CN102422507B - 非接触馈电装置 - Google Patents

非接触馈电装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102422507B
CN102422507B CN201080020304.4A CN201080020304A CN102422507B CN 102422507 B CN102422507 B CN 102422507B CN 201080020304 A CN201080020304 A CN 201080020304A CN 102422507 B CN102422507 B CN 102422507B
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitor
frequency
secondary winding
impedance
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201080020304.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102422507A (zh
Inventor
甲斐敏佑
K.思隆格纳姆柴
皆川裕介
早见泰明
每川研吾
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nissan Motor Co Ltd
Original Assignee
Nissan Motor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nissan Motor Co Ltd filed Critical Nissan Motor Co Ltd
Publication of CN102422507A publication Critical patent/CN102422507A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102422507B publication Critical patent/CN102422507B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/90—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving detection or optimisation of position, e.g. alignment
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/005—Mechanical details of housing or structure aiming to accommodate the power transfer means, e.g. mechanical integration of coils, antennas or transducers into emitting or receiving devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/20—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by the transmission technique; characterised by the transmission medium
    • H04B5/24—Inductive coupling
    • H02J5/005—
    • H02J7/025—
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/70—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes
    • H04B5/79—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes for data transfer in combination with power transfer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Current-Collector Devices For Electrically Propelled Vehicles (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

本发明的非接触馈电装置(20)包括通过交流电源(6)从初级绕组(101)供给电力的次级绕组(201)。Z1的相对频率的阻抗特性(Z)在所述交流电源(6)的基波成分的频率(f0)附近有极大值(ZMAX)，Z2的相对频率的阻抗特性(Z)在最靠近所述基波成分的频率(f0)取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和在最靠近所述基波成分的频率(f0)取极小值(ZMIN)的频率(fMIN)之间有所述基波成分的频率(f0)。Z1表示所述初级绕组(101)和所述次级绕组(201)之间的耦合系数(k)为规定的值(0.3)，从所述交流电源(6)的输出侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z1)，Z2表示所述初级绕组(101)和所述次级绕组(201)之间的所述耦合系数(k)为所述规定的值(0.3)，从连接到所述次级绕组(201)的负载(72)侧观察到的仅次级侧的阻抗(Z2)。

