CN103210564B - 非接触馈电装置 - Google Patents

Abstract

非接触馈电装置包括通过交流电源从初级绕组供给电力的次级绕组，Z1对频率的阻抗的绝对值特性，在最靠近交流电源的基波分量的频率取极大值的频率和最靠近基波分量的频率取极小值的频率之间具有基波分量的频率，Z2对频率的阻抗的绝对值特性，在最靠近交流电源的基波分量的频率取极大值的频率和最靠近基波分量的频率取极小值的频率之间具有基波分量的频率。其中，Z1表示从交流电源的输出侧观察的仅初级侧的阻抗，Z2表示从次级绕组所连接的负载侧观察的仅次级侧的阻抗。

Description

非接触馈电装置

技术领域

本发明涉及非接触馈电装置。

背景技术

作为基于电磁感应的相互感应作用，从初级侧对移动体中设置的次级侧，存在空隙并一面以非接触方式靠近对应位置一面供给电力的非接触馈电装置，已知在初级侧的馈电电路中，在并联的各线圈中分别配置用于谐振调谐的串联电容器，电容器并联地分别连接到各线圈的装置(专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2010-40699号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，在以往的非接触馈电装置中，以初级侧线圈和次级侧线圈之间的耦合系数是固定的为前提来设定电容器等，所以在该耦合系数变化的情况下，有馈电效率降低的问题。

因此，本发明提供在耦合状态变化的条件下，也抑制馈电效率降低的非接触馈电装置。

用于解决课题的方案

本发明通过在从交流电源的输出侧观察的仅初级侧的阻抗的特性中，在最靠近交流电源的基波分量的频率取极大值的频率和最靠近基波分量的频率取极小值的频率之间具有基波分量的频率，在从连接到次级绕组的负载侧观察的仅次级侧的阻抗的特性中，在最靠近交流电源的基波分量的频率取极大值的频率和最靠近基波分量的频率取极小值的频率之间具有基波分量的频率，从而解决上述课题。

发明效果

根据本发明，在耦合系数在规定的范围内变化的情况下，输入阻抗的绝对值对基波分量的频率的特性成为在规定的阻抗值附近变动的特性，输入阻抗的相位特性对基波分量的频率成为在规定的相位附近变动的特性，所以在耦合状态变化的条件下，也可以抑制从交流电源侧的输出侧观察的输入阻抗的变化，作为其结果，可以抑制馈电效率的降低。

附图说明

图1是本例的非接触馈电装置的电路图。

图2a是图1的初级绕组和次级绕组呈现对置的状态的平面图及立体图。

图2b是图1的初级绕组和次级绕组呈现对置的状态的平面图及立体图，是表示在X轴方向上偏移的情况的图。

图3是表示耦合系数的变化对图2a、2b所示的X轴方向(Y轴方向)和Z轴方向的次级绕组201的曲线图。

图4是表示耦合系数对图1的初级绕组和次级绕组之间的距离的特性的曲线图。

图5a是表示以往的非接触馈电装置中的、输入阻抗特性对耦合系数的曲线图。

图5b是表示以往的非接触馈电装置中的、输入阻抗的绝对值对等效负载电阻的特性的曲线图。

图5c是表示以往的非接触馈电装置中的、功率因数对耦合系数的特性的曲线图。

图6是表示图1的初级侧的等效电路的电路图。

图7a是图1的非接触馈电单元的电路图中初级侧电路的电路图。

图7b是图1的非接触馈电单元的电路图中次级侧电路的电路图。

图8a是表示图7a的电路中的阻抗特性对频率的曲线图。

图8b是表示图7b的电路中的阻抗特性对频率的曲线图。

图9a是表示图1的非接触馈电装置中的、输入阻抗的绝对值对耦合系数的特性的曲线图。

图9b是表示图1的非接触馈电装置中的、输入阻抗的相位特性对耦合系数的曲线图。

图10a是表示图1的非接触馈电单元和负载单元的等效电路的电路图。

图10b是表示复数平面的、图1的非接触馈电单元的输入阻抗(Z_in)的极点(pole)和零点的图。

图10c是表示复数平面的、图1的非接触馈电单元的输入阻抗(Z_in)的极点和零点的图。

图11a是表示图7a的电路中的、阻抗绝对值的特性对频率的曲线图。

图11b是表示图7a的电路中的、阻抗绝对值的特性对频率的曲线图。

图11c是表示图1的非接触馈电单元中的、阻抗绝对值的特性对频率的曲线图。

图12a是表示图1的高频交流电源单元中的、输出电压的特性对输出电流的曲线图。

图12b是表示图1的高频交流电源单元中的、输出电压的特性对输出电流的曲线图。

图13a是表示图1的非接触馈电单元中的、输入阻抗的绝对值对耦合系数的特性的曲线图。

图13b是表示图1的非接触馈电单元中的、输入阻抗的绝对值的特性对等效负载电阻的曲线图。

图13c是表示图1的非接触馈电单元中的、功率因数对耦合系数的特性的曲线图。

图14的(a)是表示图1的非接触馈电装置中的、输出功率(P_out)的特性对耦合系数(k)的曲线图，(b)是表示在图1的非接触馈电装置中，满足规定的电力条件的耦合系数(k)的范围的曲线图。

图15是表示图1的非接触馈电单元中的、效率对耦合系数的特性的曲线图。

图16是本发明的另一实施方式的非接触馈电装置的非接触馈电单元的电路图。

图17是表示图16的电路内初级侧的电路中的、输入阻抗的绝对值对频率的特性的曲线图。

图18是发明的另一实施方式的非接触馈电装置的非接触馈电单元的电路图。

图19是表示图18的电路内初级侧的电路中的、输入阻抗的绝对值对频率的特性的曲线图。

标号说明

11...正极

6...高频交流电源单元

61...整流器

61a～61f...二极管

62...平滑电容器

63...电压型逆变器

63a～63d...开关元件

64...三相交流电源

7...负载单元

71...整流器单元

71a～71d...二极管

72...负载

5...非接触馈电单元

3...输电电路单元

101...初级绕组

102、103...电容器

104...线圈

4...受电电路单元

201...次级绕组

202、203...电容器

701...等效负载电阻

具体实施方式

以下，基于附图说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

作为本发明实施方式的非接触电源电路装置的一例，说明与电动汽车等的车辆用电池及电力负载一起使用的非接触馈电装置。

图1表示非接触馈电装置的电路图。本实施方式的非接触馈电装置包括：高频交流电源单元6；进行从高频交流电源单元6输出的电力的非接触馈电的非接触馈电单元5；以及由非接触馈电单元供给电力的负载单元7。

