BRPI1015036B1

BRPI1015036B1 - Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato

Info

Publication number: BRPI1015036B1
Application number: BRPI1015036-6A
Authority: BR
Inventors: Toshihiro Kai; Kraisorn Throngnumchai; Yusuke Minagawa; Yasuaki Hayami; Kengo Maikawa
Original assignee: Nissan Motor Co., Ltd.
Priority date: 2009-05-14
Filing date: 2010-05-14
Publication date: 2019-06-25
Also published as: RU2011150679A; EP2432098A1; KR20120007044A; EP2432098A4; MX2011011894A; RU2487452C1; US8716976B2; EP2432098B1; CN102422507A; US20120056580A1; KR20130127556A; JP2010288441A; KR101375008B1; CN102422507B; BRPI1015036A2; JP5510032B2; WO2010131732A1

Abstract

dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato um dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20) inclui um enrolamento secundário (201) ao qual a energia elétrica é fornecida a partir de um enrolamento primário ( 101 ), por uma fonte de energia ca (6). a característica de impedância (z) de z1 com relação à frequência tem um máximo local (zmax) próximo à frequência (f0) do componente de onda fundamental do fornecimento de energia ca (6) anteriormente mencionado; e a característica de impedância (z) de z2 com relação à frequência tem a frequência anteriormente mencionada (f0) do componente de onda fundamental de modo a estar entre, uma frequência (f max) que tem seu máximo local (zmax) próximo à frequência anteriormente mencionada (fo) do componente de onda fundamental, e uma frequência (fmin) que tem seu mínimo local (zmin) próximo à frequência (fo) do componente de onda fundamental. z1 indica que o coeficiente de acoplamento (k) entre o enrolamento primário anteriormente mencionado (101) e o enrolamento secundário anteriormente mencionado (201) é um valor prescrito (0,3), e que ele é uma impedância apenas do lado primário (z1) como visto a partir do lado de saída do fornecimento de energia ca anteriormente mencionado (6); e z2 indica que o coeficiente de acoplamento (k) entre o enrolamento primário anteriormente mencionado ( 101) e o enrolamento secundário anteriormente mencionado (201) é o valor prescrito anteriormente mencionado (0,3), e que ele é uma impedância apenas do lado secundário (z2) conforme visto a partir do lado de uma carga (72) a ser conectada ao enrolamento secundário anteriormente mencionado (201 ).

Description

“DISPOSITIVO DE FORNECIMENTO DE ELETRICIDADE SEM CONTATO” CAMPO TÉCNICO A presente invenção se refere a um dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato.

FUNDAMENTOS DA TÉCNICA

Um dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato é convencionalmente conhecido o qual tem tal estrutura que um capacitar em série é conectado a um enrolamento primário acionado por uma fonte de energia CA e um capacitar paralelo e conectado a um enrolamento secundário, onde o valor de cada um dos capacitores, em série e paralelo, é de tal modo estabelecido com base em uma certa expressão que um transformador do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato é substancialmente equivalente a um transformador ideal.

Documento de Patente 1 LISTA DE CITAÇÕES

LITERATURA DE PATENTE DOCUMENTO DE PATENTE: Publicação Internacional N° 2007/029438 SUMÁRIO DA INVENÇÃO

PROBLEMA TÉCNICO

Contudo, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato, convencional, o capacitar e semelhante são de tal modo ajustados para obter elevada eficiência na premissa de que um coeficiente de acoplamento entre o enrolamento primário e o enrolamento secundário é constante, portanto, quando muda o coeficiente de acoplamento, a eficiência do transformador muda amplamente, o que era um problema.

Portanto, a presente invenção provê um dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato capaz de reduzir a mudança de eficiência de um transformador mesmo quando muda o estado de acoplamento.

SOLUÇÃO PARA O PROBLEMA

De acordo com a presente invenção, uma característica de impedância de Z^ em relação a uma frequência tem o máximo em uma proximidade de uma frequência de um componente de onda fundamental do fornecimento de energia de corrente alternada, uma característica de impedância de Z2 em relação à frequência tem a frequência do componente de onda fundamental entre, uma frequência que tem o máximo mais próximo da frequência do componente de onda fundamental (NA) e uma frequência que tem o mínimo mais próximo da frequência do componente de onda fundamental, para desse modo resolver o problema acima.

EFEITOS VANTAJOSOS DA INVENÇÃO

De acordo com a presente invenção, a característica de fase de uma impedância (em relação à frequência) vista a partir de um lado de saída de uma fonte de energia de corrente alternada desse modo muda de modo a girar em torno de uma área nas proximidades de uma frequência de onda fundamental de acordo com a flutuação de um coeficiente de acoplamento. Portanto, quando a impedância é determinada de acordo com o coeficiente de acoplamento, a faixa de flutuação da fase da impedância se torna pequena, como resultado, possibilitando a supressão da diminuição da eficiência.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A Figura 1 é um diagrama de circuito elétrico do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a primeira modalidade da presente invenção, A Figura 2a mostra uma vista plana e uma vista em perspectiva do enrolamento primário e do enrolamento secundário na Figura 1. A Figura 2b mostra uma vista plana e uma vista em perspectiva do enrolamento primário e do enrolamento secundário na Figura 1. A Figura 3a mostra mudanças da indutância mútua em M em relação ao desvio do enrolamento secundário na direção de superfície plana. A Figura 3b mostra mudanças de indutância mútua M em relação ao desvio do enrolamento secundário na direção da altura. A Figura 4 mostra características de fase da impedância de entrada em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a tecnologia convencional. A Figura 5 mostra as características de fase da impedância de entrada em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 1. A Figura 6a mostra as características de fase da impedância apenas do lado primário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 1. A Figura 6b mostra as características de fase da impedância apenas do lado secundário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 1. A Figura 7 é um diagrama de características mostrando a eficiência de fornecimento de eletricidade em relação ao coeficiente de acoplamento. A Figura 8 é um diagrama de características mostrando a eficiência de fornecimento de eletricidade em relação ao desvio na direção da superfície plana. A Figura 9 é um diagrama de características mostrando a corrente de saída da fonte de energia CA em relação ao coeficiente de acoplamento. A Figura 10 mostra um diagrama de circuito elétrico da porção de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a segunda modalidade da presente invenção. A Figura 11 mostra as características de fase da impedância apenas do lado primá- rio em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 10. A Figura 12 mostra um diagrama de circuito elétrico da porção de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a terceira modalidade da presente invenção. A Figura 13 mostra as características de fase da impedância apenas do lado primário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 12. A Figura 14 mostra um diagrama de circuito elétrico da porção de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a quarta modalidade da presente invenção. A Figura 15 mostra a característica de fase da impedância apenas do lado primário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 14. A Figura 16 mostra um diagrama de circuito elétrico da porção de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a quinta modalidade da presente invenção. A Figura 17 mostra a característica de fase da impedância apenas do lado secundário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 16. A Figura 18 mostra um diagrama de circuito elétrico da porção de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a sexta modalidade da presente invenção. A Figura 19 a característica de fase da impedância apenas do lado secundário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 18. A Figura 20 mostra um diagrama de circuito elétrico da porção de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a sétima modalidade da presente invenção. A Figura 21 mostra a característica de fase da impedância apenas do lado secundário em relação à frequência no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 20. A Figura 22 mostra um diagrama de circuito elétrico do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a oitava modalidade da presente invenção. A Figura 23 mostra a característica de fase relativa à frequência da impedância apenas do lado secundário no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 na Figura 22. A Figura 24 mostra um diagrama de circuito elétrico do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a nova modalidade da presente invenção. A Figura 25 mostra a característica de fase relativa à frequência da impedância apenas do lado secundário no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 na Figura 24. A Figura 26 é um dispositivo do circuito elétrico do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a décima modalidade da presente invenção. A Figura 27 é um diagrama de circuito do lado primário entre os circuitos do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 28 é um gráfico mostrando a característica de impedância e a característica de fase do circuito na Figura 27. A Figura 29 mostra um circuito paralelo entre o enrolamento secundário e o capacitar, entre os circuitos do lado secundário (lado de chegada) nos circuitos do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 30 é um gráfico mostrando a característica de impedância e a característica e fase do circuito no lado secundário do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 31 é um diagrama de circuito do lado secundário entre os circuitos do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 32 é um diagrama de circuito de um circuito equivalente do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 33 mostra a característica de impedância no plano complexo do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 34 mostra a característica de impedância no plano complexo. A Figura 35a mostra a característica de impedância do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 35b mostra característica de fase do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 26. A Figura 36 é um diagrama de circuito elétrico do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato de acordo com a décima primeira modalidade da presente invenção. A Figura 37 mostra um diagrama de blocos da porção de controle na Figura 36. A Figura 38 mostra uma característica de saída da voltagem de fornecimento em relação ao tempo, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato na Figura 36. A Figura 39 mostra a forma de onda de portadora, formas de onda de saída, forma de onda de pulso de comutação e forma de onda de voltagem de fornecimento. Aqui, na Figura 39, a abscissa denota o eixo de tempo e é omitida, na porção de controle na Figura 36. A Figura 40 é um fluxograma mostrando os procedimentos de controle da porção de controle. A Figura 41 mostra as características da voltagem de fornecimento e corrente em relação ao tempo de acordo com o exemplo 1. A Figura 42 mostra as características da voltagem de fornecimento e corrente em relação ao tempo de acordo com o exemplo 2. A Figura 43 mostra característica do nível de EMI (Interferência Eletromagnética) em relação à frequência, de acordo com o exemplo 1. A Figura 44 mostra característica do nível de EMI em relação à frequência, de acordo com o exemplo 2. A Figura 45 é um gráfico mostrando perdas de inversor dos respectivos exemplos 1 e exemplo 2. A Figura 46 mostra características da eficiência em relação ao coeficiente de acoplamento k, de acordo com o exemplo 1 e exemplo 2. A Figura 47 mostra as características da voltagem de fornecimento e corrente em relação ao tempo. A Figura 48 é um gráfico mostrando as perdas de inversor dos respectivos exemplo 2 e exemplo 3. A Figura 49 mostra características do máximo do nível de EMI (Interferência Eletromagnética) em relação à razão de trabalho, período e período de descanso. A Figura 50 mostra a eficiência em relação à razão de trabalho, período e período de descanso.

DESCRIÇÃO DAS MODALIDADES

Em seguida, as modalidades da presente invenção serão explicadas com base nos desenhos.

