CN104508945B - 非接触供电装置 - Google Patents

Abstract

本发明的非接触供电装置包括：次级线圈(20)，通过交流电源从初级线圈(10)以非接触方式被供给电力；第1电路单元(21)，与次级线圈(20)并联连接；以及第2电路单元(22)，与次级线圈(20)和第1电路单元(21)的并联电路串联连接，第1电路单元(21)的阻抗比第2电路单元的阻抗大。

Description

非接触供电装置

技术领域

本发明涉及非接触供电装置。

本申请要求要求基于2012年7月30日提出申请的日本专利申请特愿2012―168490号的优先权，对认可通过文献的参照而引入的指定国，将上述的申请中记载的内容通过参照引入本申请，成为本申请的记载的一部分。

背景技术

已公开了非接触供电装置，在交流电源中包括经由初级线圈提供电力的次级线圈，次级线圈和电容器的并联电路上串联连接电容器，将初级侧的阻抗(Z1)的特性设为，在交流电源的基波分量的频率的附近具有最大值，将次级侧的阻抗(Z2)的特性设为，在取极大值并且与基波分量的频率最接近的频率、与取极小值并且与基波分量的频率最接近的频率之间，具有基波分量的频率。(专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:特开2010－288441号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，在次级线圈和与次级线圈并联连接的电容器的谐振电路的阻抗的大小较小的情况下，存在以下问题：在次级线圈中流过的电流中，在负载侧流过的电流变小，输出电力变小。

本发明要解决的课题是，提供提高输出电力的非接触供电装置。

用于解决课题的手段

本发明通过具有：与以非接触方式提供电力的次级线圈并联连接的第1电路单元；以及与次级线圈和第1电路单元的并联电路串联连接的第2电路单元，使第1电路单元的阻抗大于第2电路单元的阻抗来解决上述课题。

发明的效果

按照本发明，由于第1电路单元的阻抗大于第2电路单元的阻抗，所以可以增大从次级线圈流过负载侧的电流。因此，具有可以提高非接触供电装置的输出电力的效果。

附图说明

图1是本发明的实施方式的非接触供电装置的电气电路图。

图2a是表示图1的初级线圈以及次级线圈为对置的状态的平面图和立体图。

图2b是表示图1的初级线圈以及次级线圈为对置的状态的平面图以及立体图，是表示在X轴方向错开的情况的图。

图3是表示相对图2a、图2b所示的X轴方向(Y轴方向)以及Z轴方向的次级线圈的、耦合系数的变化的曲线图。

图4是图1的非接触供电单元5的电路图。

图5的(a)是比较例的受电电路单元的电路图，(b)是图1的受电电路单元的电路图。

图6是用于说明电流的大小的电路图，(a)是比较例的非接触供电装置的电路图，(b)是图1的非接触供电装置的电路图。

图7是图1的非接触供电单元的电路图。

图8是用于说明仅初级侧的阻抗(Z₁)的电路图。

图9是用于说明仅次级侧的阻抗(Z₂)的电路图。

图10是表示图8的电路中的、相对频率的阻抗(Z₁)特性的曲线图。

图11是表示图9的电路中的、相对频率的阻抗(Z₂)特性的曲线图。

图12的(a)是表示图1的非接触供电单元的输入阻抗(Z_in)的绝对值特性以及相位()的特性的曲线图，(b)是表示图7的初级线圈的电流(I₁)的频率特性的曲线图，(c)是表示次级线圈的电流(I₂)的频率特性的曲线图，(d)是表示流过与图7的次级线圈并联连接的电容器以及线圈的电流的频率特性的曲线图，(e)是表示图7的负载侧中流过的电流的频率特性的曲线图。

图13是表示在图1的非接触供电装置中，供电效率相对耦合系数的特性的曲线图。

图14是表示在图1的非接触供电装置中，输出电力相对耦合系数的特性的曲线图。

图15是表示在将耦合系数(κ)设为0.1、0.6的情况下的、输出电力的大小的曲线图。

图16是本发明的变形例的非接触供电单元的电路图。

图17是表示图16的电路中的、相对频率的阻抗(Z₁)特性的曲线图。

图18是表示图16的电路中的、相对频率的阻抗(Z₂)特性的曲线图。

图19是本发明的变形例的非接触供电单元的电路图。

图20是本发明的变形例的非接触供电单元的电路图。

图21是表示在本发明的其它实施方式的非接触供电单元中，相对频率的阻抗(Z₂)特性的曲线图。

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

作为发明的实施方式的非接触电源电路装置的一例，说明与电动汽车等车辆用电池以及电力负载一起使用的非接触供电装置。

图1表示非接触供电装置的电气电路图。本实施方式的非接触供电装置包括：高频交流电源单元6；进行从高频交流电源电路6输出的电力的非接触供电的非接触供电单元5；以及通过非接触供电单元5提供电力的负载单元7。