Description

非接触馈电装置
技术领域
本发明涉及非接触馈电装置。
背景技术
已知通过在由交流电源驱动的初级绕组上串联连接电容器，在次级绕组上并联连接电容器，基于规定的表达式设定各个电容器的值，从而与理想的变压器大致等效的非接触馈电装置(专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2007/029438号
发明内容
发明要解决的课题
但是，在以往的非接触馈电装置中，在以初级绕组和次级绕组之间的耦合系数固定为前提下设定电容器等以实现高效率，所以在该耦合系数发生变化的情况下，有变压器的效率变化大的问题。
因此，本发明提供在耦合状态发生变化的条件下，也使变压器的效率的变化小的非接触馈电装置。
用于解决课题的方案
在本发明中，通过Z1的相对频率的阻抗特性在上述交流电源的基波成分(fundamental wave component)的频率附近有极大值，Z2的相对频率的阻抗特性在最靠近上述基波成分的频率取极大值的频率和在最靠近上述基波成分的频率取极小值的频率之间有上述基波成分的频率，从而解决上述课题。
发明效果
根据本发明，按照耦合系数的变动，从交流电源的输出侧观察到的相对频率的阻抗的相位特性以基波频率的附近作为中心旋转地变化，所以在按照耦合系数设定该阻抗的情况下，该阻抗的相位变动的幅度减小，其结果，可以抑制效率的下降。
附图说明
图1是本发明第1实施方式的非接触馈电装置的电路图。
图2a的a～c是图1的初级绕组及次级绕组的平面图及立体图。
图2b的a～c是图1的初级绕组及次级绕组的平面图及立体图。
图3a表示相对次级绕组的平面方向的偏移的互阻抗M的变化。
图3b表示相对次级绕组的高度方向的偏移的互阻抗M的变化。
图4表示在以往的非接触馈电装置中，输入阻抗的相对频率的相位特性。
图5表示在图1的非接触馈电装置中，输入阻抗的相对频率的相位特性。
图6a表示在图1的非接触馈电装置中，仅初级侧的阻抗的相对频率的相位特性。
图6b表示在图1的非接触馈电装置中，仅次级侧的阻抗的相对频率的相位特性。
图7是表示对耦合系数的馈电效率的特性图。
图8是表示相对平面方向的偏移的馈电效率的特性图。
图9是表示对耦合系数的交流电源的输出电流的特性图。
图10是本发明第2实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图11表示在图10的非接触馈电装置中，仅初级侧的阻抗的相对频率的相位特性。
图12是本发明第3实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图13表示在图12的非接触馈电装置中，仅初级侧的阻抗的相对频率的相位特性。
图14是本发明第4实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图15表示在图14的非接触馈电装置中，仅初级侧的阻抗的相对频率的相位特性。
图16是本发明第5实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图17表示在图16的非接触馈电装置中，仅次级侧的阻抗的相对频率的相位特性。
图18是本发明第6实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图19表示在图18的非接触馈电装置中，仅对次级侧的阻抗的频率的相位特性。
图20是本发明第7实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图21表示在图20的非接触馈电装置中，仅对次级侧的阻抗的频率的相位特性。
图22是本发明第8实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图23表示在图22的非接触馈电装置中，仅对次级侧的阻抗的频率的相位特性。
图24是本发明第9实施方式的非接触馈电单元的电路图。
图25表示在图24的非接触馈电装置中，仅对次级侧的阻抗的频率的相位特性。
图26是本发明第10实施方式的非接触馈电装置的电路图。
图27是在图26的非接触馈电单元的电路中初级侧的电路的电路图。
图28是表示图27的电路的阻抗特性及相位特性的曲线。
图29是在图26的非接触馈电单元的电路的次级侧(接收侧)的电路中次级绕组和电容器的并联电路的电路图。
图30是表示图26的非接触馈电单元的次级侧的阻抗特性及相位特性的曲线。
图31是在图26的非接触馈电单元中次级侧的电路的电路图。
图32是图26的非接触馈电单元的等效电路的电路图。
图33表示复数平面中的图26的非接触馈电单元的阻抗特性。
图34表示复数平面中的阻抗特性。
图35a表示图26的非接触馈电单元的阻抗特性。
图35b表示图26的非接触馈电单元的相位特性。
图36是表示本发明第11实施方式的非接触馈电装置的电路图。
图37是图36的控制单元的方框图。
图38表示在图36的非接触馈电单元中对时间的供给电压的输出特性。
图39的(a)～(d)表示在图36的控制单元中的载波波形、开关脉冲及供给电压的输出波形。
图40是表示图36的控制单元的控制步骤的流程图。
图41表示实施例1中的对时间的供给电压及电流的特性。
图42表示实施例2中的对时间的供给电压及电流的特性。
图43表示实施例1中的对频率的EMI(Electro-Magnetic-Interference；电磁干扰)电平的特性。
图44表示实施例2中的对频率的EMI电平的特性。
图45是表示实施例1和实施例2各自的逆变器损耗的曲线。
图46是表示对耦合系数的实施例1及实施例2的效率的特性的曲线图。
图47表示实施例3中的对时间的供给电压及电流的特性。
图48是表示实施例2和实施例3各自的逆变器损耗的曲线。
图49是表示在图36的非接触馈电单元中对占空比、周期及暂停期间的EMI电平的最大值的特性的曲线图。
图50是表示在图36的非接触馈电单元中对占空比、周期及暂停期间的效率的特性的曲线图。
具体实施方式
以下，基于附图说明发明的实施方式。
(第1实施方式)
作为本发明第1实施方式的非接触馈电装置的一例，说明与电动汽车等的车辆用电池及电力负载一起使用的非接触馈电装置20。
图1表示非接触馈电装置20的电路图。本第1实施方式的非接触馈电装置20包括：高频交流电源电路6；进行从高频交流电源电路6输出的电力的非接触馈电的非接触馈电单元10；以及由非接触馈电单元10供给电力的负载7。
高频交流电源电路6包括：三相交流电源64；连接到三相交流电源64并且将三相交流整流为直流的整流器61；通过平滑电容器62连接到整流器61并且将整流电流反变换为高频电力(electric power)的电压型逆变器63。整流器61将二极管61a和二极管61b、二极管61c和二极管61d及二极管61e和二极管61f三并联地连接，在各自的中间连接点上连接三相交流电源64的输出。电压型逆变器63将在MOSFET的功率晶体管(power transistor)等上反向并联地连接二极管的开关元件63a和(与开关元件63a)同样的开关元件63b的串联电路、及(与开关元件63a)同样的开关元件63c和开关元件63d的串联电路并联地连接，通过平滑电容器62连接到整流器61。而且，开关元件63a和开关元件63b之间的中间连接点以及开关元件63c和开关元件63d之间的中间连接点分别连接到作为非接触馈电单元10的初级侧的输电电路单元100。电压型逆变器63对非接触馈电单元10供给数kHz～100kHz左右的交流电力。
非接触馈电单元10包括：作为变压器的输入端的输电电路100；以及作为变压器的输出端的受电电路单元200。输电电路单元100包括：初级绕组101；以及并联地连接到初级绕组101的电容器102。受电电路单元200包括：次级绕组201；并联地连接到次级绕组201的电容器202；以及串联地连接到次级绕组201和电容器202的并联电路的电容器203。
负载单元7包括：将由非接触馈电单元10供给的交流电力整流为直流的整流单元71；以及连接到整流单元71的负载72。整流单元71将二极管71a和二极管71b、以及二极管71c和二极管71d并联地连接，在各自的中间连接点上连接受电电路单元200的输出。而且，将整流单元71的输出连接到负载72。
下面，使用图2及图3，说明在将图1所示的非接触电源电路装置(非接触馈电装置20)配备在车辆和停车场的情况下，初级绕组101和次级绕组201之间的互感M。
本第1实施方式中，将包括次级绕组201的受电电路单元200及负载单元7例如配备在车辆上，将包括初级绕组101的输电电路单元100及高频交流电源电路6例如作为地面侧(ground side)配备在停车场中。在电动汽车的情况下，负载72例如对应于二次电池。次级绕组201例如配备在车辆的底盘上。而且，该次级绕组201位于初级绕组101的上面，车辆的驾驶员在该停车场停车，电力从初级绕组101供给到次级绕组201，负载72中包含的二次电池被充电。
图2a及图2b表示初级绕组101及次级绕组201的平面图和立体图。在图2a及图2b中，X轴及Y轴表示初级绕组101及次级绕组201的平面方向，Z轴表示高度方向。在图2a及图2b中，a)表示初级绕组101及次级绕组201的平面图，b)表示次级绕组201的立体图，c)表示初级绕组101的立体图。再有，为了说明，初级绕组101及次级绕组201都为圆形的同一形状，但本例不需要一定为圆形，此外，不需要使初级绕组101和次级绕组201为同一形状。
如图2a所示，在平面方向的X轴、Y轴方向中，为了次级绕组201与初级绕组101重合，车辆被停车在停车场即可，但因驾驶员的技能，如图2b所示，初级绕组101和次级绕组201之间的相对位置在平面方向中有偏移。此外，车辆的高度因车辆种类而不同，所以初级绕组101和次级绕组201的高度也因车高而不同。
图3a表示相对图2所示的X轴方向的次级绕组201的偏移的互感M的变化，图3b表示相对图2所示的Z轴方向的次级绕组201的偏移的互感M的变化。如图2a所示，在初级绕组101的中央和次级绕组201的中央一致的情况下，初级绕组101和次级绕组201之间的漏磁通(leak magnetic flux)少，相当于图3a的X轴的值为零，互感M或耦合系数k大。另一方面，对于图2a来说，如图2b所示，在初级绕组101和次级绕组201的位置在X轴方向上偏移时，漏磁通多，如图3a所示，互感M或耦合系数k小。此外，初级绕组101和次级绕组201的Z轴(高度)方向的偏移大时，如图3b所示，互感M或耦合系数k小。
可是，在电动牙刷和电动剃须刀等无绳化的的家电制品或用于携带设备的充电的非接触的供电装置等中，初级绕组101和次级绕组201之间没有相对地移动，所以如上述那样，也可以假设互感M不变动。因此，将固定化的互感M作为前提，在特定的耦合系数k之下，将输电电路单元100及受电电路单元200中包含的电容器和电感器进行电路设计，以对受电电路单元200高效率地供给电力。
图4是在上述专利文献1中公开的非接触馈电装置中，通过初级绕组和次级绕组之间的耦合系数k的不同来表示从交流电源的输出侧观察到的输入阻抗(Zin)的相位的图。其中，f0表示交流电源的基波成分的频率(以下，称为基波频率)。作为开关电源，例如在将逆变器的输出连接到输电电路单元100的情况下，基波频率f0依赖于驱动该逆变器的开关元件的开关频率。在本第1实施方式中，基波频率f0依赖于开关元件63a～63d的开关频率。
如图4所示，在耦合系数k为0.1的情况下，在基波频率(f0)附近输入阻抗的相位特性为零，所以供给电力的功率因数为1，可以将电力高效率地供给负载。另一方面，不改变输电电路单元100及受电电路单元200中包含的电容器和电感器的设定，将初级绕组101和次级绕组201之间的位置错开，使耦合系数k变化时，在耦合系数k为0.2的情况下，基波频率(f0)附近的相位极大延迟。因此，供给电力的功率因数下降，电力供给的效率差。而且，使耦合系数k变化，在耦合系数k为0.3的情况下，基波频率(f0)附近的相位进一步极大延迟，供给电力的功率因数下降，电力供给的效率差。
即，如果以耦合系数k为0.1，初级绕组101和次级绕组201的位置输入电力，则高效率地供给电力。但是，初级绕组101和次级绕组201的位置错开而耦合系数k变动时，向次级侧供给的电力显著地减少，效率差。
在本第1实施方式中，初级绕组101和次级绕组201之间的耦合系数k取规定的值的情况下，从高频交流电源电路6侧观察到的非接触馈电单元10的输入阻抗(Zin)的相位特性在高频交流电源电路6的基波成分的频率(f0)附近，且与频率轴平行。如图5所示，在本第1实施方式的非接触馈电装置20中，在耦合系数k为0.3时，在基波频率(f0)附近，输入阻抗(Zin)的相位特性平行于频率轴。此外，换句话说，输入阻抗(Zin)的相位特性具有高低差，在基波频率(f0)附近具有平的特性。此时，输入阻抗(Zin)的相位接近零，所以供给电力的功率因数接近1，非接触馈电单元10将电力高效率地供给到次级侧。再有，‘平行于频率轴’不需要与频率轴严格地平行，包含较少的倾角。
而且，在本第1实施方式的非接触馈电装置20中，在使耦合系数k变动，使耦合系数k为0.2时，输入阻抗(Zin)的相位特性以基波频率(f0)附近为中心旋转地变化，基波频率(f0)附近的相位与耦合系数k为0.3时比较变化不大，仍然接近零。而且，即使使耦合系数k变动，使耦合系数k为0.1，阻抗(Zin)的相位特性也以基波频率(f0)附近为中心旋转的变化，基波频率(f0)附近的相位与耦合系数k为0.2或0.3时比较变化不大，仍然接近零。
