CN102361357B - 基于静态电容阵列的cpt系统及其控制方法 - Google Patents

基于静态电容阵列的cpt系统及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于静态电容阵列的CPT系统及其控制方法，属于非接触电能传输系统领域。该CPT系统在其拾取端电路上增设了一个静态电容阵列，拾取端电路上的谐振电感Ls与静态电容阵列并联，且负载RL的两端通过分压电路与AD采样模块的输入端连接，AD采样模块的输出端连接控制器的输入端，控制器的输出端连接静态电容阵列，控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值。该CPT系统控制方法提供基于软开关技术的分段式控制方法，采用逻辑运算方式对该静态电容阵列输出的等效电容值进行调节，从而实现对CPT系统输出电压的控制。通过本发明，提高了CPT系统输出电压的调节范围，降低了动态开关损耗，提高了系统整体稳定性。

Description

基于静态电容阵列的CPT系统及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种CPT系统输出电压的控制方法，尤其是一种基于静态电容阵列的CPT系统及其控制方法。
背景技术
非接触电能传输（Contactless Power Transfer System）系统，简称为CPT系统，是一种借助于高频电磁场实现电能传输的技术，由于其利用磁场作为媒介实现电能传输，摆脱了实际的电气接触，从而使电源供给及接收设备具有相当的灵活性和安全性，近几年内受到学者的广泛关注。
在移动设备的CPT系统供电应用中，由于电能发射端与接收端相对独立，在移动设备移动过程中发射端与接收端的耦合系数将会动态发生变化，导致系统接收端输出电压也会相应地产生动态变化，从而造成输出电压质量下降。此外，由于负载动态变化所产生的反射阻抗变化也会较大地影响输出电压的稳恒性。
为了提高输出电压的稳恒性，学术界提出了多种输出控制方法，其中包括短路解耦法，动态电容切换法、原边主动控制法等。短路解耦法通过拾取线圈短路来实现能量控制，该方法简单且易于实现，但在大功率应用环境中，由于短路过程损耗能量较大，从而使系统工作效率下降。原边主动控制方法通过控制系统发射端输入电压的大小来控制拾取端输出电压，该方法在单对单的能量传输过程有效，但对于多接收端的情况，无法实现多路输出的独立控制。而动态电容切换法通过利用改变流过谐振电容的电流相位来实现输出电压的控制，但由于动态电容会导致谐振电压波形易产生畸变，导致其调节范围较小，从而在应用中受到一定的限制。
发明内容
本发明的目的之一是提供一种基于静态电容阵列的CPT系统，通过改变静态电容阵列输出的等效电容值达到了间接控制CPT系统输出电压的目的。
本发明的另一目的是提供一种基于静态电容阵列的CPT系统控制方法，对静态电容阵列输出的等效电容值采用基于软开关技术的分段式控制方式，易于实有利于提高系统控制速度。
为了实现上述目的，本发明提供了一种基于静态电容阵列的CPT系统，包括拾取端电路，其中所述拾取端电路中设置有谐振电感Ls和负载RL，所述谐振电感Ls与静态电容阵列并联，且所述负载RL的两端通过分压电路与AD（模拟/数字转换）采样模块的输入端连接，所述AD采样模块的输出端连接控制器的输入端，所述控制器的输出端连接所述静态电容阵列，控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值。
所述静态电容阵列由2个电容阵列单元组成：
第一电容阵列单元由5个电容C1～C5以及4个双向开关管S1～S4组成，其中所述电容C1、C2与双向开关管S1串联构成第一条支路；所述电容C3与双向开关管S3串联，构成第二条支路；所述电容C4、C5并联后与所述双向开关管S4串联，构成第三条支路；所述第一条支路、第二条支路与第三条支路并联，且所述双向开关管S2的一端连接所述电容C2与所述双向开关管S1的串联节点，另一端连接所述电容C3与所述双向开关管S3的串联节点；
第二电容阵列单元由5个电容C6～C10以及4个双向开关管S5～S8组成，其中所述电容C6、C7与双向开关管S5串联构成第一条支路；所述电容C8与双向开关管S7串联，构成第二条支路；所述电容C9、C10并联后与所述双向开关管S8串联，构成第三条支路；所述第一条支路、第二条支路与第三条支路并联，且所述双向开关管S6的一端连接所述电容C7与所述双向开关管S5的串联节点，另一端连接所述电容C8与所述双向开关管S7的串联节点；
且所述第一电容阵列单元与所述第二电容阵列单元并联；
控制器通过控制所述双向开关管S1～S8的启闭来控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值。
所述双向开关管均由两个反向串联的功率MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管）管组成，其中各功率MOSFET管的栅极均与所述控制器的输出端连接，所述控制器控制各功率MOSFET管的启闭，从而控制所述静态电容阵列输出的电容值。
所述控制器每次控制导通的双向开关管不超过2个。
所述静态电容阵列中电容选用无感电容。
所述电容C1～C5的电容值相等，均为Cn，且所述电容C6～C10的电容值相等，均为Cm，且所述电容值Cm与所述电容值Cn的比例系数为k，即Cm=k*Cn，其中k为＞3的任意数值。
k取值为3.05。
本发明还提供一种基于静态电容阵列的CPT系统控制方法，其由以下步骤组成：
S1、在CPT系统的拾取端电路上搭建静态电容阵列，使得所述静态电容阵列与所述拾取端电路上的谐振电感并联，且将拾取端电路中负载的两端通过分压电路与AD采样模块连接，AD采样模块与控制器的输入端连接，控制器的输出端连接静态电容阵列，控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值；
S2、将所述静态电容阵列输出的等效电容值C equ按照大小顺序排列，形成等效电容值序列，且设定等效电容值的控制函数为C equ（i），等效电容值的个数为n，其中i表示所述等效电容值在等效电容值序列中的位置，                                                ，n为大于1的整数；
S3、控制器采集CPT系统输出的实际电压，求取所述实际电压与参考电压的误差
Figure 355419DEST_PATH_IMAGE002
，设定误差变化率为
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE003
，等效电容值变化率为
Figure 397194DEST_PATH_IMAGE004
，其中误差变化率
Figure 176931DEST_PATH_IMAGE003
=
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE005
，等效电容值变化率
Figure 198239DEST_PATH_IMAGE006
