KR20130127556A

KR20130127556A - 비접촉 급전 장치

Info

Publication number: KR20130127556A
Application number: KR1020137029153A
Authority: KR
Inventors: 도시히로 가이; 크래이손 쓰롱눔차이; 유우스케 미나가와; 야스아키 하야미; 겐고 마이카와
Original assignee: 닛산 지도우샤 가부시키가이샤
Priority date: 2009-05-14
Filing date: 2010-05-14
Publication date: 2013-11-22
Also published as: MX2011011894A; KR101375008B1; JP5510032B2; RU2011150679A; RU2487452C1; CN102422507A; WO2010131732A1; CN102422507B; EP2432098A4; EP2432098B1; KR20120007044A; US20120056580A1; BRPI1015036B1; US8716976B2; EP2432098A1; BRPI1015036A2; JP2010288441A

Abstract

비접촉 급전 장치(20)는, 교류 전원(6)에 의해 1차 권선(101)으로부터 전력이 공급되는 2차 권선(201)을 구비한다. Z₁의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)은 상기 교류 전류(6)의 기본파 성분의 주파수(f₀)의 부근에 극대값(Z_MAX)을 갖고, Z₂의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)은, 상기 기본파 성분의 주파수(f₀)에 가장 가깝고, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 상기 기본파 성분의 주파수(f₀)에 가장 가깝고, 극소값(Z_MIN)을 취하는 주파수(f_MIN) 사이에 상기 기본파 성분의 주파수(f₀)를 갖는다. Z₁은, 상기 1차 권선(101)과 상기 2차 권선(201) 사이의 결합 계수(k)가 소정의 값(0.3)이고, 상기 교류 전원(6)의 출력측에서 본 1차측만의 임피던스(Z₁)를 나타내고, Z₂는 상기 1차 권선(101)과 상기 2차 권선(201) 사이의 상기 결합 계수(k)가 상기 소정의 값(0.3)이고, 상기 2차 권선(201)에 접속되는 부하(72)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)를 나타낸다.

Description

비접촉 급전 장치{CONTACTLESS ELECTRICITY-SUPPLYING DEVICE}

본 발명은, 비접촉 급전 장치에 관한 것이다.

교류 전원으로 구동되는 1차 권선에 직렬 콘덴서를 접속하고, 2차 권선에 병렬 콘덴서를 접속하고, 각각의 콘덴서의 값을 소정의 수식에 기초하여 설정함으로써, 이상 트랜스와 대략 등가로 하는 비접촉 급전 장치가 알려져 있다(특허 문헌 1).

국제 공개 제2007/029438호

그러나, 종래의 비접촉 급전 장치에 있어서, 1차 권선과 2차 권선 사이의 결합 계수가 일정한 것을 전제로 고효율을 실현하도록 콘덴서 등을 설정하고 있기 때문에, 당해 결합 계수가 변화되는 경우, 트랜스의 효율의 변화가 크다고 하는 문제가 있었다.

그래서, 본 발명은, 결합 상태가 변화되는 조건 하에 있어서도, 트랜스의 효율의 변화를 작게 하는 비접촉 급전 장치를 제공한다.

본 발명에 있어서, Z₁의 주파수에 대한 임피던스 특성은, 상기 교류 전원의 기본파 성분의 주파수의 부근에 극대값을 갖고, Z₂의 주파수에 대한 임피던스 특성은, 상기 기본파 성분의 주파수에 가장 가깝고, 극대값을 취하는 주파수와, 상기 기본파 성분의 주파수에 가장 가깝고, 극소값을 취하는 주파수 사이에 상기 기본파 성분의 주파수를 가짐으로써, 상기 과제를 해결한다.

본 발명에 따르면, 결합 계수의 변동에 따라, 교류 전원의 출력측에서 본 주파수에 대한 임피던스의 위상 특성이 기본파 주파수의 부근을 중심으로 해서 회전하도록 변화되기 때문에, 결합 계수에 따라서 당해 임피던스가 설정되는 경우에 있어서, 당해 임피던스의 위상이 변동하는 폭이 작아지고, 그 결과, 효율의 저하를 억제할 수 있다.

도 1은, 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치의 전기 회로도이다.
도 2a는, 도 1의 1차 권선 및 2차 권선의 평면도와 사시도이다.
도 2b는, 도 1의 1차 권선 및 2차 권선의 평면도와 사시도이다.
도 3a는, 2차 권선의 평면 방향의 어긋남에 대한 상호 인덕턴스 M의 변화를 도시하는 도면이다.
도 3b는, 2차 권선의 높이 방향의 어긋남에 대한 상호 인덕턴스 M의 변화를 도시하는 도면이다.
도 4는, 종래의 비접촉 급전 장치에 있어서, 입력 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 5는, 도 1의 비접촉 급전 장치에 있어서, 입력 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 6a는, 도 1의 비접촉 급전 장치에 있어서, 1차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 6b는, 도 1의 비접촉 급전 장치에 있어서, 2차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 7은, 결합 계수에 대한 급전 효율을 도시하는 특성도이다.
도 8은, 평면 방향의 어긋남에 대한 급전 효율을 도시하는 특성도이다.
도 9는, 결합 계수에 대한 교류 전원의 출력 전류를 도시하는 특성도이다.
도 10은, 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 11은, 도 10의 비접촉 급전 장치에 있어서, 1차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 12는, 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 13은, 도 12의 비접촉 급전 장치에 있어서, 1차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 14는, 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 15는, 도 14의 비접촉 급전 장치에 있어서, 1차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 16은, 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 17은, 도 16의 비접촉 급전 장치에 있어서, 2차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 18은, 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 19는, 도 18의 비접촉 급전 장치에 있어서, 2차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 20은, 본 발명의 제7 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 21은, 도 20의 비접촉 급전 장치에 있어서, 2차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 22는, 본 발명의 제8 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 23은, 도 22의 비접촉 급전 장치에 있어서, 2차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 24는, 본 발명의 제9 실시 형태에 따른 비접촉 급전부의 전기 회로도이다.
도 25는, 도 24의 비접촉 급전 장치에 있어서, 2차측만의 임피던스의 주파수에 대한 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 26은, 본 발명의 제10 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치의 회로도이다.
도 27은, 도 26의 비접촉 급전부의 회로 중, 1차측의 회로의 회로도이다.
도 28은, 도 27의 회로의 임피던스 특성 및 위상 특성을 도시하는 그래프이다.
도 29는, 도 26의 비접촉 급전부의 회로의 2차측(수신측)의 회로 중, 2차 권선과 콘덴서의 병렬 회로의 회로도이다.
도 30은, 도 26의 비접촉 급전부의 2차측의 임피던스 특성 및 위상 특성을 도시하는 그래프이다.
도 31은, 도 26의 비접촉 급전부 중, 2차측의 회로의 회로도이다.
도 32는, 도 26의 비접촉 급전부의 등가 회로의 회로도이다.
도 33은, 복소 평면에 있어서의, 도 26의 비접촉 급전부의 임피던스 특성을 도시하는 도면이다.
도 34는, 복소 평면에 있어서의, 임피던스 특성을 도시하는 도면이다.
도 35a는, 도 26의 비접촉 급전부의 임피던스 특성을 도시하는 도면이다.
도 35b는, 도 26의 비접촉 급전부의 위상 특성을 도시하는 도면이다.
도 36은, 본 발명의 제11 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치를 도시하는 회로도이다.
도 37은, 도 36의 제어부의 블록도이다.
도 38은, 도 36의 비접촉 급전부에 있어서, 시간에 대한 공급 전압의 출력 특성을 도시하는 도면이다.
도 39는, 도 36의 제어부에 있어서의, 캐리어 파형, 스위칭 펄스 및 공급 전압의 출력 파형을 도시하는 도면이다.
도 40은, 도 36의 제어부의 제어 수순을 도시하는 흐름도이다.
도 41은, 실시예 1에 있어서의, 시간에 대한 공급 전압 및 전류의 특성을 도시하는 도면이다.
도 42는, 실시예 2에 있어서의, 시간에 대한 공급 전압 및 전류의 특성을 도시하는 도면이다.
도 43은, 실시예 1에 있어서의, 주파수에 대한 EMI(Electro-Magnetic-Interference) 레벨의 특성을 도시하는 도면이다.
도 44는, 실시예 2에 있어서의, 주파수에 대한 EMI 레벨의 특성을 도시하는 도면이다.
도 45는, 실시예 1과 실시예 2의 각각의 인버터 손실을 도시하는 그래프이다.
도 46은, 결합 계수에 대한, 실시예 1 및 실시예 2의 효율의 특성을 도시하는 그래프이다.
도 47은, 실시예 3에 있어서의, 시간에 대한 공급 전압 및 전류의 특성을 도시하는 도면이다.
도 48은, 실시예 2과 실시예 3의 각각의 인버터 손실을 도시하는 그래프이다.
도 49는, 도 36의 비접촉 급전부에 있어서, 듀티비, 주기 및 휴지 기간에 대한 EMI 레벨의 최대값의 특성을 도시하는 그래프이다.
도 50은, 도 36의 비접촉 급전부에 있어서, 듀티비, 주기 및 휴지 기간에 대한 효율의 특성을 도시하는 그래프이다.

이하, 발명의 실시 형태를 도면에 기초하여 설명한다.

(제1 실시 형태)

본 발명의 제1 실시 형태에 따른 비접촉 전원 회로 장치의 일례로서, 전기 자동차 등의 차량용 전지 및 전력 부하와 함께 사용되는 비접촉 급전 장치(20)를 설명한다.

도 1은, 비접촉 급전 장치(20)의 전기 회로도를 도시하고 있다. 본 제1 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)는, 고주파 교류 전원 회로(6)와, 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 출력된 전력의 비접촉 급전을 행하는 비접촉 급전부(10)와, 비접촉 급전부(10)에 의해 전력이 공급되는 부하(7)를 구비하고 있다.

고주파 교류 전원 회로(6)는, 3상 교류 전원(64)과, 3상 교류 전원(64)에 접속되고 또한 3상 교류를 직류로 정류하는 정류기(61)와, 평활 콘덴서(62)를 통해서 정류기(61)에 접속되고 또한 정류 전류를 고주파 전력으로 역변환하는 전압형 인버터(63)를 구비하고 있다. 정류기(61)는, 다이오드(61a)와 다이오드(61b), 다이오드(61c)와 다이오드(61d) 및, 다이오드(61e)와 다이오드(61f)를 3병렬로 접속하고, 각각의 중간 접속점에 3상 교류 전원(64)의 출력을 접속한다. 전압형 인버터(63)는, MOSFET의 파워 트랜지스터 등에 다이오드를 역 병렬로 접속하는 스위칭 소자(63a)와 (스위칭 소자(63a)와) 마찬가지의 스위칭 소자(63b)의 직렬 회로 및 (스위칭 소자(63a)와) 마찬가지의 스위칭 소자(63c)·스위칭 소자(63d)의 직렬 회로를 병렬로 접속하고, 평활 콘덴서(62)를 거쳐서, 정류기(61)에 접속한다. 그리고, 스위칭 소자(63a)와 스위칭 소자(63b)의 중간 접속점 및 스위칭 소자(63c)와 스위칭 소자(63d)의 중간 접속점이, 각각 비접촉 급전부(10)의 1차측인 송전 회로부(100)에 접속된다. 전압형 인버터(63)는, 비접촉 급전부(10)에 수㎑ 내지 100㎑ 정도의 교류 전력을 공급한다.