高频交流电源单元6包括：三相交流电源64；连接到三相交流电源64，将三相交流整流为直流的整流器61；以及通过平滑电容器62连接到整流器61，将整流后的电流反变换为高频电力的电压型逆变器63。整流器61将二极管61a和二极管61b、二极管61c和二极管61d、以及二极管61e和二极管61f三并联地连接，在各自的中间连接点上连接三相交流电源64的输出。电压型逆变器63将在MOSFET的功率晶体管等上反并联连接二极管的开关元件63a和同样的开关元件63b的串联电路及同样的开关元件63c和开关元件63d的串联电路并联连接，通过平滑电容器62，连接到整流器61。而且，开关元件63a和开关元件63b之间的中间连接点及开关元件63c和开关元件63d之间的中间连接点分别连接到非接触馈电单元5的初级侧即输电电路单元3。电压型逆变器63对非接触馈电单元5供给数k～100kHz左右的交流电力。

这里，从高频交流电源单元6输出到非接触馈电单元5的输出波形是周期性变化的波形，将该输出波形的频率设为f₀。此外，在该输出波形中含有失真的情况下(或输出波形例如为矩形波的情况)，含有失真的波形的周期函数具有的基本正弦波的频率为频率(f₀)。以下，在本发明中，将这些频率进行统称，称为高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)。再有，高频交流电源单元6不一定为图1所示的电路，也可以是其他电路。

非接触馈电单元5具有作为变压器的输入侧的输电电路3和作为变压器的输出侧的受电电路单元4。输电电路3有初级绕组101、串联连接到初级绕组101的电容器102、以及并联连接到初级绕组101的电容器103，受电电路单元4有次级绕组201、与次级绕组201并联连接的电容器202、以及与次级绕组201串联连接的电容器203。

负载单元7有将通过非接触馈电单元5供给的交流电力整流为直流的整流单元71、以及连接到整流单元71的负载72。整流单元71将二极管71a和二极管71b、以及二极管71c和二极管71d并联连接，在各自的中间连接点上连接受电电路单元4的输出。而且，将整流单元71的输出连接到负载72。

接着，用图2a、图2b、图3及图4，说明在车辆和停车场中配有图1所示的非接触电源电路装置的情况下，初级绕组101和次级绕组201的耦合系数(k)。

本例中，例如在车辆中配备包括次级绕组201的受电电路单元4及负载单元7，在作为地面侧例如停车场中配备包含初级绕组101的输电电路3及高频交流电源单元6。电动汽车的情况下，负载72例如对应于二次电池。次级绕组201例如配备于车辆的底盘上。而且，车辆的驾驶员在该停车场停车，以使该次级绕组201例如在初级绕组101的上面，电力从初级绕组101供给到次级绕组201，负载72所包含的二次电池被充电。

图2a及图2b是表示初级绕组101及次级绕组201对置的状态的平面图a)、立体图b)、c)。在图2a及图2b中，X轴及Y轴表示初级绕组101及次级绕组201的平面方向，Z轴表示高度方向。再有，为了本说明，初级绕组101及次级绕组201都设为相同的圆形形状，但本例不一定为圆形，此外，不一定使初级绕组101和次级绕组201为同一形状。

此时，如图2a所示，在平面方向即X轴、Y轴方向上，车辆停车在停车场，以使次级绕组201重合在初级绕组101上即可，如图2b所示，初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置有时因驾驶员的技能而在平面方向上会偏离。此外，车辆的高度因车辆的种类或载重量而不同，所以初级绕组101和次级绕组201的高度方向Z的距离也因车高而不同。

在从高频交流电源6供给到初级绕组101的电力(power)为固定的情况下，由次级绕组201受电的电力的效率，在次级绕组201重合于初级绕组101的状态(相当于图2a的状态)下最高，在次级绕组201的中心点远离初级绕组101的中心点时降低。

图3表示对图2a、2b所示的X轴方向(Y轴方向)和Z轴方向的次级绕组201的耦合系数的变化。如图3所示，在初级绕组101的中央和次级绕组201的中央一致的情况下，初级绕组101和次级绕组201中间的漏磁通变少，图3的X轴的值相当于零，耦合系数k变大。另一方面，相对于图2a，如图2b所示，初级绕组101和次级绕组201的位置在X轴方向上偏离时，漏磁通多，如图3所示，耦合系数k变小。此外，初级绕组101和次级绕组201的Z轴(高度)方向的偏差变大时，耦合系数k变小。

图4是表示耦合系数对初级绕组101和次级绕组201之间的距离(L)的特性的曲线图。其中，距离(L)由式(1)表示。

$L=\sqrt{X^2+Z^2}---\left(1\right)$

如图4所示，距离(L)大时，漏磁通多，所以耦合系数(k)小。

可是，在以往的非接触馈电装置中，使耦合系数为固定值，进行非接触的馈电部分的电路设计。因此，如上述，在馈电部分的线圈间的相对的位置偏离，耦合系数(k)变化的情况下，从交流电源的输出侧观察到的包含非接触的线圈的馈电电路的输入阻抗极大地变化。这里，用图5a说明以往的非接触馈电装置中的、阻抗特性对耦合系数(k)的变化。图5a是表示以往的非接触馈电装置中的、输入阻抗的绝对值对耦合系数(k)的特性的曲线图。再有，输入阻抗是从交流电源的输出侧观察的阻抗，是交流电源的基波分量的频率中的阻抗。曲线a表示在特开2010-40699号所公开的电路中，为以规定的耦合系数进行调谐而设计了电容器的电路(以下，称为以往电路a)的特性，曲线b表示在特开2007-534289号所公开的电路中，为以规定的耦合系数进行调谐而设计了电容器的电路(以下，称为以往电路b)的特性。

如图5a的曲线a所示，在以往电路a中，在耦合系数小的情况下，输入阻抗的绝对值变高，随着耦合系数增大，输入阻抗的绝对值变低。此外，如曲线b所示，在以往电路b中，在耦合系数小的情况下，输入阻抗的绝对值变高，随着耦合系数变大，输入阻抗的绝对值变小。即，以作为非接触的馈电部分的线圈的耦合系数是固定的为前提，以往电路a及以往电路b被电路设计，所以耦合系数变化时，馈电电路的输入阻抗极大地变化。再有，曲线c表示交流电源的阻抗的绝对值，细节后面论述。

如图5b的曲线a所示，在以往电路a中，在等效负载电阻小的情况下，输入阻抗的绝对值变高，随着等效负载电阻变大，输入阻抗的绝对值变低。此外，如曲线b所示，在以往电路b中，在等效负载电阻小的情况下，阻抗的绝对值变高，随着等效负载电阻变大，阻抗的绝对值变小。即，在以往电路a及以往电路b中，等效负载电阻变化时，馈电电路的输入阻抗的绝对值极大地变化。再有，曲线c表示交流电源的阻抗的绝对值，细节后面论述。

下面，使用图5c，说明在以往电路a及以往电路b中，伴随耦合系数的变化的功率因数的变化。图5c是表示以往电路a及b中的、对耦合系数(k)的功率因数的特性。再有，关于功率因数(cosθ)，是从交流电源输入到馈电电路的输入电压和输入电流之间的相位差(θ)的余弦值。如图5c的曲线a所示，在以往电路a中，在耦合系数大的情况下，功率因数变高，耦合系数变小时，功率因数变低。另一方面，如图5c的曲线b所示，在以往电路b中，对于耦合系数的变化，功率因数以高的状态推移。