此外，就本第1实施方式的该输入阻抗(Zin)的相位特性来说，换句话说，在初级绕组101和次级绕组201之间的耦合系数k取规定的值(在图5中，k＝0.3时)的情况下，非接触馈电单元10的输入阻抗(Zin)的相位特性的极大值(ZMAX)和极小值(ZMIN)之间的差取接近零的值。这里，特别地在极大值(ZMAX)有多个的相位特性的情况下，该极大值(ZMAX)表示相对频率最接近基波频率(f0)的值。此外，极小值(ZMIN)也是同样。在图5中，P1点所示的频率(fMAX)时，相位取极大值(ZMAX)，P2点所示的频率(fMIN)时，相位取极小值(ZMIN)。而且，如图5所示，该极大值(ZMAX)和该极小值(ZMIN)的差取接近零的值。
而且，就本第1实施方式的该输入阻抗(Zin)的相位特性来说，换句话说，在初级绕组101和次级绕组201之间的耦合系数k取规定的值(在图5中，k＝0.3时)的情况下，非接触馈电单元10的输入阻抗(Zin)的相位特性是，拐点在基波频率(f0)的附近，并且该拐点的切线与频率轴平行的特性。在图5中，Q点表示拐点Q，在基波频率(f0)的附近。而且，如图5所示，拐点Q的切线与频率轴平行。再有，与频率轴平行不需要与频率轴严格地平行，包含小的倾角。
于是，通过设计在非接触馈电单元10中包括的电容器和电感器，本第1实施方式的非接触馈电装置20以可变动的耦合系数k中的规定的值，获得上述那样的输入阻抗(Zin)的相位特性。接着，使用图6说明一例用于输入阻抗(Zin)的相位特性具有上述那样的特性的电路。
图6a表示在图1所示的非接触馈电单元10中，从高频交流电源电路6侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z1)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。此外，图6b表示在图1所示的非接触馈电单元10中，从负载单元7侧观察到的仅次级侧阻抗(Z2)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。也可以将互感M作为零而分别计算仅初级侧的阻抗(Z1)及仅次级侧的阻抗(Z2)。
如图6a所示，仅初级侧的阻抗(Z1)的阻抗特性(Z)在基波频率(f0)附近取极大值。此外，仅初级侧的阻抗(Z1)的相位特性(φ)直至基波频率(f0)附近为止都维持约+90度，在基波频率(f0)附近相位的倾角(inclination)发散，从超过基波频率(f0)附近起维持约-90度。
如图6b所示，仅次级侧的阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)在取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和取极小值(ZMIN)的频率(fMIN)之间有基波频率(f0)。这里，特别地在极大值(ZMAX)有多个的相位特性的情况下，该极大值(ZMAX)表示对频率最接近基波频率(f0)的值。此外，极小值(ZMIN)也是同样。仅次级侧的阻抗(Z2)的相位特性(φ)，具有在相位的倾角发散的点上有两点(图6b中所示的P1点及P2点)，在该两点P1、P2之间，有与频率轴平行的部分，并有基波频率(f0)位于该两点P1、P2之间的特性。或者，相位特性(φ)具有在基波频率(f0)附近折回(come back)的特性。
而且，通过将图6a所示的特性的仅次级侧的阻抗(Z1)设定在输电电路单元100中，将图6b所示的特性的仅初级侧的阻抗(Z2)设定在受电电路单元200中，如图5所示，具有上述特性的非接触馈电单元10被设定。
如上所述，在本第1实施方式中，初级绕组101和次级绕组201之间的位置关系发生变动，耦合系数k发生变动，但在某个规定的值(在图5中，k＝0.3)下，输入阻抗(Zin)的相位特性具有在基波频率(f0)附近平行于频率轴的特性。换句话说，在本第1实施方式中，在耦合系数k取该规定的值的情况下，将从高频交流电源电路6侧观察到的非接触馈电单元10的输入阻抗(Zin)的相位特性，在高频交流电源电路6的基波频率(f0)附近设为与频率轴平行。换句话说，在本第1实施方式中，在耦合系数k取该规定的值的情况下，将非接触馈电单元10的输入阻抗(Zin)的相位特性的极大值(ZMAX)和极小值(ZMIN)之间的差设接近零的值。而且，换句话说，在本第1实施方式中，在耦合系数k取该规定的值的情况下，非接触馈电单元10的输入阻抗(Zin)的相位特性是，拐点Q在基波频率(f0)附近，该拐点Q的切线与频率轴平行的特性。
由此，在耦合系数k从该规定的值起变动的情况下，输入阻抗(Zin)的相位特性以取对应于基波频率(f0)的相位(φ0)的点作为中心而旋转地变动，所以相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度小，即使耦合系数k发生变动也可以抑制该相位(φ0)的变动。
此外，在本第1实施方式中，由于耦合系数k为规定的值的输入阻抗(Zin)的相位特性对于基波频率(f0)取零附近的相位，所以可以提高对受电电路单元200供给的电力的效率，此外，在将耦合系数k从该规定的值起变动的情况下，可以维持高效率，并且供给电力。
而且，在本第1实施方式中，耦合系数k为规定的值的输入阻抗(Zin)的相位特性具有对于该规定的值使耦合系数k在一定的范围内变化时，相对基波频率(f0)的相位以零附近的值变动的特性。由此，即使将耦合系数k从规定的值起在一定的范围内变动，本第1实施方式也可以维持高的功率因数，所以作为结果，对于耦合系数k的变动，可以维持高效率，并且可以供给电力。
再有，例如在使耦合系数k变动而供给的电力的效率发生变动时，通过预先设定相当于该效率的容许范围内的耦合系数k来决定一定的范围。根据使用的初级绕组101、次级绕组201的性能、作为负载72的二次电池的额定电力等，适当设定该容许范围。
以下，使用图7～图10说明与以往的非接触馈电装置相比，本实施方式1的非接触馈电装置20因上述阻抗特性(Z)或相位特性(φ)而可以维持高的馈电效率的方面等。
图7表示本发明的本第1实施方式的非接触馈电装置20和以往的非接触馈电装置中的相对耦合系数k的馈电电力的效率。这里，图7中所示的效率(％)表示从非接触馈电单元10输出的输出功率与输入到非接触馈电单元10的输入功率的比例。再有，频率是输入侧连接的交流电源的基波频率。
以往的非接触馈电装置将重点放在馈电效率，以高的耦合系数k为前提，为了提高功率因数而将非接触馈电单元中包含的电感器和电容器进行电路设计。因此，在该高的耦合系数k下，效率高。但是，如图7所示，在耦合系数k缓慢地减小时，效率急剧地变差。
另一方面，在本发明的本第1实施方式的非接触馈电装置20中，在耦合系数k减小时，与以往例比较，可以维持效率高的状态。此外，本第1实施方式可以用小的耦合系数k实现高效率。
此外，图8表示将初级绕组101和次级绕组201的相对位置在图2b或图3a所示的X轴方向上偏移时的效率的变化。再有，该效率与图7所示的效率是同样的。
就以往的非接触馈电装置来说，在初级绕组101和次级绕组201的相对位置在X轴方向上错开时，耦合系数k减小，所以偏移增大时，效率在某个地点急剧地减小。另一方面，在本第1实施方式的非接触馈电装置20中，即使初级绕组101和次级绕组201的相对位置偏移，也可以在高状态下维持效率。而且，在将系统上必要的效率(使用条件)设为80％，80％以上设为系统上被容许的效率的情况下，与以往相比，本第1实施方式的非接触馈电装置20对于X轴方向的偏移，可以将效率的减少的容许度扩展到约1.5倍。
图9表示在需要获得一定的输出功率的情况下(例如，对负载72需要供给10KW的一定功率的情况)，对于耦合系数k，在交流电源侧必要的电流。在以往的非接触馈电装置中，在耦合系数k高的情况下，即使输电电路单元100中流过的电流少，也可以对受电电路单元200供给必要的功率，但在耦合系数k低的情况下，由于输电电路单元100中流过的电流多，所以在电路内的初级绕组101等中产生的损耗增大。另一方面，在耦合系数k低的情况下，在本第1实施方式的非接触馈电装置20中，由于可以将输电电路单元100中流过的电流抑制得小，所以可以将功率高效率地供给到受电电路单元200。
再有，本第1实施方式中，耦合系数k为0.3时，设定非接触馈电单元10中包括的初级绕组101、电容器102、次级绕组201、电容器202、203，以使输入阻抗(Zin)的相位特性或阻抗特性具有上述特性，但耦合系数k不需要一定为0.3。
即，在次级绕组201的位置对于初级绕组101的位置改变的状况下，在假设的耦合系数k的变动幅度中，如果输入阻抗(Zin)的相位特性或阻抗特性取上述特性，则那时的耦合系数k成为规定的值。而且，通过电路设计，以使相对该时的基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位接近零，可以提高效率。
再有，仅次级侧的阻抗(Z1)的阻抗特性(Z)或仅初级侧的阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)也可以在最靠近基波频率(f0)的极大值(ZMAX)或极小值(ZMIN)以外有极值。此外，本第1实施方式的高频交流电源电路6相当于本发明的‘交流电源’，本第1实施方式的电容器102相当于本发明的‘第1电容器’，本第1实施方式的电容器202、电容器203相当于本发明的‘第3电容器’、‘第4电容器’。
(第2实施方式)
图10是表示本发明的第2实施方式的非接触馈电装置20的电路部分。在本第2实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的输电电路单元100不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第2实施方式中适当引用。
如图10所示，在本第2实施方式的输电电路单元311中，对于初级绕组101和电容器102的并联电路串联地连接电感器301。
图11表示将互感M作为零，从高频交流电源电路6侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z1)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图11所示，本第2实施方式的阻抗(Z1)的阻抗特性(Z)在基波频率(f0)附近有极大值(ZMAX)，对于比基波频率(f0)高的频率有极小值(ZMIN)。此外，阻抗(Z1)的相位特性(φ)在基波频率(f0)附近相位的倾角(phaseinclination)发散，在基波频率(f0)附近以外的比基波频率(f0)高的频率中，具有相位的倾角进一步发散的点。
将具有图11所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的输电电路单元311配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第2实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第2实施方式的电感器301相当于本发明的‘第1电感器’。
(第3实施方式)
图12是表示本发明第3实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第3实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的输电电路单元100不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第3实施方式中适当引用。
如图12所示，在本第3实施方式的输电电路单元312中，对初级绕组101和电容器102的并联电路串联地连接电容器302。
图13表示将互感M作为零，从高频交流电源电路6侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z1)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图13所示，本第3实施方式的阻抗(Z1)的阻抗特性(Z)在基波频率(f0)附近有极大值(峰)，在基波频率(f0)附近以外对于比基波频率(f0)低的频率有极小值。此外，阻抗(Z1)的相位特性(φ)在基波频率(f0)附近相位的倾角发散，在基波频率(f0)附近以外的比基波频率(f0)低的频率中，具有相位的倾角进一步发散的点。
将具有图13所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的输电电路单元312配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第3实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第3实施方式的电容器302相当于本发明的‘第2电容器’。
(第4实施方式)
图14是表示本发明第4实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第4实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的输电电路单元100不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第4实施方式中适当引用。
如图14所示，在本第4实施方式的输电电路单元313中，在初级绕组101和电容器102的并联电路的一端连接电感器301，在该并联电路的另一端连接电容器302。