비접촉 급전부(10)는, 트랜스의 입력측인 송전 회로부(100)와, 트랜스의 출력측인 수전 회로부(200)를 갖는다. 송전 회로부(100)는, 1차 권선(101)과, 1차 권선(101)에 병렬로 접속되는 콘덴서(102)를 갖는다. 수전 회로부(200)는, 2차 권선(201)과, 2차 권선(201)에 병렬로 접속되는 콘덴서(202)와, 2차 권선(201)과 콘덴서(202)의 병렬 회로에 직렬로 접속되는 콘덴서(203)를 갖는다.

부하부(7)는, 비접촉 급전부(10)로부터 공급되는 교류 전력을 직류로 정류하는 정류부(71)와, 정류부(71)에 접속되는 부하(72)를 갖는다. 정류부(71)는, 다이오드(71a)와 다이오드(71b) 및, 다이오드(71c)와 다이오드(71d)를 병렬로 접속하고, 각각의 중간 접속점에 수전 회로부(200)의 출력을 접속한다. 그리고, 정류부(71)의 출력을 부하(72)에 접속한다.

다음에, 도 2 및 도 3을 사용하여, 도 1에 도시하는 비접촉 전원 회로 장치(비접촉 급전 장치(20))를 차량과 주차장에 구비하는 경우, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 상호 인덕턴스 M에 대해서, 설명한다.

본 제1 실시 형태는, 2차 권선(201)을 포함하는 수전 회로부(200) 및 부하부(7)를 예를 들어 차량에 구비하고, 1차 권선(101)을 포함하는 송전 회로부(100) 및 고주파 교류 전원 회로(6)를 지상측으로서 예를 들어 주차장에 구비한다. 전기 자동차의 경우, 부하(72)는, 예를 들어 2차 전지에 대응한다. 2차 권선(201)은, 예를 들어 차량의 섀시에 구비된다. 그리고, 당해 2차 권선(201)이 1차 권선(101) 위로 되도록, 차량의 운전수가 당해 주차장에 주차하고, 전력이 1차 권선(101)으로부터 2차 권선(201)으로 공급되고, 부하(72)에 포함되는 2차 전지가 충전된다.

도 2a 및 도 2b는, 1차 권선(101) 및 2차 권선(201)의 평면도와, 사시도를 도시한다. 도 2a 및 도 2b에 있어서, X축 및 Y축은, 1차 권선(101) 및 2차 권선(201)의 평면 방향을 나타내고, Z축은, 높이 방향을 나타낸다. 도 2a 및 도 2b에 있어서, a)는, 1차 권선(101) 및 2차 권선(201)의 평면도를, b)는, 2차 권선(201)의 사시도를, c)는 1차 권선(101)의 사시도를 나타낸다. 또한, 설명을 위해, 1차 권선(101) 및 2차 권선(201)은 모두 원형의 동일 형상으로 하지만, 본 예는 반드시 원형으로 할 필요는 없고, 또한 1차 권선(101)과 2차 권선(201)을 동일한 형상으로 할 필요는 없다.

도 2a에 도시하는 바와 같이, 평면 방향인 X축, Y축 방향에 있어서, 2차 권선(201)이 1차 권선(101)에 합치하도록, 차량이 주차장에 주차되면 되지만, 운전자의 기량에 의해, 도 2b에 도시하는 바와 같이, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 상대적인 위치가, 평면 방향에 있어서, 어긋나게 되는 경우가 있다. 또한, 차량의 높이는, 차량의 종류에 따라 상이하므로, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 높이는, 차고에 의해서도 상이하다.

도 3a는, 도 2에 도시하는 X축 방향의 2차 권선(201)의 어긋남에 대한 상호 인덕턴스 M의 변화를 나타내고, 도 3b는, 도 2에 도시하는 Z축 방향의 2차 권선(201)의 어긋남에 대한 상호 인덕턴스 M의 변화를 나타낸다. 도 2a에 도시하는 바와 같이, 1차 권선(101)의 중앙과 2차 권선(201)의 중앙이 일치하는 경우, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 사이의 누설 자속은 적고, 도 3a의 X축의 값이 제로에 상당하고, 상호 인덕턴스 M 또는 결합 계수 k는 커진다. 한편, 도 2a에 대하여 도 2b에 도시하는 바와 같이, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 위치가 X축 방향으로 어긋나면, 누설 자속이 많아지고, 도 3a에 도시하는 바와 같이, 상호 인덕턴스 M 또는 결합 계수 k는 작아진다. 또한, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 Z축(높이) 방향의 어긋남이 커지면, 도 3b에 도시하는 바와 같이, 상호 인덕턴스 M 또는 결합 계수 k는 작아진다.

그런데, 전동 칫솔이나 면도기 셰이버(shaver) 등의 코드리스화된 가전 제품이나 휴대 기기의 충전에 채용되고 있는 비접촉의 전력 공급 장치 등은, 1차 권선(101)과 2차 권선(201) 사이가 상대적으로 이동하지 않기 때문에, 상기와 같이, 상호 인덕턴스 M이 변동하는 것을 상정하지 않아도 된다. 그 때문에, 고정화되어 있는 상호 인덕턴스 M을 전제로 하여, 특정한 결합 계수 k 아래, 수전 회로부(200)에 효율적으로 전력이 공급되도록, 송전 회로부(100) 및 수전 회로부(200)에 포함되는 콘덴서·인덕터가 회로 설계된다.

도 4는, 상기한 특허 문헌 1에 도시하는 비접촉 급전 장치에 있어서, 교류 전원의 출력측에서 본 입력 임피던스(Z_in)의 위상을, 1차 권선과 2차 권선의 결합 계수의 차이에 의해 도시한 것이다. 여기서 f₀은, 교류 전원의 기본파 성분의 주파수를 나타낸다(이하, 기본파 주파수라고 칭함.). 스위칭 전원으로서, 예를 들어 인버터의 출력을 송전 회로부(100)에 접속하는 경우, 당해 인버터를 구동시키는 스위칭 소자의 스위칭 주파수에 기본파 주파수 f₀은 의존한다. 본 제1 실시 형태에 있어서는, 스위칭 소자(63a 내지 63d)의 스위칭 주파수에 기본파 주파수 f₀은 의존한다.

도 4에 도시하는 바와 같이, 결합 계수 k가 0.1인 경우, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 입력 임피던스의 위상 특성이 제로가 되기 때문에, 공급 전력의 역률은 1이 되어, 효율적으로 전력을 부하에 공급할 수 있다. 한편, 송전 회로부(100) 및 수전 회로부(200)에 포함되는 콘덴서·인덕터의 설정을 바꾸지 않고, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 위치를 어긋나게 하고, 결합 계수 k를 변화시키면, 결합 계수 k가 0.2인 경우, 기본파 주파수(f₀)의 부근의 위상이 크게 지연된다. 그 때문에, 공급 전력의 역률이 내려가, 전력 공급의 효율이 나빠진다. 또한, 결합 계수 k를 변화시켜, 결합 계수 k가 0.3인 경우, 기본파 주파수(f₀)의 부근의 위상은 더욱 크게 지연되고, 공급 전력의 역률이 내려가, 전력 공급의 효율이 나빠진다.

즉, 결합 계수 k가 0.1이 되는, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 위치에서, 전력이 입력되면, 효율적으로 전력이 공급된다. 그러나, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 위치가 어긋나서 결합 계수 k가 변동하면, 2차측에 공급되는 전력이 현저하게 줄어들게 되어, 효율이 나빠진다.

본 제1 실시 형태에서는, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 결합 계수 k가 소정의 값을 취하는 경우, 고주파 교류 전원 회로(6)측에서 본 비접촉 급전부(10)의 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성이, 고주파 교류 전원 회로(6)의 기본파 성분의 주파수(f₀) 부근에서, 주파수축과 평행하게 된다. 도 5에 도시하는 바와 같이, 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에서는, 결합 계수 k가 0.3일 때, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성이 주파수축에 대하여 평행하게 된다. 또한, 바꾸어 말하면, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은 단차를 갖고 있고, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 평평하게 되는 특성을 갖고 있다. 이때, 입력 임피던스(Z_in)의 위상은 제로에 가까워지기 때문에, 공급 전력의 역률은 1에 가까워지고, 비접촉 급전부(10)는, 효율적으로 전력을 2차측에 공급한다. 또한, 「주파수축과 평행하게 한다」라는 것은, 주파수축과 엄밀하게 평행할 필요는 없고, 약간의 기울기를 포함한다.

그리고, 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k를 변동시켜, 결합 계수 k를 0.2로 하면, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 기본파 주파수(f₀)의 부근을 중심으로 해서 회전하도록 변화되고, 기본파 주파수(f₀)의 부근의 위상은, 결합 계수 k가 0.3일 때와 비교해서 크게 변화되지 않고, 제로에 가까운 상태 그대로이다. 또한, 결합 계수 k를 변동시켜, 결합 계수 k를 0.1로 해도, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 기본파 주파수(f₀)의 부근을 중심으로 해서 회전하도록 변화되고, 기본파 주파수(f₀)의 부근의 위상은, 결합 계수 k가 0.2 또는 0.3일 때와 비교해서 크게 변화되지 않고, 제로에 가까운 상태 그대로이다.

또한 본 제1 실시 형태의 당해 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 바꾸어 말하면, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 결합 계수 k가 소정의 값(도 5에서는, k=0.3일 때)을 취하는 경우, 비접촉 급전부(10)의 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성의 극대값(Z_MAX)과 극소값(Z_MIN)의 차가 제로에 가까운 값을 취한다. 여기서, 특히, 극대값(Z_MAX)이 복수 있는 위상 특성의 경우, 당해 극대값(Z_MAX)은, 기본파 주파수(f₀)에 가장 가까운 주파수에 대한 값을 나타낸다. 또한 극소값(Z_MIN)도 마찬가지이다. 도 5에 있어서, 점 P1에 나타내는 주파수(f_MAX)일 때, 위상이 극대값(Z_MAX)을 취하고, 점 P2에 나타내는 주파수(f_MIN)일 때, 위상이 극소값(Z_MIN)을 취한다. 그리고, 도 5에 도시하는 바와 같이, 당해 극대값(Z_MAX)과 당해 극소값(Z_MIN)의 차는 제로에 가까운 값을 취한다.

또한 본 제1 실시 형태의 당해 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 바꾸어 말하면, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 결합 계수 k가 소정의 값(도 5에서는, k=0.3일 때)을 취하는 경우, 비접촉 급전부(10)의 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 변곡점이 기본파 주파수(f₀)의 부근에 있고, 또한 당해 변곡점의 접선이 주파수축과 평행하게 되는 특성이다. 도 5에 있어서, 점 Q가 변곡점 Q를 나타내고, 기본파 주파수(f₀)의 부근에 있다. 그리고, 도 5에 도시하는 바와 같이, 변곡점 Q의 접선은, 주파수축과 평행하게 된다. 또한, 주파수축과 평행하게 된다는 것은, 주파수축과 엄밀하게 평행할 필요는 없고, 약간의 기울기를 포함한다.

이와 같이, 비접촉 급전부(10)에 포함되는 콘덴서·인덕터를 설계함으로써, 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)는, 변동 가능한 결합 계수 k 중의 소정의 값으로, 상기와 같은 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성을 얻는다. 다음에, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성이 상기와 같은 특성을 갖기 위한 회로의 일례를, 도 6을 사용해서 설명한다.