下面，使用图6，说明交流电源的阻抗(Zc)和包含非接触的线圈的馈电电路的输入阻抗(Z_in-c)之间的关系。图6是非接触馈电装置的初级侧的等效电路的电路图。交流电源601是设置在非接触馈电装置的初级侧的交流电源，对于初级侧的线圈供给交流电力。Vc表示交流电源601的交流电压，Ic表示从交流电源601输出的交流电流。阻抗602是包含非接触的线圈的馈电电路的输入阻抗(Z_in-c)。交流电源601的额定值预先确定，例如假定交流电源601的最大电压为300[V]，最大电流为30[A]，最大电力为9[kW]。

而且，说明阻抗602的输入阻抗(Z_in-c)为1[Ω]的情况。在阻抗602上施加交流电源的最大电压即300[V]时，在阻抗602即馈电电路中，流过300[A]的电流。但是，由于交流电源601的最大电流变为30[A]，所以该馈电电路中流过的电流变为30[A]，该馈电电路的电压变为30[V]。因此，供给到阻抗602即馈电电路的电力变为900[W]，不能将交流电源601的最大电力供给到馈电电路。

此外，说明阻抗602的输入阻抗(Z_in-c)为100[Ω]的情况。在阻抗602上施加交流电源的最大电压即300[V]时，在阻抗602即馈电电路中，流过3[A]的电流。交流电源601的最大电流为30[A]，但由于输入阻抗(Z_in-c)高，所以馈电电路中流过的电流为3[A]。而且，馈电电路的电压变为300[V]。因此，供给到阻抗602即馈电电路的电力为900[W]，不能将交流电源601的最大电力供给到馈电电路。

此外，说明阻抗602的输入阻抗(Z_in-c)为10[Ω]的情况。在阻抗602上施加交流电源的最大电压即300[V]时，在阻抗602即馈电电路中，流过30[A]的电流，变为流过交流电源601的最大电流。因此，供给到阻抗602即馈电电路的电力为900[W]，能够将交流电源601的最大电力供给到馈电电路。

即，对于交流电源601的阻抗，在阻抗602的输入阻抗(Z_in-c)变化的情况下，不能将交流电源601的最大电力高效率地供给到馈电电路。而且，如图5a所示，以往电路a及b的输入阻抗对于交流电源的阻抗(参照曲线c)极大地变化，所以不能将交流电源601的最大电力高效率地供给到馈电电路。

此外，如后述那样，在从馈电电路对于负载供给电力的情况下，为了防止电力的损耗，必须以较高的值维持功率因数(cosθ)。如图5c所示，在以往电路a中，在耦合系数变化的情况下，由于功率因数减少，所以在将以往电路a作为馈电电路的非接触馈电装置中，对负载供给的电力的损耗恶化。

因此，在本例的非接触馈电装置中，为了使从高频交流电源电路6的输出侧观察的仅初级侧的阻抗的特性及从连接到次级绕组201的负载单元7侧观察的仅次级侧的阻抗特性为以下所示的特性，通过设定初级绕组101和次级绕组201之间的电感大小和电容器102、103、202、203的电容量的大小的条件，在耦合状态变化的条件下，抑制从高频交流电源电路6的输出侧观察的输入阻抗的变化，此外，使输入阻抗的相位在零附近。

首先，说明本例的非接触馈电装置中的、阻抗(Z₁)及阻抗(Z₂)。如图7a所示，阻抗(Z₁)是在图1所示的电路中，使耦合系数为零，从高频交流电源6侧(输电侧)观察的仅初级侧的阻抗。如图7b所示，阻抗(Z₂)是在图1所示的电路中，使耦合系数为零，从负载单元7侧(受电侧)观察的仅次级侧的阻抗。图7a是用于说明阻抗(Z₁)的电路图，表示非接触馈电电路5的仅初级侧的电路，图7b是用于说明阻抗(Z₂)的电路图，表示非接触馈电电路5的仅次级侧的电路。

再有，如图7a及图7b所示，将电容器102的电容量设为C_1s，将电容器103的电容量设为C_1p，将初级绕组101的电感设为L₁，将电容器202的电容量设为C_2p，将电容器203的电容量设为C_2s，将次级绕组201的电感设为L₂。

在本例的非接触馈电装置中，阻抗(Z₁)及阻抗(Z₂)的绝对值的特性分别具有图8a及图8b所示的特性。图8a是表示阻抗(Z₁)的绝对值对频率的特性及相位特性(φ)的曲线图，图8b是表示阻抗(Z₂)的绝对值对频率的特性及相位特性(φ)的曲线图。

即，如图8a所示，阻抗(Z₁)的绝对值的特性，在取极小值(Z_MIN)的频率(f_1A)和取极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)之间具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)。频率(f_1A)是阻抗(Z₁)的谐振频率中的、最接近频率(f₀)的频率，频率(f_1B)是阻抗(Z₁)的谐振频率中的、最接近频率(f₀)的频率。而频率(f_1B)高于频率(f_1A)。换句话说，阻抗(Z₁)的特性是，通过极小值(Z_MIN)的频率(f_1A)和极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)而夹着频率(f₀)的特性。

如图8b所示，阻抗(Z₂)的绝对值的特性，在取极小值(Z_MIN)的频率(f_2A)和取极大值(Z_MAX)的频率(f_2B)之间具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)。频率(f_2A)是阻抗(Z₂)的谐振频率中的、最接近频率(f₀)的频率，频率(f_2B)是阻抗(Z₂)的谐振频率中的、最接近频率(f₀)的频率。而频率(f_2B)高于频率(f_2A)。换句话说，阻抗(Z₂)的特性是，通过极小值(Z_MIN)的频率(f_2A)和极大值(Z_MAX)的频率(f_2B)而夹着频率(f₀)的特性。

下面，说明本例中的电容器102、103、202、203的电容量、初级绕组101及次级绕组201的电感。

根据图7a所示的电路，阻抗(Z₁)的谐振频率(f_1A)及谐振频率(f_1B)分别由式(2)及式(3)表示。

$f_{1A}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_1(C_{1s}+C_{1p})}}---\left(2\right)$

$f_{1B}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_1{C}_{1p}}}---\left(3\right)$

而且，如图8a所示，在由式(2)和式(3)表示的频率(f_1A)及频率(f_1B)中，f_1A＜f₀＜f_1B的关系成立。该关系相当于由L₁和C_1p形成的谐振系统的谐振频率(f_1B)高于频率(f₀)，由L₁和(C_1p+C_1s)形成的谐振系统的谐振频率(f_1A)低于频率(f₀)。

根据图7b所示的电路，阻抗(Z₂)的谐振频率(f_2A)及谐振频率(f_2B)分别由式(4)及式(5)表示。

$f_{2A}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_2(C_{2s}+C_{2p})}}---\left(4\right)$