高频交流电源单元6包括：三相交流电源64；与三相交流电源64连接，将三相交流整流为直流的整流器61；以及经由平滑电容器62与整流器61连接，将整流后的电流变换为高频电力的电压型逆变器63。整流器61将二极管61a和二极管61b、二极管61c和二极管61d以及二极管61e和二极管61f三者并联连接，在各自的中间连接点连接三相交流电源64的输出。电压型逆变器63将在MOSFET的功率晶体管等上反向并联连接二极管的开关元件63a和同样的开关元件63b的串联电路、以及同样的开关元件63c和开关元件63d的串联电路进行并联连接，并通过平滑电容器62与整流器61连接。然后，开关元件63a和开关元件63b的中间连接点以及开关元件63c和开关元件63d的中间连接点，分别与作为非接触供电单元5的初级侧的输电电路单元1连接。电压型逆变器63将数k～数100kHz左右的交流电力提供给非接触供电单元5。

这里，从高频交流电源单元6对非接触供电单元5输出的输出波形是周期性变化的波形，将该输出波形的频率设为f0。而且，在该输出波形中包含失真的情况(或者输出波形例如为矩形波的情况)下，包含失真的波形的周期函数所具有的基本正弦波(基波)的频率为频率(f₀)。而且，频率(f₀)也是高频交流电源单元6的驱动频率。以下，在本发明中，将这些频率总称，称为高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)。而且，整流器61之后也可以连接功率因数改善电路(PFC)，在整流器61之后也可以设置DCDC转换器等而进行电力调整。而且，高频交流电源单元6不需要一定是图1所示的电路，也可以是其它电路。

非接触供电单元5具有作为变压器的输入侧(初级侧)的输电电路1、和作为变压器的输出侧(次级侧)的受电电路单元2。输电电路单元1包括初级线圈10、和与初级线圈10串联连接的电容器11。受电电路单元2包括次级线圈20、与次级线圈20并联连接的第1电路单元21、和与次级线圈20和第1电路单元21的并联电路串联连接的第2电路单元22。而且，第1电路单元21以及第2电路单元22的具体结构如后所述。

负载单元7包括将由非接触供电单元5提供的交流电力整流为直流的整流单元71、和与整流单元71连接的负载72。整流单元71将二极管71a和二极管71b、以及二极管71c和二极管71d并联连接，在各自的中间连接点连接受电电路单元2的输出。然后，将整流单元71的输出与负载72连接。

接着，使用图2a、图2b以及图3，说明在车辆和停车场具有图1所示的非接触电源电路装置的情况下，初级线圈10和次级线圈20的耦合系数(κ)。

本例是，例如在车辆上具有包含次级线圈20的受电电路单元2以及负载单元7，作为地面侧例如在停车场具有包含初级线圈10的输电电路单元1以及高频交流电源6。在电动汽车的情况下，负载72例如与二次电池对应。次级线圈20例如安装在车辆的底盘上。然后，车辆的驾驶员在该停车场停车，使得该次级线圈20位于初级线圈10的上方，电力从初级线圈10提供给次级线圈20，负载72中包含的二次电池被充电。

图2a以及图2b是表示初级线圈10以及次级线圈20为对置的状态的平面图a)和立体图b)、c)。在图2a和图2b中，X轴以及Y轴表示初级线圈10以及次级线圈20的平面方向，Z轴表示高度方向。而且，为了本说明，初级线圈10以及次级线圈20都被设为相同的圆形形状，但本例不需要一定设为圆形，而且也不需要将初级线圈10和次级线圈20设为同一形状。

现在，如图2a所示，在作为平面方向的X轴、Y轴方向中，虽然只要将车辆停车在停车场，使得次级线圈20与初级线圈10匹配即可，但是由于驾驶员的技能，如图2b所示，初级线圈10和次级线圈20的相对的位置有时在平面方向上错开。而且，由于车辆的高度因车辆的种类或载重量而不同，所以初级线圈10和次级线圈20的高度方向Z的距离也因车高而不同。

在使从高频交流电源6对初级线圈10提供的电力固定的情况下，通过次级线圈20受电的电力的效率，在次级线圈20与初级线圈10匹配的状态(相当于图2a的状态)最高，在次级线圈20的中心点远离初级线圈10的中心点时降低。

图3表示相对图2a、图2b所示的X轴方向(Y轴方向)以及Z轴方向的次级线圈20的、耦合系数的变化。如图3所示，在初级线圈10的中央和次级线圈20的中央一致的情况下，初级线圈10和次级线圈20之间的漏磁少，图3的X轴的值相当于零，耦合系数κ变大。另一方面，相对于图2a，如图2b所示，在初级线圈10和次级线圈20的位置在X轴方向上偏移时，漏磁增多，如图3所示，耦合系数κ变小。而且，在初级线圈10和次级线圈20的Z轴(高度)方向的偏移变大时，耦合系数κ变小。

接着使用图4以及图5，说明非接触供电单元5的电路结构。图4表示图1的非接触供电单元5的电路图。在图4中，将输电电路单元1的输入侧(高频交流电源单元6侧)表示为“交流电源侧”，将受电电路单元2的输出侧(负载单元7侧)表示为“负载侧”。在其它的图中也同样表示。