图15表示将互感M作为零，从高频交流电源电路6侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z1)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图15所示，本第4实施方式的阻抗(Z1)的阻抗特性(Z)在基波频率(f0)附近有极大值(峰)，在基波频率(f0)附近以外有两点极小值。此外，阻抗(Z1)的相位特性(φ)在基波频率(f0)附近相位的倾角发散，在基波频率(f0)附近以外的频率中，具有相位的倾角进一步发散的两个点。
将具有图15所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)输电电路单元313配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第4实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第4实施方式的电感器301相当于本发明的‘第1电容器’，本第4实施方式的电容器302相当于本发明的‘第2电容器’。
(第5实施方式)
图16是表示本发明第5实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第5实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的受电电路单元200不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第5实施方式中适当引用。
如图16所示，本第5实施方式的受电电路单元411中，次级绕组201上串联地连接电容器401，在次级绕组201和电容器401的串联电路上并联地连接电容器202。
图17表示将互感M作为零，从负载单元7侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z2)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图17所示，阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)上，在取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和取极小值(ZMIN)的频率(fMIN)之间有基波频率(f0)。
阻抗(Z2)的相位特性(φ)具有以下特性：有两点(图17所示的P1点及P2点)相位的倾角发散的点，在该两点P1、P2之间，有与频率轴平行的部分，基波频率成分(f0)位于该两点P1、P2之间。或者，该相位特性(φ)具有在基波频率(f0)附近折回的特性。
将具有图17所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的受电电路单元411配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第5实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第5实施方式的电容器401相当于本发明的‘第1电容器’，本第5实施方式的电容器202相当于本发明的‘第3电容器’。
(第6实施方式)
图18是表示本发明第6实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第6实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的受电电路单元200不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第6实施方式中适当引用。
如图18所示，本第6实施方式的受电电路单元412中，次级绕组201上串联地连接电容器401，在次级绕组201和电容器401的串联电路上并联地连接电感器402。
图19表示将互感M作为零，从负载单元7侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z2)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图19所示，阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)上，在取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和取极小值(ZMIN)的频率(fMIN)之间有基波频率(f0)。与第1实施方式的图6b所示的阻抗特性(Z)不同，在本第6实施方式的图19中，频率(fMAX)比基波频率(f0)低，频率(fMIN)比基波频率(f0)高。
阻抗(Z2)的相位特性(φ)具有以下特性：有两点(图19所示的P1点及P2点)相位的倾角发散的点，在该两点P1、P2之间，有与频率轴平行的部分，基波频率成分(f0)位于该两点P1、P2之间。或者，该相位特性(φ)具有在基波频率(f0)附近折回的特性。
将具有图19所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的受电电路单元412配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第6实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第6实施方式的电感器401相当于本发明的‘第5电容器’，本第6实施方式的电感器402相当于本发明的‘第3电感器’。
此外，也可以调换电容器401和电感器402，而将电感器402串联地连接到次级绕组201，并在次级绕组201和电感器402的串联电路上连接电容器401。此时，本第6实施方式的电容器401相当于本发明的‘第3电容器’，本第6实施方式的电感器402相当于本发明的‘第4电感器’。
(第7实施方式)
图20是表示本发明第7实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第7实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的受电电路单元200不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第7实施方式中适当引用。
如图20所示，本第7实施方式的受电电路单元413中，次级绕组201上串联地连接电容器401，在次级绕组201的一端和电容器401之间的连接点与次级绕组201的另一端之间连接电容器403。而且，对于次级绕组201和电容器403的并联电路与电容器401的串联电路，并联地连接电容器202。
图21表示将互感M作为零，从负载单元7侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z2)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图21所示，仅次级侧的阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)上，在取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和取极小值(ZMIN)的频率(fMIN)之间有基波频率(f0)。
阻抗(Z2)的相位特性(φ)具有以下特性：有两点(图21所示的P1点及P2点)相位的倾角发散的点，在该两点P1、P2之间，有与频率轴平行的部分，基波频率成分(f0)位于该两点P1、P2之间。或者，该相位特性(φ)具有在基波频率(f0)附近折回的特性。
将具有图21所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的受电电路单元413配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第7实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第7实施方式的电容器403相当于本发明的‘第6电容器’。
(第8实施方式)
图22是表示本发明第8实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第8实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的受电电路单元200不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第8实施方式中适当引用。
如图22所示，本第8实施方式的受电电路单元414中，对于次级绕组201和电容器401的串联电路并联地连接电容器202，在电容器202和电容器401之间的连接点上连接电容器203。
图23表示将互感M作为零，从负载单元7侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z2)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图23所示，仅次级侧的阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)上，在取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和取极小值(ZMIN)的频率(fMIN)之间有基波频率(f0)。这里，特别地在极大值(ZMAX)有多个的相位特性的情况下，该极大值(ZMAX)表示对最靠近基波频率(f0)的频率的值。此外，极小值(ZMIN)也是同样。
阻抗(Z2)的相位特性(φ)具有以下特性：有两点(图23所示的P1点及P2点)相位的倾角发散的点，在该两点P1、P2之间，有与频率轴平行的部分，基波频率成分(f0)位于该两点P1、P2之间。或者，该相位特性(φ)具有在基波频率(f0)附近折回的特性。
将具有图23所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的受电电路单元414配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第8实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，第8实施方式的电容器202相当于本发明的‘第3电容器’，电容器401相当于‘第5电容器’，电容器203相当于‘第4电容器’。
(第9实施方式)
图24是表示本发明第9实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第9实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，不同方面是使用其电路与图1的受电电路单元200不同的电路。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第8实施方式中适当引用。
如图24所示，本第9实施方式的受电电路单元415中，对于次级绕组201和电容器401的串联电路并联地连接电感器402，在电感器402和电容器401之间的连接点上连接电容器203。
图25表示将互感M作为零，从负载单元7侧观察到的仅初级侧的阻抗(Z2)的相对频率的阻抗特性(Z)和相位特性(φ)。
如图25所示，仅次级侧的阻抗(Z2)的阻抗特性(Z)上，在取极大值(ZMAX)的频率(fMAX)和取极小值(ZMIN1)的频率(fMIN1)之间有基波频率(f0)。此外，在极小值(ZMIN1)以外，有极小值(ZMIN2)。在这里，将对最接近基波频率(f0)的频率(fMIN1)的极小值设为ZMIN1。
阻抗(Z2)的相位特性(φ)上，夹住基波频率成分(f0)，有两点(图25所示的P1点及P2点)相位的倾角发散的点，在该两点P1、P2之间，有与频率轴平行的部分。此外，在该相位的倾角发散的两点P1、P2以外，还有相位的倾角发散的点(图25所示的P3点)。或者，该相位特性(φ)具有在基波频率(f0)附近折回的特性。
将具有图25所示的阻抗特性(Z)或相位特性(φ)的受电电路单元415配备在非接触馈电单元10中的情况下，参照图5，输入阻抗(Zin)的相位特性具有第1实施方式所示的特性。由此，在本第9实施方式的非接触馈电装置20中，即使耦合系数k发生变动，相对基波频率(f0)的输入阻抗(Zin)的相位的变动幅度也小，该相位(φ0)的变动受到抑制，作为结果，可以将功率因数维持高的值，将电力高效率地馈电。
再有，本第9实施方式的电容器401相当于‘第5电容器’，电容器203相当于‘第4电容器’，电感器402相当于本发明的‘第3电感器’。
此外，第1～第9实施方式所示的输电电路单元100、311、312、313和受电电路单元200、411、412、413、414、415也可以任意地组合而作为非接触馈电单元10。
(第10实施方式)
图26是表示本发明第10实施方式的非接触馈电装置20的电路单元。在本第10实施方式中，相对于第1实施方式来说，在规定初级绕组101和次级绕组201的电感的大小、电容器102、202、203的电容的大小的条件方面不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载在本第10实施方式中适当引用。
如图26所示，在初级侧设有初级绕组101和与该初级绕组101并联连接的电容器102。在次级侧设有次级绕组201、在该次级绕组201上并联连接的电容器202、在该次级绕组201和该电容器202的并联电路上串联连接的电容器203。该电路相当于如图1所示的非接触馈电单元10。这里，将初级绕组101的电感设为L1，将次级绕组201的电感设为L2，将电容器102的电容设为C1p，将电容器202的电容设为C2p，将电容器203的电容设为C2s。