$f_{2B}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_2{C}_{2p}}}---\left(5\right)$

而且，如图8b所示，在由式(4)和式(5)表示的频率(f_2A)及频率(f_2B)中，f_2A＜f₀＜f_2B的关系成立。该关系相当于由L₂和C_2p形成的谐振系统的谐振频率(f_2B)高于频率(f₀)，由L₂和(C_2p+C_2s)形成的谐振系统的谐振频率(f_2A)低于频率(f₀)。

即，对于高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)，为了满足f_1A＜f₀＜f_1B及f_2A＜f₀＜f_2B，通过设定电感(L₁)、电容量(C_1p)、电容量(C_1s)、电感(L₂)、电容量(C_2p)、电容量(C_2s)，可以具有图8所示的、阻抗(Z₁)的特性及阻抗(Z₂)的特性。

而且，在本例中，各谐振频率(f_1A、f_1B、f_2A、f_2B)和高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)满足用以下的式(6)表示的条件。

f_1A≤f_2A＜f₀＜f_2B≤f_1B(6)

即，从频率(f_1A)到频率(f_1B)的频带包含在从频率(f_2A)到频率(f_2B)的频带之中。

下面，使用图9a及图9b，说明本例的非接触馈电装置的输入阻抗(Z_in)的绝对值的特性及相位特性(φ)。图9a表示对频率的输入阻抗(Z_in)的绝对值的特性，图9b表示对频率的输入阻抗(Z_in)相位特性(φ)。k₁～k₄表示耦合系数，k₁表示最小的耦合系数，k₄表示最大的耦合系数。输入阻抗(Z_in)表示从高频交流电源电路6的输出侧观察的非接触馈电单元5的输入阻抗。

如图9a所示，耦合系数(k)在从k₁到k₄的范围内变化的情况下，对高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)的、输入阻抗(Z_in)的绝对值成为绝对值(|Z_{in_s}|)。即，在耦合系数(k)因次级绕组201对初级绕组101的相对位置偏离而在从k₁到k₄的范围内变化的情况下，输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)取固定的值，或者输入阻抗绝对值(|Z_{in_s}|)在变化小的范围内变化，所以对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的变化被抑制。由此，在本例中，阻抗(Z₁)及阻抗(Z₂)具有图7a及图7b所示的特性，因而在耦合系数变化的情况下，可以抑制对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的绝对值的变化。再有，耦合系数(k)在从k₁到k₄的范围内变化的情况下，对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的绝对值，如图9a所示，绝对值(|Z_{in_s}|)不必一定为固定值，在绝对值(|Z_{in_s}|)附近的值变化即可。

此外，如图9b所示，耦合系数(k)在从k₁到k₄的范围内变化的情况下，对高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)的、输入阻抗(Z_in)的相位在零附近变化。对于耦合系数的变化，对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的相位在零附近变化时，可以维持功率因数接近1的状态，所以可以抑制非接触馈电单元5中的电力损耗，可以高效率地对负载单元7供给电力。

下面，使用图10a～图10c，说明输入阻抗(Z_in)的极点和零点的轨迹。图10a表示非接触馈电单元5及负载单元7的等效电路，图10b表示使耦合系数(k)变化的情况下的、输入阻抗(Z_in)的极点和零点的轨迹，图10c表示使等效负载电阻(R)变化的情况下的、输入阻抗(Z_in)的极点和零点的轨迹。

将负载单元7置换为等效负载电阻701(R)时，非接触馈电单元5及负载单元7的等效电路由图10a的电路表示。在等效负载电阻701(R)中，包含负载72所包含的电池(未图示)的电阻，该电池的电阻值因电池的充电状态(SOC：StateofCharge)而变化。因此，等效负载电阻701(R)的电阻值常常不是固定值，根据电池等的状态而变化。基于图10a所示的等效电路，将从高频交流电源电路6的输出侧观察的输入阻抗特性(Z_in)用拉普拉斯算子(s)表示时，根据式(7)表示。

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{\mathrm{\α}(M^2-L_1{L}_2)C_{2p}{C}_{2s}{\mathrm{Rs}}^5+\mathrm{\α\β}{M}^2{s}^4-C_{2s}(L_2{C}_{2p}+L_1\mathrm{\α})R{s}^3-L_1\mathrm{\α}{s}^2-R{C}_{2s}s-1}{C_{1s}{C}_{1p}{C}_{2p}{C}_{2s}(M^2-L_1{L}_2)R{s}^6+C_{1s}{C}_{1p}\mathrm{\β}{M}^2{s}^5-C_{1s}{C}_{2s}(L_1{C}_{1p}+L_2{C}_{2p})R{s}^4-L_1{C}_{1s}{C}_{1p}{S}^3-C_{1s}{C}_{2s}R{s}^2-C_{1s}s}$

其中α＝C_1s+C_1p、β＝C_2s+C_2p、

通过将式(7)所示的Z_in进行对电路特性影响大的代表根近似，由式(8)表示。

$Z_{\mathrm{in}}\≅A\frac{|s-{\mathrm{\γ}}_1||s-{\mathrm{\γ}}_2|}{s|s-{\mathrm{\λ}}_1||s-{\mathrm{\λ}}_2|}---\left(8\right)$

其中，A表示电路参数构成的系数，λ₁、λ₂表示极点，γ₁、γ₂表示零点。

而且，在使耦合系数(k)从零附近起增加时，极点和零点描绘图10b所示的轨迹。其中，图10b所示的极点1表示在式(8)的极点之中最接近虚轴侧的值的极点(但是不包含零)，极点2表示在式(8)的极点之中第二接近虚轴侧的值的极点，零点表示在式(8)的零点之中最接近虚轴侧的值的零点。此外，虚线的箭头表示使耦合系数(k)离散地增加的情况下的、极点1、极点2和零点的轨迹的方向。如图10b所示，极点1和零点随着耦合系数(k)的增加，不断远离虚轴，并且描绘以虚线作为边界的对称的轨迹。该虚线表示将驱动点取虚值的直线，驱动点(点的虚值)是与基波分量的频率对应的值(2πf₀)。即，极点1和零点随着耦合系数(k)的增加，取对于虚轴上的虚值(2πf₀)对称的轨迹。由此，在使耦合系数(k)变化的情况下，从驱动点到各极点1的距离与从驱动点到对应该各极点1的零点的距离相等，所以可以抑制伴随耦合系数(k)的变化的输入阻抗特性(Z_in)的变化。

另外，极点2随着耦合系数(k)的增加，取靠近极点1或虚轴的轨迹。即，在本例中，随着耦合系数(k)的增加，存在远离虚轴的极点1和靠近虚轴的极点2，极点1和极点2取彼此反向的轨迹。根据这样的特性，可以抑制伴随耦合系数(k)的变化的相位的变动，所以可以维持功率因数，并防止电力的损耗。