如图4所示，将对于次级线圈20并联连接的第1电路单元21的阻抗设为Z_p，将对于次级线圈20以及第1电路单元21的并联电路串联连接的第2次路元件的阻抗设为Z_s。第1电路单元21和次级线圈20之间形成谐振电路，第2电路单元22至少与次级线圈20之间形成与包含第1电路单元21的谐振电路不同的谐振电路。即，受电电路单元2包括：具有次级线圈20和第1电路单元21的谐振电路；以及与该谐振电路不同的、具有第2电路单元22的谐振电路。

图5表示图4的电路中的次级侧的电路，(a)表示比较例的电路图，(b)表示本例的电路图。如图5(a)所示，比较例的非接触供电装置的受电电路单元2设置电容器211作为第1电路单元21，设置电容器212作为第2电路单元22。即，比较例1的受电电路单元2包括：次级线圈20；与次级线圈20并联连接的电容器211；对次级线圈20和电容器211的并联电路串联连接的电容器212。电容器211的电容量为C_2p，电容器212的电容量为C_2s。

如图5(b)所示，本例的非接触供电装置的受电电路单元2设置电容器213以及线圈214的串联电路作为第1电路元件，设置电容器215作为第2电路单元22。即，本例的受电电路单元2包括：次级线圈20；与次级线圈20并联连接的电容器213以及线圈214的串联电路；对次级线圈20和该串联电路的并联电路串联连接的电容器215。电容器213的电容量为C_2p，线圈214的电感为L_p，电容器215的电容量为C_2s。

本例的电容器213的电容量(C_2p)与比较例的电容器211的电容量(C_2p)相同，本例的电容器215的电容量(C_2s)与比较例的电容器212的电容量(C_2s)相同。而且，本例的次级线圈20的电感与比较例的次级线圈20的电感相同。

这里，说明在图4以及图5所示的非接触供电单元5中的、仅次级侧的阻抗Z₂和在次级侧形成的谐振电路的阻抗。在图4的非接触供电单元5中，在将耦合系数(κ)设为零时，从负载侧(受电侧)观察的仅次级侧的阻抗为Z₂。而且，在本例中，在图4的次级侧的电路中形成有包含第1电路单元21的谐振电路和包含第2电路单元22的谐振电路。

将本例中的由次级线圈20和第1电路单元21构成的谐振器的特性阻抗设为Z_a，将比较例中的由次级线圈20和第1电路单元21构成的谐振器的特性阻抗设为Z_b。而且，将由次级线圈20、和对次级线圈20并联连接的电路元件构成的谐振电路(以图5的虚线的箭头表示的闭循环的电路)的特性阻抗设为Z₂₂(即，在本例的电路中Z₂₂＝Z_a，在比较例的电路中Z₂₂＝Z_b)。

在本例中，为了增大对负载侧的输出电力，作为图4所示的阻抗的条件，设定各电路单元的电路参数，使得第1电路单元21的阻抗(Zp)大于第2电路单元22的阻抗(Zs)。

而且，在本例中，与比较例的电路相比，为了增大对负载侧的输出电力，设定第1电路单元21的阻抗而不改变次级线圈20的电感(L₂)，使得本例的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_a比比较例的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_b大。

在本例的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_a和比较例的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_b之间，以下式(1)的关系成立。

Z_a＞Z_b (1)

在比较例中，谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_b以及谐振电路(Z₂₂)的谐振频率(f₂₂)用以下的式(2)以及式(3)表示。

$Z_{22}=\sqrt{\frac{L_2}{C_{2p}}}---\left(2\right)$

$f_{22}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_2{C}_{2p}}}---\left(3\right)$

通过将式(3)导入式(2)，导出式(4)。

Z₂₂＝2πf₂₂·L₂ (4)

然后，通过将式(4)代入式(1)，导出式(5)所示的条件式。

$Z_a>2\mathrm{\π}{f}_{22}\·L_2=\sqrt{\frac{L_2}{C_{2p}}}---\left(5\right)$

即，在本例中，为了满足式(5)的条件，通过设定第1电路元件的阻抗，使本发明的谐振电路的阻抗(Z_a)大于比较例的谐振电路的阻抗(Z_b)。

在本例中，如图5(b)所示，通过对电容器213连接线圈214，使第1电路单元21的阻抗(Zp)大于第2电路单元22的阻抗(Zs)，并且满足式(5)的条件。而且，包含次级线圈20、电容器213以及线圈214的谐振电路的阻抗(Z₂₂)用以下的式(6)表示。

$Z_{22}=\sqrt{\frac{L_2+L_p}{C_{2p}}}---\left(6\right)$

由此，在本例中，与比较例所示的谐振电路(Z₂₂＝Z_b)相比，通过对电容器(C_2p)连接线圈(L_p)214，将阻抗(Z₂₂＝Z_a)增大相当于电感(L_p)的部分。