도 6a는, 도 1에 도시하는 비접촉 급전부(10)에 있어서, 고주파 교류 전원 회로(6)측에서 본 1차측만의 임피던스(Z₁)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다. 또한, 도 6b는, 도 1에 도시하는 비접촉 급전부(10)에 있어서, 부하부(7)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다. 1차측만의 임피던스(Z₁) 및 2차측만의 임피던스(Z₂)는, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 각각 산출하면 된다.

도 6a에 도시하는 바와 같이, 1차측만의 임피던스(Z₁)의 임피던스 특성(Z)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 극대값을 취한다. 또한, 1차측만의 임피던스(Z₁)의 위상 특성(Φ)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근까지 약 +90도를 유지하고, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 위상의 기울기가 발산하고, 기본파 주파수(f₀)의 부근을 초월하고나서 약 -90도를 유지한다.

도 6b에 도시하는 바와 같이, 2차측만의 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 극소값(Z_MIN)을 취하는 주파수(f_MIN) 사이에, 기본파 주파수(f₀)를 갖는다. 여기서, 특히, 극대값(Z_MAX)이 복수 있는 위상 특성의 경우, 당해 극대값(Z_MAX)은, 기본파 주파수(f₀)에 가장 가까운 주파수에 대한 값을 나타낸다. 또한 극소값(Z_MIN)도 마찬가지이다. 2차측만의 임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 6b에 도시하는, 점 P1 및 점 P2) 갖고, 당해 2점 P1, P2 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖고, 기본파 주파수 성분(f₀)이 당해 2점 P1, P2 사이에 있는 특성을 갖는다. 혹은, 당해 위상 특성(Φ)이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 돌아서 복귀되는 특성을 갖는다.

그리고, 도 6a에 도시하는 특성의 1차측만의 임피던스(Z₁)를 송전 회로부(100)에 설정하고, 도 6b에 도시하는 특성의 2차측만의 임피던스(Z₂)를 수전 회로부(200)에 설정함으로써, 도 5에 도시하는 바와 같이, 상기한 특성을 갖는 비접촉 급전부(10)가 설정된다.

상기와 같이, 본 제1 실시 형태에서는, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 위치 관계가 변동하여, 결합 계수 k가 변동하지만, 어떤 소정의 값(도 5에 있어서는, k=0.3)에서, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 주파수축에 대하여 평행한 특성을 갖는다. 또한 바꾸어 말하면, 본 제1 실시 형태에서는, 결합 계수 k가 당해 소정의 값을 취하는 경우, 고주파 교류 전원 회로(6)측에서 본 비접촉 급전부(10)의 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성을, 고주파 교류 전원 회로(6)의 기본파 주파수(f₀) 부근에서, 주파수축과 평행하게 한다. 또한 바꾸어 말하면, 본 제1 실시 형태에서는, 결합 계수 k가 당해 소정의 값을 취하는 경우, 비접촉 급전부(10)의 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성의 극대값(Z_MAX)과 극소값(Z_MIN)의 차를 제로에 가까운 값으로 한다. 또한 바꾸어 말하면, 본 제1 실시 형태에서는, 결합 계수 k가 당해 소정의 값을 취하는 경우, 비접촉 급전부(10)의 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 변곡점 Q가 기본파 주파수(f₀)의 부근에 있고, 당해 변곡점 Q의 접선이 주파수축과 평행하게 되는 특성이다.

이에 의해, 결합 계수 k가 당해 소정의 값으로부터 변동하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성이 기본파 주파수(f₀)에 대응하는 위상(Φ₀)을 취하는 점을 중심으로 해서 회전하도록 변동하기 때문에, 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭이 적어, 결합 계수 k가 변동해도 당해 위상(Φ₀)의 변동을 억제할 수 있다.

또한, 본 제1 실시 형태에 있어서, 결합 계수 k가 소정의 값인 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은 기본파 주파수(f₀)에 대하여 제로 부근의 위상을 취하기 때문에, 수전 회로부(200)에 공급되는 전력의 효율을 높게 할 수 있고, 또한 결합 계수 k를 당해 소정의 값으로부터 변동하는 경우, 높은 효율을 유지하면서, 전력을 공급할 수 있다.

또한, 본 제1 실시 형태에 있어서, 결합 계수 k가 소정의 값인 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 당해 소정의 값에 대하여 결합 계수 k를 일정한 범위 내에서 변화시키면, 기본파 주파수(f₀)에 대한 위상이 제로 부근의 값에서 변동하는 특성을 갖는다. 이에 의해, 결합 계수 k를 소정의 값으로부터 일정한 범위 내에서 변동시켜도, 본 제1 실시 형태는 높은 역률을 유지할 수 있기 때문에, 결과적으로, 결합 계수 k의 변동에 대하여, 높은 효율을 유지하면서, 전력을 공급할 수 있다.

또한, 일정한 범위는, 예를 들어, 결합 계수 k를 변동시켜서 공급되는 전력의 효율이 변동할 때, 당해 효율의 허용 범위 내에 상당하는 결합 계수 k를 미리 설정함으로써 결정된다. 당해 허용 범위는, 사용되는 1차 권선(101), 2차 권선(201)의 성능이나, 부하(72)로 되는 2차 전지의 규격 전력 등에 의해, 적절하게 설정된다.

이하, 상기의 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)에 의해 본 실시 형태 1의 비접촉 급전 장치(20)가, 종래의 비접촉 급전 장치에 비해 높은 급전 효율을 유지할 수 있는 점 등을, 도 7 내지 도 10을 사용해서 설명한다.

도 7은, 본 발명의 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)와 종래의 비접촉 급전 장치에 있어서의, 결합 계수 k에 대한 급전 전력의 효율을 도시한다. 여기서, 도 7에 도시하는, 효율(%)은, 비접촉 급전부(10)에 입력되는 입력 전력에 대한, 비접촉 급전부(10)로부터 출력되는 출력 전력의 비율을 나타낸다. 또한, 주파수는, 입력측에 접속되는 교류 전원의 기본파 주파수이다.

종래의 비접촉 급전 장치는, 급전 효율에 중점을 두고, 높은 결합 계수 k를 전제로, 역률이 향상하도록, 비접촉 급전부에 포함되는 인덕터· 콘덴서를 회로 설계한다. 그 때문에, 당해 높은 결합 계수 k에 있어서, 효율은 높아진다. 그러나, 도 7에 도시하는 바와 같이, 결합 계수 k가 서서히 감소하면, 효율이 급격하게 나빠진다.

한편, 본 발명의 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 감소하면, 종래예와 비교하여, 효율이 높은 상태를 유지할 수 있다. 또한 본 제1 실시 형태는, 작은 결합 계수 k로 고효율을 실현할 수 있다.

또한, 도 8은, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 상대적인 위치를, 도 2b 또는 도 3a에 도시하는 X축 방향으로 어긋나게 했을 때의 효율의 변화를 도시한다. 또한, 당해 효율은, 도 7에 도시하는 효율과 마찬가지이다.

종래의 비접촉 급전 장치는, X축 방향으로, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 상대적인 위치를 어긋나게 하면, 결합 계수 k가 감소하기 때문에, 어긋남이 커지면, 어떤 지점에서 급격하게 효율이 감소한다. 한편, 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 상대적인 위치가 어긋나도, 효율을 높은 상태에서 유지할 수 있다. 그리고, 시스템에 필요한 효율(사용 조건)을 80퍼센트로 하고, 80퍼센트 이상이, 시스템상 허용되는 효율로 하는 경우, 종래에 비해, 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)는, X축 방향의 어긋남에 대하여, 효율의 감소의 허용도를 약 1.5배로 신장할 수 있다.

도 9는, 일정한 출력 전력을 얻을 필요가 있는 경우(예를 들어, 부하(72)에 10KW의 일정 전력을 공급할 필요가 있는 경우 ), 결합 계수 k에 대하여, 교류 전원측에서 필요한 전류를 도시한다. 종래의 비접촉 급전 장치에 있어서, 결합 계수 k가 높은 경우, 송전 회로부(100)에 흐르는 전류가 적더라도, 수전 회로부(200)에 필요한 전력을 공급할 수 있지만, 결합 계수 k가 낮은 경우, 송전 회로부(100)에 흐르는 전류가 많아지기 때문에, 회로 내의 1차 권선(101) 등에서 발생하는 손실이 커진다. 한편, 결합 계수 k가 낮은 경우, 본 제1 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 송전 회로부(100)에 흐르는 전류를 작게 억제할 수 있기 때문에, 효율적으로 전력을 수전 회로부(200)에 공급할 수 있다.

또한, 본 제1 실시 형태는, 결합 계수 k가 0.3일 때, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성 또는 임피던스 특성이, 상기한 특성을 갖도록, 비접촉 급전부(10)에 포함되는 1차 권선(101), 콘덴서(102), 2차 권선(201), 콘덴서(202, 203)가 설정되지만, 결합 계수 k는 반드시 0.3으로 할 필요는 없다.

즉, 1차 권선(101)의 위치에 대하여 2차 권선(201)의 위치가 바뀌는 상황 하에서, 상정되는 결합 계수 k의 변동 폭 중에서, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성 또는 임피던스 특성이, 상기한 특성을 취하면, 그때의 결합 계수 k가 소정의 값이 된다. 또한, 이때의 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상을, 제로에 근접하도록 회로 설계함으로써, 효율을 높일 수 있다.

또한, 1차측만의 임피던스(Z₁)의 임피던스 특성(Z) 또는 2차측만의 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 기본 주파수(f₀)에 가장 가까운 극대값(Z_MAX) 또는 극소값(Z_MIN) 이외에 극값을 가져도 된다. 또한 본 제1 실시 형태의 고주파 교류 전원 회로(6)는, 본 발명의 「교류 전원」에 상당하고, 본 제1 실시 형태의 콘덴서(102)는 본 발명의 「제1 콘덴서」에, 본 제1 실시 형태의 콘덴서(202), 콘덴서(203)는, 본 발명의 「제3 콘덴서」, 「제4 콘덴서」에 각각 상당한다.

(제2 실시 형태)

도 10은, 본 발명의 제2 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제2 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 송전 회로부(100)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제2 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 10에 도시하는 바와 같이, 본 제2 실시 형태의 송전 회로부(311)에서는, 인덕터(301)를, 1차 권선(101)과 콘덴서(102)의 병렬 회로에 대하여 직렬로 접속한다.

도 11은, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 고주파 교류 전원 회로(6)측에서 본 1차측만의 임피던스(Z₁)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 11에 도시하는 바와 같이, 본 제2 실시 형태의 임피던스(Z₁)의 임피던스 특성(Z)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에 극대값(Z_MAX)을 갖고, 기본파 주파수(f₀)보다 높은 주파수에 대하여 극소값(Z_MIN)을 갖고 있다. 또한 임피던스(Z₁)의 위상 특성(Φ)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 위상의 기울기가 발산하고, 기본파 주파수(f₀)의 부근 이외의 기본파 주파수(f₀)보다 높은 주파수에서, 더욱 위상의 기울기가 발산하는 점을 갖고 있다.

도 11에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 송전 회로부(311)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제2 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제2 실시 형태의 인덕터(301)는, 본 발명의 「제1 인덕터」에 상당한다.