在使等效负载电阻(R)从零附近起增加时，极点和零点描绘图10c所示的轨迹。其中，图10c所示的极点1表示在式(8)的极点之中最接近虚轴侧的值的极点(但是不包含零)，极点2表示在式(8)的极点之中第二接近虚轴侧的值的极点，零点表示在式(8)的零点之中最接近虚轴侧的值的零点。此外，虚线的箭头表示使等效负载电阻(R)离散地增加的情况下的、极点1、极点2和零点的轨迹的方向。如图10c所示，极点1和零点随着耦合系数(k)的增加，不断远离虚轴，并且描绘以虚线作为边界的对称的轨迹。该虚线表示将驱动点取虚值的直线，驱动点(点的虚值)是与基波分量的频率对应的值(2πf₀)。即，极点1和零点随着等效负载电阻(R)的增加，取对于虚轴上的虚值(2πf₀)对称的轨迹。由此，在使等效负载电阻(R)变化的情况下，从驱动点到各极点1的距离与从驱动点到对应该各极点1的零点的距离相等，所以可以抑制伴随耦合系数(k)的变化的输入阻抗特性(Z_in)的变化。

另外，极点2随着耦合系数(k)的增加，取靠近极点1或虚轴的轨迹。即，在本例中，随着耦合系数(k)的增加，存在远离虚轴的极点1和靠近虚轴的极点2，极点1和极点2取彼此反向的轨迹。根据这样的特性，可以抑制伴随等效负载电阻(R)的变化的相位的变动，所以可以维持功率因数，并防止电力的损耗。

下面，说明有关输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)的设定方法。首先，使用图11a～图11c说明阻抗(Z₁)的绝对值的特性和绝对值(|Z_{in_s}|)之间的关系。图11a及图11b表示对频率的阻抗(Z₁)的特性。图11c表示对耦合系数的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)的特性。

如图11a所示，将从极小值(Z_MIN)的频率(f_1A)到极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)的频带设为F₁(＝f₂-f₁)，如图11b所示，将从极小值(Z_MIN)的频率(f_2A)到极大值(Z_MAX)的频率(f_2B)的频带设为F₂(＝f₂-f₁)时，频带(F₁)窄于频带(F₂)。再有，频率(f_1A)和频率(f_1B)分别以式(2)和式(3)表示。而且，将频带设定为F₁，使耦合系数(k)变化时，输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)成为图11c的曲线x所示的特性。此外，将频带设定为F₂，使耦合系数(k)变化时，输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)成为图11c的曲线y所示的特性。即，将Z_in的极大值的频率和极小值的频率之间的频带变窄时，输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)变高，将该频带变宽时，输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)变低。因此，本例中，可以根据Z_in的极大值的频率和极小值的频率之间的频带，设定对频率(f₀)的输入阻抗(|Z_{in_s}|)。

使用图12a及图12b说明有关输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)和高频交流电源单元6的阻抗之间的关系。图12a及图12b表示高频交流电源单元6的输出电流-输出电压特性，作为一例，图12a表示输出电压对于输出电流为固定的情况下的特性，图12b表示输出电压对于输出电流变化的情况下的特性。再有，高频交流电源单元6的输出电流-输出电压特性根据高频交流电源单元6所包含的逆变器或冷却器(未图示)等的特性来确定。此外，图12a及图12b的虚线所示的曲线表示恒定电力线(constantpowerline)，在该恒定电力线上为相同的电力值。

如图12a所示，在输出电压对于输出电流为固定的情况下，高频交流电源单元6可供给的最大电力是由最大电压(V_MAX)和最大电流(I_MAX)之积求得的电力。如使用图6说明的那样，为了从高频交流电源单元6供给最大电力，需要对于交流电源601的阻抗，调整高频交流电源电路6的输入阻抗。在图12a的例子中，高频交流电源单元6的阻抗(Z_M)根据最大电压(V_MAX)和最大电流(I_MAX)而为V_MAX/I_MAX。而且，通过将对高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)的输入阻抗(|Z_{in_s}|)与高频交流电源单元6的阻抗(Z_M)相等，可以从高频交流电源单元6将最大电力供给到非接触馈电单元5。

如图12b所示，在输出电压对于输出电流变化的情况下，高频交流电源单元6可供给的最大电力相当于最高的恒定电力线与电流-电压特性的交点的电力。高频交流电源单元6的阻抗(Z_p)根据相当于该交点的电压(V_p)及电流(I_p)而为V_p/I_p。而且，通过将对高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)的输入阻抗(|Z_{in_s}|)与高频交流电源单元6的阻抗(Z_p)相等，可以从高频交流电源单元6将最大电力供给到非接触馈电单元5。

即，在本例中，设定Z_in的极大值的频率和极小值的频率之间的频带，以使输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)与相当于高频交流电源单元6的最大功率的阻抗值相等。由此，可以将高频交流电源单元6可供给的电力高效率地供给到非接触馈电单元5，可以抑制高频交流电源单元6和非接触馈电单元5之间的电力损耗。

而且，如上述，通过设定非接触馈电单元5的电路，本例的非接触馈电单元5的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)的特性，具有图13a和图13b所示的特性。此外，本例的非接触馈电单元5中的功率因数为图13c所示的特性。图13a表示输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)对耦合系数(k)的特性，图13b表示输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)对等效负载电阻(R)的特性，图13c表示功率因数对耦合系数(k)的特性。图13a和图13b的曲线a表示输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)，曲线b表示高频交流电源单元6的阻抗的绝对值。再有，该高频交流电源单元6的阻抗相当于图12a的阻抗(Z_M)及图12b的阻抗(Z_p)。此外，在图13a中，耦合系数(k)至少在包含0.01～0.5的、0.01～0.8的范围内变化。

如图13a所示，对于耦合系数(k)的变化，输入阻抗(Z_in)的绝对值大致是固定的，与高频交流电源单元6的阻抗为同值。即，即使在耦合系数(k)变化的状况下，相对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的绝对值从输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)起也不极大地变化，相对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的绝对值与高频交流电源单元6的阻抗的绝对值相等，所以可以抑制从高频交流电源单元6向非接触馈电单元5供给的电力的损耗。

此外，如图13b所示，对于等效负载电阻(R)的变化，输入阻抗(Z_in)的绝对值大致是固定的，与高频交流电源单元6的阻抗为同值。即，即使在等效负载电阻(R)变化的状况下，对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的绝对值从输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)起也不极大地变化，对频率(f₀)的输入阻抗(Z_in)的绝对值与高频交流电源单元6的阻抗的绝对值相等，所以可以抑制从高频交流电源单元6向非接触馈电单元5供给的电力的损耗。

此外，如图13c所示，对于耦合系数(k)的变化，功率因数为接近1的值，并且大致固定地推移。即，即使在耦合系数(k)变化的状况下，功率因数也不极大地变化，功率因数成为接近1的值，所以可以防止电力的馈电效率的下降。