，且根据控制精度的需求，以误差范围为基准将对等效电容值的调节划分为多个调节阶段：1个保持段以及由控制段h1，……，控制段hi，……，控制段hn组成的多个控制段，其中
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE007
，h1=1，hi、hn、n均为大于1的整数；
S4、所述控制器判断所述静态电容阵列上的谐振电压Vs是否过零点：如果判定所述谐振电压Vs过零点，则继续执行以下步骤，进一步根据误差
Figure 137245DEST_PATH_IMAGE008
的范围确定所述控制器所处调节阶段，如果判定所述谐振电压Vs未过零点，则循环此步骤；
S5、设定当前等效电容值为C equ（h0），h0表示当前等效电容值在等效电容值序列中的位置，针对保持段，当
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE009
时，判定所述控制器处于保持段，所述静态电容阵列输出的等效电容值保持不变；
针对控制段，当
Figure 897390DEST_PATH_IMAGE010
时，判定所述控制器处于所述控制段hi，且进一步判断所述等效电容值序列的排列顺序：
当判定所述等效电容值按照从小到大的顺序进行排序时，判断误差变化率
Figure 849909DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率的正负：
如果
Figure 842322DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 773369DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 216114DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
如果
Figure 890809DEST_PATH_IMAGE003
<0，<0，即
Figure 30989DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
如果
Figure 895783DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 108590DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 939012DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 211861DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
如果
Figure 629198DEST_PATH_IMAGE003
>0，<0，即，，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；其中h0+hi为小于或者等于n的整数，且h0-hi为大于1的整数。
当判定所述等效电容值按照从大到小进行排序时，判断误差变化率
Figure 990593DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率
Figure 558584DEST_PATH_IMAGE004
的正负：
如果
Figure 911068DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 791299DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 416184DEST_PATH_IMAGE011
，，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
如果
Figure 935470DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 986602DEST_PATH_IMAGE004
<0，即，
Figure 323092DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
如果
Figure 322272DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 292108DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 642318DEST_PATH_IMAGE014
，，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
如果
Figure 976533DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 854622DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 692128DEST_PATH_IMAGE014
，，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
其中h0+hi为小于或者等于n的整数，且h0-hi为大于1的整数。
在本发明的第一实施例中，所述多个控制段分为两个控制段：稍强控制段和强控制段，当时所述控制器处于保持段，当
Figure 684540DEST_PATH_IMAGE016
时所述控制器处于稍强控制段，当
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE017
时所述控制器处于强控制段。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1、通过改变静态电容阵列输出的等效电容值实现了CPT系统输出电压的间接控制，此种结构不仅适用于单对单的能量传输，而且还适用于多接收端的能量传输，另外，由于静态电容阵列可以输出多个大小不同的等效电容值，在CPT系统输出电压调节过程中其调节范围较大；
2、静态电容阵列由2个并联的电容阵列单元构成，且各电容阵列单元均由5个电容和4个双向开关管组成，在电容数量较少的前提下，使得静态电容阵列的调节精度较高、调节范围较大且减小了CPT系统输出电压的纹波，并提高了系统稳定性；
3、双向开关管导通时会造成一定的静态损耗，控制器每次控制导通的双向开关管不超过2个，由此在保证较大调节精度和范围的基础上，减少了功率损耗；
4、第一电容阵列单元中所有电容的电容值Cn相等且第二电容阵列单元中所有电容的电容值Cm相等，便于产品制造时选型，简化了制造过程；
5、电容值Cn与电容值Cm的比例系数k取大于3的任意数值，以防止等效电容值产生重复冗余数据，且比例系数选取3.05时静态电容阵列的调节精度最高；
6、采用基于软开关技术的分段式控制方法调节静态电容阵列输出的等效电容值，在此过程中采用逻辑运算实现，提高了控制速度。
附图说明
本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：
图1是基于静态电容阵列的CPT系统的电路图；