(제3 실시 형태)

도 12는, 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제3 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 송전 회로부(100)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제3 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 12에 도시하는 바와 같이, 본 제3 실시 형태의 송전 회로부(312)는, 콘덴서(302)를, 1차 권선(101)과 콘덴서(102)의 병렬 회로에 대하여 직렬로 접속한다.

도 13은, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 고주파 교류 전원 회로(6)측에서 본 1차측만의 임피던스(Z₁)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 13에 도시하는 바와 같이, 본 제3 실시 형태의 임피던스(Z₁)의 임피던스 특성(Z)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서, 극대값(산)을 갖고, 기본파 주파수(f₀)의 부근 이외에서 기본파 주파수(f₀)보다 낮은 주파수에 대하여 극소값을 갖고 있다. 또한 임피던스(Z₁)의 위상 특성(Φ)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 위상의 기울기가 발산하고, 기본파 주파수(f₀)의 부근 이외의 기본파 주파수(f₀)보다 낮은 주파수에서, 더욱 위상의 기울기가 발산하는 점을 갖고 있다.

도 13에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 송전 회로부(312)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제3 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제3 실시 형태의 콘덴서(302)는, 본 발명의 「제2 콘덴서」에 상당한다.

(제4 실시 형태)

도 14는, 본 발명의 제4 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제4 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 송전 회로부(100)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제4 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 14에 도시하는 바와 같이, 본 제4 실시 형태의 송전 회로부(313)는, 1차 권선(101)과 콘덴서(102)의 병렬 회로의 일단부에 인덕터(301)를, 당해 병렬 회로의 타단부에 콘덴서(302)를 접속한다.

도 15는, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 고주파 교류 전원 회로(6)측에서 본 1차측만의 임피던스(Z₁)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 15에 도시하는 바와 같이, 본 제4 실시 형태의 임피던스(Z₁)의 임피던스 특성(Z)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서, 극대값(산)을 갖고, 기본파 주파수(f₀)의 부근 이외에서 극소값을 2점 갖고 있다. 또한 임피던스(Z₁)의 위상 특성(Φ)은, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 위상의 기울기가 발산하고, 기본파 주파수(f₀)의 부근 이외의 주파수에서, 더욱 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점 갖고 있다.

도 15에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 송전 회로부(313)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제4 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제4 실시 형태의 인덕터(301)는 본 발명의 「제1 인덕터」에 상당하고, 본 제4 실시 형태의 콘덴서(302)는, 본 발명의 「제2 콘덴서」에 상당한다.

(제5 실시 형태)

도 16은, 본 발명의 제5 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제5 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 수전 회로부(200)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제5 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 16에 도시하는 바와 같이, 본 제5 실시 형태의 수전 회로부(411)는, 2차 권선(201)에 콘덴서(401)를 직렬로 접속하고, 2차 권선(201)과 콘덴서(401)의 직렬 회로에 콘덴서(202)를 병렬로 접속한다.

도 17은, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 부하부(7)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 17에 도시하는 바와 같이, 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 극소값(Z_MIN)을 취하는 주파수(f_MIN) 사이에, 기본파 주파수(f₀)를 갖는다.

임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 17에 도시하는, 점 P1 및 점 P2) 갖고, 당해 2점 P1, P2 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖고, 기본파 주파수 성분(f₀)이 당해 2점 P1, P2 사이에 있는 특성을 갖는다. 혹은, 당해 위상 특성(Φ)이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 돌아서 복귀되는 특성을 갖는다.

도 17에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 수전 회로부(411)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제5 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제5 실시 형태의 콘덴서(401)는 본 발명의 「제5 콘덴서」에 상당하고, 본 제5 실시 형태의 콘덴서(202)는, 본 발명의 「제3 콘덴서」에 상당한다.

(제6 실시 형태)

도 18은, 본 발명의 제6 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제6 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 수전 회로부(200)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제6 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 18에 도시하는 바와 같이, 본 제6 실시 형태의 수전 회로부(412)는, 2차 권선(201)에 콘덴서(401)를 직렬로 접속하고, 2차 권선(201)과 콘덴서(401)의 직렬 회로에 인덕터(402)를 병렬로 접속한다.

도 19는, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 부하부(7)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 19에 도시하는 바와 같이, 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 극소값(Z_MIN)을 취하는 주파수(f_MIN) 사이에, 기본파 주파수(f₀)를 갖는다. 제1 실시 형태의 도 6b에 도시하는 임피던스 특성(Z)과 달리, 본 제6 실시 형태의 도 19에서는, 주파수(f_MAX)는 기본파 주파수(f₀)보다 낮고, 주파수(f_MIN)는 기본파 주파수(f₀)보다 높다.

임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 19에 도시하는, 점 P1 및 점 P2) 갖고, 당해 2점 P1, P2 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖고, 기본파 주파수 성분(f₀)이 당해 2점 P1, P2 사이에 있는 특성을 갖는다. 혹은, 당해 위상 특성(Φ)이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 돌아서 복귀되는 특성을 갖는다.

도 19에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 수전 회로부(412)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제6 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제6 실시 형태의 콘덴서(401)는 본 발명의 「제5 콘덴서」에 상당하고, 본 제6 실시 형태의 인덕터(402)는, 본 발명의 「제3 인덕터」에 상당한다.

또한, 콘덴서(401)와 인덕터(402)를 교체하여, 2차 권선(201)과 직렬로 인덕터(402)를 접속하고, 2차 권선(201)과 인덕터(402)의 직렬 회로에 콘덴서(401)를 접속해도 된다. 이때, 본 제6 실시 형태의 콘덴서(401)는 본 발명의 「제3 콘덴서」에 상당하고, 본 제6 실시 형태의 인덕터(402)는, 본 발명의 「제4 인덕터」에 상당한다.

(제7 실시 형태)

도 20은, 본 발명의 제7 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제7 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 수전 회로부(200)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제7 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 20에 도시하는 바와 같이, 본 제7 실시 형태의 수전 회로부(413)는, 2차 권선(201)에 콘덴서(401)를 직렬로 접속하고, 2차 권선(201)의 일단부와 콘덴서(401)의 접속점과, 2차 권선(201)의 타단부 사이에 콘덴서(403)를 접속한다. 그리고, 2차 권선(201)과 콘덴서(403)의 병렬 회로와 콘덴서(401)의 직렬 회로에 대하여, 콘덴서(202)를 병렬로 접속한다.

도 21은, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 부하부(7)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 21에 도시하는 바와 같이, 2차측만의 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 극소값(Z_MIN)을 취하는 주파수(f_MIN) 사이에, 기본파 주파수(f₀)를 갖는다.

2차측만의 임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 21에 도시하는, 점 P1 및 점 P2) 갖고, 당해 2점 P1, P2 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖고, 기본파 주파수 성분(f₀)이 당해 2점 P1, P2 사이에 있는 특성을 갖는다. 혹은, 당해 위상 특성(Φ)이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 돌아서 복귀되는 특성을 갖는다.

도 21에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 수전 회로부(413)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제7 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제7 실시 형태의 콘덴서(403)는 본 발명의 「제6 콘덴서」에 상당한다.

(제8 실시 형태)

도 22는, 본 발명의 제8 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제8 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 수전 회로부(200)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제8 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 22에 도시하는 바와 같이, 본 제8 실시 형태의 수전 회로부(414)는, 2차 권선(201)과 콘덴서(401)의 직렬 회로에 대하여 병렬로 콘덴서(202)를 접속하고, 콘덴서(202)와 콘덴서(401)의 접속점에 콘덴서(203)를 접속한다.

도 23은, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 부하부(7)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 23에 도시하는 바와 같이, 2차측만의 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 극소값(Z_MIN)을 취하는 주파수(f_MIN) 사이에, 기본파 주파수(f₀)를 갖는다. 여기서, 특히, 극대값(Z_MAX)이 복수 있는 위상 특성의 경우, 당해 극대값(Z_MAX)은, 기본파 주파수(f₀)에 가장 가까운 주파수에 대한 값을 나타낸다. 또한 극소값(Z_MIN)도 마찬가지이다.

2차측만의 임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 23에 도시하는, 점 P1 및 점 P2) 갖고, 당해 2점 P1, P2 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖고, 기본파 주파수 성분(f₀)이 당해 2점 P1, P2 사이에 있는 특성을 갖는다. 혹은, 당해 위상 특성(Φ)이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 돌아서 복귀되는 특성을 갖는다.

도 23에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 수전 회로부(414)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제8 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 제8 실시 형태의 콘덴서(202)는 본 발명의 「제3 콘덴서」에, 콘덴서(401)는 「제5 콘덴서」에, 콘덴서(203)는 「제4 콘덴서」에 상당한다.

(제9 실시 형태)

도 24는, 본 발명의 제9 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제9 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 도 1의 수전 회로부(200)의 회로와 상이한 회로를 사용하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제9 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 24에 도시하는 바와 같이, 본 제9 실시 형태의 수전 회로부(415)는, 2차 권선(201)과 콘덴서(401)의 직렬 회로에 대하여 병렬로 인덕터(402)를 접속하고, 인덕터(402)와 콘덴서(401)의 접속점에 콘덴서(203)를 접속한다.

도 25는, 상호 인덕턴스 M을 제로로 하여, 부하부(7)측에서 본 2차측만의 임피던스(Z₂)의 주파수에 대한 임피던스 특성(Z)과 위상 특성(Φ)을 도시한다.

도 25에 도시하는 바와 같이, 2차측만의 임피던스(Z₂)의 임피던스 특성(Z)은, 극대값(Z_MAX)을 취하는 주파수(f_MAX)와, 극소값(Z_MIN1)을 취하는 주파수(f_MIN1) 사이에, 기본파 주파수(f₀)를 갖는다. 또한 극소값(Z_MIN1) 이외에, 극소값(Z_MIN2)을 갖는다. 여기서, 기본파 주파수(f₀)에 가장 가까운 주파수(f_MIN1)에 대한 극소값을 Z_MIN1로 한다.

임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 기본파 주파수 성분(f₀)을 사이에 두고, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 25에 도시하는, 점 P1 및 점 P2) 갖고, 당해 2점 P1, P2 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖는다. 또한 당해 위상의 기울기가 발산하는 2점 P1, P2 이외에, 더욱 위상의 기울기가 발산하는 점(도 25에 도시하는, 점 P3)을 갖는다. 혹은, 당해 위상 특성(Φ)이, 기본파 주파수(f₀)의 부근에서 돌아서 복귀되는 특성을 갖는다.

도 25에 도시하는, 임피던스 특성(Z) 또는 위상 특성(Φ)을 갖는 수전 회로부(415)를 비접촉 급전부(10)에 구비하는 경우, 입력 임피던스(Z_in)의 위상 특성은, 도 5를 참조하여, 제1 실시 형태에 나타내는 바와 같은 특성을 갖는다. 이에 의해, 본 제9 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에 있어서, 결합 계수 k가 변동해도 기본파 주파수(f₀)에 대한 입력 임피던스(Z_in)의 위상의 변동 폭은 적고, 당해 위상(Φ₀)의 변동이 억제되며, 결과적으로, 역률을 높은 값으로 유지하여, 효율적으로 전력을 급전할 수 있다.

또한, 본 제9 실시 형태의 콘덴서(401)는 「제5 콘덴서」에, 콘덴서(203)는 「제4 콘덴서」에, 인덕터(402)는 본 발명의 「제3 인덕터」에 상당한다.