Primeira Modalidade Como um exemplo de um dispositivo de circuito de energia sem contato de acordo com a primeira modalidade da presente invenção, um dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 usado em conjunto com uma célula orientada para veículo e uma carga de energia de um veículo elétrico e semelhante, serão explicados. A Figura 1 mostra um diagrama de circuito elétrico do dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20. O dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade tem um circuito de fornecimento de energia CA (corrente alternada) de alta frequência 6, uma porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 para fornecer sem contato uma energia elétrica produzida a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6, e uma carga 7 ao qual a energia elétrica é fornecida pela porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. O circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 tem um fornecimento de energia CA 64 trifásico, um retificador 61 conectado à fonte de energia CA trifásica 64 e adaptado para retificar uma corrente alternada trifásica para uma corrente direta, e um inversor do tipo voltagem 63 conectado ao retificador 61 por intermédio de um capacitor de suavização 62 e adaptado para inverter a corrente retificada para uma energia elétrica de alta frequência. O retificador 61 tem tal estrutura em que um par de um diodo 61a e um dio-do 61b, um par de um diodo 61c e um diodo 61d e um par de um diodo 61e e um diodo 61f são conectados em paralelo (três fileiras) e cada uma das três das saídas da fonte de energia CA trifásica 64 é conectada a um dos respectivos pontos de conexão, intermediários, dos três pares citados acima. O inversor do tipo voltagem 63 tem uma tal estrutura em que um primeiro circuito em série tendo um elemento de comutação 63a e um elemento de comutação 63b (como o elemento de comutação 63a) e um segundo circuito em série tendo um elemento de comutação 63c (semelhante ao elemento de comutação 63a) e um elemento de comutação 63d (semelhante ao elemento de comutação 63a) são conectados em paralelo, onde cada um dos elementos de comutação 63a 63b, 63c e 63d têm tal estrutura em que um diodo é conectado inversamente em paralelo com um transistor de energia e semelhante de MOSFET. O inversor do tipo voltagem 63 é conectado com o retificador 61 por intermédio do capacitor de suavização 62. Então, um ponto de conexão intermediário entre o elemento de comutação 63a e o elemento de comutação 63b e um ponto de conexão intermediário entre o elemento de comutação 63c e o elemento de comutação 63d são individualmente conectados com uma porção de circuito de transmissão de energia 100 que é um lado primário da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. O inversor do tipo voltagem 63 fornece uma energia alternada de aproximadamente vários kHz até 100 kHz para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. A porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 tem a porção de circuito de transmissão de energia 100 como um lado de entrada de um transformador e uma porção de circuito de chegada 200 como um lado de saída do transformador. A porção de circuito de transmissão de energia 100 tem um enrolamento primário 101 e um capacitor 102 que é conectado em paralelo com o enrolamento primário 101. A porção de circuito de chegada 200 tem um enrolamento secundário 201, um capacitor 202 que é conectado em paralelo com o enrolamento secundário 201 e um capacitor 203 que é conectado em série com um circuito paralelo composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 202. A porção de carga 7 tem uma porção de retificação 71 para retificar em uma corrente direta a energia alternada fornecida a partir da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 e uma carga 72 que é conectada à porção de retificação 71. O retificador 71 tem tal estrutura em que um par de um diodo 71a e um diodo 71b são conectados em paralelo a um par de um diodo 71c e um diodo 71d. Cada uma das duas saídas da porção de circuito de chegada 200 é conectada com um dos respectivos pontos de conexão, intermediários dos dois pares citados acima. Então, saídas da porção de retificação 71 são conectadas à carga 72.

Então, com referência à Figura 2 e à Figura 3, é feita uma explanação sobre uma indutância mútua M do enrolamento primário 101 e do enrolamento secundário 201 quando o dispositivo de circuito de energia sem contato (dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20) é provido para um veículo e uma área de estacionamento.

De acordo com a primeira modalidade, a porção de circuito de chegada 200 (incluindo o enrolamento secundário 201) e a porção de carga 7 são providas, por exemplo, para o veículo enquanto que a porção de circuito de transmissão de energia 100 (incluindo enrolamento primário 101) e o circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 são providos, por exemplo, para a área de estacionamento como um lado de terra. No caso de um veículo elétrico, a carga 72 corresponde, a uma bateria secundária. O enrolamento secundário 201 é provido, por exemplo, para um chassi do veículo. Então, o motorista do veículo estaciona o veículo de tal modo que o enrolamento secundário 201 está posicionado sobre (acima) do enrolamento primário 101, para desse modo fornecer uma energia elétrica a partir do enrolamento primário 101 para o enrolamento secundário 201, carregando assim a bateria secundária incluída na carga 72. A Figura 2a e a Figura 2b mostram individualmente uma vista plana e uma vista em perspectiva do enrolamento primário 101 e do enrolamento secundário 201. Na Figura 2a e na Figura 2b, um eixo-X e um eixo-Y denotam uma direção de superfície plana do enrolamento primário 101 e enrolamento secundário 201 enquanto que um eixo-Z denota uma direção de altura do enrolamento primário 101 e do enrolamento secundário 201. Na Figura 2a e Figura 2b, "(a)" denota a vista plana do enrolamento primário 101 e do enrolamento secundário 201, "(b)" denota a vista em perspectiva do enrolamento secundário 201 e "(c)" denota a vista em perspectiva do enrolamento primário 101. Agora, com a finalidade de conveniência, o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201 têm a mesma configuração circular. Contudo, não é necessário manter tal configuração circular e não é necessário formar a mesma configuração entre o enrolamento primeiro 101 e o enrolamento secundário 201, de acordo com a primeira modalidade.

Conforme mostrado na Figura 2a, nas direções do eixo-X e do eixo-Y as quais formam a direção de superfície plana, é preferível que o veículo seja estacionado de tal modo que o enrolamento secundário 201 coincida com o enrolamento primário 101. Contudo, dependendo da técnica do motorista, uma posição do enrolamento primário 101 em relação ao enrolamento secundário 201 é, de acordo com o caso, desviada na direção da superfície plana. Além disso, a altura do veículo difere com o tipo de veículo, portanto, a altura do enrolamento primário 101 e a altura do enrolamento secundário 201 são diferentes entre si com a altura do veículo. A Figura 3a mostra mudanças da indutância mútua M em relação ao desvio do enrolamento secundário 201 na direção do eixo-X na Figura 2, e a Figura 3b mostra mudanças na indutância mútua M em relação ao desvio do enrolamento secundário 201 na direção do eixo-Z na Figura 2. Conforme mostrado na Figura 2a, quando o centro do enrolamento primário 101 coincide com o centro do enrolamento secundário 201, um fluxo magnético de vazamento entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201 é pequeno, desse modo o valor do eixo-X na Figura 3a corresponde a zero e a indutância mútua M ou um coeficiente de acoplamento k é maior. Por outro lado, conforme mostrado na Figura 2b em comparação com a Figura 2a, quando a posição do enrolamento primário 101 é desviada da posição do enrolamento secundário 201 na direção do eixo-X o fluxo magnético de vazamento é maior, desse modo, conforme mostrado na Figura 3a, a indutância mútua M ou o coeficiente de acoplamento k é menor. Além disso, quando o desvio do enrolamento primário 101 em relação ao enrolamento secundário 201 na direção do eixo-Z (altura) é maior, conforme mostrado na Figura 3b, a indutância mútua M ou o coeficiente de acoplamento k é menor.

Agora, um dispositivo de fornecimento de energia sem contato e semelhante adaptado para carregar aparelhos elétricos domésticos (tal como escova de dentes elétrica, barbeador e semelhante) ou dispositivos móveis os quais são feitos sem fio têm tal estrutura em que o enrolamento primário 101 não se move em relação ao enrolamento secundário 201, portanto, a suposição de flutuação da indutância mútua M conforme declarado acima não é necessária. Assim, na premissa de que a indutância mútua M é fixa, o circuito dos capacitores e indutores incluídos na porção de circuito de transmissão de energia 100 e porção de circuito de chegada 200 são projetados de tal modo que a energia elétrica pode ser eficientemente fornecida à porção de circuito de chegada 200 sob o determinado coeficiente de acoplamento k. A Figura 4 mostra uma fase de uma impedância de entrada (Zin) vista a partir de um lado de saída do fornecimento de energia CA no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato no Documento 1 de Patente, mostrando uma diferença no coeficiente de acoplamento entre o enrolamento primário e o enrolamento secundário. Aqui, f0 denota uma frequência de um componente de onda fundamental do fornecimento de energia CA (em seguida, referido como frequência de onda fundamental). Quando, como uma fonte de energia de comutação, uma saída, por exemplo, do inversor é conectada à porção de circuito de transmissão de energia 100, a frequência de onda fundamental f0 depende de uma frequência de comutação de um elemento de comutação o qual aciona o inversor. De acordo com a primeira modalidade, a frequência de onda fundamental fo depende das frequências de comutação dos elementos de comutação 63a a 63b.

Conforme mostrado na Figura 4, quando o coeficiente de acoplamento k é 0,1, a característica de fase da impedância de entrada é zero nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo), portanto, um fator de energia da energia fornecida é 1, desse modo possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica à carga. Por outro lado, quando a regulagem do capacitor-indutor incluída na porção de circuito de transmissão de energia 100 e porção de circuito de chegada 200 é inalterado e a posição do enrolamento primário 101 é desviada do enrolamento secundário 201 para desse modo mudar o coeficiente de acoplamento k, a fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) é retardada até uma grande amplitude quando o coeficiente de acoplamento k é 0,2. Assim, o fator de energia da energia fornecida é diminuído, desse modo diminuindo a eficiência do fornecimento de energia. Além disso, quando o coeficiente de acoplamento k é mudado para se tornar 0,3, a fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) é retardada adicionalmente, para desse modo diminuir o fator de energia da energia fornecida, diminuindo assim a eficiência do fornecimento de energia.

Isto é, quando a energia elétrica é introduzida em uma posição (enrolamento primário 101 e enrolamento secundário 201) fazendo com que o coeficiente de acoplamento k = 0,1, a energia pode ser fornecida eficientemente. Contudo, quando a posição do enrolamento primário 101 é desviada da posição do enrolamento secundário 201 para desse modo flutuar o coeficiente de acoplamento k, a energia elétrica fornecida ao lado secundário é diminuída acentuadamente, resultando em eficiência diminuída.

De acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201 assume um certo valor, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 quando vista a partir do lado do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 está em paralelo com o eixo de frequência nas proximidades da frequência (fo) do componente de onda fundamental do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6. Conforme mostrado na Figura 5, com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k é 0,3, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) está em paralelo com o eixo de frequência nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0). Em outras palavras, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) é desigual e é plana nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo). Nesse caso, a fase da impedância de entrada (Zin) está próxima de zero, desse modo o fator de energia da energia fornecida está próximo de 1, e a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 fornece eficientemente a energia ao lado secundário. Além disso, não é necessário que "em paralelo com o eixo de frequência" seja exatamente paralelo com o eixo de frequência e, portanto, "em paralelo com o eixo de frequência" pode incluir uma ligeira inclinação.

Então, com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k é flutuado para se tornar 0,2, a característica de fase da impedância de entrada (Zln) muda de tal modo a girar em torno de uma área nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo), e a fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) não muda em uma grande amplitude em comparação com quando o coeficiente de acoplamento k é 0,3, isto é, a fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) é mantida próxima de zero. Além disso, mesmo quando o coeficiente de acoplamento k é flutuado para se tornar 0,1, a característica de fase da impedância de entrada (Ζ,η) muda de tal modo a girar em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo), e a fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (fQ) não muda em uma grande amplitude em comparação com quando o coeficiente de acoplamento k é de 0,2 ou 0,3, isto é, a fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) é mantida próxima de zero.

Em outras palavras, com relação à característica de fase da impedância de entrada (Zin), de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201 assume o determinado valor (k = 0,3 na Figura 5), a diferença entre o máximo (Zmax) θ o mínimo (Zmin) da característica de fase da impedância de entrada (Zin) da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é próxima de zero. Aqui, especialmente, quando a característica de fase tem uma pluralidade de máximos (Zmax), o máximo (Zmax) denota um valor correspondendo à frequência que é mais próxima da frequência de onda fundamental (f0). Além disso, o mesmo é verdadeiro em relação ao mínimo (ZMin)· Na Figura 5, no caso da frequência (Ímax) denotada por um ponto P1, a fase tem o máximo (Zmax) θ no caso da frequência (íMin) denotada por um ponto P2, a fase tem o mínimo (Zmin)· Então, conforme mostrado na Figura 5, a diferença entre o máximo (Zmax) e o mínimo (Zmin) está próxima de zero.