图2是本发明的第一实施例中该静态电容阵列的电路图；
图3是本发明的第一实施例中第一电容阵列单元的电路图；
图4是本发明的第一实施例中表示等效电容值C equ与双向开关管的导通关系的树形图；
图5是比例系数k与等效电容值C equ组数的关系图；
图6是拾取端电路的等效电路图；
图7是基于静态电容阵列的CPT系统控制方法的流程图；
图8是本发明的第一实施例中控制模态的示意图；
图9是本发明的第一实施例中基于静态电容阵列的CPT系统控制方法的流程图。
具体实施方式
本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。
本说明书（包括任何附加权利要求、摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
根据原、副边谐振网络的串并联形式，CPT（Contactless Power Transfer System，非接触电能传输系统）系统的典型电路拓扑可以分为PP、SS、PS、SP等形式。各种不同拓扑形式的CPT系统均设置有拾取端电路，本发明以PP拓扑形式为例，其他拓扑形式也可以获得类似应用。
如图1 所示，在原边电路部分，直流电源E dc与滤波电感L D一起构成准电流源。逆变网络K1～K4组成两个开关对(K1，K4)，(K2，K3)，以互补切换的方式将直流电流i LD转化为方波，提供给LP，CP构成的并联谐振网络，从而在谐振电感周围形成高频磁场，通过原边电路与拾取端电路的耦合，在拾取端的谐振电感Ls上产生感应电动势。在应用中，由于负载动态变化和耦合参数变化，该感应电动势也会动态变化，为了解决上述问题，实现对CPT系统输出电压的控制，本发明提供了一种基于静态电容阵列的CPT系统，其包括拾取端电路，该拾取端电路上设置有谐振电感Ls、负载RL等，并且增设了静态电容阵列，其中谐振电感Ls与静态电容阵列并联，且负载RL的两端通过分压电路与AD采样模块的输入端连接，AD采样模块的输出端连接控制器的输入端，控制器的输出端连接静态电容阵列，控制该静态电容阵列输出不同的等效电容值。静态电容阵列中电容可以选用无感电容，然而包括但不限于无感电容。
在本发明的第一实施例中，如图2所示，该静态电容阵列由2个电容阵列单元组成：第一电容阵列单元由5个电容C1～C5以及4个双向开关管S1～S4组成，其中电容C1、C2与双向开关管S1串联构成第一条支路，电容C3与双向开关管S3串联，构成第二条支路，电容C4、C5并联后与双向开关管S4串联，构成第三条支路，该第一条支路、第二条支路及第三条支路并联且双向开关管S2的一端连接电容C2与双向开关管S1的串联节点，另一端连接电容C3与双向开关管S3的串联节点；第二电容阵列单元由5个电容C6～C10以及4个双向开关管S5～S8组成，其中电容C6、C7与双向开关管S5串联构成第一条支路，电容C8与双向开关管S7串联，构成第二条支路，电容C9、C10并联后与双向开关管S8串联，构成第三条支路，第一条支路、第二条支路与第三条支路并联，且双向开关管S6的一端连接电容C7与双向开关管S5的串联节点，另一端连接电容C8与双向开关管S7的串联节点；第一电容阵列单元与第二电容阵列单元并联。控制器通过控制上述所有双向开关管S1～S8的断开或者导通来控制该静态电容阵列输出不同的等效电容值。由于双向开关管导通时会造成一定的静态损耗，为了在保证较高调节精度和范围的基础上减少功率损耗，控制器每次选择导通的双向开关管不超过2个。当然，静态电容阵列包括但不限于上述结构。 
如图3所示，本实施例中双向开关管均由反向串联的功率MOSFET管组成，以第一电容阵列单元为例，双向开关管S1由反向串联的功率MOSFET管S1A与功率MOSFET管S1B组成，且功率MOSFET管S1A由MOSFET管M1A与寄生二极管D1A组成，功率MOSFET管S1B由MOSFET管M1B与寄生二极管D1B组成，其中寄生二极管D1A的正极连接MOSFET管M1A的源极，寄生二极管D1A的负极连接MOSFET管M1A的漏极，寄生二极管D1B的正极连接MOSFET管M1B的源极，寄生二极管D1B的负极连接MOSFET管M1B的漏极，且MOSFET管M1A的漏极连接MOSFET管M1B的漏极，MOSFET管M1A的源极连接电容C2，MOSFET管M1B的源极连接电容C3的第一端，MOSFET管M1A与MOSFET管M1B的栅极均与控制器的对应输出端连接。
双向开关管S2由反向串联的功率MOSFET管S2A与功率MOSFET管S2B组成，且功率MOSFET管S2A由MOSFET管M2A与寄生二极管D2A组成，功率MOSFET管S2B由MOSFET管M2B与寄生二极管D2B组成，其中寄生二极管D2A的正极连接MOSFET管M2A的源极，寄生二极管D2A的负极连接MOSFET管M2A的漏极，寄生二极管D2B的正极连接MOSFET管M2B的源极，寄生二极管D2B的负极连接MOSFET管M2B的漏极，且MOSFET管M2A的漏极连接MOSFET管M2B的漏极，MOSFET管M2A的源极连接电容C2与双向开关管S1的串联节点，MOSFET管M2B的源极连接电容C3与双向开关管S3的串联节点，MOSFET管M2A与MOSFET管M2B的栅极均与控制器的对应输出端连接。
双向开关管S3由反向串联的功率MOSFET管S3A与功率MOSFET管S3B组成，且功率MOSFET管S3A由MOSFET管M3A与寄生二极管D3A组成，功率MOSFET管S3B由MOSFET管M3B与寄生二极管D3B组成，其中寄生二极管D3A的正极连接MOSFET管M3A的源极，寄生二极管D3A的负极连接MOSFET管M3A的漏极，寄生二极管D3B的正极连接MOSFET管M3B的源极，寄生二极管D3B的负极连接MOSFET管M3B的漏极，且MOSFET管M3A的漏极连接MOSFET管M3B的漏极，MOSFET管M3A的源极连接双向开关管S4，MOSFET管M3B的源极连接电容C3的第二端，MOSFET管M3A与MOSFET管M3B的栅极均与控制器的对应输出端连接。
双向开关管S4由反向串联的功率MOSFET管S4A与功率MOSFET管S4B组成，且功率MOSFET管S4A由MOSFET管M4A与寄生二极管D4A组成，功率MOSFET管S4B由MOSFET管M4B与寄生二极管D4B组成，其中寄生二极管D4A的正极连接MOSFET管M4A的源极，寄生二极管D4A的负极连接MOSFET管M4A的漏极，寄生二极管D4B的正极连接MOSFET管M4B的源极，寄生二极管D4B的负极连接MOSFET管M4B的漏极，且MOSFET管M4A的漏极连接MOSFET管M4B的漏极，MOSFET管M4A的源极连接双向开关管S3中MOSFET管M3A的源极，MOSFET管M4B的源极连接电容C4与电容C5的并联节点，MOSFET管M4A与MOSFET管M4B的栅极均与控制器的对应输出端连接。当然，双向开关管也可以选用其他形式的结构。