또한 제1 내지 9 실시 형태에 나타내는 송전 회로부(100, 311, 312, 313)와 수전 회로부(200, 411, 412, 413, 414, 415)는, 임의로 조합해서 비접촉 급전부(10)로 해도 된다.

(제10 실시 형태)

도 26은, 본 발명의 제10 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 회로부이다. 본 제10 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 인덕턴스의 크기와, 콘덴서(102, 202, 203)의 용량의 크기의 조건을 규정하는 점이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제10 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 26에 도시하는 바와 같이, 1차측에는, 1차 권선(101)과, 당해 1차 권선(101)과 병렬로 접속되어 있는 콘덴서(102)가 설치되어 있다. 2차측에는, 2차 권선(201)과, 당해 2차 권선(201)에 병렬로 접속되어 있는 콘덴서(202)와, 당해 2차 권선(201)과 당해 콘덴서(202)의 병렬 회로에 직렬로 접속되어 있는 콘덴서(203)가 설치되어 있다. 당해 회로는, 도 1에 도시하는 비접촉 급전부(10)에 상당한다. 여기서, 1차 권선(101)의 인덕턴스를 L₁로 하고, 2차 권선(201)의 인덕턴스를 L₂, 콘덴서(102)의 전기 용량을 C_1p, 콘덴서(202)의 전기 용량을 C_2p, 콘덴서(203)의 전기 용량을 C_2s로 한다.

본 제10 실시 형태는, 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 인덕턴스의 크기와, 콘덴서(102, 202, 203)의 용량의 크기의 조건을 규정하고, 기본파 주파수(f₀)를 1차측의 임피던스(Z₁)의 공진 주파수(f₁) 부근에 설정하고, 기본파 주파수(f₀)를 2차측의 임피던스(Z₂)의 제1 공진 주파수(f_a)와 제2 공진 주파수(f_b) 사이에 설정한다.

우선, 콘덴서(102)의 전기 용량 C_1p에 대해서, 도 27을 사용해서 설명한다. 도 27은, 도 26의 회로 중, 1차측(송신측)의 회로를 도시한다.

도 27에 도시하는 바와 같이, 1차 권선(101)과 2차 권선(201) 사이의 상호 인덕턴스 M=0으로 한다. 그리고, 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 1차측의 회로에 공급되는 기본파 주파수(f₀)와, 인덕턴스(L₁) 및 전기 용량(C_1p)의 관계가, 수학식 1을 만족하도록, 회로 설계되어 있다.

다음에, 도 27에 도시하는, 1차측의 회로의 임피던스 특성(Z) 및 위상 특성(Φ)을 도 28에 도시한다. 도 28은, 주파수에 대한 1차측의 회로의 임피던스 특성(Z) 및 위상 특성(Φ)을 도시하는 그래프이다.

임피던스(Z₁)의 공진 주파수(f₁)는, 임피던스 특성(Z)의 극대값을 나타내는 주파수 및, 회전하는 위상 특성의 중심점의 주파수에 상당한다. 그 때문에, 기본파 주파수(f₀)가, 공진 주파수(f₁) 부근에 위치결정되는 것이, 도 28에 의해 확인된다. 즉, 기본파 주파수(f₀)를 공진 주파수(f₁)를 부근에 설정하도록 회로 설계함으로써, 수학식 1의 조건이 만족된다.

이에 의해, 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 비접촉 급전부(10)에 대하여 공급되는 전류를 낮게 억제할 수 있어, 효율을 높일 수 있다.

다음에 콘덴서(202)의 전기 용량 C_2p에 대해서, 도 29를 사용해서 설명한다. 도 29는, 도 26의 회로의 2차측(수신측)의 회로 중, 2차 권선(201)과 콘덴서(202)의 병렬 회로를 도시한다.

도 29에 도시하는 바와 같이, 1차 권선(101)과 2차 권선(201) 사이의 상호 인덕턴스=0으로 한다. 그리고, 인덕턴스(L₁) 및 전기 용량(C_1p)과, 인덕턴스(L₂) 및 전기 용량(C_2p)의 관계가, 수학식 2를 만족하도록, 회로 설계되어 있다.

도 26의 회로의 2차측의 회로의 임피던스 특성(Z) 및 위상 특성(Φ)을 도 30에 도시하면서, 수학식 2에 대해서 설명한다. 도 30은, 주파수에 대한 2차측의 회로의 임피던스 특성(Z) 및 위상 특성(Φ)을 도시하는 그래프이다.

도 30에 도시하는 바와 같이, 임피던스(Z₂)의 제2 공진 주파수(f_b)는, 임피던스 특성(Z)의 극대값(Z_MAX)을 나타내는 주파수(f_MAX) 및, 회전하는 위상 특성(Φ)의 중심점의 주파수에 상당한다. 또한 제2 공진 주파수(f_b)는, 인덕턴스(L₂) 및 전기 용량(C_2p)의 공진 회로(도 29를 참조)에 의해 형성되는 공진 주파수이며, 당해 공진 회로와 제2 공진 주파수(f_b) 사이에는, (수학식 3)의 관계가 있다.

그리고, 제2 공진 주파수(f_b)가 기본파 주파수(f₀)보다 높아지도록, 회로 설계하면, (수학식 4)가 성립한다.

수학식 4에 대하여, 수학식 1 및 수학식 3을 대입함으로써, 수학식 2가 유도된다. 즉, 수학식 4를 만족하도록, 기본파 주파수(f₀)를 제2 공진 주파수(f_b)보다 낮은 주파수로 설정하도록, 회로 설계함으로써, 수학식 2의 조건이 만족된다.

다음에 콘덴서(203)의 전기 용량 C_2s에 대해서, 도 31을 사용해서 설명한다. 도 31은, 도 26의 회로의 2차측(수신측)의 회로로서, 2차 권선(201)과 콘덴서(202)의 병렬 회로와 당해 병렬 회로에 콘덴서(203)를 직렬 접속한 콘덴서(203)를 갖는 회로를 도시한다.

도 31에 도시하는 바와 같이, 1차 권선(101)과 2차 권선(201) 사이의 상호 인덕턴스=0로 한다. 그리고, 인덕턴스(L₁) 및 전기 용량(C_1p)과, 인덕턴스(L₂), 전기 용량(C_2p) 및 전기 용량(C_2s)의 관계가 수학식 5를 만족하도록, 회로 설계되어 있다.

도 31의 회로의 2차측의 회로의 임피던스 특성(Z) 및 위상 특성(Φ)을 도 30에 도시하면서, 수학식 5에 대해서 설명한다.

도 30에 도시하는 바와 같이, 2차측만의 임피던스(Z₂)의 제1 공진 주파수(f_a)는, 임피던스 특성(Z)의 극소값(Z_MIN)을 나타내는 주파수 및, 회전하는 위상 특성(Φ)의 중심점의 주파수에 상당한다. 또한 제1 공진 주파수(f_a)는, 인덕턴스(L₂), 전기 용량(C_2p) 및 전기 용량(C_2s)에 의해 형성되는 공진 회로의 공진 주파수이며, 당해 공진 회로와 제1 공진 주파수(f_a) 사이에는, (수학식 6)의 관계가 있다.

그리고, 제1 공진 주파수(f_a)가 기본파 주파수(f₀)보다 낮아지도록, 회로 설계하면, (수학식 7)이 성립한다.

수학식 7에 대하여, 수학식 1 및 수학식 6을 대입함으로써, 수학식 5가 유도된다. 즉, 수학식 7을 만족하도록, 기본파 주파수(f₀)를 제1 공진 주파수(f_a)보다 높은 주파수로 설정하도록 회로 설계함으로써, 수학식 5의 조건이 만족된다.

그리고, 수학식 2 및 수학식 5로부터, 1차측의 회로 및 2차측의 회로의 각 인덕턴스 L₁, L₂ 및 전기 용량 C_1p, C_2p, C_2s의 관계로서, 수학식 8이 유도된다.

이에 의해, 임피던스(Z₂)의 위상 특성(Φ)은, 위상의 기울기가 발산하는 점을 2점(도 30에 도시하는, 제1 공진 주파수(f_a)와 제2 공진 주파수(f_b)에 상당함.) 갖고, 당해 2점(f_a), (f_b) 사이에서, 주파수축과 평행하게 되는 부분을 갖고, 기본파 주파수 성분(f₀)이 제1 공진 주파수(f_a)와 제2 공진 주파수(f_b) 사이에 있는 특성을 갖는다. 그 결과, 1차측으로부터 2차측에 공급되는 전력의 효율이 향상한다.

다음에, 도 26에 도시하는 비접촉 급전부(10)의 회로에 있어서, 고주파 교류 전원 회로(6)의 출력측에서 본 임피던스 특성(Z_in)에 대해서 설명한다.

도 32는, 도 26의 회로의 등가 회로를 도시한다.

그리고, 도 32에 도시하는 회로에 기초하여, 고주파 교류 전원 회로(6)의 출력측에서 본 임피던스 특성(Z_in)을 라플라스 변환하여, 수학식 9에 표시한다.

도 33은, 임피던스 특성(Z_in)의 극 궤적을 도시한다. 도 33은, 수학식 9의 극 중, 회로 특성에 영향이 큰 2개의 대표 특성근, 즉, 허축 Im(Imaginary) 측에 가장 가까운 극1 및 허축 Im 측에 2번째로 가까운 극2를 도시한다. 1차 권선(101)과 2차 권선(201)의 결합 계수 k를 0 부근으로부터 증가시키면, 극1 및 극2는, 도 33에 도시하는 바와 같은 궤적을 그린다. 즉, 극1은, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 허축 Im으로부터 멀어지고, 극2는, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 극1에 근접하는 특성을 나타낸다.

즉, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 극1은 허축 Im으로부터 멀어지지만, 극2가 극1에 근접하기 때문에, 서로의 극1 및 극2에 의해 영향을 서로 상쇄하고, 결과적으로, 효율 저하를 억제하고 있는 것이라고 생각된다. 즉, 대표 특성근의 2개의 극(극1과 극2)이 결합 계수 k의 변화에 수반하여 서로 역방향의 궤적을 그린다.

한편, 도 26 또는 도 32에 도시하는 회로에 있어서, 수학식 1 및 수학식 8을 만족하지 않도록, 회로의 인덕턴스 L₁, L₂ 및 전기 용량 C_1p, C_2p, C_2s를 설정하면서, 고주파 교류 전원 회로(6)의 출력측에서 본 임피던스 특성(Z_in)을 도시하면, 도 34와 같이 표시된다. 도 34는, 수학식 1 및 수학식 8을 만족하지 않는 회로 조건 하에서, 복소 평면에 있어서의 임피던스 특성(Z_in)의 극 궤적을 도시한다.

도 34에 도시하는 바와 같이, 허축 Im측에 가장 가까운 극1은, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 허축 Im으로부터 벗어나지 않고, 허축 Im측에 2번째로 가까운 극2는, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 허축 Im에 근접하지 않는다. 또한, 극1 및 극2는, 도 33과 비교하여, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 서로 멀어진 위치에서 궤적을 그리기 때문에(극2는 대표 특성근으로 되지 않음), 서로 영향을 미치지 않는다. 때문에, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 지배근이 허축 Im으로부터 멀어지게 되기 때문에, 효율이 떨어지게 된다.