Em outras palavras, com relação à característica de fase da impedância de entrada Zin) de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201 assume certo valor (k = 0,3 na Figura 5), a característica de fase da impedância de entrada (Zm) da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 tem tal característica em que um ponto de inflexão está nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e uma linha tangente do ponto de inflexão está em paralelo com o eixo de frequência. Na Figura 5, Q denota o ponto de inflexão Q o qual está nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0). Além disso, conforme mostrado na Figura 5, a linha tangente do ponto de inflexão Q está em paralelo com o eixo de frequência. Além disso, não é necessário que "em paralelo com o eixo de frequência" seja exatamente paralelo com o eixo de frequência e, portanto, "em paralelo com o eixo de frequência" pode incluir uma ligeira inclinação.

Conforme declarado acima, o modelo do capacitor-indutor incluído na porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 pode permitir que o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade obtenha a característica de fase descrita acima da impedância de entrada (Zm), com o coeficiente de acoplamento variável k assumindo o determinado valor. Então, é explicado a seguir com referência à Figura 6 um exemplo de um circuito onde a impedância de entrada (Zin) tem a característica de fase descrita acima. A Figura 6a mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) da impedância (Zfi apenas do lado primário em relação à frequência quando visto a partir do lado de circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 na porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 mostrada na Figura 1. Além disso, a Figura 6b mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) da impedância (Z2) apenas do lado secundário à frequência quando visto a partir do lado da porção de carga 7 na porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 mostrada na Figura 1. A impedância (Zi) apenas do lado primário e a impedância (Z2) apenas do lado secundário podem ser calculadas respectivamente com a impedância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 6a, a característica de impedância (Z) da impedância (Zi) apenas do lado primário tem o máximo nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0). Além disso, a característica de fase (Φ) da impedância (Zfi apenas do lado primário mantém aproximadamente +90 graus até a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0), então diverge a inclinação de fase nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) e então mantém aproximadamente -90 graus sobre a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0).

Conforme mostrado na Figura 6b, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem a frequência de onda fundamental (f0) entre a frequência (Ímax) considerando o máximo (ZMAx) e a frequência (Ímin) considerando o mínimo (ZM|N). Aqui, especialmente no caso da característica de fase tendo uma pluralidade de máximos (Zmax) o máximo (ZMax) denota um valor correspondendo à frequência que está mais próxima da frequência de onda fundamental (f0). Além disso, o mesmo é verdadeiro em relação ao mínimo (ZMin)· A característica de fase (Φ) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem dois pontos (ponto P1 e ponto P2 mostrados na Figura 6b) nos quais as inclinações de fase são divergidas, e têm uma porção (entre dois pontos P1 e P2) que é paralela ao eixo de frequência, onde o componente de frequência de onda fundamental (f0) está presente entre os dois pontos P1 e P2. Em outras palavras, a característica de fase acima (Φ) faz uma volta em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) e retorna.

Então, a impedância (Zi) apenas do lado primário tendo a característica mostrada na Figura 6a é ajustada para a porção de circuito de transmissão de energia 100 e a impedância (Z2) apenas do lado secundário tendo a característica mostrada na Figura 6b é ajustada para a porção de circuito de chegada 200, para desse modo ajustar a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 tendo a característica acima, conforme mostrado na Figura 5.

Conforme declarado acima, de acordo com a primeira modalidade, a posição entre o enrolamento primário 101 e a posição do enrolamento secundário 201 é flutuada e o coeficiente de acoplamento k é flutuado, contudo, no determinado valor (k= 0,3 na Figura 5), a característica de fase da impedância de entrada (Z,n) está em paralelo com o eixo de frequência nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0). Em outras palavras, de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k assume o determinado valor, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 quando vista a partir do lado de circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência é feita paralela ao eixo de frequência nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6. Ainda em outras palavras, de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k assume o determinado valor, a diferença entre o máximo (Zmax) e o mínimo (Zmin) da característica de fase da impedância de entrada (Zin) da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é feita próxima de zero. Adicionalmente, em outras palavras, de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k assume determinado valor, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 tem o ponto de inflexão Q nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) e a linha tangente do ponto de inflexão Q está em paralelo com o eixo de frequência.

Com isso, quando o coeficiente de acoplamento k flutua a partir de certo valor, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) flutua de tal modo a girar em torno do ponto de admissão de fase (Φο) que corresponde à frequência de onda fundamental (f0), desse modo possibilitando diminuir a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (fo) e suprimir (mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua) a flutuação da fase (Φο).

De acordo com a primeira modalidade, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tendo coeficiente de acoplamento k do determinado valor tem a fase nas proximidades de zero em relação à frequência de onda fundamental (f0), desse modo possibilitando melhorar a eficiência de fornecimento de energia elétrica para a porção de circuito de chegada 200 e também possibilitando (quando o coeficiente de acoplamento k flutua a partir de certo valor) fornecer a energia elétrica com a elevada eficiência mantida.

De acordo com a primeira modalidade, com relação à característica de fase da impedância de entrada (Zin) tendo o coeficiente de acoplamento k do determinado valor, quando o coeficiente de acoplamento k é mudado dentro de uma faixa constante em relação a determinado valor, a fase relativa para a frequência de onda fundamental (f0) flutua nas proximidades de zero. Com isso, mesmo quando coeficiente de acoplamento k é flutuado a partir de determinado valor dentro da faixa constante, um fator de elevada energia pode ser mantido de acordo com a primeira modalidade, portanto, como resultado, possibilitando manter elevada eficiência contra a flutuação do coeficiente de acoplamento k e fornecer a energia elétrica.

Além disso, a faixa constante acima pode ser determinada, por exemplo, da seguinte maneira: quando a eficiência de fornecer energia elétrica mediante flutuação do coeficiente de acoplamento k flutua, o coeficiente de acoplamento k correspondendo a uma faixa permissível da eficiência é determinado antecipadamente. A faixa permissível é determinada apropriadamente dependendo do desempenho do enrolamento primário usado 101, enrolamento secundário usado 201, energia elétrica padrão da bateria secundária como a carga 72, e semelhante.

Em seguida, são explicados com referência da Figura 7 à Figura 10 os pontos e semelhantes em que a característica de impedância acima (Z) ou característica de fase (Φ) permite que o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade mantenha eficiência de fornecimento de eletricidade superior em comparação com o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato convencional. A Figura 7 mostra a eficiência de fornecimento de energia em relação ao coeficiente de acoplamento k, com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade da presente invenção em comparação com o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato convencional. Aqui, a eficiência (%) na Figura 7 denota uma relação de uma energia de saída a partir da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 em relação a uma energia de entrada para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. Além disso, a frequência é a frequência de onda fundamental do fornecimento de energia CA conectado ao lado de entrada.

Com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato convencional, o circuito de indutor-capacitor incluído na porção de fornecimento de eletricidade sem contato é projetado focalizando a eficiência de fornecimento de energia, de tal modo que o fator de energia é aperfeiçoado na premissa de coeficiente de acoplamento elevado k. Assim, a eficiência de fornecimento de energia é elevada no coeficiente de acoplamento elevado k. Contudo, conforme mostrado na Figura 7, quando o coeficiente de acoplamento k é gradualmente diminuído, a eficiência de fornecimento de energia é rapidamente piorada.

Por outro lado, com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade da presente invenção, o coeficiente de acoplamento k, quando diminuído, pode manter a eficiência de fornecimento de energia superior àquela da tecnologia convencional. Além disso, de acordo com a primeira modalidade, o coeficiente de acoplamento k o qual é pequeno pode realizar uma eficiência de fornecimento de energia elevada. A Figura 8 mostra mudanças de eficiência de fornecimento de energia quando a posição do enrolamento primário 101 em relação ao enrolamento secundário 201 é desviada na direção do eixo-X mostrada na Figura 2a ou Figura 3a. Aqui, a eficiência de fornecimento de eletricidade é idêntica àquela mostrada na Figura 7.

Com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato convencional, quando a posição do enrolamento primário 101 em relação ao enrolamento secundário 201 é desviada na direção do eixo-X, o coeficiente de acoplamento k é diminuído, portanto, quando o desvio é aumentado, a eficiência é rapidamente diminuída em um certo ponto. Por outro lado, com relação ao dispositivo de fornecimento de energia sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade da presente invenção, mesmo quando a posição do enrolamento primário 101 em relação ao enrolamento secundário 201 é desviada, a eficiência pode ser mantida elevada. Então, com a eficiência necessária para o sistema como 80% (condição de serviço), 80% ou superior são definidos como uma eficiência permissível para o sistema. Nesse caso, o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade pode estender a permissibilidade da eficiência diminuída (em relação ao desvio na direção de eixo-X) em aproximadamente 1,5 vezes em comparação com a tecnologia convencional. A Figura 9 mostra a corrente necessária no lado de fornecimento de energia CA em relação ao coeficiente de acoplamento k, onde tal corrente é observada quando a obtenção de uma energia de saída constante é necessária (por exemplo, quando uma energia constante de 10 KW pode ser fornecida à carga 72). Com relação ao dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato convencional, quando o coeficiente de acoplamento k é elevado, a energia necessária pode ser fornecida à porção de circuito de chegada 200 mesmo quando a corrente fluindo pela porção de circuito de transmissão de energia 100 for pequena, contudo, quando o coeficiente de acoplamento k é baixo, a corrente fluindo pela porção de circuito de transmissão de energia 100 é grande, desse modo aumentando a perda que ocorre para o enrolamento primário 101 e semelhante no circuito. Por outro lado, com o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k é baixo, a corrente fluindo pela porção de circuito de transmissão de energia 100 pode ser suprimida desse modo possibilitando o fornecimento eficiente da energia à porção de circuito de chegada 200.

Além disso, de acordo com a primeira modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k é de 0,3, um enrolamento primário 101, capacitor 102, enrolamento secundário 201, capacitor 202 e capacitor 203 incluídos na porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 são regulados de tal modo que a característica de fase ou a característica de impedância da impedância de entrada (Zm) tem as características acima, contudo, o coeficiente de acoplamento k caindo para 0,3 é permitido.

Isto é, sob uma condição em que a posição do enrolamento secundário 201 em re- lação ao enrolamento primário 101 é mudada, quando a característica de fase ou a característica de impedância da impedância de entrada (Zin) assume as características acima na faixa de flutuação do coeficiente de acoplamento suposto k, o coeficiente de acoplamento k obtido nesse caso é definido como o determinado valor. Além disso, projetar os circuitos de tal modo que a fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (fo) nesse caso está mais próximo de zero pode melhorar a eficiência.

Além disso, a característica de impedância (Z) da impedância (Zfi apenas do lado primário ou a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) apenas do lado secundário podem ter um valor extremo diferente do máximo (Zmax) ou do mínimo (Zmin) que está mais próximo da frequência de onda fundamental (f0). O circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 de acordo com a primeira modalidade corresponde a "fornecimento de energia de corrente alternada" da presente invenção, o capacitor 102 de acordo com a primeira modalidade corresponde ao "primeiro capacitor" da presente invenção, e o capacitor 202 e o capacitor 203 de acordo com a primeira modalidade correspondem respectivamente ao "terceiro capacitor" e ao "quarto capacitor" da presente invenção.

Segunda Modalidade A Figura 10 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a segunda modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a segunda modalidade difere no uso de um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de transmissão de energia 100 na Figura 1. Exceto o mencionado acima em termos de estrutura, a segunda modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a segunda modalidade.