然后，本例通过使第1电路单元21的阻抗(Zp)进一步大于第2电路单元22的阻抗(Zs)，如图6所示，可以使电容器(C_2p)中流过的电流更多地流过电容器(C_2s)侧，可以提高至负载侧的输出电力。

图6是用于说明非接触供电单元5的次级侧流过的电流的电路图，(a)是比较例的电路图，(b)是本例的电路图。

高频电源6的输出以及耦合系数在比较例以及本例中设为相同的值时，从次级线圈20流过的电流(交流电流)都为设为10A。在该情况下，在比较例中，由于次级线圈20和电容器211的谐振电路的阻抗不大，所以在电流(10A)中，电流(4A)分流而流过电容器211，剩余的电流(6A)流过电容器212。于是，在负载单元7流过6A的电流。

另一方面，在本例中，由于次级线圈20、电容器213以及线圈214的谐振电路的阻抗大，第1电路单元21的阻抗大于第2电路单元22的阻抗，所以在电流(10A)中，电流(2A)分流而流过电容器213以及线圈214，剩余的电流(8A)流过电容器215。于是，在负载单元7中，流过8A的电流。因此，与比较例相比，在本例中，可以增大对负载单元7的电流。作为其结果，将从初级线圈10提供给次级线圈20的电力发送到包含电容器215(C_2s)的谐振电路，可以增大对负载单元7的供给电力。

接着，说明本例的非接触供电单元5中的、仅初级侧的阻抗(Z₁)的特性以及仅次级侧的阻抗(Z₂)的特性。图7是本例的非接触供电单元5的电路图，是将图4所示的电路图的次级侧设为图5(b)的电路时的电路图。图8是用于说明仅初级侧的阻抗(Z₁)的电路图。图9是用于说明仅次级侧的阻抗(Z₂)的电路图。图8、图9的电路图是将图7的电路的耦合系数(κ)设为零时的电路图。

在本例中，设定非接触供电单元5的电路中包含的电容器11、213、215的电容量、初级线圈10、次级线圈20以及线圈214的电感，以便具有以下的特性。

如图8所示，在非接触供电单元5中，将耦合系数设为零(κ＝0)，将从高频交流电源单元6侧(输电侧)观察的仅初级侧的阻抗设为Z₁。如图9所示，在非接触供电单元5中，将耦合系数设为零(κ＝0)，将从负载单元7侧(受电侧)观察的仅次级侧的阻抗设为Z₂。而且，频率(f₀)是高频交流电源单元6的基波分量的频率。

在图10中，表示仅初级侧的阻抗(Z₁)的、相对频率的绝对值的特性。阻抗(Z₁)的绝对值特性在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)的附近取极小值(谷)。在将输电电路单元1的谐振频率设为f₁时，使高频交流电源单元6的基波的频率(f₀)和频率(f₁)匹配，使得频率(f₁)与频率(f₀)相等，或者频率(f₁)与频率(f₀)大致相等。

在图11中，表示仅次级侧的阻抗(Z₂)的、相对频率的绝对值的特性。阻抗(Z₂)的绝对值特性是，在最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极大值(峰)的频率(f₂₂)、和最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极小值(谷)的频率(f₂₁)之间，具有高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)。换言之，阻抗(Z₂)的绝对值特性是，在频率(f₂₁)取极小值，在频率(f₂₂)取极大值。然后，使各频率(f₂₁、f₂₂、f₀)匹配，以便在频率(f₂₁)和频率(f₂₂)之间为频率(f₀)。而且，在图11的例子中，将频率(f₀)设定在频率(f₂₂)附近。

这里，各谐振频率(f₁、f₂₁、f₂₂)，用以下的式(7)～(9)表示。

$f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_1{C}_{1s}}}---\left(7\right)$

$f_{21}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{(L_2+L_p)C_{2p}+C_{2s}{L}_2-\sqrt{{(L_2+L_p)}^2{C_{2p}}^2+2C_{2p}{C}_{2s}{L}_2(L_2-L_p)+{C_{2s}}^2{L}_2^2}}{2C_{2p}{C}_{2s}{L}_{2p}{L}_2}}---\left(8\right)$

$f_{22}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{C_{2p}(L_2+L_p)}}---\left(9\right)$

在本例中，对于高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)，通过对仅初级侧的阻抗(Z₁)以及仅次级侧的阻抗(Z₂)设定各电路元件的参数，以满足上述条件，可以提高频率(f₀)中的谐振电路的阻抗(Z₂₂)而不损害鲁棒性，作为其结果，可以提高对负载单元7侧的输出电流，提高输出电压。这里，所谓鲁棒性，是对于初级线圈10和次级线圈20的位置偏差，在非接触方式下的供电的效率性。