즉, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 허축 Im으로부터 멀어지는 극1이 존재하는 경우(도 33)에, 본 제10 실시 형태의 회로에서는, 허축 Im으로부터 멀어지는 극1과 허축 Im에 근접하는 극2가 존재하고(대표 특성근의 2개의 극(극1과 극2)이 결합 계수 k의 변화에 수반하여 서로 역방향의 궤적), 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 지배근이 극1로부터 극2로 교체된다. 그 때문에, 본 제10 실시 형태는, 결합 계수 k가 증가한 경우에, 허축 Im의 부근에 지배근이 존재하는 특성을 갖는다. 그 결과로서, 결합 계수 k의 변화에 수반하는 효율의 변화를 억제할 수 있다.

다음에, 고주파 교류 전원 회로(6)의 출력측에서 본 임피던스 특성(Z_in) 및 위상 특성(Φ_in)에 대해서 설명한다. 도 35a는, 본 제10 실시 형태의 비접촉 급전부(10)에 있어서의 임피던스 특성(Z_in)을 도시하고, 도 35b는 위상 특성(Φ_in)을 도시한다. 또한 도 35a 및 도 35b는, 결합 계수 k의 변화에 수반하는, 임피던스 특성(Z_in)·위상 특성(Φ_in) 각각의 특성의 변화를 도시한다.

도 35b에 도시하는 바와 같이, 본 제10 실시 형태는, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 기본파 주파수(f₀)의 부근을 중심으로, 위상이 도는 특성을 갖는다. 그 때문에, 결합 계수 k가 변화되어도, 기본파 주파수(f₀)에 대한 위상이 0도 부근의 값을 취하기 때문에, 역률의 저하를 억제할 수 있다.

상기(특히 도 26)와 같이, 본 제10 실시 형태는, 1차측에 1차 권선(101)과 콘덴서(102)를 병렬로 접속하고, 2차측에 2차 권선(201)과 콘덴서(202)의 병렬 회로 및 당해 병렬 회로에 직렬로 접속되는 콘덴서(203)를 접속하는, 비접촉 급전부(10)에 있어서, 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 비접촉 급전부(10)에 공급되는 교류 전력의 기본파 주파수(f₀)를, 1차측만의 임피던스(Z₁)의 공진 주파수(f1)의 부근에 설정하고, 또한, 2차측만의 임피던스(Z₂)의 제1 공진 주파수(f_a)와 임피던스(Z₂)의 제2 공진 주파수(f_b) 사이에 설정한다. 이에 의해, 결합 계수 k의 변화에 수반하여, 기본파 주파수(f₀)의 부근에 있어서, 위상의 변동을 억제하여, 효율의 저하를 억제할 수 있다.

또한 본 제10 실시 형태는, 상기 회로에 있어서, (수학식 1) 및 (수학식 8)의 조건을 만족하도록 회로 설계를 행한다. 이에 의해, 결합 계수 k의 변화에 수반하여, 기본파 주파수(f₀)의 부근에 있어서, 위상의 변동을 억제하여, 효율의 저하를 억제할 수 있다.

또한 본 제10 실시 형태는, 상기 회로에 있어서, 입력 임피던스 특성(Z_in)을 복소 평면으로 나타낸 경우에, 결합 계수 k의 증가에 수반하여, 허축 Im에 가장 가까운 극1은 허축 Im으로부터 멀어지고, 또한, 허축 Im에 2번째로 가까운 극2는 극1에 근접한다(도 33). 이에 의해, 결합 계수 k의 변화에 수반하여, 기본파 주파수(f₀)의 부근에 있어서, 위상의 변동을 억제하여, 효율의 저하를 억제할 수 있다.

또한, 본 제10 실시 형태의 극1은 본 발명의 「제1 극」에 상당하고, 극2는 「제2 극」에 상당한다.

(제11 실시 형태)

도 36은, 본 발명의 제11 실시 형태에 따른 비접촉 급전 장치(20)를 도시하는 전기 회로도이다. 본 제11 실시 형태에서는 상술한 제1 실시 형태에 대하여, 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 비접촉 급전부(10)에의 출력 전압 파형이 상이하다. 이 이외의 구성은 상술한 제1 실시 형태와 동일하기 때문에, 제1 실시 형태의 기재를 본 제11 실시 형태에서 적절하게 원용한다.

도 36에 도시하는 바와 같이, 제11 실시 형태의 비접촉 급전 장치(20)에는, 트랜지스터(스위칭 소자)(63a 내지 63d)의 스위칭을 제어하기 위한 제어부(8)가 설치된다. 제어부(8)에는, 주파수 제어부(81), 전압 지령 설정부(82) 및 전압 지령 연산부(83)가 설치된다.

다음에, 제어부(8)의 상세한 구성을, 도 37을 사용해서 설명한다. 도 37은, 제어부(8)의 블록도를 도시한다. 주파수 제어부(81)는, 주파수 지령 설정부(81a)와 캐리어 설정부(81b)를 갖는다. 주파수 지령 설정부(81a)는, 전압형 인버터(63)의 출력 전압의 주파수 지령값(f_ref)을 설정하고, 캐리어 설정부(81b)에 주파수 지령값(f_ref)을 송신한다. 캐리어 설정부(81b)는, 주파수 지령값(f_ref)에 기초하여 캐리어의 진폭(V_x)을 형성하고, 삼각파의 캐리어 신호를 형성한다. 캐리어 설정부(81b)에는, 예를 들어 마이크로컴퓨터를 사용한 디지털 제어가 사용되고, 주파수 지령값(f_ref)에 기초하는 클록 카운터에 의해, 진폭(V_x)이 형성된다.

전압 지령 설정부(82)는, 전압 진폭 지령 설정부(82a) 및 스위칭 펄스 설정부(SW 펄스 설정부)(82b)를 갖는다. 전압 진폭 지령 설정부(82a)는, 전압형 인버터(63)의 출력 전압의 진폭 지령값(V_ref)을 설정하고, 스위칭 펄스 설정부(82b)에 진폭 지령값(V_ref)을 송신한다. 전압 진폭 지령 설정부(82a)는, 외부로부터 주어지는 전력 지령값(P_ref)에 기초하여, 진폭 지령값(V_ref)을 결정한다. 스위칭 펄스 설정부(82b)는, 캐리어 설정부(81b)로부터 송신되는 캐리어와, 진폭 지령값(V_ref)을 비교하여, 트랜지스터(스위칭 소자)(63a 내지 63d)를 스위칭하는 스위칭 펄스(SW1)를 설정한다.

여기서, 종래는, 스위칭 펄스(SW1)를 전압형 인버터(63)에 입력하고, 전압형 인버터(63)는, 예를 들어 정현파의 공급 전압을 비접촉 급전부(10)에 출력한다. 본 제11 실시 형태에서는, 제어부(8)에 전압 지령 연산부(83)를 설치함으로써, 종래의 정현파의 공급 전압과는 상이한 공급 전압을 비접촉 급전부(10)에 출력한다.

전압 지령 연산부(83)는, 스위칭 펄스 설정부(82b)로부터 송신되는 스위칭 펄스(SW1)에 기초하여, 새로운 스위칭 펄스(SW2)를 설정한다. 새로운 스위칭 펄스(SW2)에 의해, 트랜지스터(스위칭 소자)(63a 내지 63d)가 제어되면, 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 비접촉 급전부(10)에 공급되는 공급 전압(V_in)은, 도 38에 도시하는 바와 같이, 1주기당, 복수의 정전압의 출력 기간 사이에 전압의 출력을 휴지시키거나, 또는, 출력시키지 않는 제1 휴지 기간(t_b1)과, 복수의 부전압의 출력 기간 사이에 전압의 출력을 휴지시키거나, 또는, 출력시키지 않는 제2 휴지 기간(t_b2)을 포함하는 파형이 된다. 도 38은, 시간에 대한 공급 전압(V_in)의 출력 특성을 도시한다. 또한, 이하, 본 제11 실시 형태에서는, 제1 휴지 기간(t_b1) 및 제2 휴지 기간(t_b2)을 동일한 길이의 기간(t_b)으로서 설명하지만, 반드시 동일한 길이로 할 필요는 없다.

이하, 도 39를 참조하여, 제어부(8)의 제어 내용을 설명한다. 도 39는, 캐리어 파형, 스위칭 펄스(SW1), 스위칭 펄스(SW2) 및 공급 전압의 출력 파형을 도시한다. 또한, 도 39에 있어서, 횡축은, 시간축이다.

우선 캐리어 설정부(81b)는, 도 39의 (a)에 도시하는 바와 같이, 진폭(V_x)의 캐리어 신호를 스위칭 펄스 설정부(82b)에 송신한다. 전압 진폭 지령 설정부(82a)는, 도 39의 (a)에 도시하는 바와 같이, 진폭(V_x)에 대하여 진폭 지령값(V_ref)을 설정한다.

다음에, 스위칭 펄스 설정부(82b)는, 이하의 조건에 기초하여, 도 39의 (b)에 도시하는 스위칭 펄스(SW1)를 형성한다.

상기한 조건에 의해, 도 39의 (b)에 도시하는 스위칭 펄스(SW1)가 형성된다.

다음에, 전압 지령 연산부(83)는, 스위칭 펄스(SW1)에 기초하여, 도 39의 (c)에 도시하는 스위칭 펄스(SW2)를 형성한다. 우선, 전압 지령 연산부(83)는, 스위치 S₃의 스위칭 펄스의 1주기분의 주기(T)를 4개의 구간(T_on1, T_on2, T_off1, T_off2)으로 나누고, (수학식 11)의 관계가 성립된다.

그리고, T_on을 트랜지스터(63c)의 온 기간으로 하고, T_off를 트랜지스터(63c)의 오프 기간으로 하고, D를 듀티비로 하면,

이 된다. 듀티비D는 전압 진폭 지령 설정부(82a)에 의해 설정되는 진폭 지령값(V_ref)에 의해 결정되고, 주기T는 주파수 지령 설정부(81a)에 의해 설정되는 주파수 지령값(f_ref)에 의해 결정된다.

다음에, 전압 지령 연산부(83)는, 4개의 구간(T_on1, T_on2, T_off1, T_off2)을, 다시 8개의 구간(a 내지 h)으로 나눈다.

여기서, 휴지 기간 t_b는, 트랜지스터(스위칭 소자)(63a 내지 63d)의 스위칭의 온 및 오프를 제어함으로써, 비접촉 급전부(10)에의 공급 전압을 휴지시키기 위한 기간이며, 주기(T) 및 듀티비(D)에 기초하여, 제어부(8)에 의해 설정된다. 주기(T), 듀티비(D) 및 휴지 기간(t_b)에는, 미리 설정되어 있는 관계를 가지고, 주기(T) 또는 듀티비(D)가 변화되면, 휴지 기간(t_b)도 변화되는 특성을 갖는다. 제어부(8)에는, 미리 주기(T), 듀티비(D) 및 휴지 기간(t_b)의 관계가, 예를 들어 테이블 등에 의해 저장되어 있다.

휴지 기간 t_b의 구간은, 이웃하는 구간의 온 또는 오프와는 반대의 특성을 갖고, 예를 들어, 어떤 휴지 기간 t_b의 구간에 있어서, 스위칭 펄스(SW2)가 온이 되는 경우에, 당해 있는 휴지 기간 t_b의 구간과 이웃하는 구간, 바꾸어 말하면, 전후 구간에 있어서, 스위칭 펄스(SW2)는 오프가 된다.