Conforme mostrado na Figura 10, uma porção de circuito de transmissão de energia 311 de acordo com a segunda modalidade tem tal estrutura que um indutor 301 é conectado em série com um circuito paralelo que tem o enrolamento primário 101 e o capacitor 102. A Figura 11 mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Zfi apenas do lado primário quando visto a partir do lado do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6, com a indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 11, a característica de impedância (Z) da impedância (Zfi de acordo com a segunda modalidade tem o máximo (Zmax) nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) e tem o mínimo (ZMin) em relação à frequência superior do que a frequência de onda fundamental (f0). Além disso, a característica de fase (Φ) da impedância (Zfi de acordo com a segunda modalidade tem a inclinação de fase divergida nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) e tem um ponto no qual a inclinação de fase é adicionalmente divergida na frequência superior à frequência de onda fundamental (f0) exceto a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0).

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de transmissão de energia 311 tendo a característica de impedância (Z) ou característica de fase (Φ) mostrada na Figura 11, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a segunda modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Z,n) em relação à frequência fundamental (f0) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o indutor 301 de acordo com a segunda modalidade corresponde ao "primeiro indutor" da presente invenção.

Terceira Modalidade A Figura 12 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a terceira modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a terceira modalidade difere ao usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de transmissão de energia 100 na Figura 1. Exceto mencionado acima em termos de estrutura, a terceira modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a terceira modalidade.

Conforme mostrado na Figura 12, uma porção de circuito de transmissão de energia 312 de acordo com a terceira modalidade tem tal estrutura em que o capacitar 302 é conectado em série com o circuito paralelo que tem o enrolamento primário 101 e o capacitar 102. A Figura 13 mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Zi) apenas do lado primário quando visto a partir do lado de circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6, com indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 13, a característica de impedância (Z) da impedância (Zi) de acordo com a terceira modalidade tem o máximo (montanha) nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e tem o mínimo em relação à frequência inferior à frequência de onda fundamental (f0) em uma área outra do que a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0). Além disso, a característica de fase (Φ) da impedância (Zi) tem a inclinação de fase divergida nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e tem um ponto no qual a inclinação de fase é divergida adicionalmente em uma fre- quência inferior à frequência de onda fundamental (f0) exceto a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0).

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de transmissão de energia 312 tendo a característica de impedância (Z) e característica de fase (Φ) mostrada na Figura 13, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a terceira modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zjn) em relação à frequência de onda fundamental (f0) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o capacitor 302 de acordo com a terceira modalidade corresponde ao "segundo capacitor" da presente invenção.

Quarta Modalidade A Figura 14 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a quarta modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a quarta modalidade difere ao usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de transmissão de energia 100 na Figura 1. Exceto o mencionado acima em termos de estrutura, a quarta modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a quarta modalidade.

Conforme mostrado na Figura 14, uma porção de circuito de transmissão de energia 313 de acordo com a quarta modalidade tem uma estrutura em que o indutor 301 é conectado a uma primeira extremidade do circuito paralelo tendo o enrolamento primário 101 e o capacitor 102 e o capacitor 302 é conectado a uma segunda extremidade do circuito paralelo acima. A Figura 15 mostra a característica de impedância (Z) e característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Zfi apenas do lado primário quando visto a partir do lado de circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6, com a indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 15, a característica de impedância (Z) da impedância (Ζη), de acordo com a quarta modalidade tem o máximo (montanha) nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e tem dois mínimos em duas áreas respectivas exceto a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo). Além disso, a característica de fase (Φ) da impedância (Zfi tem a inclinação de fase divergida nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e tem dois pontos nos quais as inclinações de fase são adicionalmente divergidas em frequências respectivas exceto a área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0).

Quando a porção de fornecimento de energia sem contato 10 é provida com a porção de circuito de transmissão de energia 313 tendo a característica de impedância (Z) ou característica de fase (Φ) mostrado na Figura 15, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica conforme mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a quarta modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (f0) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο) como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o indutor 301 de acordo com a quarta modalidade corresponde ao "primeiro indutor" da presente invenção e o capacitor 302 de acordo com a quarta modalidade corresponde ao "segundo capacitor" da presente invenção.

Quinta Modalidade A Figura 16 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a quinta modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a quinta modalidade difere a usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de chegada 200 na Figura 1. Exceto pelo mencionado acima em termos de estrutura, a quinta modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a quinta modalidade.

Conforme mostrado na Figura 16, uma porção de circuito de chegada 411 tem tal estrutura em que o capacitor 401 é conectado ao enrolamento secundário 201 em série e o capacitor 202 é conectado em paralelo ao circuito serial composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 401. A Figura 17 mostra a característica de impedância Z e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Z2) apenas do lado secundário quando visto a partir do lado da porção de carga 7, com a indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 17, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) tem a frequência de onda fundamental (f0) entre a frequência (fMAx) considerando o máximo (Zmax) e a frequência (Ímin) considerando o mínimo (Zmin)· A característica de fase (Φ) da impedância (Z2) tem dois pontos (ponto P1 e ponto P2 mostrado na Figura 17) nos quais as inclinações de fase são divergidas e têm uma porção (entre os dois pontos Ρ1, P2) a qual é paralela ao eixo de frequência, onde a frequência de onda fundamental (f0) está presente entre os dois pontos P1 e P2. Em outras palavras, a característica de fase (Φ) realiza uma volta em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e retorna.

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de chegada 411 tendo a característica de impedância (Z) ou a característica de fazer (Φ) mostrada na Figura 17, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a quinta modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência fundamental (fo) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o capacitor 401 de acordo com a quinta modalidade corresponde ao "quinto capacitor" da presente invenção e o capacitor 202 de acordo com a quinta modalidade corresponde ao "terceiro capacitor" da presente invenção.

Sexta Modalidade A Figura 18 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a sexta modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a sexta modalidade difere ao usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de chegada 200 na Figura 1. Exceto pelo citado acima em termos de estrutura, a sexta modalidade é substancialmente a mesma que a primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a sexta modalidade.

Conforme mostrado na Figura 18, uma porção de circuito de chegada 412 de acordo com a sexta modalidade tem tal estrutura em que o capacitor 401 é conectado em série ao enrolamento secundário 201 e o indutor 402 é conectado em paralelo ao circuito serial composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 401. A Figura 19 mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Z2) apenas do lado secundário quando visto a partir do lado de porção de carga 7, com indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 19, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) tem a frequência de onda fundamental (f0) entre a frequência (Ímax) considerando o máximo (Zmax) e a frequência (Ímin) considerando o mínimo (Zmin)· Ao contrário da característica de impedância Z) mostrada na Figura 6b de acordo com a primeira modalidade, a Figura 19 da sexta modalidade mostra que a frequência (Ímax) é inferior à frequência de onda fundamental (f0) e a frequência (Ímin) é superior à frequência de onda fundamental (f0). A característica de fase (Φ) da impedância (Z2) tem dois pontos (ponto P1 e ponto Ρ2 mostrados na Figura 19) nos quais as inclinações de fase são divergidas e têm uma porção (entre os dois pontos P1, P2) a qual é paralela ao eixo de frequência, onde o componente de frequência de onda fundamental (f0) está presente entre os dois pontos P1 e P2. Em outras palavras, a característica de fase acima (Φ) faz uma volta em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e retorna.

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de chegada 412 tendo a característica de impedância (Z) ou característica de fase (Φ) mostrada na Figura 19, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a sexta modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (fo) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o capacitor 401 de acordo com a sexta modalidade corresponde ao "quinto capacitor" da presente invenção e o indutor 402 de acordo com a sexta modalidade corresponde ao "terceiro indutor" da presente invenção.

Além disso, substituir o capacitor 401 com o indutor 402 e desse modo conectar o indutor 402 em série com o enrolamento secundário 201 enquanto conectando o capacitor 401 com o circuito em série composto do enrolamento secundário 201 e indutor 401 é permitido. Nesse caso, o capacitor 401 de acordo com a sexta modalidade corresponde ao "terceiro capacitor" da presente invenção e o indutor 402 de acordo com a sexta modalidade corresponde ao "quarto indutor" da presente invenção. Sétima Modalidade A Figura 20 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a sétima modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a sétima modalidade difere ao usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de chegada 200 na Figura 1. Exceto pelo mencionado acima em termos de estrutura, a sétima modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a sétima modalidade.

Conforme mostrado na Figura 20, uma porção de circuito de chegada 413 de acordo com a sétima modalidade tem tal estrutura em que o capacitor 401 é conectado em série com o enrolamento secundário 201 e o capacitor 403 é conectado em uma área entre uma conexão (entre uma primeira extremidade do enrolamento secundário 201 e o capacitor 401) e uma segunda extremidade do enrolamento secundário 201. Então, o capacitor 202 é co- nectado em paralelo em relação ao circuito serial o qual tem i) o circuito paralelo composto do enrolamento secundário 201 e o capacitor 403 e ii) o capacitor 401. A Figura 21 mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Z2) apenas do lado secundário quando visto a partir do lado da porção de carga 7, com a indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 21, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem a frequência de onda fundamental (f0) entre a frequência (Ímax) considerando o máximo (Zmax) ® a frequência (Ímin) considerando o mínimo (ZMin)· A característica de fase (Φ) da impedância (Z2) tem dois pontos (ponto P1 e ponto P2 mostrados na Figura 21) nos quais as inclinações de fase são divergidas e têm uma porção (entre os dois pontos P1, P2) a qual é paralela ao eixo de frequência, onde o componente de frequência de onda fundamental (f0) está presente entre os dois pontos P1 e P2. Em outras palavras, a característica de fase acima (Φ) faz uma volta em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e retorna.

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de chegada 413 tendo a característica de impedância (Z) ou característica de fase (Φ) mostrado na Figura 21, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, uma tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a sétima modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (f0) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente energia elétrica.

Além disso, o capacitor 403 de acordo com a sétima modalidade corresponde ao "sexto capacitor" da presente invenção.

Oitava Modalidade A Figura 22 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a oitava modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a oitava modalidade difere ao usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de chegada 200 na Figura 1. Exceto que pelo mencionado acima em termos de estrutura, a oitava modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a oitava modalidade.

Conforme mostrado na Figura 22, uma porção de circuito de chegada 414 de acordo com a oitava modalidade tem tal estrutura em que o capacitor 202 é conectado em paralelo ao circuito serial composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 401 ao passo que o capacitor 203 é conectado a uma conexão entre o capacitor 202 e o capacitor 401. A Figura 23 mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Z2) apenas do lado secundário quando visto a partir do lado da porção de carga 7, com a distância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 23, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem a frequência de onda fundamental (f0) entre a frequência (ímax) considerando o máximo (Zmax) θ a frequência (íMin) considerando o mínimo (Zmin)· Aqui, especialmente no caso da característica de fase tendo uma pluralidade de máximos (Zmax), o máximo (Zmax) denota um valor correspondendo à frequência que está mais próxima da frequência de onda fundamental (fo). Além disso, o mesmo é verdadeiro em relação ao mínimo (Zmin)· A característica de fase (Φ) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem dois pontos (ponto P1 e ponto P2 mostrados na Figura 23) nos quais as inclinações de fase são divergidas, e têm uma porção (entre os dois pontos Ρ1, P2) a qual é paralela ao eixo de frequência, onde o componente de frequência de onda fundamental (fo) está presente entre os dois pontos P1 e P2. Em outras palavras, a característica de fase acima (Φ) faz uma volta em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e retorna.

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de chegada 414 tendo a característica de impedância (Z) ou característica de fase (Φ) mostrada na Figura 23, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a oitava modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (fo) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o capacitor 202 de acordo com a oitava modalidade corresponde ao "terceiro capacitor" da presente invenção, o capacitor 401 corresponde ao "quinto capacitor" da presente invenção, e o capacitor 203 corresponde ao "quarto capacitor" da presente invenção.

Nona Modalidade A Figura 24 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a nona modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a nona modalidade difere ao usar um circuito que é diferente do circuito da porção de circuito de chegada 200 na Figura 1. Exceto pelo citado acima em termos de estrutura, a nona modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a nona modalidade.