本第10实施方式中，规定初级绕组101和次级绕组201的电感的大小、以及电容器102、202、203的电容的大小的条件，将基波频率(f0)设定在初级侧的阻抗(Z1)的谐振频率(f1)附近，将基波频率(f0)设定在次级侧的阻抗(Z2)的第1谐振频率(fa)和第2谐振频率(fb)之间。
首先，使用图27说明电容器102的电容C1p。图27表示图26的电路中初级侧(发送侧)的电路。
如图27所示，假设初级绕组101和次级绕组201之间的互感M＝0。而且，进行电路设计，以使从高频交流电源电路6对初级侧的电路供给的基波频率(f0)、电感(L1)及电容(C1p)之间的关系满足式1。
C1p＝1/(L1(2πf0)2)    (式1)
接着，将如图27所示的初级侧的电路的阻抗特性(Z)及相位特性(φ)示于图28。图28是表示相对频率的初级侧的电路的阻抗特性(Z)及相位特性(φ)的曲线。
阻抗(Z1)的谐振频率(f1)相当于表示阻抗(Z)的极大值的频率及进行旋转的相位特性的中心点的频率。因此，基波频率(f0)位于谐振频率(f1)附近，从图28得到确认。即，通过电路设计，以将基波频率(f0)设定在谐振频率(f1)附近，从而满足式1的条件。
由此，可以将从高频交流电源电路6供给到非接触馈电单元10的电流抑制得低，可以提高效率。
下面使用图29说明电容器202的电容C2p。图29表示在图26的电路的次级侧(接收侧)的电路中次级绕组201和电容器202的并联电路。
如图29所示，假设初级绕组101和次级绕组201之间的互感＝0。而且，进行电路设计，以使电感(L1)及电容(C1p)、电感(L2)及电容(C2p)之间的关系满足式2。
C2p<(L1/L2)C1p                               (式2)
图30表示图26的电路的次级侧的电路的阻抗特性(Z)及相位特性(φ)，并且说明式2。图30是表示相对频率的次级侧的电路的阻抗特性(Z)及相位特性(φ)的曲线。
如图30所示，阻抗(Z2)的第2谐振频率(fb)相当于表示阻抗(Z)的极大值(ZMAX)的频率(fMAX)及进行旋转的相位特性(φ)的中心点的频率。此外，第2谐振频率(fb)是由电感(L2)及电容(C2p)的谐振电路(参照图29)形成的谐振频率，在该谐振电路和第2谐振频率(fb)之间，有(式3)的关系。
( f b = 1 2 &pi; L 2 C 2 p ) (式3)
而且，为了第2谐振频率(fb)高于基波频率(f0)进行电路设计时，(式4)成立。
f0<fb                                 (式4)
对于式4，通过代入式1及式3，导出式2。即，为了满足式4，通过进行电路设计，以将基波频率(f0)设定为低于第2谐振频率(fb)的频率，从而满足式2的条件。
下面使用图31说明电容器203的电容C2s。图31是图26的电路的次级侧(接收侧)的电路，表示在次级绕组201和电容器202的并联电路及在该并联电路上有串联连接电容器203的电容器203的电路。
如图31所示，假设初级绕组101和次级绕组201之间的互感＝0。而且，进行电路设计，以使电感(L1)及电容(C1p)、电感(L2)、电容(C2p)及电容(C2s)之间的关系满足式5。
(C2s+C2p)>(L1/L2)C1p                               (式5)
图30表示图31的电路的次级侧的电路的阻抗特性(Z)及相位特性(φ)，并且说明式5。
如图30所示，仅次级侧的阻抗(Z2)的第1谐振频率(fa)相当于表示阻抗(Z)的极小值(ZMIN)的频率及进行旋转的相位特性(φ)的中心点的频率。此外，第1谐振频率(fa)是由电感(L2)、电容(C2p)及电容(C2s)形成的谐振电路的谐振频率，在该谐振电路和第1谐振频率(fa)之间，有(式6)的关系。
f a = 1 2 &pi; L 2 ( C 2 s + C 2 p ) (式6)
而且，为了第1谐振频率(fa)低于基波频率(f0)进行电路设计时，(式7)成立。
f0>fa                                 (式7)
对于式7，通过代入式1及式6，导出式5。即，为了满足式7，通过进行电路设计，以将基波频率(f0)设定为高于第1谐振频率(fa)的频率，从而满足式5的条件。
而且，根据式2及式5，作为初级侧的电路及次级侧的电路的各电感L1、L2及电容C1p、C2p、C2s之间的关系，导出式8。
C2p<(L1/L2)C1p<(C2s+C2p)             (式8)
由此，阻抗(Z2)的相位特性(φ)具有以下特性：有两点(相当于图30所示的第1谐振频率(fa)和第2谐振频率(fb))相位的倾角发散的点，在该两点(fa)、(fb)之间，有与频率轴平行的部分，基波频率成分(f0)位于第1谐振频率(fa)和第2谐振频率(fb)之间。其结果，从初级侧向次级侧供给的电力的效率提高。
接着，说明在图26所示的非接触馈电单元10的电路中，从高频交流电源电路6的输出侧观察到的阻抗特性(Zin)。
图32表示图26的电路的等效电路。
而且，基于图32所示的电路，将从高频交流电源电路6的输出侧观察到的阻抗特性(Zin)进行拉普拉斯变换，表示为式9。
Z in = R C 2 p C 2 s ( L 1 L 2 - M 2 ) s 4 + ( C 2 p + C 2 s ) ( L 1 L 2 - M 2 ) s 3 + RL 1 C 2 s s 2 + L 1 s RC 1 p C 2 p C 2 s ( L 1 L 2 - M 2 ) s 5 + C 1 p ( C 2 p + C 2 s ) ( L 1 L 2 - M 2 ) s 4 + R C 2 s ( L 1 C 1 p + L 2 C 2 p ) s 3 + { L 1 C 1 p + L 2 ( C 2 p + C 2 s ) } s 2 + RC 2 s s + 1
(式9)
图33表示阻抗特性(Zin)的极轨迹。图33中，在式9的极中，表示对电路特性影响大的两个代表特征根，即最靠近虚轴Im(Imaginary)侧的极1及第2靠近虚轴Im侧的极2。在使初级绕组101和次级绕组201之间的耦合系数k从0附近起增加时，极1及极2描绘图33所示的轨迹。即，表示以下特性：极1随着耦合系数k的增加而离开虚轴Im，极2随着耦合系数k的增加而靠近极1。
即，随着耦合系数k的增加，极1远离虚轴Im，但由于极2靠近极1，所以影响因相互的极1及极2而消除，作为结果，认为抑制了效率下降。即，代表特征根的两个极(极1和极2)随着耦合系数k的变化而描绘相互反向的轨迹。
另一方面，图34表示在图26或图32所示的电路中，设定电路的电感L1、L2及电容C1p、C2p、C2s，以不满足式1及式8，并且表示从高频交流电源电路6的输出侧观察到的阻抗特性(Zin)。图34表示在不满足式1及式8的电路条件下，复数平面中的阻抗特性(Zin)的极轨迹。
如图34所示，最靠近虚轴Im的极1随着耦合系数k的增加，从虚轴Im偏离，第2靠近虚轴Im侧的极2随着耦合系数k的增加，不靠近虚轴Im。此外，与图33比较，极1及极2随着耦合系数k的增加，在相互隔开了的位置描绘轨迹(极2不成为代表特征根)，所以相互不产生影响。因此，随着耦合系数k的增加，支配根离开虚轴，所以效率降低。
即，随着耦合系数k的增加，在存在远离虚轴Im的极1的情况下(图33)，在本第10实施方式的电路中，存在远离虚轴Im的极1和靠近虚轴Im的极2(代表特征根的两个极(极1和极2)随着耦合系数k的变化而相互反向的轨迹)，随着耦合系数k的增加，支配根从极1替换为极2。因此，本第10实施方式具有在耦合系数k增加了的情况下，在虚轴Im附近存在支配根的特性。作为其结果，可以抑制随着耦合系数k的变化的效率变化。
下面，说明从高频交流电源电路6的输出侧观察到的阻抗特性(Zin)及相位特性(φin)。图35a表示本第10实施方式的非接触馈电单元10中的阻抗特性(Zin)，图35b表示相位特性(φin)。此外，图35a及图35b表示随着耦合系数k的变化的阻抗特性(Zin)和相位特性(φin)各自的特性的变化。
如图35b所示，本第10实施方式具有随着耦合系数k的增加，以基波频率(f0)的附近为中心，相位旋转的特性。因此，即使耦合系数k变化，由于相对基波频率(f0)的相位取0度附近的值，所以也可以抑制功率因数的下降。
如上述(特别是图26)那样，本第10实施方式中，在初级侧并联地连接初级绕组101和电容器102，在次级侧连接次级绕组201和电容器202的并联电路及串联地连接到该并联电路的电容器203的非接触馈电单元10中，将从高频交流电源电路6对非接触馈电单元10供给的交流电力的基波频率(f0)设定在仅初级侧的阻抗(Z1)的谐振频率(f1)附近，并且设定在仅次级侧的阻抗(Z2)的第1谐振频率(fa)和阻抗(Z2)的第2谐振频率(fb)之间。由此，随着耦合系数k的变化，在基波频率(f0)的附近，可以抑制相位的变动，并抑制效率的下降。
此外，本第10实施方式中，在上述电路中，进行电路设计，以满足(式1)及(式8)的条件。由此，随着耦合系数k的变化，在基波频率(f0)的附近，可以抑制相位的变动，并抑制效率的下降。
此外，在本第10实施方式中，在上述电路中，在以复数平面表示输入阻抗特性(Zin)的情况下，随着耦合系数k的增加，最靠近虚轴Im的极1离开虚轴Im，并且第2靠近虚轴Im的极2靠近极1(图33)。由此，随着耦合系数k的变化，在基波频率(f0)的附近，可以抑制相位的变动，并抑制效率的下降。
再有，本第10实施方式的极1相当于本发明的‘第1极’，极2相当于‘第2极’。
(第11实施方式)
图36是表示本发明第11实施方式的非接触馈电装置20的电路图。在本第11实施方式中，相对于上述第1实施方式来说，从高频交流电源电路6对非接触馈电单元10的输出电压波形不同。除此以外的结构与上述第1实施方式相同，所以将第1实施方式的记载适当引用在本第11实施方式中。
如图36所示，在第11实施方式的非接触馈电装置20中，设置用于控制晶体管(开关元件)63a～63d的开关转换的控制单元8。在控制单元8中，设置频率控制单元81、电压指令设定单元82及电压指令运算单元83。
下面，使用图37说明控制单元8的详细的结构。图37表示控制单元8的方框图。频率控制单元81有频率指令设定单元81a和载波设定单元81b。频率指令设定单元81a设定电压型逆变器63的输出电压的频率指令值(fref)，并向载波设定单元81b发送频率指令值(fref)。载波设定单元81b基于频率指令值(fref)形成载波的振幅(Vx)，并形成三角波的载波信号。在载波设定单元81b中，采用例如使用了微计算机的数字控制，通过基于频率指令值(fref)的时钟计数器，形成振幅(Vx)。
电压指令设定单元82具有电压振幅指令设定单元82a及开关脉冲设定单元(SW脉冲设定单元)82b。电压振幅指令设定单元82a设定电压型逆变器63的输出电压的振幅指令值(Vref)，对开关脉冲设定单元82b发送振幅指令值(Vref)。电压振幅指令设定单元82a基于从外部提供的电力指令值(Pref)，决定振幅指令值(Vref)。开关脉冲设定单元82b将从载波设定单元81b发送的载波和振幅指令值(Vref)进行比较，设定将晶体管(开关元件)63a～63d进行开关切换的开关脉冲(SW1)。
这里，以往，将开关脉冲(SW1)输入到电压型逆变器63，电压型逆变器63例如将正弦波的供给电压输出到非接触馈电单元10。在本第11实施方式中，通过在控制单元8中设置电压指令运算单元83，将与以往的正弦波的供给电压不同的供给电压输出到非接触馈电单元10。
电压指令运算单元83基于从开关脉冲设定单元82b发送的开关脉冲(SW1)，设定新的开关脉冲(SW2)。在由新的开关脉冲(SW2)控制晶体管(开关元件)63a～63d时，如图38所示，从高频交流电源电路6对非接触馈电单元10供给的供给电压(Vin)成为每周期包括在多个正电压的输出期间之间暂停电压的输出或者不输出的第1暂停期间(tb1)、和多个负电压的输出期间之间暂停电压的输出或者不输出的第2暂停期间(tb2)的波形。图38表示对时间的供给电压(Vin)的输出特性。再有，以下，在本第11实施方式中，将第1暂停期间(tb1)及第2暂停期间(tb2)作为相同长度的期间(tb)进行说明，但不需要一定为相同长度。
以下，参照图39，说明控制单元8的控制内容。图39表示载波波形、开关脉冲(SW1)、开关脉冲(SW2)及供给电压的输出波形。再有，在图39中，横轴为时间轴，在图39中省略。
首先，如图39的(a)所示，载波设定单元81b将振幅(Vx)的载波信号发送到开关脉冲设定单元82b。如图39的(a)所示，电压振幅指令设定单元82a对于振幅(Vx)，设定振幅指令值(Vref)。
接着，开关脉冲设定单元82b基于以下条件，形成图39的(b)所示的开关脉冲(SW1)。
开关S1 载波≤Vx/2时导通(ON)
      载波>Vx/2时截止(OFF)
开关S2载波≤Vx/2时截止
       载波>Vx/2时导通
开关S3 载波≥Vref并且载波≤Vref+Vx/2时导通
       载波<Vref或载波>Vref+Vx/2时截止
开关S4 载波≥Vref并且载波≤Vref+Vx/2时截止
       载波<Vref或载波>Vref+Vx/2时导通
根据上述条件，形成图39的(b)所示的开关脉冲(SW1)。
接着，电压指令运算单元83基于开关脉冲(SW1)，形成图39的(c)所示的开关脉冲(SW2)。首先，电压指令运算单元83将开关S3的开关脉冲的一周期的周期(T)分为四个区间(Ton1、Ton2、Toff1、Toff2)，(式10)的关系成立。