그리고, 구간 a 내지 h를 순서대로 배열하고, 도 39의 (c)에 도시하는 바와 같은 스위칭 펄스(SW2)를 형성한다. 구간 a 및 구간 c는 오프 기간이기 때문에, 구간 b는 온 기간이 되고, 구간 e 및 구간 g는 온 구간이기 때문에, 구간 f는 오프 기간이 된다.

또한 스위치 S₄의 스위칭 펄스(SW2)는, 상기한 스위치 S₃과 마찬가지로 형성되지만, 스위치 S₃의 스위칭 펄스(SW2)와는 반대의 파형(대칭 파형)이 되어, 반전되어 있다. 스위치 S₁ 및 스위치 S₂의 스위칭 펄스(SW2)는, 스위칭 펄스(SW1)와 마찬가지의 파형이 된다.

이에 의해, 도 39의 (c)에 도시하는 바와 같이, 전압 지령 연산부(83)는, 스위칭 펄스(SW1)에 기초하여 스위칭 펄스(SW2)를 형성한다. 그리고, 당해 스위칭 펄스(SW2)에 의해, 각 트랜지스터(스위칭 소자)(63a 내지 63d)를 동작시켜, 3상 교류 전원(64)으로부터 전력이 공급되면, 고주파 교류 전원 회로(6)는, 도 39의 (d)에 도시하는 바와 같은 전압을 비접촉 급전부(10)에 공급한다. 즉, 본 제11 실시 형태의 고주파 교류 전원 회로(6)는, 1주기(T)당, 정전압을 출력하는 복수의 기간(구간 a 및 c에 상당)과, 당해 복수의 기간 a, c 사이에 전압의 출력을 휴지하는 기간(구간 b에 상당)과, 부전압을 출력하는 복수의 기간(구간 e 및 g에 상당)과, 당해 복수의 기간 e, g 사이에 전압의 출력을 휴지하는 기간(구간 f에 상당)을 포함하는 공급 전압을, 비접촉 급전부(10)의 1차측의 회로에 대하여 출력한다.

다음에 제어부(8)의 제어 수순에 대해서 도 40을 사용해서 설명한다. 도 40은, 제어부(8)의 제어 수순을 도시하는 흐름도이다.

스텝 Step1에서, 제어부(8)는, 전력 지령값(P_ref)에 기초하여, 듀티비(D) 또는 주기(T)의 변경이 있는지의 여부를 판정한다. 변경된 경우(도 40에서 Yes)에는, 스텝 Step2로 진행하고, 변경되어 있지 않은 경우(도 40에서 No)에는, 스텝 Step8로 진행한다. 또한 듀티비(D) 및 주기(T)에는, 초기값이 미리 설정되어 있고, 도 40의 플로우를 최초에 행하는 경우에는, 스텝 Step2로 진행한다. 2회째 이후의 플로우에 있어서는, 스텝 Step1에서, 초기값 또는 전회의 플로우 시의 듀티비(D) 및 주기(T)와 비교하여, 판정된다.

스텝 Step2에서, 스위칭 펄스 설정부(82b)는, 스위칭 펄스(SW1)를 설정한다.

스텝 Step3에서, 전압 지령 연산부(83)는, (수학식 11)에 기초하여, 스위치 S₃의 스위칭 펄스(SW1)를 4구간(T_on1, T_on2, T_off1, T_off2)으로 분할한다.

스텝 Step4에서, 제어부(8)는, 듀티비(D) 및 주기(T)에 기초하여, 휴지 기간(t_b)을 설정한다.

스텝 Step5에서, 전압 지령 연산부(83)는, 스위치 S₃의 스위칭 펄스(SW1)를 8구간(a 내지 h)으로 분할한다.

스텝 Step6에서, 스텝 Step5에 의해 분할된 8구간(a 내지 h)에 기초하여, 전압 지령 연산부(83)는, 스위치 S₃의 스위칭 펄스(SW2)를 설정한다. 또한 전압 지령 연산부(83)는, 스위치 S₃의 스위칭 펄스(SW2)를 반전시킴으로써, 스위치 S₄의 스위칭 펄스(SW2)를 설정한다.

스텝 Step7에서, 전압 지령 연산부(83)는, 스위치 S₁ 내지 스위치 S₄의 스위칭 펄스(SW2)를 설정한다.

그리고, 스텝 Step8에서, 전압 지령 연산부(83)는, 스위칭 펄스(SW2)를 각각의 트랜지스터(스위칭 소자)(63a 내지 63d)에 출력한다.

다음에, 도 36에 도시하는 비접촉 급전부(10)의 회로에 있어서, 본 제11 실시 형태와는 달리 휴지 기간(t_b)을 설정하지 않는 펄스를 공급 전압으로 하는 경우(이하, 실시예 1이라고 칭함.)와, 본 제11 실시 형태와 같은 공급 전압으로 하는 경우(이하, 실시예 2라고 칭함.)를 비교하면서, EMI(Electro-Magnetic-Interference) 레벨과 효율에 대해서 설명한다. 도 41은, 실시예 1에 있어서, 시간에 대한 공급 전압 및 전류의 특성을 도시하고, 도 42는, 실시예 2에 있어서, 시간에 대한 공급 전압 및 전류의 특성을 도시한다.

구체적으로는, 실시예 1에 대해서, 도 41에 도시하는 바와 같이, 통상의 펄스 전압(Vs)이 비접촉 급전부(10)에 공급되면, 출력 전류(Is)가 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 비접촉 급전부(10)에 흐른다. 한편, 실시예 2에 대해서, 도 42에 도시하는 바와 같이, 휴지 기간(t_b)을 갖는 펄스 전압(Vt)이 비접촉 급전부(10)에 공급되면, 출력 전류(It)가 고주파 교류 전원 회로(6)로부터 비접촉 급전부(10)에 흐른다. 단, 실시예 2는, 휴지 기간(t_b)을 설정함으로써, 실시예 1과 에너지의 총합이 바뀌지 않도록 한다. 실시예 2의 공급 전압의 적분값의 합(V₁+V₂)을, 실시예 1의 공급 전압의 적분값(V)과 동일하게 한다.

실시예 2는, 실시예 1과 달리, 휴지 기간(t_b)을 설정함으로써, 상승해 있던 출력 전류(It)가 일단 낮아지거나, 또는, 낮아져 있던 출력 전류(It)가 일단 상승하는, 전류 특성을 갖는다. 또한, 휴지 기간(t_b)에 있어서, 출력 전류(It)가 일단 낮아지거나, 또는, 일단 상승하는 것에 의해, 전류의 피크값이 억제되고 있다. 또한, 출력 전류(It)의 기울기(dIt/dt)도 작아져 있다.

다음에, EMI(Electro-Magnetic-Interference) 레벨에 대해서, 도 43 및 도 44를 사용해서 설명한다. 도 43 및 도 44는, 실시예 1의 출력 전류(Is) 및 실시예 2의 출력 전류(It)를 각각 FFT(고속 푸리에 변환:Fast Fourier Transform) 해석한 것으로서, 주파수에 대한 EMI 레벨의 특성을 도시한다. 또한 횡축의 좌측 단부는, 기본파 주파수(f₀)의 기본파 주파수 성분에 상당한다.

여기서 EMI 레벨에 대해서 설명한다. 실시예 1의 출력 전류(Is) 또는 실시예 2의 출력 전류(It)가 고주파 교류 전원 회로(6)와 비접촉 급전부(10)를 접속하는 배선에 흐르는 경우에, 당해 배선이 안테나와 같이 작용하기 때문에, 노이즈가 배선 외부로 누설될 가능성이 있다. 그리고, 노이즈는, EMI에 상당하고, 기본파 주파수 성분에 대하여 정수배의 차수의 주파수(바꾸어 말하면, 기본파 주파수 성분보다도 고주파 성분)에 있어서 발생한다. 그리고, EMI 레벨, 즉 노이즈의 크기는, 출력 전류의 기울기(dI/dt)의 크기에 의존한다.

실시예 1의 EMI 레벨의 피크값(도 43의 A 부분에 상당)과, 실시예 2의 EMI 레벨의 피크값(도 44의 B 부분에 상당)을 비교하면, 실시예 2 쪽이, EMI 레벨의 피크값을 억제하고 있는 것을 확인할 수 있다. 즉, 실시예 2는, 실시예 1에 비해, 휴지 기간(t_b)을 설정함으로써, 출력 전류(It)의 기울기(dIt/dt)를 작게 할 수 있기 때문에, EMI 레벨을 억제할 수 있다. 그리고, 실시예 2와 같이, EMI 레벨을 억제할 수 있다는 것은, 배선 외부에의 누설을 방지하게 되고, 또한 실시예 2는 출력 전류(It)를 작게 하고 있기 때문에, 정상 손실도 억제된다.

상기와 같이 실시예 2(본 제11 실시 형태)는, 복수의 정전압의 출력 기간(구간a, c)과, 당해 복수의 정전압의 출력 기간(구간 a, c) 사이에 설정되는 휴지 기간(t_b)(구간 b)과, 복수의 부전압의 출력 기간(구간 e, g)과, 당해 복수의 부전압의 출력 기간(구간 e, g) 사이에 설정되는 휴지 기간(t_b)(구간 f)을 포함하는 공급 전압을, 적어도 1차 권선(101)에 공급한다. 이에 의해, EMI 레벨을 억제하면서, 효율을 좋게 할 수 있다.

다음에, 실시예 1과 실시예 2의 인버터 손실 및 효율에 대해서, 도 45 및 도 46을 사용해서 설명한다. 도 45는, 실시예 1과 실시예 2의 각각의 인버터 손실을 도시하는 그래프이며, 도 46은, 실시예 1과 실시예 2에 있어서, 결합 계수 k에 대한 효율의 특성을 도시한다.

도 45에 도시하는 바와 같이, 실시예 1에 대하여 실시예 2는, 상기와 같이, 정상 손실을 억제할 수 있다. 한편, 실시예 2는, 도 39의 (c)·도 39의 (d)에서 기재하는 바와 같이, 휴지 기간(t_b)을 설정함으로써, 트랜지스터(63c) 및 트랜지스터(63d)의 1주기(T)당의 스위칭의 횟수가 증가하기 때문에, 실시예 1에 비해 스위칭 손실이 증가한다. 그 때문에, 전체의 손실은, 실시예 1 및 실시예 2를 비교하여, 큰 차는 없다. 그러나, 상기와 같이, 정상 손실에 기여하는 EMI 레벨은, 회로 외부에의 노이즈 누설에 의해 영향을 미친다. 그 때문에, EMI 레벨이 큰 경우에는, 노이즈 대책을 별도로 설치하는 경우가 있고, 결과적으로, 비용이 증가하고, 또한 회로 스페이스를 여분으로 설치하게 된다. 그 때문에, 인버터 손실이 동일하면, 실시예 2와 같이, 정상 손실을 보다 억제하는 쪽이 바람직하다.

실시예 2의 출력 전류 It(도 42 참조)는, 실시예 1의 출력 전류 Is(도 41 참조)보다도 작게 하지만(Is>It), 도 46에 도시하는 바와 같이 효율은 저하하고 있지 않다. 따라서, 실시예 1에 대하여, 실시예 2는, 효율을 유지하면서, 정상 손실을 억제할 수 있다.