Conforme mostrado na Figura 24, uma porção de circuito de chegada 415 de acordo com a nona modalidade tem tal estrutura em que o indutor 402 é conectado em paralelo com o circuito serial composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 401 enquanto que o capacitor 203 é conectado com uma conexão entre o indutor 402 e o capacitor 401. A Figura 25 mostra a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) em relação à frequência da impedância (Z2) apenas do lado secundário quando visto a partir do lado da porção de carga 7, com a indutância mútua M como zero.

Conforme mostrado na Figura 25, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem a frequência de onda fundamental (f0) entre a frequência (Ímax) considerando o máximo (Zmax) e a frequência (Ímin) considerando o mínimo (ZMin)· Além disso, a característica de impedância (Z) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem o mínimo (Ζμινς) diferente do mínimo (Zmini)· Aqui, o mínimo correspondendo à frequência (Ímini) que é mais próximo da frequência de onda fundamental (f0) é definido como (Zmini)· A característica de fase (Φ) da impedância (Z2) apenas do lado secundário tem dois pontos (ponto P1 e ponto P2 mostrados na Figura 25) nos quais as inclinações de fase são divergidas e os quais encaixam entre eles o componente de frequência de onda fundamental (f0), e tem uma porção (entre os dois pontos Ρ1, P2) que é paralela ao eixo de frequência. Além disso, exceto os dois pontos P1, P2 nos quais as inclinações de fase são divergidas, a característica de fase (Φ) da impedância (Z2) tem um ponto (ponto P3 mostrado na Figura 25) no qual a inclinação de fase é adicionalmente divergida. Em outras palavras, a característica de fase mencionada acima (Φ) faz uma volta em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) e retorna.

Quando a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é provida com a porção de circuito de chegada 415 tendo a característica de impedância (Z) ou característica de fase (Φ) mostrada na Figura 25, a característica de fase da impedância de entrada (Zin) tem, com referência à Figura 5, tal característica como mostrado de acordo com a primeira modalidade. Com isso, no dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a nona modalidade, a faixa de flutuação da fase da impedância de entrada (Zin) em relação à frequência de onda fundamental (f0) é pequena mesmo quando o coeficiente de acoplamento k flutua, desse modo suprimindo a flutuação da fase (Φο), como resultado, mantendo elevado o fator de energia e possibilitando fornecer eficientemente a energia elétrica.

Além disso, o capacitor 401 de acordo com a nona modalidade corresponde ao "quinto capacitor" da presente invenção e o capacitor 203 corresponde ao "quarto capacitor" da presente invenção, e o indutor 402 corresponde ao "terceiro indutor" da presente invenção.

Além disso, as porções de circuito de transmissão de energia 100, 311, 312, 313 e as porções de circuito de chegada 200, 411, 413, 414, 415 mostradas de acordo com a primeira até nona modalidade podem ser combinadas arbitrariamente para formar a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. Décima Modalidade A Figura 26 é uma porção de circuito mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a décima modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a décima modalidade difere ao especificar a escala da impedância de cada um do enrolamento primário 101 e enrolamento secundário 201 e escala de capacitância de cada um dos capacitores 102, 202 e 203. Exceto pelo citado acima em termos de estrutura, a décima modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a décima modalidade.

Conforme mostrado na Figura 26, no lado primário, estão dispostos o enrolamento primário 101 e o capacitor 102 o qual é conectado em paralelo com o enrolamento primário 101. No segundo lado, são providos o enrolamento secundário 201, o capacitor 202 conectado em paralelo com o enrolamento secundário 201, e o capacitor 203 conectado em série com o circuito paralelo composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 202. O circuito acima corresponde à porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 mostrada na Figura 1. Aqui, a indutância do enrolamento primário 101 é definida como Li, a indutância do enrolamento secundário 201 é definida como L2, a capacitância do capacitor é definida como C1p, a capacitância do capacitor 202 é definida como C2p e a capacitância do capacitor 203 é definida como C2s. A décima modalidade especifica as condições associadas com a escala da indutân-cia de cada um do enrolamento primário 101 e enrolamento secundário 201 e a escala de cada um dos capacitores 102, 202 e 203, define a frequência de onda fundamental (f0) nas proximidades de uma frequência ressonante (ffi da impedância (Zfi no lado primário, e define a frequência de onda fundamental (fo) entre a primeira frequência ressonante (fa) e a segunda frequência ressonante (fu) da impedância (Zfi no lado secundário.

Primeiramente, a capacitância C-ip do capacitor 102 é explicada com referência à Figura 27. A Figura 27 mostra um circuito no lado primário (lado de transmissão) entre os circuitos na Figura 26.

Conforme mostrado na Figura 27, a indutância mútua M = 0 entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201. Então, o circuito é de tal modo projetado que a relação entre a frequência de onda fundamental (f0) fornecida a partir do circuito de fome- cimento de energia CA de alta frequência 6 até o circuito no lado primário, a indutância (L|) e a capacitância (CiP) satisfazem a seguinte fórmula 1.

Expressão 1 C1p = 1/(ί.1(2πί0)2)(ΕόπΎΊυΐ3 1) Então, a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) do circuito no lado primário mostrado na Figura 27 são mostradas na Figura 28. A Figura 28 é um gráfico mostrando a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) do circuito no lado primário em relação à frequência. A frequência ressonante (fj da impedância (Z-ι) corresponde à frequência mostrando o máximo da característica de impedância (Z) e corresponde à frequência do ponto central da característica de fase rotativa. Portanto, a Figura 28 verifica se a frequência de onda fundamental (f0) está posicionada nas proximidades da frequência ressonante (fi). Isto é, projetando o circuito de tal modo que a frequência de onda fundamental (f0) é definido nas proximidades da frequência ressonante (fi) satisfaz a condição da fórmula 1.

Com isso, a corrente fornecida à porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 pode ser suprimida baixa, desse modo possibilitando melhorar a eficiência.

Então, a capacitância C2p do capacitor 202 será explicada com referência à Figura 29. A Figura 29 mostra o circuito paralelo composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 202, entre os circuitos no lado secundário (lado de chegada) dos circuitos na Figura 26.

Conforme mostrado na Figura 29, a indutância mútua M = 0 entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201. Então, o circuito é de tal forma projetado que a relação entre a indutância (Lfi, a capacitância (C1p) e a indutância (L2) e a capacitância (C2p) satisfaz a seguinte fórmula 2.

Expressão 2 C2p < (Li/L2)C1p(Fórmula 2) A fórmula 2 será explicada, enquanto mostrando na Figura 30 a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) do circuito no lado secundário do circuito na Figura 26. A Figura 30 é um gráfico mostrando a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) no circuito no lado secundário em relação à frequência.

Conforme mostrado na Figura 30, a segunda frequência ressonante (fb) da impedância (Z2) corresponde à frequência (Ímax) mostrando o máximo (Zmax) da característica de impedância (Z) e corresponde à frequência do ponto central da característica de fase rotativa (Φ). Além disso, a segunda frequência ressonante (fb) é formada pelo circuito ressonante (consultar Figura 29) que é uma combinação da indutância (L2) e a capacitância (C2p), onde o circuito ressonante acima e a segunda frequência ressonante (fb) em combinação têm a seguinte relação (fórmula 3).

Expressão 3 Então, projetando o circuito de tal forma que a segunda frequência ressonante (fb) é superior à frequência de onda fundamental (f0) estabelece a fórmula 4.

Expressão 4 fo < fb( Fórmula 4) Substituindo a fórmula 1 e a fórmula 3 na fórmula 4 leva à fórmula 2. Isto é, projetando o circuito de tal modo que a frequência de onda fundamental (fo) seja inferior à segunda frequência ressonante (fb) para satisfazer a expressão 4 pode satisfazer à condição da expressão 2.

Então, a capacitância C2s do capacitor 203 será explicado com referência à Figura 31. A Figura 31 mostra um circuito do lado secundário (lado de chegada) do circuito na Figura 26 onde o circuito na Figura 31 tem o circuito paralelo (composto do enrolamento secundário 201 e capacitor 202) e o capacitor 203 o qual é conectado em série com circuito paralelo.

Conforme mostrado na Figura 31, a indutância mútua M = 0 entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201. Então, o circuito é de tal modo projetado que a relação entre a indutância (Lfi, a capacitância (C1p), a indutância (L2), a capacitância (C2p) e a capacitância (C2s) satisfaz a seguinte fórmula 5.

Expressão 5 A fórmula 5 será explicada enquanto mostrando na Figura 30 a característica de impedância (Z) e a característica de fase (Φ) do circuito no lado secundário do circuito na Figura 31.

Conforme mostrado na Figura 30, a primeira frequência ressonante (fa) da impedância (Z2) apenas do lado secundário corresponde à frequência mostrando o mínimo (ZMin) da característica de impedância (Z) e corresponde à frequência do ponto central da característica de fase rotativa (Φ). Além disso, a primeira frequência ressonante (fa) é uma frequência ressonante de um circuito ressonante que é formado pela indutância (L2), a capacitância (C2p) e a capacitância (C2s), onde o circuito ressonante acima e a primeira frequência ressonante (fa) têm a seguinte relação (fórmula 6).

Expressão 6 Então, projetando o circuito de tal modo que a primeira frequência ressonante (fa) seja inferior à frequência de onda fundamental (f0) estabelece a fórmula 7.

Expressão 7 fo > fa(Fórmula 7) Substituindo a fórmula 1 e a fórmula 6 na fórmula 7 leva à fórmula 5. Isto é, projetando o circuito de tal modo que a frequência de onda fundamental (f0) seja superior à primeira frequência ressonante (fa) para satisfazer à fórmula 7 pode satisfazer a condição da fórmula 5.

Então, a partir da fórmula 2 e da fórmula 5, a fórmula 8 pode ser conduzida como uma relação entre as indutâncias L-i, L2 e as capacidades C1p, C2p, C2s dos circuitos nos lados, primário e secundário.

Expressão 8 Com isso, a característica de fase (Φ) da impedância (Zfi tem dois pontos {correspondendo à primeira frequência ressonante (fa) e a segunda frequência ressonante (fb) mostrados na Figura 30} na qual as inclinações de fase são divergidas, e têm uma porção {entre os dois pontos (fa) e (fb)} que é paralela ao eixo de frequência, onde o componente de frequência de onda fundamental (f0) está presente entre a primeira frequência ressonante (fa) e a segunda frequência ressonante (fb). Como resultado, a eficiência de fornecer a energia elétrica a partir do lado primário para o lado secundário é aperfeiçoada.

Então, é feita uma explanação sobre a característica de impedância (Zin) que é vista a partir do lado de saída do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 no circuito da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 mostrado na Figura 26. A Figura 32 mostra um circuito equivalente do circuito na Figura 26.

Então, com base no circuito mostrado na Figura 32, a característica de impedância (Zm) vista a partir do lado de saída do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 é submetida à transformação de Laplace, conforme mostrado na Figura 9.

Expressão 9 (Fórmula 9) A Figura 33 mostra trilhas de polo da característica de impedância (Zin). A Figura 33 mostra duas raízes características típicas causando uma grande influência na característica de circuito dos polos na fórmula 9, isto é, um polo 1 que está mais próximo de um lado do eixo imaginário Im (Imaginário) e um polo 2 que é o segundo mais próximo do lado do eixo imaginário Im. Quando o coeficiente de acoplamento k entre o enrolamento primário 101 e o enrolamento secundário 201 é aumentado a partir de uma área nas proximidades de zero, o polo 1 e o polo 2 traçam as trilhas como mostrado na Figura 33. Isto é, o polo 1 se afasta do eixo imaginário Im de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k, enquanto que o polo 2 se aproxima do polo 1 de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k.