接着，图12表示设定为图10、图11所示的阻抗特性的情况下的电路分析结果。在图12中，(a)是表示相对频率的、从高频交流电源单元6的输出观察负载单元7时的、非接触供电单元5的输入阻抗(Z_in)的绝对值特性以及相位()的特性的曲线图。图12(a)的曲线图a表示阻抗特性，曲线图b表示相位特性。(b)表示初级线圈10的电流(I₁)的频率特性，(c)表示次级线圈20的电流(I₂)的频率特性，(d)表示流过与次级线圈20并联连接的电容器213以及线圈214的电流(I_p：以下称为并联电流。)的频率特性。图12(d)的曲线图c表示本例的特性，曲线图d表示比较例的特性。图12(e)是表示流过负载单元7的电流(I_L：以下称为负载电流。)的频率特性的曲线图。(e)的曲线图e表示本例的特性，曲线图f表示比较例的特性。

图12的特性表示，将初级线圈10和次级线圈20的耦合系数设为某一固定的值、将来自高频交流电源单元6的输入电压设为固定时的、本发明以及比较例的特性。如图12(a)所示，输入阻抗(Z_in)的相位特性在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)附近变得平坦，而且，以该基波分量的频率(f₀)附近为中心作为点对象。

这时，由于输入阻抗(Z_in)的相位大致为零，所以供给电力的功率因数为1，非接触供电单元5可以高效地提供电力。然后，在耦合系数(κ)相对于上述固定的值产生了变化的情况下，输入阻抗(Z_in)的相位以图12(a)的曲线图的频率(f₀)附近为中心旋转式地变化。因此，因为输入阻抗(Z_in)的相位不从零较大地变化，所以抑制非接触供电单元5中的供电效率的降低。因此，本例可以提高鲁棒性。

如图12的(b)、(c)所示，初级线圈10的电流(I₁)在比较例以及本发明中为相同的电流，次级线圈20的电流(I₂)在比较例以及本发明中为相同的电流。

如图12(d)所示，与比较例相比，本例的并联电流(I_p)小。于是，本例的负载电流(I_L)相比比较例的负载电流(I_L)增大了相当于减小了并联电流(I_p)的部分。因此，可以确认，对于比较例和本例之间相同的次级电流(I₂)，通过使本发明的谐振电路的阻抗(Z₂₂＝Z_a)大于比较例的谐振电路的阻抗(Z₂₂＝Z_b)，并且使第1电路单元21的阻抗(Z_p)大于第2电路单元22的阻抗(Z_s)，可以增大负载电流(I_L)而不损害鲁棒性。因此，在将高频交流电源单元6的输入电力设为一定的情况下，与比较例相比，本例可以增大对负载的输出电力。

使用图13以及图14，说明耦合系数变化的情况下的供电效率以及对负载的输出电力。图13是表示供电效率对耦合系数的特性的曲线图，图14是表示输出电力对耦合系数的特性的曲线图。图13的曲线图是本例以及比较例的特性。图14的曲线图a表示本例的特性，曲线图b表示比较例的特性。

如图13所示，相对耦合系数(κ)的供电效率在比较例以及本发明中表示相同的特性。因为输入阻抗(Z_in)的特性在本发明和比较例中是相同的特性，所以本发明的初级线圈10的电流与比较例的初级线圈10的电流相同，本发明的次级线圈20的电流与比较例的次级线圈20的电流相同(参照图12(b)、(c))。然后，因为比较例以及本发明的电压也是相同的电压，所以在比较例和本发明中，供电效率也成为相同的特性。

另一方面，如图14所示，相对耦合系数(κ)的输出电力本发明大于比较例。这是因为，本发明的谐振电路的阻抗(Z₂₂＝Z_a)大于比较例的谐振电路的阻抗(Z₂₂＝Z_b)的关系在耦合系数的变化的全范围内成立，所以本发明的输出电力大。

接着，使用图15，分别表示将耦合系数(κ)设为0.6的情况和将耦合系数设为0.1的情况下的、比较例的输出电力的大小和本例的输出电力的大小。在初级线圈10和次级线圈20的位置偏移小，耦合系数大的情况(耦合系数(κ)＝0.6)下，本例的输出电力大于比较例的输出电力。而且，在初级线圈10和次级线圈20的位置偏移大，耦合系数小的情况(耦合系数(κ)＝0.1)下，本例的输出电力也大于比较例的输出电力。

特别是，由图14以及图15可知，在耦合系数小的区域中，本发明相对于比较例，可以将2倍以上的输出电力输出到负载单元7。因此，即使在耦合系数降低的情况下，本例的非接触供电装置也可以抑制供电效率的降低，并且相对于比较例，可以增大对负载单元7的输出电力。

如上所述，本例将第1电路单元21的阻抗(Z_p)的大小设为大于第2电路单元22的阻抗(Z_s)的大小。因此，本例对于耦合系数的变化，可以抑制供电效率的降低，并且可以增大对负载单元7的输出电力。

但是，作为将第1电路单元21的阻抗(Z_p)的大小设为大于第2电路单元22的阻抗(Z_s)的大小的方法，还考虑在图5(b)中，取代线圈214而连接新的电容器。但是，在通过将新的电容器连接到电容器213，图11所示的各谐振频率(f₁、f₂₁、f₂₃)的关系不成立的情况下，鲁棒性受到损害。