此外，如上述，通过设定非接触馈电单元5的电路，在耦合系数变化的情况下，可以防止从非接触馈电单元5向负载单元7输出的电力(P_out)的下降。这里，以下说明有关向负载单元7输出的输出电力(P_out)。在图1所示的非接触馈电装置中，对负载单元7的输出电力(P_out)，如式(9)所示，由从高频交流电源单元6向非接触馈电单元5供给的供给电力(P_in)和非接触馈电单元5中损耗的电力(P_Loss)来表示。

P_out＝P_in-P_Loss(9)

在非接触馈电单元5中损耗的电力(P_Loss)相比供给电力(P_in)相当小，假定P_in＞＞P_Loss时，输出电力(P_out)近似为与供给电力(P_in)大致相等。此外，将从高频交流电源单元6输入到非接触馈电单元5的输入电压及输入电流设为V_in及I_in时，供给电力(P_in)由从高频交流电源单元6的输出侧观察的非接触馈电单元5的输入阻抗(Z_in)、输入电压(V_in)和输入电流(I_in)之间的相位差(θ)来表示。因此，式(9)通过式(10)来近似。

$P_{\mathrm{out}}=\frac{{\left|V_{\mathrm{in}}\right|}^2}{\left|Z_{\mathrm{in}}\right|}\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{in}}-P_{\mathrm{Loss}}\≅\frac{\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{in}}}{\left|Z_{\mathrm{in}}\right|}{\left|V_{\mathrm{in}}\right|}^2---\left(10\right)$

即，在将输入电压(V_in)固定的情况下，对于耦合系数的变化，通过以较高的值维持输出电力系数(cosθ_in/|Z_in|)，可以提高对负载单元7的输出电力(P_out)。在本例中，如上述那样，在非接触馈电单元5中，对于耦合系数的变化，使输入阻抗的绝对值(|Z_in-s|)与高频交流电源单元6的阻抗的绝对值相等，并且使频率(f₀)下的输入阻抗的相位在零附近变化。由此，在耦合系数变化的状况下，可以将输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)固定，并且维持较高的功率因数，所以输出电力系数可以用较高的值维持。作为其结果，本例中，即使耦合系数变化，也可以防止电力的馈电效率的下降。

使用图14(a)，说明伴随耦合系数(k)的变化，向负载单元7输出的电力(P_out)的特性。图14(a)是表示输出电力(P_out)对耦合系数(k)的特性的曲线图，曲线a是在非接触馈电单元5中使用了以往电路a的情况的特性，曲线b是在非接触馈电单元5中使用了以往电路b的情况的特性，曲线c是本例的特性。如图14(a)所示，本例的非接触馈电装置，对于耦合系数(k)的变化，在较宽的耦合系数的范围，可以取高于以往电路a及以往电路b的输出电力的输出电力。

这里，在对负载单元7的输出电力(P_out)为阈值电力(P_c)以上的情况下，设定电力条件，作为对于负载72所包含的电池能够供给足够的充电电力。图14(b)是用于说明满足该电力条件的、耦合系数(k)的范围的概念图。在图14(b)中，曲线a表示在以往电路a中满足电力条件的范围，曲线b表示在以往电路b中满足电力条件的范围，曲线c表示本例中满足电力条件的范围。再有，即使低于阈值电力(P_c)的电力供给到负载72的情况，也可以将电池充电，但充电时间有可能变长，所以在本例的电力条件中，低于阈值电力(P_c)的电力设为不满足条件的电力。

如图14(b)所示，在本例中，满足电力条件的耦合系数(k)的范围宽于以往电路a及以往电路b。在以往电路a及以往电路b中，对于耦合系数的变化，频率(f₀)的阻抗极大地变化。而且，频率(f₀)下的阻抗值和高频交流电源单元6的阻抗值的偏差变大时，由高频交流电源单元6的最大电压(额定电压)或最大电流(额定电流)来限制。因此，在以往电路a及以往电路b中，满足电力条件的耦合系数(k)的范围变窄。另一方面，在本例中，对于耦合系数的变化，抑制频率(f₀)下的阻抗绝对值(|Z_{in_s}|)的变化，使频率(f₀)下的阻抗绝对值(|Z_{in_s}|)与高频交流电源单元6的阻抗的绝对值相等。因此，本例中，相比以往电路a及以往电路b，可以增大输出电力(P_out)，可以增宽满足电力条件的耦合系数(k)的范围。

下面，使用图15说明有关电力的效率(η)。图15是表示效率(η)对耦合系数的特性的曲线图，曲线a表示以往电路a的效率，曲线b表示以往电路b的效率，曲线c表示本发明的效率。再有，效率(η)按输出电力(P_out)/供给电力(P_in)×100(％)来计算。如图15所示，对于耦合系数(k)的变化，本例的效率(η)维持80％左右。另一方面，在耦合系数(k)较小的区域，以往电路a及以往电路b的效率(η)低于80％。在以往电路a中，如图5c所示，在耦合系数较低的区域功率因数恶化，所以效率变低。此外，在以往电路b中，如图5a所示，在耦合系数低的区域，输入阻抗值变小，电流增大，但通过交流电源侧的额定电流进行电流限制，所以电流不上升到电流的限制值以上，而输入电压也变低，效率变低。另一方面，在本例中，对于耦合系数的变化，输入阻抗的绝对值以高频交流电源单元的阻抗值来维持，功率因数也被维持，所以本例可以维持较高的效率。

如上述，在本例中，阻抗的绝对值对阻抗(Z₁)的频率的特性，在最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)和最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极小值(Z_MIN)的频率(f_1A)之间，具有频率(f₀)，阻抗的绝对值对阻抗(Z₂)的频率的特性，在最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极大值(Z_MAX)的频率(f_2B)和最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极小值(Z_MIN)的频率(f_2A)之间，具有频率(f₀)。由此，在耦合系数变化的情况下，可以抑制从高频交流电源单元6侧观察的输入阻抗(Z_in)的变化，所以可以防止从高频交流电源单元6向非接触馈电单元5供给的电力的损耗。此外，本例中，即使产生初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置偏离，耦合系数产生变化，也可以防止对非接触馈电单元5的供给电力的损耗。此外，在耦合系数变化的情况下，可以使从高频交流电源单元6侧观察的输入阻抗(Z_in)的相位在零附近变化，所以可以维持较高的功率因数，可以抑制非接触馈电单元5中的电力损耗(电源损耗、绕组损耗)。作为其结果，可以将输电距离延长相当于初级绕组101和次级绕组201之间的距离。

此外，本发明中，设定电容量(C_1s)、电容量(C_1p)、电感(L₁)、电感(L₂)、电容量(C_2p)及电容量(C_2s)，以满足f_1A＜f₀＜f_1B及f_2A＜f₀＜f_2B。由此，在耦合系数变化的情况下，可以抑制从高频交流电源单元6侧观察的输入阻抗(Z_in)的变化，所以可以防止从高频交流电源单元6向非接触馈电单元5供给的电力的损耗。此外，本例中，即使产生初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置偏离，耦合系数产生变化，也可以维持较高的功率因数，所以可以防止对非接触馈电单元5的供给电力的损耗，可以将输电距离延长相当于初级绕组101和次级绕组201之间的距离。