Isto é, supõe-se que de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k, o polo 1 se afasta do eixo imaginário Im enquanto que o polo 2 se aproxima do polo 1, desse modo o polo 1 e o polo 2 negam mutuamente a influência, como um resultado, suprimindo a diminuição de eficiência. Isto é, os dois polos (polo 1 e polo 2) os quais são raízes características típicas traçam trilhas mutuamente opostas de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k.

Por outro lado, no circuito mostrado na Figura 26 ou no circuito mostrado na Figura 32, as indutâncias Li, L2 e as capacitâncias C1p, C2p, C2s do circuito são de tal forma definidas que a fórmula 1 e a fórmula 8 não são satisfeitas, nesse caso, a característica de impedância (Zin) vista a partir do lado de saída do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 é denotada como na Figura 34. A Figura 34 mostra a trilha de polo da característica de impedância (Zin) em um plano complexo sob uma condição de circuito onde a fórmula 1 e a fórmula 8 não são satisfeitas.

Conforme mostrado na Figura 34, o polo 1 que está mais próximo do lado do eixo imaginário Im não se afasta do eixo imaginário Im de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k, ao passo que o polo 2 que é o segundo mais próximo do lado do eixo imaginário Im não se aproxima do eixo imaginário Im de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k. Além disso, o polo 1 e o polo 2 na Figura 34, em comparação com aqueles na Figura 33, traçam as trilhas em posições afastadas uma da outra de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k (polo 2 não sendo uma raiz característica típica), portanto não causa uma influência uma na outra. Assim, uma raiz de controle se afasta do eixo imaginário Im de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k, desse modo diminuindo a eficiência.

Isto é, quando o polo 1 o qual se afasta do eixo imaginário Im de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k está presente (Figura 33), o polo 1 que se afasta do eixo imaginário Im e o polo 2 que se aproxima do eixo imaginário Im {duas raízes características típicas (polo 1 e polo 2) traçam trilhas mutuamente opostas de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k} estão presentes no circuito de acordo com a décima modalidade, e então a raiz de controle muda de posição a partir do polo 1 para o polo 2 de acordo com o aumento de coeficiente de acoplamento k. Assim, de acordo com a décima modalidade, quando o coeficiente de acoplamento k é aumentado, a raiz de controle está presente nas proximidades do eixo imaginário Im. Como resultado, a mudança em eficiência de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k pode ser suprimida.

Então, uma explanação é feita sobre a característica de impedância (Zin) e característica de fase (Oin) que são vistas a partir do lado de saída do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6. A Figura 35a mostra a característica de impedância (Ζ,η) e a Figura 35b mostra a característica de fase (Φϊη), na porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 de acordo com a décima modalidade. Além disso, a Figura 35a e a Figura 35b mostram mudanças respectivas da característica de impedância (Zin) e da característica de fase (Φ,η) de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k.

Conforme mostrado na Figura 35b, a décima modalidade tem tal característica que a fase gira em torno da área nas proximidades da frequência de onda fundamental (fo) de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k. Portanto, mesmo quando o coeficiente de acoplamento k muda, a fase correspondendo à frequência de onda fundamental (fQ) assume um valor próximo de zero grau, desse modo possibilitando a supressão da diminuição do fator de energia.

Conforme mostrado acima (especialmente na Figura 26), de acordo com a décima modalidade, a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 tem uma tal estrutura em que o enrolamento primário 101 e o capacitor 102 são conectados em paralelo no lado primário ao passo que o circuito paralelo (composto do enrolamento secundário 201 e do capacitor 202) e o capacitor 203 conectado em série com o circuito paralelo são conectados no lado secundário. Na porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10, a frequência de onda fundamental (f0) da energia alternada fornecida a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 é determinada nas proximidades da frequência ressonante (fi) da impedância (Zi) apenas do lado primário e é determinada entre a primeira frequência ressonante (fa) e a segunda frequência ressonante (fb) da impedância (Z2) apenas do lado secundário. Com isso, de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k e nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0), a flutuação da fase é suprimida, desse modo possibilitando a supressão da diminuição de eficiência.

Além disso, de acordo com a décima modalidade, o circuito é projetado de tal modo a satisfazer às condições da fórmula 1 e da fórmula 8 no circuito acima. Com isso, de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k e nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0) a flutuação da fase é suprimida, desse modo possibilitando a supressão da diminuição de eficiência.

Além disso, de acordo com a décima modalidade, quando a característica de impedância de entrada (Zin) é mostrada pelo plano complexo no circuito acima, de acordo com o aumento do coeficiente de acoplamento k, o polo 1 que é mais próximo do eixo imaginário Im se afasta do eixo imaginário Im e o polo 2 que é o segundo mais próximo do eixo imagi- nário Im se aproxima do polo 1 (Figura 33). Com isso, de acordo com a mudança do coeficiente de acoplamento k e nas proximidades da frequência de onda fundamental (f0), a flutuação da fase é suprimida, desse modo possibilitando a supressão da diminuição de eficiência.

Além disso, de acordo com a décima modalidade, o polo 1 corresponde ao "primeiro polo” da presente invenção e o polo 2 corresponde ao "segundo polo" da presente invenção. Décima Primeira Modalidade A Figura 36 mostra um diagrama de circuito elétrico mostrando o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a décima primeira modalidade da presente invenção. Em comparação com a primeira modalidade descrita acima, a décima primeira modalidade difere em uma forma de onda de voltagem de saída a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. Exceto pelo mencionando acima em termos de estrutura, a décima primeira modalidade é substancialmente idêntica à primeira modalidade e, portanto, descrições da primeira modalidade serão adequadamente citadas de acordo com a décima primeira modalidade.

Conforme mostrado na Figura 36, o dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato 20 de acordo com a décima primeira modalidade é provido com uma porção de controle 8 para controlar a comutação dos transistores (elementos de comutação) 63a a 63d. A porção de controle 8 inclui uma porção de controle de frequência 81, uma porção de ajuste de comando de voltagem 82 e uma porção de cálculo de comando de voltagem 83.

Então, é feita uma explanação sobre a estrutura detalhada da porção de controle 8, com referência à Figura 37. A Figura 37 mostra um diagrama de blocos da porção de controle 8. A porção de controle de frequência 81 tem uma porção de ajuste de comando de frequência 81a e uma porção de ajuste de portadora 81b. A porção de ajuste de comando de frequência 81a estabelece um valor de comando de frequência (fref) da voltagem de saída do inversor de tipo de voltagem 63 e transmite o valor de comando de frequência (fref) para a porção de ajuste de portadora 81b. A porção de ajuste de portadora 81b forma uma amplitude (Vx) da portadora com base no valor de comando de frequência (fref), para desse modo formar um sinal de portadora de onda triangular. A porção de ajuste de portadora 81 b utiliza um controle digital usando, por exemplo, um microcomputador e forma a amplitude (Vx) a partir de um contador de relógio que se baseia no valor de comando de frequência (fref). A porção de ajuste de comando de amplitude de voltagem 82 tem uma porção de ajuste de comando de amplitude de voltagem 82a e uma porção de ajuste de pulso de comutação (porção de ajuste de pulso SW) 82b. A porção de ajuste de comando de amplitude de voltagem 82a estabelece um valor de comando de amplitude (Vref) da voltagem de saída do inversor de tipo de voltagem 62, e transmite o valor de comando de amplitude (Vref) para a porção de ajuste de pulso de comutação 82b. Com base em um valor de comando de energia (Pref) dado a partir de uma porção externa, a porção de ajuste de comando de amplitude de voltagem 82a determina o valor de comando de amplitude (Vref). Comparando a portadora transmitida a partir da porção de ajuste de portadora 81b com o valor de comando de amplitude (Vref), a porção de ajuste de pulso de comutação 82b estabelece o pulso de comutação (SW1) para comutar os transistores (elementos de comutação) 63a a 63d.

Aqui, convencionalmente, o pulso de comutação (SW1) é introduzido no inversor do tipo de voltagem 63, e o inversor de tipo de voltagem 63 produz uma voltagem de fornecimento, por exemplo, onda senoidal, para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. De acordo com a décima primeira modalidade, ajustar a porção de cálculo de comando de voltagem 83 na porção de controle 8 produz, para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10, uma voltagem de fornecimento que é diferente da voltagem de fornecimento de onda senoidal convencional.

Com base no pulso de comutação (SW1) transmitido a partir da porção de ajuste de pulso de comutação 82b, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 estabelece um novo pulso de comutação (SW2). Quando o novo pulso de comutação (SW2) controla os transistores (elementos de comutação) 63a a 63d, a voltagem de fornecimento (Vin) fornecido a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 realiza uma forma de onda a qual tem, por período, um primeiro período de descanso (tbi) entre uma pluralidade de períodos de saída de voltagem positiva e um segundo período de descanso (tb2) entre uma pluralidade de períodos de saída de voltagem negativa, conforme mostrado na Figura 38. Em cada um do primeiro e segundo período de distância (tb-i, tb2), a saída de voltagem tem um descanso ou a voltagem não é produzida. A Figura 38 mostra características de saída da voltagem de fornecimento (Vin) em relação ao tempo. Além disso, de acordo com a décima primeira modalidade, será feita uma explanação na premissa de que o primeiro período de descanso (tbi) e o segundo período de descanso (tb2) têm a mesma extensão, contudo, os dois períodos mencionados acima (tbi, tb2) falhando em ter a mesma extensão também são permitidos.

Em seguida, com referência à Figura 39, as operações de controle da porção de controle 8 serão apresentadas. A Figura 39 mostra a forma de onda de portadora, formas de onda de saída, forma de onda de pulso de comutação (SW1), forma de onda de pulso de comutação (SW2) e forma de onda de voltagem de fornecimento. Na Figura 39, a abscissa denota o eixo de tempo.

Primeiramente, a porção de ajuste de portadora 81b transmite o sinal de portadora da amplitude (Vx) para a porção de ajuste de pulso de comutação 82b, conforme mostrado na Figura 39(a). A porção de ajuste de comando de amplitude de voltagem 82a, conforme mostrado na Figura 39(a) estabelece o valor de comando de amplitude (Vref) para a amplitude (Vx).

Então, com base nas seguintes condições, a porção de ajuste de pulso de comutação 82b forma o pulso de comutação (SW1) mostrado na Figura 39 (b).

Expressão 10 Comutador S^IGADO quando portadora < Vx/2 DESLIGADO quando portadora > Vx/2 Comutador S2DESLIGADO quando portadora < Vx/2 LIGADO quando portadora > Vx/2 Comutador S3LIGADO quando portadora s Vref e portadora < Vref + Vx/2 DESLIGADO quando portadora < Vref ou portadora > Vref + Vx/2 Comutador S4DESLIGADO quando portadora > Vref e portadora < Vref + Vx/2 LIGADO quando portadora < Vref ou portadora > Vret + Vx/2 Mediante as condições acima, os pulsos de comutação (SW1) mostrados na Figura 39(b) são formados.

Então, com base no pulso de comutação (SW1), a porção de cálculo de comando de voltagem 83 forma o pulso de comutação (SW2) mostrado na Figura 39(c). Em primeiro lugar, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 divide o período (T) equivalente a um período do pulso de comutação do comutador S3 em quatro seções (Tom, Ton2, Τ0«ι, Το«2), desse modo estabelecendo a relação da fórmula 10.

Expressão 11 Então, com Ton como um período LIGADO do transistor 63c, TOff como um período DESLIGADO do transistor 63c, e D Como uma razão de trabalho, a seguinte fórmula 11 é estabelecida.