因此，在本例中，通过对于电容器213连接线圈214，使第1电路单元21的阻抗Z_p大于第2电路单元22的阻抗Z_s。通过追加线圈214，在次级侧形成新的谐振电路。但是，仅次级侧的阻抗(Z₂)特性中，包含线圈214的谐振电路的谐振频率形成在离开谐振频率(f₁、f₂₁、f₂₃)的位置(参照第2实施方式的图21以及式(10))。因此，本例不是将新的电容器，而是通过将电阻或者线圈214追加连接到电容器213，即使在使第1电路单元21的阻抗Z_p大于第2电路单元22的阻抗Z_s时，也可以不损害鲁棒性，并且增大对负载单元7的输出电力。

而且，本例的次级线圈20和第1电路元件的谐振电路的阻抗(Z_a)的大小也大于比较例(取代具有电容器213以及线圈214的第1电路单元21而将电容器211连接在相同的位置，并且取代具有电容器215的第2电路单元22而将电容器212连接在相同的位置的情况)的次级线圈20和电容器211的谐振电路的阻抗(Z_b)的大小。由此，对于耦合系数的变化，本例可以抑制供电效率的降低，并且与比较例相比，可以增大对负载单元7的输出电力。

而且本例设定受电电路单元5的电路参数，以满足式(5)。由此，可以使次级线圈20中流过的电流，向负载单元7侧较多地分流，增大对负载单元7的输出电力。

而且在本例中，仅初级侧的阻抗(Z₁)的相对频率的特性，在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)附近具有极小值，仅次级侧的阻抗(Z₂)的相对频率的特性，在最接近频率(f₀)取极小值的频率、和最接近频率(f₀)取极大值的频率之间，具有频率(f₀)。由此，对于耦合系数的变化，功率因数的变化受到抑制，所以可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

而且，在本例的图7所示的电路中，取仅初级侧的阻抗(Z₁)的极小值的频率满足以式(7)表示的谐振频率的条件，取仅次级侧的阻抗(Z₂)的极小值的频率满足以式(8)表示的谐振频率的条件，取仅次级侧的阻抗(Z₂)的极大值的频率满足以式(9)表示的谐振频率的条件。由此，通过设定非接触供电单元5的电路参数以满足这些条件，即使在耦合系数降低的情况下，也可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

而且本例中，第1电路单元21通过使电容器213以及线圈214串联连接，形成具有阻抗(Z_a)的谐振电路。而且，第2电路单元22通过使电容器215连接，形成与阻抗(Z_a)的谐振电路不同的谐振电路。因此，可以将次级线圈20、电容器213以及线圈214的谐振电路的阻抗增大相当于对于电容器213通过追加而连接的线圈214的电感(L_p)的部分。作为其结果，可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

而且，作为本发明的变形例，如图16所示，也可以取代图7的电容器11，连接电容器12。图16是变形例的非接触供电装置的非接触供电单元5的电路图。输电电路单元1包括：初级线圈10、与初级线圈10并联连接的电容器12。电容器12的电容量为C_1p。

在图16所示的变形例中，第1电路单元21的阻抗Z_p大于第2电路单元22的阻抗Z_s。而且，次级侧的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_a大于比较例的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_b，满足式(5)的条件。

在图17中表示在图16所示的电路中，仅初级侧的阻抗(Z₁)的相对频率的绝对值的特性，在图18中表示仅次级侧的阻抗(Z₂)的相对频率的绝对值的特性。

阻抗(Z₁)的绝对值特性，在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)的附近取极大值(峰)。在将变形例的输电电路单元1的谐振频率设为f₁时，使高频交流电源单元6的基波的频率(f₀)与频率(f₁)匹配，以使频率(f₁)与频率(f₀)相等，或者频率(f₁)与频率(f₀)大致相等。

阻抗(Z₂)的绝对值特性，在最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极大值(峰)的频率(f₂₂)、和最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极小值(谷)的频率(f₂₁)之间，具有高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)。换言之，阻抗(Z₂)的绝对值特性，在频率(f₂₁)取极小值，在频率(f₂₂)取极大值。然后，使各频率(f₂₁、f₂₂、f₀)匹配，以使在频率(f₂₁)和频率(f₂₂)之间成为频率(f₀)。而且，在图18的例子中，将频率(f₀)设定在频率(f₂₂)附近。

谐振频率(f₁，f₂₁，f₂₂)分别通过式(7)～式(9)表示。其中，式(7)的电容量(C_1s)被替换为电容器12的电容量(C_1p)。

在变形例的非接触供电装置中，仅初级侧的阻抗(Z₁)的相对频率的特性，在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)附近具有极大值，仅次级侧的阻抗(Z₂)的相对频率的特性，在最接近频率(f₀)取极小值的频率、和最接近频率(f₀)取极大值的频率之间，具有频率(f₀)。因此，对于耦合系数的变化，功率因数的变化受到抑制，所以可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