在本实施例中，设定第一电容阵列单元中电容C1～C5的电容值相等，均为Cn；第二电容阵列单元中电容C6～C10的电容值相等，均为Cm。由于双向开关管导通时会造成一定的静态损耗，为了减少功率损耗，控制器控制静态电容阵列中每次导通的双向开关管的数量不超过2个。设定静态电容阵列的等效电容值为C equ，可以采用树形图来表示等效电容值C equ与双向开关管的导通关系，如图4所示，图中子节点表示电容值，路径名称（S1～S8）表示导通的双向开关管，当双向开关管S4导通时，静态电容阵列输出的等效电容值为2C n；在此前提下，导通双向开关管S3时，静态电容阵列输出的等效电容值为3C n，导通双向开关管S2时，静态电容阵列输出的等效电容值为
Figure 730600DEST_PATH_IMAGE018
；导通双向开关管S1时，静态电容阵列输出的等效电容值为
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE019
。从图中可以看出，根据不同的双向开关管组合，静态电容阵列可以输出32组不同的等效电容值且只有当C m>3C n时，等效电容值C equ才不会有重复冗余数据。
为了分析第一电容阵列单元中电容C1～C5的电容取值C n以及第二电容阵列单元中电容C6～C10的电容取值C m对等效电容值C equ的影响，设定电容值C n与电容值C m的比例系数为k，即C m=k*C n。为了更加方便说明，设定等效电容值C equ与电容值C n的比值为μ，即
Figure 117719DEST_PATH_IMAGE020
。通过分析得出比例系数k与等效电容值C equ组数的关系，如图5所示，当k值越大时，比值μ的线性程度越低且等效电容值C equ的调节精度相应地降低，并且当k=3.05时，μ值随组数变化的线性度最好，对应的变化范围在0.33～9.15，该可变范围已可以满足工程应用的需求。
如图6所示，对于全桥整流滤波网络，其交流等效电阻为交流等效电阻为
Figure DEST_PATH_IMAGE021
，系统原边谐振网络输入谐振电压有效值可由下式给出
                  
Figure 425204DEST_PATH_IMAGE022
                           (1)
设系统工作频率为
Figure DEST_PATH_IMAGE023
, 结合反射阻抗计算，可求得原边谐振电感电流有效值为
Figure 502750DEST_PATH_IMAGE024
(2)
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE025
，
Figure 925904DEST_PATH_IMAGE026
，M表示互感系数；
而拾取部分开路电压为
Figure DEST_PATH_IMAGE027
                      (3)
短路电流为
          
Figure 472423DEST_PATH_IMAGE028
                       (4)
将（3）式代入（4）式得
Figure DEST_PATH_IMAGE029
                       (5)
图5拾取端等效模型输入端口的等效导纳为
  
Figure 770549DEST_PATH_IMAGE030
               (6)
等效电阻R上的电流有效值可表示为            
Figure DEST_PATH_IMAGE031
               (7)
根据(7)式可得等效电阻上电流的时间函数为 
Figure 404399DEST_PATH_IMAGE032
       (8)
等效电阻上电压的时间函数为
Figure DEST_PATH_IMAGE033
     (9)
根据(9)式可得等效负载R上电压有效值V equ 可表示为
Figure 559306DEST_PATH_IMAGE034
       (10)
根据能量平衡关系，可得负载RL上输出电压为
                   
Figure DEST_PATH_IMAGE035
                        (11)
从 (10) 及（11）式可以看出，当负载有扰动时，可以通过改变C equ的值来调节拾取端输出电压V O，从而实现恒压输出控制。
由于静态电容阵列输出的等效电容值为32组离散值，未呈现出线性规律变化，很难建立精确的控制方法，因此本发明提供了一种基于软开关技术的分段式控制方法。软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一，它应用谐振的原理，当电流自然过零时断开器件或者当电压为零时导通器件，从而减少开关损耗。软开关不仅可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向恢复问题, 而且还能解决由硬开关引起的EMI 等问题。
基于静态电容阵列的CPT系统控制方法由以下步骤组成，如图7所示：
S1、在CPT系统的拾取端电路上搭建静态电容阵列，使得该静态电容阵列与拾取端电路上的谐振电感Ls并联，且将拾取端电路中负载RL的两端通过分压电路与AD采样模块连接，AD采样模块与控制器的输入端连接，控制器的输出端连接静态电容阵列，控制该静态电容阵列输出不同的等效电容值。由于分压电路和AD采样模块均为通常采用的器件，在此不对其等具体电路结构予以累述。
S2、将静态电容阵列输出的等效电容值C equ按照大小顺序排列，形成等效电容值序列，且设定等效电容值的控制函数为C equ（i），等效电容的个数为n，其中i表示等效电容值在等效电容值序列中的位置，
Figure 281536DEST_PATH_IMAGE001
，n为大于1的整数。等效电容值可以按照由大至小的顺序排列，也可以按照由小至大的顺序排列。
S3、CPT系统输出给负载RL的实际电压通过分压电路分压处理，由AD采样模块进行模数转换后传输给控制器，控制器采集到CPT系统输出的实际电压，求取实际电压与参考电压的误差
Figure 930824DEST_PATH_IMAGE002
，设定误差变化率为
Figure 796011DEST_PATH_IMAGE003
，等效电容值变化率为
Figure 121819DEST_PATH_IMAGE004
，其中误差变化率
Figure 642931DEST_PATH_IMAGE003
=
Figure 414070DEST_PATH_IMAGE005
，等效电容值变化率
Figure 337026DEST_PATH_IMAGE006
，误差的计算方法为现有技术，因而在此不予累述。
另外，根据控制精度的需求，以误差范围为基准将对等效电容值的调节划分为多个调节阶段：1个保持段以及由控制段h1，……，控制段hi，……，控制段hn组成的多个控制段，其中，h1=1，hi、hn、n均为大于1的整数。
S4、控制器判断静态电容阵列上的谐振电压Vs是否过零点，如果判定谐振电压Vs过零点，则继续执行以下步骤，进一步判断控制器所处控制阶段，如果判定谐振电压Vs未过零点，则循环执行此步骤。
S5、设定当前的等效电容值为C equ（h0），h0表示当前等效电容值在等效电容值序列中的位置，针对保持段，当
Figure 904460DEST_PATH_IMAGE009
时，判定所述控制器处于保持段，所述静态电容阵列输出的等效电容值保持不变。
