサの静電容量値が設定されることを特徴とす
る請求項３記載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項５】 負荷を無負荷から徐々に増加させたとき
に、整流回路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失す
るときの負荷電流値が最も小さくなるように第２のコン
デンサの静電容量値が設定されることを特徴とする請求
項３記載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項６】 電流平滑用リアクトルのインダクタンス
値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共振周
波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数の２
倍に等しいことを特徴とする請求項３乃至５いずれか記
載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項７】 第１のコンデンサの静電容量値と分離着
脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダクタン
ス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加され
る電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とする請求項
１乃至６いずれか記載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項８】 ２次コイルはセンタータップを備え、整
流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイオード
の一端を前記２次コイルのセンタータップではない両出
力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各ダイオ
ードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を構成す
ることを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の非接
触電力伝達装置。 - 【請求項９】 インバータ回路は、ハーフブリッジ構成
であることを特徴とする請求項１乃至８いずれか記載の
非接触電力伝達装置。 - 【請求項１０】 インバータ回路は、共振インバータ回
路であることを特徴とする請求項１乃至９いずれか記載
の非接触電力伝達装置。 - 【請求項１１】 １次コイルに印加される電圧の波形
は、台形波状であることを特徴とする請求項１乃至１０
いずれか記載の非接触電力伝達装置。 - 【請求項１２】 ダミー負荷は、抵抗であることを特徴
とする請求項２乃至１１いずれか記載の非接触電力伝達
装置。 - 【請求項１３】 ダミー負荷は、定電圧素子であること
を特徴とする請求項２乃至１１いずれか記載の非接触電
力伝達装置。 - 【請求項１４】 ダミー負荷は、発光素子であることを
特徴とする請求項２乃至１１いずれか記載の非接触電力
伝達装置。 - 【請求項１５】 電流平滑用リアクトルのインダクタン
ス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変化させ
たときに整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態
に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無
負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制する
ことを特徴とする請求項１乃至１４いずれか記載の非接
触電力伝達装置。
Priority Applications (8)
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|---|---|---|---|
| JP2000256643A JP4240783B2 (ja) | 2000-08-28 | 2000-08-28 | 非接触電力伝達装置 |
| EP04014754A EP1469584B1 (en) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
| DE60139512T DE60139512D1 (de) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Kontaktloses Leistungsübertragungssystem mit Funktion zur Konstanthaltung der Lastspannung |
| AT04014754T ATE438948T1 (de) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Kontaktloses leistungsübertragungssystem mit funktion zur konstanthaltung der lastspannung |
| DE60110660T DE60110660T2 (de) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System mit Konstanthaltefunktion für die Lastspannung |
| EP01104150A EP1130752B1 (en) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
| AT01104150T ATE295624T1 (de) | 2000-02-24 | 2001-02-21 | Kontaktloses elektrische leistung übertragendes system mit konstanthaltefunktion für die lastspannung |
| US09/793,154 US6504732B2 (en) | 2000-02-24 | 2001-02-26 | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
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|---|---|---|---|
| JP2000256643A JP4240783B2 (ja) | 2000-08-28 | 2000-08-28 | 非接触電力伝達装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002078248A true JP2002078248A (ja) | 2002-03-15 |
| JP4240783B2 JP4240783B2 (ja) | 2009-03-18 |
Family
ID=18745224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000256643A Expired - Fee Related JP4240783B2 (ja) | 2000-02-24 | 2000-08-28 | 非接触電力伝達装置 |
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|---|---|
| JP (1) | JP4240783B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20040049501A (ko) * | 2002-12-06 | 2004-06-12 | 학교법인 청석학원 | 무접촉 전력 변환 장치 |
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| KR100748409B1 (ko) | 2005-12-30 | 2007-08-10 | 한국전기연구원 | 비접촉 변압기 |
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-
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- 2000-08-28 JP JP2000256643A patent/JP4240783B2/ja not_active Expired - Fee Related
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