在变形例的非接触供电装置中，取仅初级侧的阻抗(Z1)的极大值的频率满足以式(7)表示的谐振频率的条件，取仅次级侧的阻抗(Z2)的极小值的频率满足以式(8)表示的谐振频率的条件，取仅次级侧的阻抗(Z2)的极大值的频率满足以式(9)表示的谐振频率的条件。因此，通过设定非接触供电单元5的电路参数，以满足这些条件，即使在耦合系数降低的情况下，也可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

而且，在图16所示的电路中，也可以将扼流圈等连接到输电电路单元1，以使输电电路单元1对于来自高频交流电源单元6的输出不产生短路。

而且，作为本发明的其它的变形例，如图19所示，也可以取代图7的线圈214而连接电阻216。图19是变形例的非接触供电装置的非接触供电单元5的电路图。受电电路单元2包括：次级线圈20；与次级线圈20并联连接的、电容器213和电阻216的串联电路；以及对于次级线圈20和该串联电路的并联电路串联连接的电容器215。

而且，作为本发明的变形例，如图20所示，也可以取代图19的电容器11而连接电容器12。图20是变形例的非接触供电装置的非接触供电单元5的电路图。

在图19、图20所示的变形例中，第1电路单元21的阻抗Z_p都大于第2电路单元22的阻抗Z_s。而且，次级侧的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_a大于比较例的谐振电路(Z₂₂)的特性阻抗Z_b，满足式(5)的条件。

而且，在图19所示的电路中，仅初级侧的阻抗(Z₁)的相对频率的绝对值的特性，在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)的附近取极小值(谷)。频率(f₀)被设定在输电电路单元1的谐振频率(f₁)的附近。

而且，在图20所示的电路中，仅初级侧的阻抗(Z₁)的相对频率的绝对值的特性，在高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)的附近取极大值(峰)。频率(f₀)被设定在输电电路单元1的谐振频率(f₁)的附近。

在图19以及图20所示的电路中，仅次级侧的阻抗(Z₁)的相对频率的绝对值的特性，在最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极大值(峰)的频率(f₂₂)、和在最接近高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)取极小值(谷)的频率(f₂₁)之间，具有高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)。

如上所述，本例的第1电路单元21，通过使电容器213以及电阻216串联连接，形成具有阻抗(Z_a)的谐振电路。而且，作为第2电路单元22，通过使电容器215连接，形成与阻抗(Z_a)的谐振电路不同的谐振电路。因此，可以将次级线圈20、电容器213以及电阻216的谐振电路的阻抗增大相当于对电容器213通过追加而连接的电阻216的电阻(r)部分。作为其结果，可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

而且，在上述的本例以及变形例中，阻抗和导纳的关系成立，所以可以调换电容器213和线圈214，也可以调换电容器213和电阻216。

上述的电容器211、电容器213相当于本发明的“第1电容器”，电容器212、电容器215相当于本发明的“第2电容器”，电容器11、电容器12相当于本发明的“第3电容器”。

《第2实施方式》

说明发明的其它的实施方式的非接触供电装置。相对于上述的第1实施方式，在本例中，根据谐振频率(f₂₃)设定仅次级侧的阻抗(Z₂)的大小这一点有所不同。本例的非接触感应装置的电路结构与上述的第1实施方式相同，所以适当沿用其记载。

在图21中表示仅次级侧的阻抗(Z₂)的、相对频率的绝对值的特性。而且，虽然在图11中也同样表示仅次级侧的阻抗(Z₂)的特性，但是在图11中，表示仅包含谐振频率(f₂₁、f₂₂)的一部分的频率范围的特性，在图21中，表示对谐振频率(f₂₁、f₂₂)增加了谐振频率(f₂₃)的频率范围的特性。

与第1实施方式一样，高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)被设定在频率(f₂₁)和频率(f₂₂)之间，在图21的例子中，被设定在频率(f₂₂)的附近。

频率(f₂₃)是受电电路单元2的谐振频率，在阻抗(Z₂)的绝对值的特性中，是第2接近频率(f₀)的极小值的频率。如上所述，在本例中，通过在受电电路单元2中设置线圈214，形成新的谐振电路。频率(f₂₃)是由于设置线圈214，在阻抗(Z₂)的特性中表示的谐振频率。

频率(f₂₃)通过式(10)表示。

$f_{23}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{(L_2+L_p)C_{2p}+C_{2s}{L}_2+\sqrt{{(L_2+L_p)}^2{C_{2p}}^2+2C_{2p}{C}_{2s}{L}_2(L_2-L_p)+{C_{2s}}^2{L}_2^2}}{2C_{2p}{C}_{2s}{L}_{2p}{L}_2}}---\left(10\right)$

这里，说明高频交流电源单元6的额定输出和高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)中的阻抗(Z₂)之间的关系。预先对逆变器63设定额定值，为了提高逆变器63的效率，只要使根据高频交流电源单元6的额定电压以及额定电流决定的阻抗、与高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)中的阻抗(Z_c)匹配即可。