针对控制段，当
Figure 957866DEST_PATH_IMAGE036
时，判定控制器处于控制段1，且进一步等效电容值序列的排列顺序：
（01）当判定等效电容值按照从小到大的顺序进行排序时，判断误差变化率
Figure 735330DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率
Figure 215989DEST_PATH_IMAGE004
的正负：
如果
Figure 196846DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 53944DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 685913DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 337474DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+1）；
如果
Figure 569742DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 964951DEST_PATH_IMAGE004
<0，即，
Figure 539469DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-1）；
如果>0，
Figure 690888DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 94187DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 290814DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-1）；
如果
Figure 45143DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 969105DEST_PATH_IMAGE004
<0，即，
Figure 860018DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+1）；
（02）当判定等效电容值按照从大到小进行排序时，判断误差变化率
Figure 836064DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率的正负：
如果
Figure 708654DEST_PATH_IMAGE003
<0，≥0，即
Figure 710425DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 789239DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-1）；
如果
Figure 474167DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 980235DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 134136DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 16641DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+1）；
如果
Figure 54611DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 997159DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 372777DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 793394DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+1）；
如果>0，
Figure 300784DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 226015DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 388006DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-1）；其中h0+1为小于n的整数，且h0-1为大于1的整数。
当
Figure 715082DEST_PATH_IMAGE010
时，判定控制器处于控制段hi，且进一步判断所述等效电容值序列的排列顺序：
（01）当判定等效电容值按照从小到大的顺序进行排序时，判断误差变化率
Figure 687849DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率
Figure 100375DEST_PATH_IMAGE004
的正负：
如果
Figure 800478DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 982061DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 624264DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 524087DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
如果
Figure 90197DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 63969DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 690123DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 762728DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
如果>0，
Figure 960808DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 757862DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 553649DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
如果