Expressão 12 A razão de trabalho D é determinada pelo valor de comando de amplitude (Vret) estabelecido pela porção de ajuste de comando de amplitude de voltagem 82a e o período T é determinado pelo valor de comando de frequência (fref) determinado pela porção de ajuste de comando de frequência 81a.

Então, a porção de cálculo de comando 83 divide adicionalmente as quatro seções (Tom, Ton2, Toffi, Toff2) em oito seções (a até h).

Expressão 13 Aqui, o período de descanso tb é para interromper a voltagem de fornecimento para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 ao fazer o controle LIGAR-DESLIGAR da comutação dos transistores (elementos de comutação) 63a a 63d e é ajustado pela porção de controle 8 com base no período (T) e razão de trabalho (D). O período (T), a razão de trabalho (D) e o período de descanso (tb) tem uma relação predeterminada e quando o período (T) ou razão de trabalho (D) muda, o período de descanso (tb) também muda. A porção de controle 8 armazena antecipadamente a relação entre o período (T), a razão de trabalho (D) e o período de descanso (tb) mediante, por exemplo, uma tabela e semelhante. A seção do período de descanso tb é diferente (oposta) das seções vizinhas em característica de LIGAR/DESLIGAR. Por exemplo, em uma seção de um certo período de descanso tb, quando o pulso de comutação (SW2) está LIGADO, os pulsos de comutação (SW2) nas seções vizinhas à seção do período de descanso tb, em outras palavra, as seções mencionadas primeiro e mencionadas por último estão DESLIGADAS.

Então, as seções a até h são arranjadas em ordem, para desse modo formar o pulso de comutação (SW2) conforme mostrado na Figura 39(c). Como a seção a e a seção c são períodos DESLIGADOS, a seção b é um período LIGADO e como a seção e e a seção g são períodos LIGADOS, a seção f é um período DESLIGADO.

Além disso, o pulso de comutação (SW2) do comutador S4 é formado de uma mesma maneira que aquela do comutador S3. Contudo, o pulso de comutação (SW2) do comutador S4 é oposto ao pulso de comutação (SW2) do comutador S3, causando uma forma de onda reversa (forma de onda simétrica). O pulso de comutação (SW2) de cada um do comutador S1 e do comutador S2 é similar à forma de onda do pulso de comutação (SW1).

Com isso, conforme mostrado na Figura 39(c), a porção de cálculo de comando de voltagem 83 forma o pulso de comutação (SW2) com base no pulso de comutação (SW1). Então, o pulso de comutação (SW2) opera cada um dos transistores (elementos de comutação) 63a a 63d e a energia é fornecida a partir do fornecimento de energia CA trifásico 64. Então, o circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 fornece para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 a voltagem mostrada na Figura 39(d). Isto é, no circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 de acordo com a décima primeira modalidade, a voltagem de fornecimento que inclui, por período (T), uma pluralidade de períodos (equivalentes às seções a e c) para produzir a voltagem positiva, um período (equivalente à seção b) para interromper a saída de voltagem e disposto entre a pluralidade de períodos (seções a e c), uma pluralidade de períodos (equivalente às seções e e g) para produzir a voltagem negativa, e um período (equivalente à seção f) para interromper a saída de voltagem e disposto entre a pluralidade de períodos (seções e e g) é fornecida ao circuito no lado primário da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10.

Então, procedimentos de controle da porção de controle 8 serão explicados com referência à Figura 40. A Figura 40 é um fluxograma mostrando os procedimentos de controle da porção de controle 8.

Na etapa 1, com base no valor de comando de energia (Pref), θ porção de controle 8 determina se a razão de trabalho (D) ou o período (T) é ou não mudado. Quando mudado (Sim na Figura 40), a rotina prossegue para a etapa 2 e quando não mudado (Não na Figura 40), a rotina prossegue para a etapa 8. Além disso, a relação de trabalho (D) e o período (T) têm individualmente um valor inicial que é ajustado antecipadamente. Ao implementar o fluxo na Figura 40 na primeira exibição, a rotina prossegue para a etapa 2 e no segundo fluxo e posteriormente, a rotina compara a razão de trabalho atual (D) e o período (T) com seus valores iniciais ou valores anteriores, para desse modo determinar a mudança.

Na etapa 2, a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 82b estabelece o pulso de comutação (SW1).

Na etapa 3, com base na fórmula 10, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 divide o pulso de comutação (SW1) do comutador S3 em quatro seções (Toni. Ton2> Toff1, T0ff2)· Na etapa 4, com base na razão de trabalho (D) e período (T), a porção de controle 8 estabelece o período de descanso (tb).

Na etapa 5, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 divide o pulso de comutação (SW1) do comutador S3 em oito seções (a até h).

Na etapa 6, com base nas oito seções (a até h) divididas na etapa 5, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 estabelece o pulso de comutação (SW2) do comutador S3. Além disso, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 inverte o pulso de comutação (SW2) do comutador S3, para desse modo estabelecer o pulso de comutação (SW2) do comutador S4.

Então, na etapa 7, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 estabelece o pulso de comutação (SW2) dos comutadores Si a S4.

Então, na etapa 8, a porção de cálculo de comando de voltagem 83 produz os pulsos de comutação (SW2) para os transistores respectivos (elementos de comutação) 63a a 63d.

Então, no circuito da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 mostrada na Figura 36, a primeira situação onde o pulso não tendo período de descanso (tb) ao contrário da décima modalidade é definido como a voltagem de fornecimento (em seguida referida como exemplo 1) em comparação com a segunda situação que tem a voltagem de fornecimento de acordo com a décima primeira modalidade (em seguida referida como exemplo 2), enquanto explicando sobre o nível EMI (Interferência Eletromagnética) e eficiência. A Figura 41 mostra as características da voltagem de fornecimento e corrente em relação ao tempo de acordo com o exemplo 1, e a Figura 2 mostra as características da voltagem de fornecimento e corrente em relação ao tempo de acordo com o exemplo 2.

Especificamente, de acordo com o exemplo 1, conforme mostrado na Figura 41, quando uma voltagem de pulso comum (Vs) é fornecida à porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10, a corrente de saída (Is) flui a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. Por outro lado, de acordo com o exemplo 2, quando a voltagem de pulso (Vt) tendo o período de descanso (tb) é fornecida à porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10, a corrente de saída (It) flui a partir do circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 para a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10. Contudo, de acordo com o exemplo 2, estabelecer o período de descanso (tb) permite que o exemplo 2 seja inalterado em relação ao exemplo 1 em termos de energia total. A soma dos valores integrais (V! + V2) da voltagem de fornecimento do exemplo 2 é feita igual ao valor integral (V) da voltagem de fornecimento do exemplo 1.

Diferentemente do exemplo 1, estabelecer o período de descanso (tb) de acordo com o exemplo 2 permite que a corrente de saída elevada (It) seja diminuída uma vez ou permite que a corrente de saída diminuída (It) seja elevada uma vez. A corrente de saída (It) é diminuída uma vez ou aumentada uma vez no período de descanso (tb), para assim suprimir o pico da corrente. Além disso, a inclinação (dlt/dt) da corrente de saída (It) é feita pequena.

Então, o nível EMI (Interferência Eletromagnética) será explicado com referência à Figura 43 e Figura 44. A Figura 43 e a Figura 44 mostram respectivamente que a corrente de saída (Is) de acordo com o exemplo 1 e a corrente de saída (It) de acordo com o exemplo 2 são submetidas às análises FET (Transformada Rápida de Fourier), mostrando características do nível de EMI em relação à frequência. A extremidade esquerda da abscissa corresponde ao componente de frequência de onda fundamental da frequência de onda fundamental (f0).

Aqui, o nível EMI será explicado. Quando a corrente de saída (Is) do exemplo 1 ou a corrente de saída (It) do exemplo 2 flui na fiação que conecta o circuito de fornecimento de energia CA de alta frequência 6 com a porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10, a fiação atua como uma antena, desse modo causando uma possibilidade de que um ruído vaze da fiação. Então, o ruído que corresponde a EMI ocorre na frequência que é um múltiplo (na ordem de número inteiro) do componente de frequência de onda fundamental (em outras palavras, tendo componente de frequência superior do que o componente de frequência de onda fundamental). Então o nível de EMI, isto é, a escala de ruído depende da escala da inclinação (dl/dt) da corrente de saída.

Ao comparar o pico (correspondendo a uma porção A na Figura 43) do nível EMI do exemplo 1 com o pico (correspondendo a uma porção B na Figura 44) do nível de EMI do exemplo 2, é confirmado que o pico do nível de EMI de acordo com o exemplo 2 é suprimido. Isto é, comprado com o exemplo 1, o exemplo 2 tendo o período de descanso (tb) pode fazer a inclinação (dlt/dt) da corrente de saída (It) pequena, desse modo suprimindo o nível de EMI. Então, a supressão do nível de EMI conforme mostrado no exemplo 2 pode impedir que ruído vaze da fiação e o exemplo 2 torna pequena a corrente de saída (It), desse modo também suprimindo uma perda constante.

Conforme declarado acima, de acordo com o exemplo 2 (décima primeira modalidade), a voltagem de fornecimento incluindo uma pluralidade de períodos de saída de voltagem positiva (seções a e c), o período de descanso (tb) (seção b) entre a pluralidade de períodos de saída de voltagem positiva (seções a e c), uma pluralidade de períodos de saída de voltagem negativa (seções e e g), e o período de descanso (tb) (seção f) disposto entre a pluralidade de períodos de saída de voltagem negativa (seções e e g) é fornecida pelo menos ao enrolamento primário 101. Isso possibilita suprimir o nível de EMI e aperfeiçoar a eficiência.

Então, a perda de inversor e a eficiência do exemplo 1 e do exemplo 2 serão apresentadas com referência à Figura 45 e Figura 46. A Figura 45 é um gráfico mostrando as perdas de inversor do exemplo respectivo 1 e do exemplo respectivo 2, e a Figura 46 mostra as características da eficiência em relação ao coeficiente de acoplamento k, de acordo com o exemplo 1 e o exemplo 2.

Conforme mostrado na Figura 45, o exemplo 2 em comparação com o exemplo 1 pode suprimir a perda constante conforme declarado acima. Por outro lado, conforme apresentado na Figura 39(c) e Figura 39(d), o estabelecimento do período de descanso (tb) de acordo com o exemplo 2 aumenta o número de operações de comutação do transistor 63c e do transistor 63d por período (T), desse modo aumentando a perda de comutação em comparação com o exemplo 1. Assim, comparando o exemplo 1 com o exemplo 2 conclui-se que não há uma diferença tão grande em perda total. Contudo, conforme declarado acima, o nível de EMI contribuindo para a perda constante causa uma influência devido ao ruído vazado do circuito. Assim, quando o nível de EMI é elevado, de acordo com o caso, uma con-tramedida de ruído é provida de outro modo, como resultado, aumentando o custo e proporcionando um espaço de circuito extraordinário. Portanto, quando a perda de inversor é equivalente, o exemplo 2 é mais preferível em que a perda constante pode ser mais suprimida. A corrente de saída It (consultar a Figura 42) do exemplo 2 é feita menor do que a corrente de saída Is (consultar a Figura 41) do exemplo 1 (Is > It), contudo, conforme mos- trado na Figura 46, a eficiência não é diminuída de acordo com o exemplo 2. Assim, em comparação com o exemplo 1, o exemplo 2 mantém a eficiência enquanto possibilitando a supressão da perda constante.