关于阻抗(Z₂)的特性，如果设定电路参数，使得频率(f₂₃)接近频率(f₂₂)，则相对频率(f₂₂)的阻抗(Z_c)变大，如果设定电路参数，使得频率(f₂₃)远离频率(f₂₂)，则相对频率(f₂₂)的阻抗(Z_c)变小。

而且，在本例中，将高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)设定在频率(f₂₂)附近。因此，本例通过调整谐振频率(f₂₃)，并使频率(f₀)下的阻抗(Zc)与基于高频交流电源单元6的逆变器63的额定值的阻抗匹配，提高逆变器63的效率。

如上所述，在本例中，根据频率(f₂₃)设定相对次级线圈20与具有电容器213以及线圈214的第1电路单元21的谐振电路的谐振频率(f₂₂)的阻抗(Z₂)的大小。因此，通过使高频交流电源单元6的基波分量的频率(f₀)与频率(f₂₂)匹配，调整频率(f₂₃)，使基于逆变器63的额定值的阻抗和相对频率(f₂₂)的阻抗(Z_c)匹配，可以提高逆变器63的效率，所以可以抑制供电效率的降低，并且增大对负载单元7的输出电力。

标号说明

1…输电电路单元

10…初级线圈

11、12…电容器

2…受电电路单元

20…次级线圈

21…第1电路单元

22…第2电路单元

211、212、213、215…电容器

214…线圈

215…电容器

216…电阻

5…非接触供电单元

6…高频交流电源单元

61…整流器

61a～61f…二极管

62…平滑电容器

63…电压型逆变器

63a～63d…晶体管

64…三相交流电源

7…负载单元

71…整流单元

71a～71d…二极管

72…负载

Claims (6)

1.一种非接触供电装置，其特征在于，

所述非接触供电装置包括：

次级线圈，通过交流电源从初级线圈以非接触方式被供给电力；

第1电路单元，包含第1电容器，与所述次级线圈并联连接；以及

第2电路单元，包含第2电容器，与所述次级线圈和所述第1电路单元的并联电路串联连接，

所述第1电路单元的阻抗的大小大于所述第2电路单元的阻抗的大小，满足下式：

$Z_a>\sqrt{\frac{L_2}{C_{2p}}}$

其中，

Z_a表示所述次级线圈和所述第1电路单元的谐振电路之间的阻抗，

C_2p表示所述第1电容器的电容量，

L₂表示所述次级线圈的电感。

2.如权利要求1所述的非接触供电装置，其特征在于，

在Z₁的相对频率的阻抗特性曲线中，在所述交流电源的基波分量的频率附近具有极小值或者极大值，

在Z₂的相对频率的特性曲线中，在最接近所述基波分量的频率的阻抗取极小值的频率、和最接近所述基波分量的频率的阻抗取极大值的频率之间，具有所述基波分量的频率，

其中，

Z₁表示，所述初级线圈和所述次级线圈之间的耦合系数为零的值的、从所述交流电源的输出侧观察的仅初级侧的阻抗，

Z₂表示，所述初级线圈和所述次级线圈之间的耦合系数为零的值的、从与所述次级线圈连接的负载侧观察的仅次级侧的阻抗。

3.如权利要求2所述的非接触供电装置，其特征在于，

在非接触供电装置中包括与所述初级线圈串联连接或者并联连接的第3电容器，

所述第1电路单元具有第1电容器以及线圈的串联电路，

取所述Z₁的极小值或者极大值的频率满足下式，

$f_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_1{C}_1}}$

取所述Z₂的极小值的频率满足下式，

$f_{21}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{(L_2+L_p)C_{2p}+C_{2s}{L}_2-\sqrt{{(L_2+L_p)}^2{C_{2p}}^2+2C_{2p}{C}_{2s}{L}_2(L_2-L_p)+{C_{2s}}^2{L_2}^2}}{2C_{2p}{C}_{2s}{L}_p{L}_2}}$

取所述Z₂的极大值的频率满足下式，

$f_{22}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{C_{2p}(L_2+L_p)}}$

其中，

f₁表示所述Z₁的极小值或者极大值的频率，

f₂₁表示所述Z₂的最接近基波分量的频率的极小值的频率，

f₂₂表示所述Z₂的最接近基波分量的频率的极大值的频率，

C₁表示所述第3电容器的电容量，

L₁表示所述初级线圈的电感，

C_2p表示所述第1电容器的电容量，

C_2s表示所述第2电容器的电容量，

L_p表示所述线圈的电感，

L₂表示所述次级线圈的电感。

4.如权利要求2或3所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述Z₂对于所述次级线圈和所述第1电路单元的谐振电路的谐振频率的大小，根据在所述Z₂的阻抗特性中取极小值的多个频率中的、对于所述基波分量的频率第二接近的频率来设定。

5.如权利要求1或2所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述第1电路单元具有所述第1电容器和线圈的串联电路，

所述第2电路单元具有所述第2电容器。

6.如权利要求1或2所述的非接触供电装置，其特征在于，

所述第1电路单元具有所述第1电容器和电阻的串联电路，

所述第2电路单元具有所述第2电容器。