Figure 727141DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 737823DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 643462DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 739594DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
（02）当判定等效电容值按照从大到小进行排序时，判断误差变化率
Figure 874034DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率
Figure 4801DEST_PATH_IMAGE004
的正负：
如果
Figure 81342DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 664770DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 101436DEST_PATH_IMAGE011
，，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；
如果
Figure 334151DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 404876DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 458282DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 983548DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
如果
Figure 464208DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 694332DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即，
Figure 432667DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+hi）；
如果>0，
Figure 67228DEST_PATH_IMAGE004
<0，即，
Figure 699645DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-hi）；其中h0+hi为小于n的整数，且h0-hi为大于1的整数。
同样地，当
Figure DEST_PATH_IMAGE037
时，判定控制器处于控制段hn，且进一步判断所述等效电容值序列的排列顺序：
（01）当判定所述等效电容值按照从小到大的顺序进行排序时，判断误差变化率
Figure 787687DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率的正负：
如果
Figure 925725DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 781554DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 40497DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 466930DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+hn）；
如果<0，
Figure 678392DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 842657DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 21966DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-hn）；
如果
Figure 562669DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 940561DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 728257DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 191599DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-hn）；
如果
Figure 473676DEST_PATH_IMAGE003
>0，<0，即，，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+hn）；
（02）当判定所述等效电容值按照从大到小进行排序时，判断误差变化率
Figure 202543DEST_PATH_IMAGE003
以及等效电容值变化率的正负：
如果
Figure 418946DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 856881DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 543077DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 687751DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-hn）；
如果
Figure 801200DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 411917DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 636225DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 900984DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+hn）；
如果>0，
Figure 519233DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 547232DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 728815DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+hn）；
如果
Figure 121750DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 21573DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 276099DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 312188DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-hn）；其中h0+hn为小于或者等于n的整数，且h0-hn为大于1的整数。