Então, é feita uma explanação sobre o número de períodos de descanso (tb) providos por período (T). No circuito da porção de fornecimento de eletricidade sem contato 10 mostrada na Figura 36, ao contrário do exemplo 2 que estabelece um período de descanso (tb) por meio período (T/2), a terceira situação (em seguida referida como exemplo 3) tem o período de descanso (tb) estabelecido duas vezes por metade de período (T/2). O exemplo 3 é comparado com o exemplo 2.

Conforme mostrado na Figura 47, de acordo com o exemplo 3, estabelecendo os dois períodos de descanso (tb) por meio período (T/2) diminui-se o pico da corrente de saída (lu). A Figura 47 mostra características da voltagem de fornecimento e corrente em relação ao tempo.

Com referência à Figura 48, a perda de inversor de cada um do exemplo 2 e do exemplo 3 será apresentada. A Figura 48 é um gráfico mostrando as perdas de inversor do exemplo 2 e exemplo 3, respectivo. Conforme mostrado na Figura 48, o exemplo 3 (consultar a Figura 47) tem a corrente de saída (I) menor do que aquela do exemplo 2 (consultar a Figura 42) (lu < It), desse modo, a perda constante de acordo com o exemplo 3 diminui, contudo, tal diminuição é pequena. Além disso, de acordo com o exemplo 3, o aumento do número de operações LIGAR-DESLIGAR do transistor 63c e transistor 63d aumenta a perda de comutação. Então, o aumento da perda de comutação é maior do que a diminuição da perda constante, desse modo o exemplo 3 é maior do que o exemplo 2 em termos de perda total de inversor. Isto é, no caso de dois ou mais períodos de descanso (tb) por meio período (T/2) (exemplo 3), o efeito de suprimir o pico da corrente de saída (I) é menor em comparação com um período de descanso (exemplo 2), entretanto, o número de operações de comutação é aumentado, desse modo aumentando a perda de inversor no total.

Além disso, no caso de três ou mais períodos de descanso (tb) por meio período (T/2), o efeito de suprimir o nível de EMI é pequeno como o caso de dois períodos de descanso (tb), desse modo aumentando ainda mais a perda de comutação, resultando em perda aumentada de inversor.

Como apresentado acima, o exemplo 2 (décima primeira modalidade) estabelece, por período (T), apenas um período de descanso (tb) em cada um do período de saída de voltagem positiva e período de saída de voltagem negativa. Assim, o nível de EMI é diminuído e desse modo a contramedida de EMI é aliviada, enquanto possibilitando aperfeiçoar a eficiência.

Então, o período de descanso (tb) será apresentado com referência à Figura 49 e Figura 50. A Figura 49 mostra características do máximo do nível de EMI (Interferência Ele- tromagnética) em relação á razão de trabalho (D), período (T) e período de descanso (tb), e a Figura 50 mostra a eficiência em relação à razão de trabalho (D), período (T) e período de descanso (tb).

De acordo com a décima primeira modalidade, a razão de trabalho (D) é fixada em um valor fixo (D1), o período T é estabelecido para um período (T1), um período (T2) e um período (T3), e o período de descanso (tb) é mudado, para desse modo proporcionar o máximo do nível de EMI (consultar a Figura 49). Além disso, o período (T) é estabelecido em um valor fixo (T1), a razão de trabalho (D) é estabelecida em uma razão de trabalho (D2) e uma razão de trabalho (D3), e o período de descanso (tb) é mudado, para desse modo proporcionar o máximo do nível de EMI. Em relação ao período de descanso (tb), a razão de trabalho (D) e o período (T) são fixos, e como mostrado na Figura 49, (tb.D)/T é estabelecido como uma abscissa e o máximo do nível de EMI é estabelecido como uma ordenada. Na Figura 49, o período (T1) e a razão de trabalho (D1) são denotados pelo gráfico I, o período (T2) e a razão de trabalho (D1) são denotados pelo gráfico II, o período (T3) e a razão de trabalho (D1) são denotados pelo gráfico III, o período (T1) e a razão de trabalho (D2) são denotados pelo gráfico (IV), e o período (T1) e a razão de trabalho (D3) são denotados pelo gráfico V.

Além disso, conforme mostrado na Figura 50, como na Figura 49, a razão de trabalho (D) é estabelecida em um valor fixo (D1) e o período (T) é estabelecido em um valor fixo (T1), para desse modo proporcionar a eficiência relativa a (tb.D)/T a partir do gráfico I até o gráfico V. Além disso, as características mostradas na Figura 49 e na Figura 50 são denotadas por curvas aproximadas do período de descanso tb considerando-se o período de descanso tb com uma pluralidade de valores discretos.

Conforme mostrado na Figura 49 e Figura 50, no caso onde a razão de trabalho (D) é fixada para o valor fixo (D1) e o período (T) é flutuado (correspondendo ao gráfico I até gráfico III) e no caso onde o período (T) é fixado para o valor fixo (T1) e a razão de trabalho (D) é flutuada (correspondendo ao gráfico IV até gráfico V), o máximo do nível de EMI é mais baixo quando a condição da fórmula 12 é satisfeita, desse modo causando a mais elevada eficiência.

Expressão 14 tb = 0,015 ■ T/D(Fórmula 12) Conforme mostrado acima, de acordo com a décima primeira modalidade (exemplo 2), o período (T), o período de descanso (tb) e a razão de trabalho (D) satisfazem à condição da fórmula 12. Isso possibilita diminuir o máximo do nível de EMI enquanto aperfeiçoando a eficiência. Não é necessário que a relação da fórmula 12 seja completamente igual, isto é, o período de descanso (tb) sendo próximo de 0,015 · T/D é aceitável.

Além disso, de acordo com a décima primeira modalidade, o pulso de comutação (SW1) do comutador S3 é dividido para desse modo estabelecer os pulsos de comutação (SW2) do comutador Si até comutador S4. Contudo, o pulso de comutação (SW1) de qualquer um do comutador Sn comutador S2 e comutador S4 pode ser dividido.

Além disso, de acordo com a décima primeira modalidade, o primeiro período de descanso (tb1) no período de saída da voltagem positiva é igual em extensão ao segundo período de descanso (tb2) no período de saída da voltagem negativa, contudo, tais extensões falhando em ser idênticas, são permitidas.

Além disso, de acordo com a décima primeira modalidade, a explanação foi feita sobre o caso onde apenas um período de descanso (tb) é estabelecido por meio período (T/2) (exemplo 2), contudo, isso não elimina o caso onde dois ou mais períodos de descanso (tb) por meio período (T/2) são estabelecidos (exemplo 3).

Além disso, de acordo com a décima primeira modalidade, foi feita a explanação em que é preferível que a relação entre o período (T), período de descanso (tb) e razão de trabalho (D) têm a condição da fórmula 12. Contudo, falhar em atender à fórmula 12 é permitido.

Além disso, de acordo com a décima primeira modalidade, a seção a e a seção c correspondem ao "período de saída de voltagem positiva" da presente invenção, a seção b corresponde ao "primeiro período de descanso" da presente invenção, a seção e e a seção g correspondem ao "período de saída de voltagem negativa" da presente invenção e a seção f corresponde ao "segundo período de descanso" da presente invenção. O conteúdo integral do Pedido de Patente Japonesa N° 2009-117527 (depositado em 14 de maio de 2009), e do Pedido de Patente Japonesa N° 2010-101755 (depositado em 27 de abril de 2010) são incorporados aqui mediante referência, para proteger os pedidos mencionados acima a partir de traduções errôneas ou porções omitidas.

Como apresentado acima, a presente invenção foi descrita de acordo com a primeira até décima primeira modalidade, contudo, a presente invenção não é limitada às descrições acima e diversas alterações ou aperfeiçoamentos das mesmas obviamente ocorrerão àqueles versados na técnica.

APLICABILIDADE INDUSTRIAL

De acordo com a presente invenção, a característica de fase da impedância (em relação à frequência) vista a partir do lado de saída de um fornecimento de energia CA desse modo muda de forma a girar em torno de uma área nas proximidades de uma frequência de onda fundamental de acordo com a flutuação de um coeficiente de acoplamento. Portanto, quando a impedância é estabelecida de acordo com coeficiente de acoplamento, a faixa de flutuação da fase da impedância se torna pequena, como resultado, possibilitando suprimir a diminuição de eficiência.

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20) compreendendo: um enrolamento secundário (201) ao qual uma energia elétrica é fornecida a partir de um enrolamento primário (101) por intermédio de um fornecimento de energia de corrente alternada (6); CARACTERIZADO pelo fato de que compreende ainda uma primeira impedância Z1, que, quando visualizada a partir de um lado de saída do fornecimento de energia de corrente alternada (6), tem um máximo local em uma vizinhança de uma frequência f0 de um componente de onda fundamental do fornecimento de energia de corrente alternada (6) quando uma indutância mútua (M) do enrolamento primário (101) e o enrolamento secundário (201) é zero, e uma segunda impedância Z2, que, quando visualizada a partir de uma lado de uma carga (7) para ser conectado ao enrolamento secundário (201) tem um máximo local Zmax e um mínimo local Zmin em que a frequência f0 da componente de onda fundamental é interposta entre o dito máximo local Zmax e o dito mínimo local Zmin quando a indutância mútua (M) do enrolamento primário (101) e do enrolamento secundário (201) é zero.

2. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que um primeiro capacitor (102) é conectado em paralelo ao enrolamento primário (101), um terceiro capacitor (202) é conectado em paralelo ao enrolamento secundário (201), e um quarto capacitor (203) é conectado em série com o enrolamento secundário (201).

3. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de um primeiro indutor (301) é conectado em série com o primeiro enrolamento (101) e o primeiro capacitor (102).

4. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de que um segundo capacitor (302) é conectado em série a um circuito paralelo composto do enrolamento primário (101) e do primeiro capacitor (102).

5. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de que um primeiro indutor (301) é conectado a uma primeira extremidade de um circuito paralelo composto pelo enrolamento primário (101) e pelo primeiro capacitor (102) e um segundo capacitor (302) ser conectado a uma segunda extremidade do circuito paralelo composto pelo enrolamento primário (101) e o primeiro capacitor (102).

6. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de que um quinto capacitor (401) é conectado em série ao enrolamento secundário (201), e o terceiro capacitor (202) é conectado em paralelo a um circuito em série composto do enro- lamento secundário (201) e o quinto capacitor (401).

7. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 6, CARACTERIZADO pelo fato de que um sexto capacitor (403) é conectado a uma área entre um ponto de conexão entre o enrolamento secundário (201) e o quinto capacitor (401) e uma segunda extremidade do enrolamento secundário (201).

8. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 6, CARACTERIZADO pelo fato de que o quarto capacitor (203) é conectado a um ponto de conexão entre o quinto capacitor (401) e o terceiro capacitor (202).

9. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, CARACTERIZADO pelo fato de que um segundo indutor (402) é conectado em série ao enrolamento secundário (201) e um terceiro capacitor (401) é conectado em paralelo um circuito em série composto pelo enrolamento secundário (201) e o segundo indutor (402).

10. Dispositivo de fornecimento de eletricidade sem contato (20), de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que um primeiro capacitor (102) é conectado em paralelo ao enrolamento primário (101) e um quarto capacitor (203) é conectado em série a um circuito paralelo composto do enrolamento secundário (201) e um terceiro capacitor (202), satisfazendo C1p = 1/(L1(2nfü)2) e C2p < (L/L2)C1p < (C2s + C2p), onde C1p denota uma capacitância do primeiro capacitor (102), L1 denota uma indutância do enrolamento primário (101), f0 denota a frequência (f0) da componente de onda fundamental, C2p denota uma capacitância do terceiro capacitor (202), C2s denota uma capacitância do quarto capacitor (203) e L2 denota uma indutância do enrolamento secundário (201).