此外，本发明中，设定电容量(C_1s)、电容量(C_1p)、电感(L₁)、电感(L₂)、电容量(C_2p)及电容量(C_2s)，以满足f_1A≤f_2A＜f₀＜f_2B≤f_1B。由此，在耦合系数变化的情况下，可以抑制从高频交流电源单元6侧观察的输入阻抗(Z_in)的变化，所以可以防止从高频交流电源单元6向非接触馈电单元5供给的电力的损耗。此外，本例中，即使产生初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置偏离，耦合系数产生变化，也可以维持较高的功率因数，所以可以防止对非接触馈电单元5的供给电力的损耗，可以将输电距离延长相当于初级绕组101和次级绕组201之间的距离。

此外，本例中，对高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)，根据高频交流电源单元6的阻抗的值来设定。由此，可以使对频率(f₀)的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)与高频交流电源单元6的阻抗的值相等，所以即使耦合系数变化，也可以将高频交流电源单元6的可输出的最大电力供给到非接触馈电单元5。

此外，本例中，在初级绕组101和次级绕组201之间的耦合系数在0.01以上到0.5以下的范围内变化的情况下，对频率(f₀)的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)在高频交流电源单元6的阻抗的值附近变化。由此，本例中，即使耦合系数变化，也可以将高频交流电源单元6的可输出的最大电力供给到非接触馈电单元5。

此外，在本例中，在以复数平面表示从高频交流电源单元6侧观察的非接触馈电单元5的输入阻抗(Z_in)的特性的情况下，随着耦合系数的增加，最靠近虚轴的极点1及零点，取对于虚轴上的、与频率(f₀)对应的值(2πf₀)对称的轨迹，第二靠近虚轴的极点2靠近极点1。由此，在使耦合系数(k)变化的情况下，从表示虚轴上的虚值(2πf₀)的点到极点之间的距离，与从表示虚轴上的虚值(2πf₀)的点到零点之间的距离相等，所以可以抑制随着耦合系数(k)的变化的输入阻抗特性(Z_in)的变化。此外，由于极点1和极点2取彼此反向的轨迹，所以可以抑制相位的变动，可以维持功率因数。作为其结果，在本例中，可以防止电力的损耗。

此外，在本例中，根据高频交流电源单元6的阻抗来设定由式(2)及式(3)分别表示的频率(f_1A)和频率(f_1B)的频率之差。即，设定频率(f_1A)和频率(f_1B)的频率之差，以使对频率(f₀)的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)与高频交流电源单元6的阻抗相等，所以即使耦合系数变化，也可以将高频交流电源单元6的可输出的最大电力供给到非接触馈电单元5。

再有，对于耦合系数(k)的变化，输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)不必一定与固定值相等，在包含该固定值的规定的范围内变化即可。即，如图9a所示，在对于耦合系数(k)的变化，表示了阻抗的绝对值的特性的情况下，与频率(f₀)以外的其他频带比较，抑制了频率(f₀)中的阻抗的绝对值的变化即可。

此外，对频率(f₀)的输入阻抗的绝对值(|Z_{in_s}|)，在变化的耦合系数的范围内的整个范围中，不必与高频交流电源单元6的阻抗值相等，如图13a所示，输入阻抗的绝对值(Z_{in_s})在变化的耦合系数的范围内，呈现为在高频交流电源单元6的阻抗值的附近的特性即可。

此外，在本例中，不必一定满足用式(6)表示的条件，从频率(f_1A)到频率(f_1B)的频带和从频率(f_2A)到频率(f_2B)的频带至少在一部分频带上重叠即可。

再有，本例的电容器102相当于本发明的‘第一电容器’，电容器103相当于本发明的‘第二电容器’，电容器203相当于本发明的‘第三电容器’，电容器202相当于本发明的‘第四电容器’，非接触馈电单元5相当于‘馈电电路’，高频交流电源单元6相当于‘交流电源’，极点1相当于‘第一极点’，极点2相当于‘第二极点’。

《第2实施方式》

图16是本发明的另一实施方式的非接触馈电装置的非接触馈电电路单元5的电路图。在本例中，对于上述第1实施方式来说，不同之处是在非接触馈电电路单元5的输电电路上，连接电容器102的位置不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以引用它的记载。

如图16所示，馈电电路单元5具有初级绕组101、串联连接到初级绕组101的电容器102、并联连接到初级绕组101的电容器103作为输电电路，电容器102连接在电容器103和初级绕组101之间。此外，馈电电路单元5具有次级绕组201、并联连接到次级绕组201的电容器202、以及串联连接到次级绕组201的电容器203作为受电电路。

下面，使用图17说明在图16所示的电路中，使耦合系数为零，从高频交流电源6侧(输电侧)观察的仅初级侧的阻抗(Z₁)。图17表示对频率的阻抗(Z₁)的绝对值的特性及相位特性(φ)。

第1实施方式的阻抗(Z₁)的特性，如图8a所示，对于较低的频率(f_1A)取极小值(Z_MIN)，对于较高的频率(f_1B)取极大值(Z_MAX)。另一方面，本例的阻抗(Z₁)的特性，如图17所示，对于较低的频率(f_1A)取极大值(Z_MAX)，对于较高的频率(f_1B)取极小值(Z_MIN)。

而且，阻抗(Z₁)的绝对值的特性，在取极大值(Z_MAX)的频率(f_1A)和取极小值(Z_MIN)的频率(f_1B)之间具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)。

如上述，本例的非接触馈电单元5的输电侧，如第1实施方式，可以在电容器102和初级绕组101之间的连接点上连接电容器103的一端，也可以如第2实施方式，在电容器103和初级绕组101之间连接电容器102。由此，本例在耦合系数变化的情况下，可以抑制从高频交流电源单元6侧观察的输入阻抗(Z_in)的变化，所以可以防止从高频交流电源单元6对非接触馈电单元5供给的电力的损耗。此外，本例中，即使产生初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置偏离，耦合系数发生变化，但由于维持较高的功率因数，所以可以防止对非接触馈电单元5的供给电力的损耗，可以将输电距离延长相当于初级绕组101和次级绕组201之间的距离。

《第3实施方式》

图18是发明的另一实施方式的非接触馈电装置的非接触馈电电路单元5的电路图。在本例中，对于上述第1实施方式来说，不同之处是在非接触馈电电路单元5的输电电路中具有线圈104。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以引用它的记载。

如图18所示，非接触馈电电路单元5具有初级绕组101、串联连接到初级绕组101的电容器102、并联连接到初级绕组101的电容器103、以及线圈104作为输电电路，初级绕组101和电容器103之间的连接点连接到电容器102的一端，线圈104连接到电容器102的另一端。线圈104作为用于抑制高频交流电源单元6的输出高谐波的斩波线圈而被插入，或者为了防止短路等而被插入。