在本发明的第一实施例中，CPT系统控制方法采用三段式控制：保持段、稍强控制段和强控制段，如图8所示，其中当时控制器处于保持段，当
Figure 997564DEST_PATH_IMAGE016
时控制器处于稍强控制段，当
Figure DEST_PATH_IMAGE039
时控制器处于强控制段。在控制精度区域内采用保持，以减小输出电压的纹波；在误差偏小区域采用稍强控制，抑制CPT系统超调；在误差偏大区域采用强控制，迅速减小误差。
如图9所示，本实施例中以所有等效电容值按照由小到大的顺序进行排列为例，该CPT系统控制方法由以下步骤组成：
步骤一：控制器判断静态电容阵列上的谐振电压Vs是否过零点：如果判定该谐振电压Vs过零点，则继续执行以下步骤，进一步根据误差
Figure 554316DEST_PATH_IMAGE008
的范围确定控制器所处调节阶段，；如果判定该谐振电容Vs未过零点，则循环执行此步骤；
步骤二：针对保持段，当
Figure 648174DEST_PATH_IMAGE009
时，判定控制器处于保持段，控制律可以表示为C equ（hi+1）= C equ（hi），即静态电容阵列输出的等效电容值保持不变；
针对控制段，当
Figure 445229DEST_PATH_IMAGE036
时，判定控制器处于稍强控制段，即控制段1，其控制律可以表示为：
Figure 739551DEST_PATH_IMAGE040
，
其中
Figure 2011102830836100002DEST_PATH_IMAGE041
表示经控制器调节后的等效电容值。
从上述公式中可以看出，如果
Figure 585147DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 782779DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 750735DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 784550DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+1）；
如果
Figure 496154DEST_PATH_IMAGE003
<0，<0，即
Figure 454194DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 709726DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-1）；
如果
Figure 225021DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 210294DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 707004DEST_PATH_IMAGE014
，，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-1）；
如果
Figure 503238DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 343018DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 532602DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 90622DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+1）。
步骤三：当
Figure 619823DEST_PATH_IMAGE017
时，判定控制器处于强控制段，即控制段2，其控制律可以表示为：
Figure 579689DEST_PATH_IMAGE042
，
从上述公式可以看出，如果
Figure 418201DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 135621DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 530831DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 345203DEST_PATH_IMAGE012
，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0+2）；
如果
Figure 856081DEST_PATH_IMAGE003
<0，
Figure 123114DEST_PATH_IMAGE004
<0，即
Figure 259697DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 928576DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为C equ（h0-2）；
如果
Figure 108891DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 863220DEST_PATH_IMAGE004
≥0，即
Figure 803494DEST_PATH_IMAGE014
，，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0-2）；
如果
Figure 176630DEST_PATH_IMAGE003
>0，
Figure 418256DEST_PATH_IMAGE004
<0，即，
Figure 274533DEST_PATH_IMAGE013
，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为C equ（h0+2）。
本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。

Claims (9)

1.一种基于静态电容阵列的CPT系统，包括拾取端电路，其中所述拾取端电路中设置有谐振电感Ls和负载RL，其特征在于：所述谐振电感Ls与静态电容阵列并联，且所述负载RL的两端通过分压电路与AD采样模块的输入端连接，所述AD采样模块的输出端连接控制器的输入端，所述控制器的输出端连接所述静态电容阵列，控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值；其中静态电容阵列为第一电容阵列单元和第二电容阵列单元；