T＝Ton+Toff＝Ton1+Ton2+Toff1+Toff2   (式10)
而且，将Ton设为晶体管63c的导通期间，Toff设为晶体管63c的截止期间，将D设为占空比时，有
Ton＝Ton1+Ton2，Toff＝Toff1+Toff2，D＝Ton/Toff    (式11)
。占空比D由电压振幅指令设定单元82a设定的振幅指令值(Vref)决定，周期T由频率指令设定单元81a设定的频率指令值(fref)决定。
接着，电压指令运算单元83将四个区间(Ton1、Ton2、Toff1、Toff2)进一步分为8个区间(a～h)。
a＝Toff1/2，b＝tb，c＝Toff2/2，d＝Ton1-tb
e＝Ton2/2，f＝tb，g＝Ton2/2，h＝Toff2-tb
其中，暂停期间tb是通过控制晶体管(开关元件)63a～63d的开关切换的导通及截止，暂停对非接触馈电单元10的供给电压的区间，基于周期(T)及占空比D，由控制单元8设定。在周期(T)、占空比(D)及暂停期间(tb)上，具有预先设定的关系，并且具有如果周期(T)或占空比(D)变化，则暂停期间(tb)也变化的特性。在控制单元8中，将周期(T)、占空比(D)及暂停期间(tb)之间的关系预先通过例如表等来存储。
暂停期间(tb)的区间具有与相邻的区间的导通或截止相反的特性，例如，在某个暂停期间tb的区间中，开关脉冲(SW2)导通的情况下，在与该暂停期间tb的区间相邻的区间，换句话说，在前后区间中，开关脉冲(SW2)截止。
而且，将区间a～h顺序地排列，形成图39的(c)那样的开关脉冲(SW2)。由于区间a及区间c处于截止期间，所以区间b为导通区间，由于区间e及区间g处于导通期间，所以区间f为截止区间。
此外，开关S4的开关脉冲(SW2)与上述开关S3同样地形成，但成为与开关S3的开关脉冲(SW2)相反的波形(对称波形)，进行反转。开关S1及开关S2的开关脉冲(SW2)成为与开关脉冲(SW1)同样的波形。
由此，如图39的(c)所示，电压指令运算单元83基于开关脉冲(SW1)形成开关脉冲(SW2)。而且，通过该开关脉冲(SW2)，使各个晶体管(开关元件)63a～63d动作，从三相交流电源64供给电力时，高频交流电源电路6将图39的(d)所示的电压供给到非接触馈电单元10。即，本第11实施方式的高频交流电源电路6将每周期包含输出正电压的多个期间(相当于区间a及c)、在该多个期间a、c之间暂停电压的输出的期间(相当于区间b)、输出负电压的多个期间(相当于区间e及g)、以及在该多个期间e、g之间暂停电压的输出的期间(相当于区间f)的供给电压，输出到非接触馈电单元10的初级侧的电路。
下面使用图40说明控制单元8的控制步骤。图40是表示控制单元8的控制步骤的流程图。
在步骤1中，控制单元8基于电力指令值(Pref)，判定是否有占空比(D)或周期(T)的变更。在变更的情况下(图40中为“是”)，进至步骤2，在无变更的情况下(图40中为“否”)，进至步骤8。再有，在占空比(D)及周期(T)上，预先设定初始值，在首先进行图40的流程的情况下，进至步骤2。在第2次以后的流程中，在步骤1中，比较并判定初始值或上次流程时的占空比(D)及周期(T)。
在步骤2中，开关脉冲设定单元82b设定开关脉冲(SW1)。
在步骤3中，电压指令运算单元83基于(式10)，将开关S3的开关脉冲(SW1)分割为4区间(Ton1、Ton2、Toff1、Toff2)。
在步骤4中，控制单元8基于占空比(D)及周期(T)，设定暂停期间(tb)。
在步骤5中，电压指令运算单元83将开关S3的开关脉冲(SW1)分割为8区间(a～h)。
在步骤6中，基于由步骤5中分割的8区间(a～h)，电压指令运算单元83设定开关S3的开关脉冲(SW2)。此外，电压指令运算单元83通过使开关S3的开关脉冲(SW2)反转，设定开关S4的开关脉冲(SW2)。
在步骤7中，电压指令运算单元83设定开关S1～开关S4的开关脉冲(SW2)。
然后，在步骤8中，电压指令运算单元83将开关脉冲(SW2)输出到各个晶体管(开关元件)63a～63d。
下面，在图36所示的非接触馈电单元10中，将与本第11实施方式不同的、未设置暂停期间(tb)的脉冲设为供给电压的情况(以下，称为实施例1)和设为本第11实施方式那样的供给电压的情况(以下，称为实施例2)进行比较，并且附带说明EMI(Electro-Magnetic-Interference)电平和效率。图41表示在实施例1中相对时间的供给电压及电流的特性，图42表示在实施例2中相对时间的供给电压及电流的特性。
具体地说，对于实施例1，如图41所示，通常的脉冲电压(Vs)供给到非接触馈电单元10时，输出电流(Is)从高频交流电源电路6流到非接触馈电单元10。另一方面，对于实施例2，如图42所示，具有暂停期间(tb)的脉冲电压(Vt)供给到非接触馈电单元10时，输出电流(It)从高频交流电源电路6流到非接触馈电单元10。但是，实施例2中，通过设置暂停期间(tb)，如实施例1那样不改变能量的总和。使实施例2的供给电压的积分值之和(V1+V2)与实施例1的供给电压的积分值(V)相等。
实施例2中，与实施例1不同，通过设置暂停期间(tb)，具有上升的输出电流(It)一度下降，或者下降的输出电流(It)一度上升的电流特性。此外，在暂停期间(tb)中，通过输出电流(It)一度下降或一度上升，电流的峰值受到抑制。而且，输出电流(It)的倾角(dIt/dt)也小。
下面，使用图43及图44说明EMI(Electro-Magnetic-Interference)电平。图43及图44是将实施例1的输出电流(Is)及实施例2的输出电流(It)分别进行FFT(快速傅立叶变换：Fast Fourier Transform)解析的图，表示相对频率的EMI电平的特性。此外，横轴的左端相当于基波频率(f0)的基波频率成分(component)。
这里说明EMI电平。在实施例1的输出电流(Is)或实施例2的输出电流(It)在连接高频交流电源电路6和非接触馈电单元10的布线中流过的情况下，由于该布线具有天线那样的作用，所以有可能噪声漏泄到布线外部。而且，在对于基波频率成分为整数倍的阶数的频率(换句话说，高于基波频率成分的高频成分)中，产生相当于EMI的噪声。而且，EMI电平、即噪声的大小依赖于输出电流的倾角(dI/dt)的大小。
将实施例1的EMI电平的峰值(相当于图43的A部分)和实施例2的EMI电平的峰值(相当于图44的B部分)比较时，可以确认实施例2的方式抑制了EMI电平的峰值。即，与实施例1相比，在实施例2中，通过设置暂停期间(tb)，可以减小输出电流(It)的倾角(dIt/dt)，所以可以抑制EMI电平。而且，如实施例2那样，可以抑制EMI电平，将会防止对布线外部的漏泄，而且实施例2减小输出电流(It)，所以固定损耗也受到抑制。
如上述那样，实施例2(本第11实施方式)中，将包含多个正电压的输出期间(区间a、c)、在该多个正电压的输出期间(区间a、c)之间设置的暂停期间(tb)(区间b)、多个负电压的输出期间(区间e、g)、以及在该多个负电压的输出期间(区间e、g)之间设置的暂停期间(tb)(区间f)的供给电压，至少供给到初级绕组101。由此，可以抑制EMI电平，并且提高效率。
下面，使用图45及图46说明实施例1及实施例2的逆变器损耗(inverterloss)及效率。图45是表示实施例1和实施例2各自的逆变器损耗的曲线，图46表示在实施例1和实施例2中，相对耦合系数k的效率的特性。
如图45所示，对于实施例1来说，如上述那样，实施例2可以抑制固定损耗。另一方面，在实施例2中，如图39的(c)和图39的(d)中记载的那样，通过设置暂停期间(tb)，晶体管63c及晶体管63d的每周期(T)中的开关的次数增加，所以与实施例1相比，开关损耗增加。因此，实施例1和实施例2比较，整体的损耗没有大的差异。但是，如上述那样，有助于固定损耗的EMI电平因向电路外部的噪声漏泄而产生影响。因此，在EMI电平大的情况下，有另外设置噪声对策的情况，作为结果，成本增加，并且多余地设置电路空间。因此，如果逆变器损耗相同，则如实施例2那样，优选进一步抑制固定损耗。
实施例2的输出电流It(参照图42)比实施例1的输出电流Is(参照图41)小(Is>It)，但如图46所示，效率不下降。因此，对于实施例1来说，实施例2可以维持效率，并且抑制固定损耗。
下面，说明在每周期(T)中设置暂停期间(tb)的次数。在图36所示的非接触馈电单元10的电路中，与在每半周期(T/2)中设置1次暂停期间(tb)的实施例2不同，将在每半周期(T/2)中设置2次暂停期间(tb)的情况(以下，称为实施例3)和实施例2比较。
如图47所示，在实施例3中，通过在每半周期(T/2)中设置2次暂停期间(tb)，降低输出电流(Iu)的峰值。图47表示在实施例3中相对时间的供给电压及电流的特性。
使用图48，说明实施例2及实施例3的逆变器损耗。图48是表示实施例2及实施例3的逆变器损耗的曲线。如图48所示，对于实施例2(参照图42)来说，实施例3(参照图47)的输出电流(I)小(Iu<It)，所以固定损耗减少，但减少幅度极小。此外，在实施例3中，开关损耗因晶体管63c及63d的导通和截止的次数增加而增加。而且，开关损耗的增加幅度比固定损耗的减少幅度大，所以作为逆变器整体损耗，实施例3比实施例2大。即，与1次的情况(实施例2)相比，使每半周期(T/2)中的暂停期间(tb)达到了2次以上的情况(实施例3)下，输出电流(I)的峰值的抑制效果小，另一方面，由于开关次数增加，逆变器损耗作为整体增加。
再有，在使每半周期(T/2)中的暂停期间(tb)达到了3次以上的情况下，与将暂停期间(tb)设置2次的情况同样，EMI电平的抑制效果小，开关损耗更大，作为结果，逆变器损耗增大。
如上述那样，实施例2(本第11实施方式)中，每周期(T)中将暂停期间(tb)在正电压及负电压的输出期间分别仅设置1次。由此，可以减少EMI电平，减轻EMI对策，并且提高效率。
接着，对于暂停期间(tb)来说，使用图49及图50说明。图49表示相对占空比(D)、周期(T)及暂停期间(tb)的EMI(Electro-Magnetic-Interference；电磁干扰)电平的最大值的特性，图50表示相对占空比(D)、周期(T)及暂停期间(tb)的效率。
在本第11实施方式中，将占空比(D)固定为固定值(D1)，将周期T设为周期(T1)、周期(T2)及周期(T3)，使暂停期间(tb)变化，并且取得了EMI电平的最大值(参照图49)。此外，将周期(T)固定为固定值(T1)，将占空比(D)设为占空比(D2)及占空比(D3)，使暂停期间(tb)变化，并且取得了EMI电平的最大值。对于暂停期间(tb)，占空比(D)及周期(T)为固定值，如图49所示，设(tb·D)/T为横轴，EMI电平的最大值为纵轴。此外，在图49中，将周期(T1)及占空比(D1)表示为曲线I，将周期(T2)及占空比(D1)表示为曲线II，将周期(T3)及占空比(D1)表示为曲线III，将周期(T1)及占空比(D2)表示为曲线IV，将周期(T1)及占空比(D3)表示为曲线V。
此外，如图50所示，与图49同样，在使占空比(D)为固定值(D1)及使周期(T)为固定值(T1)，并且曲线1～曲线V为止，都取对(tb·D)/T的效率特性。再有，图49及图50所示的特性以离散的多个值取暂停期间tb，以其近似曲线表示。
如图49及图50所示，使占空比(D)固定为固定值(D1)且使周期(T)变动的情况(相当于曲线I～曲线III)，以及使周期(T)固定为固定值(T1)且使占空比(D)变动的情况(相当于曲线IV～曲线VI)都满足(式12)的条件时，EMI电平的最大值最低，效率最高。
Tb＝0.015·T/D          (式12)
如上所述，本第11实施方式中，周期(T)、暂停期间(tb)及占空比(D)满足(式12)的条件。由此，可以减小EMI电平的最大值，并且提高效率。
再有，(式12)的关系式不必完全地相等，只要暂停期间(tb)在0.015·T/D的附近即可。
此外，在本第11实施方式中将开关S3的开关脉冲(SW1)分割，并设定开关S1～开关S4的开关脉冲(SW2)，但也可以将开关S1、开关S2或开关S4的开关脉冲(SW1)分割。
此外，在本第11实施方式中，将正电压的输出期间中的第1暂停期间(tb1)和负电压的输出期间中的第2暂停期间(tb2)设为相同长度的暂停期间(tb)，但不需要一定设为相同长度。
此外，在本第11实施方式中，说明了在每半周期(T/2)中仅设置一次暂停期间(tb)的情况(实施例2)，但不是将在每半周期(T/2)中设置两次以上暂停期间(tb)的情况(实施例3)除外。
此外，在本第11实施方式中，有关周期(T)、暂停期间(tb)及占空比(D)之间的关系，说明了优选具有(式12)的条件，但不需要一定满足(式12)的条件。
再有，本第11实施方式的区间a及区间c相当于本发明的‘正电压输出期间’，区间b相当于‘第1暂停期间’，区间e及区间g相当于‘负电压输出期间’，区间f相当于‘第2暂停期间’。
日本专利申请2009-117527(申请日2009年5月14日)、日本专利申请2010-101755(申请日2010年4月27日)的全部内容引用于本申请，保护其不受误译或漏记的影响。
以上，通过第1～第11实施方式记载了本发明的内容，但本发明不限定于这些记载，本领域技术人员十分清楚可进行各种各样的变形及改进。
工业实用性
根据本发明，按照耦合系数的变动，从交流电源的输出侧观察到的相对频率的阻抗的相位特性以基波成分附近作为中心旋转地变化，所以在按照耦合系数设定该阻抗的情况下，该阻抗的相位变动的幅度减小，其结果，可以抑制效率的下降。