다음에, 1주기(T)당 휴지 기간(t_b)을 설정하는 횟수에 대해서 설명한다. 도 36에 도시하는 비접촉 급전부(10)의 회로에 있어서, 반주기(T/2)당 휴지 기간(t_b)을 1회 설정하는 실시예 2와는 달리 반주기(T/2)당 휴지 기간(t_b)을 2회 설정하는 경우(이하, 실시예 3이라고 칭함)와, 실시예 2를 비교한다.

도 47에 도시하는 바와 같이, 실시예 3에서는, 반주기(T/2)당 2회의 휴지 기간(t_b)을 설정함으로써, 출력 전류(I_u) 피크값이 저감한다. 도 47은, 실시예 3에 있어서, 시간에 대한 공급 전압 및 전류의 특성을 도시한다.

도 48을 사용하여, 실시예 2 및 실시예 3의 인버터 손실에 대해서 설명한다. 도 48은, 실시예 2 및 실시예 3의 인버터 손실을 도시하는 그래프이다. 도 48에 도시하는 바와 같이, 실시예 3(도 47 참조)은, 실시예에 2(도 42 참조)에 대하여, 출력 전류(I)가 작기(Iu<It) 때문에, 정상 손실은 감소하지만, 감소폭은 얼마 안 된다. 또한, 실시예 3에서는, 트랜지스터(63c 및 63d)의 온·오프의 횟수의 증가에 의해, 스위칭 손실이 증가한다. 그리고, 스위칭 손실의 증가 폭은, 정상 손실의 감소폭보다 커지기 때문에, 인버터 손실 전체적으로는, 실시예 2보다 실시예 3 쪽이 커지게 된다. 즉, 반주기(T/2)당의 휴지 기간(t_b)을 2회 이상으로 한 경우(실시예 3), 1회의 경우(실시예 2)와 비교해서, 출력 전류(I)의 피크값의 억제 효과가 작고, 한편, 스위칭 횟수가 증가하게 되기 때문에, 토털로서 인버터 손실이 증가한다.

또한, 반주기(T/2) 당의 휴지 기간(t_b)을 3회 이상으로 한 경우에는, 휴지 기간(t_b)을 2회 설정하는 경우와 마찬가지로, EMI 레벨의 억제 효과는 작고, 보다 스위칭 손실이 커지고, 결과적으로, 인버터 손실이 커진다.

상기와 같이, 실시예 2(본 제11 실시 형태)는, 1주기(T)당 휴지 기간(t_b)을, 정전압 및 부전압의 출력 기간에, 각각 1회만 설정한다. 이에 의해, EMI 레벨을 감소시키고, EMI 대책을 경감시키면서, 효율을 좋게 할 수 있다.

다음에, 휴지 기간(t_b)에 대해서, 도 49 및 도 50을 사용해서 설명한다. 도 49는, 듀티비(D), 주기(T) 및 휴지 기간(t_b)에 대한 EMI(Electro-Magnetic-Interference) 레벨의 최대값의 특성을 도시하고, 도 50은, 듀티비(D), 주기(T) 및 휴지 기간(t_b)에 대한 효율을 도시한다.

본 제11 실시 형태에 있어서, 듀티비(D)를 고정값(D1)으로 고정하면서, 주기 T를 주기(T1), 주기(T2) 및 주기(T3)로 해서, 휴지 기간(t_b)을 변화시키면서, EMI 레벨의 최대값(도 49를 참조)을 취하였다. 또한 주기(T)를 고정값(T1)으로 고정하면서, 듀티비(D)를 듀티비(D2) 및 듀티비(D3)로 해서, 휴지 기간(t_b)을 변화시키면서, EMI 레벨의 최대값을 취하였다. 휴지 기간(t_b)에 대하여, 듀티비(D) 및 주기(T)는 고정값이며, 도 49에 도시하는 바와 같이, (t_b·D)/T를 횡축에 취하고, EMI 레벨의 최대값을 종축으로 한다. 또한 도 49에 있어서, 주기(T1) 및 듀티비(D1)를 그래프 I에 나타내고, 주기(T2) 및 듀티비(D1)를 그래프 II에, 주기(T3) 및 듀티비(D1)를 그래프 III에, 주기(T1) 및 듀티비(D2)를 그래프 IV에, 주기(T1) 및 듀티비(D3)를 그래프 V에 나타낸다.

또한 도 50에 도시하는 바와 같이, 도 49와 마찬가지로, 듀티비(D)를 고정값(D1)에 하고 주기(T)를 고정값(T1)으로 하면서, 그래프 I 내지 그래프 V까지, (t_b·D)/T에 대한 효율의 특성을 취하였다. 또한, 도 49 및 도 50에 도시하는 특성은, 휴지 기간 t_b를 이산적인 복수의 값으로 취하고, 그 근사 곡선으로 나타내고 있다.

도 49 및 도 50에 도시하는 바와 같이, 듀티비(D)를 고정값(D1)으로 고정시키고 주기(T)를 변동시키는 경우(그래프 I 내지 그래프 III에 상당)도, 주기(T)를 고정값(T1)으로 고정시키고 듀티비(D)를 변동시키는 경우(그래프 IV 내지 그래프 V에 상당)도, (수학식 14)의 조건을 만족할 때에, EMI 레벨의 최대값은 가장 낮아지고, 효율은 가장 높아진다.

상기와 같이 본 제11 실시 형태는, 주기(T)와, 휴지 기간(t_b) 및 듀티비(D)은, (수학식 14)의 조건을 만족한다. 이에 의해, EMI 레벨의 최대값을 감소시키면서, 효율을 좋게 할 수 있다.

또한, (수학식 14)의 관계식은, 완전하게 동일하게 할 필요는 없고, 휴지 기간(t_b)이, 0.015·T/D의 부근에 있으면 된다.

또한 본 제11 실시 형태에서는 스위치 S₃의 스위칭 펄스(SW1)를 분할하고, 스위치 S₁ 내지 스위치 S₄의 스위칭 펄스(SW2)를 설정하지만, 스위치 S₁, 스위치 S₂ 또는 스위치 S₄의 스위칭 펄스(SW1)를 분할해도 된다.

또한 본 제11 실시 형태에서는, 정전압의 출력 기간에 있어서의 제1 휴지 기간(t_b1)과 부전압의 출력 기간에 있어서의 제2 휴지 기간(t_b2)을 동일한 길이의 휴지 기간(t_b)으로 하지만, 반드시 동일한 길이로 할 필요는 없다.

또한 본 제11 실시 형태에서는, 반주기(T/2)당 휴지 기간(t_b)을 1회만 설정하는 경우(실시예 2)에 대해서 설명했지만, 반주기(T/2)당 휴지 기간(t_b)을 2회 이상 설정하는 경우(실시예 3)를 제외하는 것은 아니다.

또한 본 제11 실시 형태에서는, 주기(T)와, 휴지 기간(t_b) 및 듀티비(D)의 관계에 대해서, (수학식 14)의 조건을 갖는 것이 좋은 것을 설명했지만, 반드시 (수학식 14)의 조건을 만족할 필요는 없다.

또한, 본 제11 실시 형태의 구간 a 및 구간 c가 본 발명의 「정전압 출력 기간」에 상당하고, 구간 b가 「제1 휴지 기간」에, 구간 e 및 구간 g가 「부전압 출력 기간」에, 구간 f가 「제2 휴지 기간」에 상당한다.

일본 특허 출원 2009-117527(출원일 2009년 5월 14일 )·일본 특허 출원 2010-101755(출원일 2010년 4월 27일)의 전체 내용이 여기에 원용되며, 오역이나 기재 누설로부터 보호된다.

이상, 제1 내지 11 실시 형태에 의해 본 발명의 내용을 기재했지만, 본 발명은 이들 기재에 한정되는 것이 아니고, 다양한 변형 및 개량이 가능한 것은, 당업자에게 자명하다.

<산업상의 이용 가능성>

Claims

교류 전원에 의해 1차 권선으로부터 전력이 공급되는 2차 권선을 구비하고,
상기 1차 권선과 상기 2차 권선의 상호 인덕턴스가 0일 때,
상기 교류 전원의 출력 측에서 본 임피던스가, 상기 교류 전원의 기본파 성분의 주파수의 부근에서 극대값을 갖고,
상기 1차 권선과 상기 2차 권선의 상호 인덕턴스가 0일 때,
상기 2차 권선에 접속된 부하 측에서 본 임피던스가, 상기 기본파 성분의 주파수를 사이에 두고 극대값과 극소값을 갖는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제1항에 있어서,
상기 1차 권선에 병렬로 제1 콘덴서를 접속하고,
상기 2차 권선에 병렬로 제3 콘덴서를 접속함과 함께 직렬로 제4 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제2항에 있어서,
상기 1차 권선 및 상기 제1 콘덴서에 대하여 직렬로 제1 인덕터를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제2항에 있어서,
상기 1차 권선과 상기 제1 콘덴서의 병렬 회로에 대하여 직렬로 제2 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제2항에 있어서,
상기 1차 권선과 상기 제1 콘덴서의 병렬 회로의 일단부에 제1 인덕터를, 타단부에 제2 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제2항에 있어서,
상기 2차 권선과 직렬로 제5 콘덴서를 접속하고, 상기 2차 권선과 상기 제5 콘덴서의 직렬 회로에 대하여 병렬로 제3 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제6항에 있어서,
상기 2차 권선의 일단부와 상기 제5 콘덴서의 접속점과, 상기 2차 권선의 타단부 사이에 제6 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제6항에 있어서,
상기 제5 콘덴서와 상기 제3 콘덴서의 접속점에 제4 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제1항에 있어서,
상기 2차 권선과 직렬로 제2 인덕터를 접속하고, 상기 2차 권선과 상기 제2 인덕터의 직렬 회로에 대하여 병렬로 제3 콘덴서를 접속하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
제1항에 있어서,
제1 콘덴서를 상기 1차 권선에 병렬로 접속하고, 상기 2차 권선과 제3 콘덴서의 병렬 회로에 제4 콘덴서를 직렬로 접속하고,
C_1p=1/(L₁(2πf₀)²) 및
C_2p<(L₁/L₂)C_1p<(C_2s+C_2p)를 만족하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.
C_1p는, 상기 제1 콘덴서의 전기 용량을 나타내고,
L₁은, 상기 1차 권선의 인덕턴스를 나타내고,
f₀은, 상기 기본파 성분의 주파수를 나타내고,
C_2p는, 상기 제3 콘덴서의 전기 용량을 나타내고,
C_2s는, 상기 제4 콘덴서의 전기 용량을 나타내고,
L₂는, 상기 2차 권선의 인덕턴스를 나타낸다.
제1항에 있어서,
제1 콘덴서를 상기 1차 권선에 병렬로 접속하고, 상기 2차 권선과 제3 콘덴서의 병렬 회로에 제4 콘덴서를 직렬로 접속하고,
상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이의 결합 계수가 소정의 값인, 상기 교류 전원의 출력측에서 본 임피던스 특성을 복소 평면으로 나타낸 경우에,
허축에 가장 가까운 제1 극은, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선 사이의 결합 계수의 증가에 수반하여, 허축으로부터 멀어지고,
허축에 2번째로 가까운 제2 극은, 상기 결합 계수의 증가에 수반하여, 상기 제1 극에 근접하는 것을 특징으로 하는 비접촉 급전 장치.