第一电容阵列单元由5个电容C1～C5以及4个双向开关管S1～S4组成，其中所述电容C1、C2串联后，C2与双向开关管S1串联构成第一条支路；所述电容C3与双向开关管S3串联，构成第二条支路；所述电容C4、C5并联后与所述双向开关管S4串联，构成第三条支路；所述第一条支路、第二条支路与第三条支路并联，且所述双向开关管S2的一端连接所述电容C2与所述双向开关管S1的串联节点，另一端连接所述电容C3与所述双向开关管S3的串联节点；
第二电容阵列单元由5个电容C6～C10以及4个双向开关管S5～S8组成，其中所述电容C6、C7串联后，C7与双向开关管S5串联构成第一条分路；所述电容C8与双向开关管S7串联，构成第二条分路；所述电容C9、C10并联后与所述双向开关管S8串联，构成第三条分路；所述第一条分路、第二条分路与第三条分路并联，且所述双向开关管S6的一端连接所述电容C7与所述双向开关管S5的串联节点，另一端连接所述电容C8与所述双向开关管S7的串联节点；
且所述第一电容阵列单元与所述第二电容阵列单元并联；
控制器通过控制所述双向开关管S1～S8的启闭来控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值。
2.根据权利要求1所述的基于静态电容阵列的CPT系统，其特征在于：所述双向开关管均由两个反向串联的功率MOSFET管组成，其中各功率MOSFET管的栅极均与所述控制器的输出端连接，所述控制器控制各功率MOSFET管的启闭，从而控制所述静态电容阵列输出的等效电容值。
3.根据权利要求1或者2所述的基于静态电容阵列的CPT系统，其特征在于：所述控制器每次控制导通的双向开关管不超过2个。
4.根据权利要求1、2中任何一项所述的基于静态电容阵列的CPT系统，其特征在于：所述静态电容阵列中电容选用无感电容。
5.根据权利要求1所述的基于静态电容阵列的CPT系统，其特征在于：所述电容C1～C5的电容值相等，均为Cn，且所述电容C6～C10的电容值相等，均为Cm，且所述电容值Cm与所述电容值Cn的比例系数为k，即Cm=k*Cn，其中k为＞3的任意数值。
6.根据权利要求5所述的基于静态电容阵列的CPT系统，其特征在于：k取值为3.05。
7.一种基于静态电容阵列的CPT系统控制方法，其特征在于：由以下步骤组成：
S1、在CPT系统的拾取端电路上搭建静态电容阵列，使得所述静态电容阵列与所述拾取端电路上的谐振电感并联，且将拾取端电路中负载的两端通过分压电路与AD采样模块连接，AD采样模块与控制器的输入端连接，控制器的输出端连接静态电容阵列，控制所述静态电容阵列输出不同的等效电容值；
S2、将所述静态电容阵列输出的等效电容值Cequ按照大小顺序排列，形成等效电容值序列，且设定等效电容值的控制函数为Cequ（i），等效电容值的个数为n，其中i表示所述等效电容值在等效电容值序列中的位置，i∈[1，…，n]，n为大于1的整数；
S3、控制器采集CPT系统输出的实际电压，求取所述实际电压与参考电压的误差ei，设定误差变化率为
Figure FDA00002967141400021
等效电容值变化率为
Figure FDA00002967141400022
其中误差变化率等效电容值变化率
Figure FDA00002967141400024
且根据控制精度的需求，以误差范围为基准将对等效电容值的调节划分为多个调节阶段：1个保持段以及由控制段h1，……，控制段hi，……，控制段hn组成的多个控制段，其中h1=1，hi、hn、n均为大于1的整数；
S4、所述控制器判断所述静态电容阵列上的谐振电压Vs是否过零点：如果判定所述谐振电压Vs过零点，则继续执行以下步骤，进一步根据误差e的范围确定所述控制器所处调节阶段，如果判定所述谐振电压Vs未过零点，则循环此步骤；
S5、设定当前等效电容值为Cequ（h0），h0表示当前等效电容值在等效电容值序列中的位置，针对保持段，当|e|＜|e1|时，判定所述控制器处于保持段，所述静态电容阵列输出的等效电容值保持不变；
针对控制段，当|ei|≤|e|＜|ei+1|时，判定所述控制器处于所述控制段hi，且进一步判断所述等效电容值序列的排列顺序：
当判定所述等效电容值按照从小到大的顺序进行排序时，判断误差变化率
Figure FDA00002967141400026
以及等效电容值变化率
Figure FDA00002967141400027
的正负：
如果
Figure FDA00002967141400029
即ei＜ei-1，Cequ(i)≥Cequ(i-1)，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为Cequ（h0+hi）；
如果
Figure FDA00002967141400031
即ei＜ei-1，Cequ(i)＜Cequ(i-1)，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为Cequ（h0-hi）；
如果
Figure FDA00002967141400032
即ei＞ei-1，Cequ(i)≥Cequ(i-1)，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为Cequ（h0-hi）；
如果
Figure FDA00002967141400033
即ei＞ei-1，Cequ(i)＜Cequ(i-1)，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为Cequ（h0+hi）；
其中h0+hi为小于或者等于n的整数，且h0-hi为大于1的整数。
8.根据权利要求7所述的基于静态电容阵列的CPT系统控制方法，其特征在于：在所述步骤S5中当判定所述等效电容值按照从大到小进行排序时，判断误差变化率
Figure FDA00002967141400034
以及等效电容值变化率
Figure FDA00002967141400035
的正负：
如果
Figure FDA00002967141400036
即ei＜ei-1，Cequ(i)≥Cequ(i-1)，表示随着等效电容值增加，误差减小，将等效电容值切换为Cequ（h0-hi）；
如果
Figure FDA00002967141400037
即ei＜ei-1，Cequ(i)＜Cequ(i-1)，表示随着等效电容值减少，误差减小，将等效电容值切换为Cequ（h0+hi）；
如果
Figure FDA00002967141400038
即ei＞ei-1，Cequ(i)≥Cequ(i-1)，表示随着等效电容值输出的增加，误差增大，将等效电容值切换为Cequ（h0+hi）；
如果
Figure FDA00002967141400039
即ei＞ei-1，Cequ(i)＜Cequ(i-1)，表示随着等效电容值减少，误差增大，将等效电容值切换为Cequ（h0-hi）；
其中h0+hi为小于或者等于n的整数，且h0-hi为大于1的整数。
9.根据权利要求7所述的基于静态电容阵列的CPT系统控制方法，其特征在于：所述多个控制段分为两个控制段：稍强控制段和强控制段，当|e|＜|e1|时所述控制器处于保持段，当|e1|≤|e|＜|e2|时所述控制器处于稍强控制段，当|e2|≤|e|时所述控制器处于强控制段。
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