Claims (11)

1.一种非接触馈电装置，包括通过交流电源从初级绕组供给电力的次级绕组，其特征在于：
Z1的相对频率的阻抗特性在所述交流电源的基波成分的频率附近有极大值，
Z2的相对频率的阻抗特性在最靠近所述基波成分的频率取极大值的频率和在最靠近所述基波成分的频率取极小值的频率之间有所述基波成分的频率，
Z1表示所述初级绕组和所述次级绕组之间的耦合系数为规定的值，从所述交流电源的输出侧观察到的仅初级侧的阻抗，
Z2表示所述初级绕组和所述次级绕组之间的所述耦合系数为所述规定的值，从连接到所述次级绕组的负载侧观察到的仅次级侧的阻抗。
2.如权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，
对所述初级绕组并联地连接第1电容器，对所述次级绕组并联地连接第3电容器，并且对所述次级绕组和第3电容器的并联电路串联地连接第4电容器。
3.如权利要求2所述的非接触馈电装置，其特征在于，
对所述初级绕组和所述第1电容器的并联电路，串联地连接第1电感器。
4.如权利要求2所述的非接触馈电装置，其特征在于，
对所述初级绕组和所述第1电容器的并联电路，串联地连接第2电容器。
5.如权利要求2所述的非接触馈电装置，其特征在于，
在所述初级绕组和所述第1电容器的并联电路的一端上连接第1电感器，在另一端上连接第2电容器。
6.如权利要求2所述的非接触馈电装置，其特征在于，
与所述次级绕组串联地连接第5电容器，
对于所述次级绕组和所述第5电容器的串联电路，并联地连接第3电容器。
7.如权利要求6所述的非接触馈电装置，其特征在于，
在所述次级绕组的一端和所述第5电容器之间的连接点与所述次级绕组的另一端之间连接第6电容器。
8.如权利要求6所述的非接触馈电装置，其特征在于，
在所述第5电容器和所述第3电容器之间的连接点上连接第4电容器。
9.如权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，
与所述次级绕组串联地连接第2电感器，
对于所述次级绕组和所述第2电感器的串联电路，并联地连接第3电容器。
10.如权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，
在所述初级绕组上并联地连接第1电容器，
在所述次级绕组上并联地连接第3电容器，
在所述次级绕组和第3电容器的并联电路上串联地连接第4电容器，
满足
C1p＝1/(L1(2πf0)2)及
C2p<(L1/L2)C1p<(C2s+C2p)
其中，
C1p表示所述第1电容器的电容，
L1表示所述初级绕组的电感，
f0表示所述基波成分的频率，
C2p表示所述第3电容器的电容，
C2s表示所述第4电容器的电容，
L2表示所述次级绕组的电感。
11.如权利要求1所述的非接触馈电装置，其特征在于，
在所述初级绕组上并联地连接第1电容器，
在所述次级绕组上并联地连接第3电容器，
在所述次级绕组和第3电容器的并联电路上串联地连接第4电容器，
在所述初级绕组和所述次级绕组之间的耦合系数为规定的值，将从所述交流电源的输出侧观察到的阻抗特性以复数平面表示的情况下，
最靠近虚轴的第1极，随着所述初级绕组和所述次级绕组之间的耦合系数的增加而离开虚轴，
第2靠近虚轴的第2极，随着所述耦合系数的增加，靠近所述第1极。
CN201080020304.4A 2009-05-14 2010-05-14 非接触馈电装置 Active CN102422507B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009-117527 2009-05-14
JP2009117527 2009-05-14
JP2010-101755 2010-04-27
JP2010101755A JP5510032B2 (ja) 2009-05-14 2010-04-27 非接触給電装置
PCT/JP2010/058162 WO2010131732A1 (ja) 2009-05-14 2010-05-14 非接触給電装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102422507A CN102422507A (zh) 2012-04-18
CN102422507B true CN102422507B (zh) 2014-09-10