下面，使用图19说明在图18所示的电路中，使耦合系数为零，从高频交流电源6侧(输电侧)观察的仅初级侧的阻抗(Z₁)。图19表示对频率的阻抗(Z₁)的绝对值的特性。本例中在非接触馈电单元5上连接线圈104，形成由L₁和C_1s+C_1p+L_1s构成的谐振系统，所以相对于第1实施方式的非接触馈电单元5，增加一个谐振频率(f₃)。如图18所示，阻抗(Z₁)的绝对值的特性，在取极小值(Z_MIN-1)的频率(f_1A)和取极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)之间具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)。频率(f_1A)是阻抗(Z₁)的谐振频率中的、对最接近频率(f₀)的极小值的频率，频率(f_1B)是阻抗(Z₁)的谐振频率中的、对最接近频率(f₀)的极大值的频率。此外，阻抗(Z₁)的绝对值的特性，在从频率(f_1A)到频率(f_1B)的频带以外的频带中，具有极小值(Z_MIN-2)的谐振频率(f₃)。换句话说，阻抗(Z₁)的绝对值的特性，在从频率(f_1A)到频率(f_1B)的频带中，具有频率(f₀)，不具有取极小值(Z_MIN-2)的谐振频率(f₃)。

如上述，在本例的非接触馈电单元5的输电侧中，线圈104也可以连接到电容器102，至少阻抗(Z₁)的绝对值的特性在取极小值(Z_MIN-1)的频率(f_1A)和取极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)之间，具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)即可。由此，本例在耦合系数变化的情况下，可以抑制从高频交流电源单元6侧观察的输入阻抗(Z_in)的变化，所以可以防止从高频交流电源单元6对非接触馈电单元5供给的电力的损耗。此外，本例中，即使产生初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置偏离，耦合系数发生变化，但由于维持较高的功率因数，所以可以防止对非接触馈电单元5的供给电力的损耗，可以将输电距离延长相当于初级绕组101和次级绕组201之间的距离。

再有，在本例中，在非接触馈电单元5的输电侧，也可以连接线圈104以外的电路元件，此外，也可以连接多个电路元件，至少阻抗(Z₁)的绝对值的特性在取极小值(Z_MIN-1)的频率(f_1A)和取极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)之间，具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)即可。

此外，在本例中，在非接触馈电单元5的输电侧，对于图16所示的电路，也可以连接其他的电路元件，至少阻抗(Z₁)的绝对值的特性在取极小值(Z_MIN-1)的频率(f_1A)和取极大值(Z_MAX)的频率(f_1B)之间，具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)即可。

此外，在本例中，在非接触馈电单元5的受电侧，也可以连接其他的电路元件，至少阻抗(Z₂)的绝对值的特性在取极小值(Z_MIN)的频率(f_2A)和取极大值(Z_MAX)的频率((f_2B)之间，具有高频交流电源电路6的基波分量的频率(f₀)即可。

本申请要求基于2010年11月12日提交的日本专利申请的特愿2010-253851的优先权，对于承认文献参照引入的指定国，将上述申请中记载的内容通过参照引入本申请中，作为本申请的记载的一部分。

Claims (7)

1.一种非接触馈电装置，包括通过交流电源从初级绕组供给电力的次级绕组，其特征在于，

Z1对频率的阻抗的绝对值特性，在最靠近所述交流电源的基波分量的频率取极大值的频率f_1B和最靠近所述基波分量的频率取极小值的频率之间具有所述基波分量的频率f_1A，

Z2对频率的阻抗的绝对值特性，在最靠近所述交流电源的基波分量的频率取极大值的频率f_2B和最靠近所述基波分量的频率取极小值的频率之间具有所述基波分量的频率f_2A，

其中：

Z1表示将所述初级绕组和所述次级绕组之间的耦合系数设为零的情况下，从所述交流电源的输出侧观察到的仅初级侧的阻抗，

Z2表示将所述初级绕组和所述次级绕组之间的耦合系数设为零的情况下，从所述次级绕组上所连接的负载侧观察到的仅次级侧的阻抗。

2.权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，

将第1电容器串联连接到所述初级绕组，将第2电容器并联连接到所述初级绕组，将第3电容器串联连接到所述次级绕组，将第4电容器并联连接到所述次级绕组，并满足

f_1A<f₀<f_1B及f_2A<f₀<f_2B

其中满足：

$f_{1A}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_1(C_{1s}+C_{1p})}}$

$f_{1B}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_1{C}_{1p}}}$

$f_{2A}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_2(C_{2s}+C_{2p})}}$ 及

$f_{2B}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_2{C}_{2p}}}$

C_1s表示所述第1电容器的电容量，

C_1p表示所述第2电容器的电容量，

L₁表示所述初级绕组的电感，

C_2s表示所述第3电容器的电容量，

C_2p表示所述第4电容器的电容量，

f₀表示所述交流电源的基波分量的频率，

L₂表示所述次级绕组的电感。

3.权利要求2所述的非接触馈电装置，其特征在于，

满足f_1A≤f_2A<f₀<f_2B≤f_1B。

4.权利要求1至3的任何一项所述的非接触馈电装置，其特征在于，

根据所述交流电源的阻抗值设定对所述基波分量的频率的、Z_in的绝对值，

其中：

Z_in表示从所述交流电源的输出侧观察的、包含所述初级绕组和所述次级绕组的馈电电路的输入阻抗。

5.权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，

在所述初级绕组和所述次级绕组的耦合系数在0.01以上到0.5以下的范围内变动的情况下，对所述基波分量的频率的、Z_in的绝对值在所述交流电源的阻抗值附近变动，

其中：

Z_in表示从所述交流电源的输出侧观察的、包含所述初级绕组和所述次级绕组的馈电电路的输入阻抗。

6.权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，

在将第1电容器串联连接到所述初级绕组，将第2电容器并联连接到所述初级绕组，将第3电容器串联连接到所述次级绕组，将第4电容器并联连接到所述次级绕组，将从所述交流电源的输出侧观察的、包含所述初级绕组和所述次级绕组的馈电电路的输入阻抗的特性用复数平面表示的情况下，

最接近虚轴的第一极点和零点随着所述初级绕组和所述次级绕组之间的耦合系数的增加，取虚轴上的、对于与所述基波分量的频率对应的值对称的轨迹，

第二接近虚轴的第二极点随着所述耦合系数的增加，靠近所述第一极点。

7.权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，

将第1电容器串联连接到所述初级绕组，将第2电容器并联连接到所述初级绕组，将第3电容器串联连接到所述次级绕组，将第4电容器并联连接到所述次级绕组，根据所述交流电源的阻抗来设定从交流电源的输出侧观察的、包含所述初级绕组和所述次级绕组的馈电电路的输入阻抗中的、f_1A和f_1B之间的频率差，

其中满足：

$f_{1A}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_1(C_{1s}+C_{1p})}}$ 及

$f_{1B}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_1{C}_{1p}}}$

C_1s表示所述第1电容器的电容量，

C_1p表示所述第2电容器的电容量，

L₁表示所述初级绕组的电感。