Family

ID=43085105

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201080020304.4A Active CN102422507B (zh) 2009-05-14 2010-05-14 非接触馈电装置

Country Status (9)

Country Link
US (1) US8716976B2 (zh)
EP (1) EP2432098B1 (zh)
JP (1) JP5510032B2 (zh)
KR (2) KR101375008B1 (zh)
CN (1) CN102422507B (zh)
BR (1) BRPI1015036B1 (zh)
MX (1) MX2011011894A (zh)
RU (1) RU2487452C1 (zh)
WO (1) WO2010131732A1 (zh)

Families Citing this family (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2367263B1 (en) 2010-03-19 2019-05-01 TDK Corporation Wireless power feeder, wireless power receiver, and wireless power transmission system
US8725330B2 (en) 2010-06-02 2014-05-13 Bryan Marc Failing Increasing vehicle security
WO2012011176A1 (ja) * 2010-07-22 2012-01-26 トヨタ自動車株式会社 電動車両およびその充電制御方法
CN103210564B (zh) * 2010-11-12 2016-03-09 日产自动车株式会社 非接触馈电装置
US8800738B2 (en) 2010-12-28 2014-08-12 Tdk Corporation Wireless power feeder and wireless power receiver
JP5730587B2 (ja) * 2011-01-05 2015-06-10 昭和飛行機工業株式会社 磁界共鳴方式の非接触給電装置
EP2667481A4 (en) * 2011-01-19 2015-12-02 Technova Inc SYSTEM FOR CONTACT-FREE ENERGY TRANSMISSION
US8742627B2 (en) 2011-03-01 2014-06-03 Tdk Corporation Wireless power feeder
KR101894248B1 (ko) * 2011-08-30 2018-09-05 한국과학기술원 위상차에 의한 차폐 장치
JP2013055835A (ja) * 2011-09-06 2013-03-21 Sony Corp 給電装置、電子機器および給電システム
CN102361357B (zh) * 2011-09-22 2013-06-26 重庆大学 基于静态电容阵列的cpt系统及其控制方法
JP5927826B2 (ja) * 2011-09-28 2016-06-01 日産自動車株式会社 非接触給電装置
US9469209B2 (en) 2011-11-22 2016-10-18 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Vehicular power reception device and vehicle equipped with the same, power supply apparatus, and electric power transmission system
KR101338654B1 (ko) * 2011-12-19 2013-12-06 엘지이노텍 주식회사 무선전력 송신장치, 무선전력 수신장치, 무선전력 전송 시스템 및 무선전력 전송 방법
US9533591B2 (en) 2012-01-30 2017-01-03 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Vehicular power reception device, power supply apparatus, and electric power transfer system
KR20130130160A (ko) * 2012-02-24 2013-12-02 오연미 자기 공명 전력전송 장치
JP6024129B2 (ja) * 2012-03-13 2016-11-09 日産自動車株式会社 非接触給電装置
JP5788819B2 (ja) * 2012-03-21 2015-10-07 株式会社日本自動車部品総合研究所 電源装置、送電装置、および電力伝送システム
JP5910315B2 (ja) * 2012-05-28 2016-04-27 トヨタ自動車株式会社 車両、送電装置、および非接触給電システム
JP5867329B2 (ja) * 2012-07-24 2016-02-24 トヨタ自動車株式会社 受電装置および車両
US9755461B2 (en) 2012-07-30 2017-09-05 Nissan Motor Co., Ltd. Non-contact power feeding apparatus
US9191828B2 (en) 2012-08-03 2015-11-17 Intel Corporation High efficiency distributed device-to-device (D2D) channel access
US10658869B2 (en) 2012-08-03 2020-05-19 Mediatek Inc. Multi-mode, multi-standard wireless power transmitter coil assembly
US9912197B2 (en) * 2012-08-03 2018-03-06 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Dual-mode wireless power receiver
US9100160B2 (en) 2012-08-03 2015-08-04 Intel Corporation Apparatus and method for small data transmission in 3GPP-LTE systems
US9036603B2 (en) 2012-08-03 2015-05-19 Intel Corporation Network assistance for device-to-device discovery
US9859744B2 (en) * 2012-08-03 2018-01-02 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Dual-mode wireless power receiver
WO2014045571A1 (en) * 2012-09-18 2014-03-27 Panasonic Corporation Contactless electric power feeding system
KR101601352B1 (ko) * 2012-09-26 2016-03-08 엘지이노텍 주식회사 무선전력 송신장치 및 그의 전력 제어 방법
KR101615669B1 (ko) 2012-10-11 2016-05-11 파워매트 테크놀로지스 엘티디. 디지털 메시지들을 동시에 송신하기 위한 유도 전력 송신 시스템 및 방법
JP5741962B2 (ja) 2012-11-30 2015-07-01 株式会社デンソー 非接触給電装置
KR102019064B1 (ko) 2013-01-29 2019-09-10 엘지이노텍 주식회사 무선 전력 송신 장치 및 방법
JP6200167B2 (ja) * 2013-02-27 2017-09-20 デクセリアルズ株式会社 受電装置、受電電力調整方法、受電電力調整プログラム、及び半導体装置
JP5772851B2 (ja) * 2013-03-21 2015-09-02 株式会社デンソー 非接触給電装置
JP6193681B2 (ja) * 2013-08-30 2017-09-06 ヤンマー株式会社 エンジン発電機
CN103956803B (zh) * 2014-04-15 2017-04-05 华南理工大学 一种高效的电动汽车的无线充电电路
JP6464520B2 (ja) * 2014-04-23 2019-02-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触送電装置、非接触受電装置及び非接触送電システム
WO2015162081A2 (en) * 2014-04-25 2015-10-29 Koninklijke Philips N.V. Switched mode power supply driver integrated with a power transmission antenna
RU2565664C1 (ru) * 2014-07-15 2015-10-20 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Способ управления в системах беспроводной передачи мощности
KR102025899B1 (ko) * 2014-09-11 2019-09-26 주식회사 위츠 비접촉 방식 충전 장치 및 비접촉 방식 배터리 장치
CN104333067A (zh) * 2014-10-31 2015-02-04 华南理工大学 一种无线充电电路
CA2974488A1 (en) * 2015-01-20 2016-07-28 Gr Dome Medical Ltd. A folding device to assist in self insertion of a catheter tube into the urethral orifice of women
WO2016157758A1 (ja) * 2015-03-31 2016-10-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電装置、プログラム、非接触給電装置の制御方法、および非接触電力伝送システム
KR101982497B1 (ko) * 2015-05-26 2019-05-27 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 전원 장치
JP6701645B2 (ja) 2015-08-28 2020-05-27 株式会社Ihi 非接触給電システム
RU2629956C1 (ru) * 2016-07-14 2017-09-05 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Способ управления в системах беспроводной передачи энергии
US10447088B2 (en) 2016-07-14 2019-10-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for wireless power transfer
CN107591900A (zh) * 2017-09-21 2018-01-16 南阳理工学院 基于非线性拓扑结构的无线电能传输系统
CN108400582B (zh) * 2018-02-05 2020-12-11 大连理工大学 一种基于特斯拉高压线圈短接的单导线电能传输系统
CN112311101A (zh) * 2019-08-01 2021-02-02 北京小米移动软件有限公司 无线受电设备、无线充电方法及系统
CN110562061B (zh) * 2019-09-02 2021-03-02 中兴新能源汽车有限责任公司 无线充电车辆端电压控制电路、方法、装置及充电设备

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1720126A1 (ru) * 1989-07-11 1992-03-15 Научно-исследовательский институт энергетики и автоматики АН УзССР Лини передачи энергии
US5093638A (en) * 1990-11-05 1992-03-03 Motorola, Inc. Unbalanced saw filter
ES2163409T3 (es) * 1992-05-10 2002-02-01 Auckland Uniservices Ltd Sistema de distribucion de energia desprovisto de contactos.
US6731071B2 (en) * 1999-06-21 2004-05-04 Access Business Group International Llc Inductively powered lamp assembly
US7522878B2 (en) * 1999-06-21 2009-04-21 Access Business Group International Llc Adaptive inductive power supply with communication
JP2002049428A (ja) * 2000-08-04 2002-02-15 Kansai Tlo Kk イミタンス変換器、電源装置および非接触給電装置
US6590787B2 (en) * 2000-12-07 2003-07-08 Sony Corporation Wide range zero voltage switching resonance type converter
JP2002222688A (ja) * 2001-01-24 2002-08-09 Harison Toshiba Lighting Corp 誘導加熱ローラ装置、誘導加熱ローラ装置における加熱ローラ、定着装置および画像形成装置
JP2003037949A (ja) * 2001-07-26 2003-02-07 Matsushita Electric Works Ltd 非接触電力伝達装置
US6876155B2 (en) * 2002-12-31 2005-04-05 Lam Research Corporation Plasma processor apparatus and method, and antenna
US7369096B2 (en) * 2003-10-10 2008-05-06 Broadcom Corporation Impedance matched passive radio frequency transmit/receive switch
JP4099597B2 (ja) * 2004-05-31 2008-06-11 ソニー株式会社 スイッチング電源回路
US8164925B2 (en) * 2005-09-01 2012-04-24 National University Corporation Saitama University Non-contact power feeder
RU2306653C1 (ru) 2006-04-20 2007-09-20 Олег Валерьевич Белянин Беспроводная зарядная система с обратной связью
RU2322745C2 (ru) * 2006-05-18 2008-04-20 Юрий Альбертович Мартынов Способ и устройство для беспроводной передачи электроэнергии
JP2008125198A (ja) * 2006-11-09 2008-05-29 Ishida Co Ltd 非接触給電装置
JP5354874B2 (ja) * 2007-06-15 2013-11-27 秀雄 菊地 誘導電力給電システム
RU2342761C1 (ru) 2007-09-07 2008-12-27 Российская Академия сельскохозяйственных наук Государственное научное учреждение Всероссийский научно-исследовательский институт электрификации сельского хозяйства (ГНУ ВИЭСХ РОССЕЛЬХОЗАКАДЕМИИ) Способ и устройство для передачи электрической энергии (варианты)
JP4600453B2 (ja) * 2007-09-26 2010-12-15 セイコーエプソン株式会社 送電制御装置、送電装置、受電装置、無接点電力伝送システム、電子機器、２次コイル位置検出方法および１次コイルの位置決め方法
US8019185B2 (en) * 2008-02-14 2011-09-13 Hrl Laboratories, Llc Unit-cell array optical signal processor

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2002-49428A 2002.02.15

Also Published As

Publication number Publication date
KR20130127556A (ko) 2013-11-22
EP2432098A1 (en) 2012-03-21
MX2011011894A (es) 2011-12-06
RU2487452C1 (ru) 2013-07-10
JP5510032B2 (ja) 2014-06-04
CN102422507A (zh) 2012-04-18
BRPI1015036A2 (pt) 2016-04-12
US8716976B2 (en) 2014-05-06
KR20120007044A (ko) 2012-01-19
EP2432098A4 (en) 2016-08-10
EP2432098B1 (en) 2017-07-19
KR101375008B1 (ko) 2014-03-17
JP2010288441A (ja) 2010-12-24
US20120056580A1 (en) 2012-03-08
WO2010131732A1 (ja) 2010-11-18
RU2011150679A (ru) 2013-06-20
BRPI1015036B1 (pt) 2019-06-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102422507B (zh) 非接触馈电装置
CN103828192B (zh) 非接触供电装置
US9287790B2 (en) Electric power converter
EP2639931B1 (en) Contactless power feeding apparatus
JP6103061B2 (ja) 給電装置及び非接触給電システム
CN104508945B (zh) 非接触供电装置
WO2013118274A1 (ja) 双方向非接触給電システム
WO2014199691A1 (ja) 給電装置、および非接触給電システム
JP2018007462A (ja) 非接触電力伝送システム
JP2015065756A (ja) 受電装置および送電装置
WO2013051399A1 (ja) 非接触給電装置
JP5589786B2 (ja) 非接触給電装置
JP6364864B2 (ja) 共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ
Kavimandan et al. Dual independent control for inductive wireless power transfer
Cimen et al. Development of a modular inductive power transfer system with a reactive power correction for EV application
JP2016092960A (ja) 送電機器及び非接触電力伝送装置
JP2014165947A (ja) 駆動装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant