JPWO2012063570A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

Abstract

交流電源により一次巻線から電力が供給される二次巻線を備え、Ｚ１の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有し、Ｚ２の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有する。ただし、Ｚ１は、交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスを示し、Ｚ２は、二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスを示す。

Description

本発明は、非接触給電装置に関するものである。

本出願は、２０１０年１１月１２日に出願された日本国特許出願の特願２０１０―２５３８５１に基づく優先権を主張するものであり、文献の参照による組み込みが認められる指定国については、上記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。

電磁誘導の相互誘導作用に基づき、１次側から移動体に設けられた２次側に、エアギャップを存し非接触で近接対応位置しつつ電力を供給する非接触給電装置であって、１次側の給電回路では、並列の各コイルに、共振同調用の直列コンデンサがそれぞれ配置され、コンデンサが各コイルに並列にそれぞれ接続されているものが知られている。（特許文献１）

特開２０１０−４０６９９号公報

しかしながら、従来の非接触給電装置において、１次側のコイルと２次側のコイルとの間の結合係数が一定であることを前提にコンデンサ等を設定しているため、当該結合係数が変化する場合には、給電効率が減少するという問題があった。

そこで、本発明は、結合状態が変化する条件下においても、給電効率の減少を抑制する非接触給電装置を提供する。

本発明は、交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスの特性において、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有するようにし、二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスの特性において、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有するようにすることによって上記課題を解決する。

本発明によれば、結合係数が所定の範囲内で変動する場合に、基本波成分の周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性は所定のインピーダンス値の付近で変動する特性となり、基本波成分の周波数に対する入力インピーダンスの位相特性は所定の位相の付近で変動する特性となるため、結合状態が変化する条件下においても、交流電源側の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制することができ、その結果として、給電効率の減少を抑制することができる。

本例の非接触給電装置の電気回路図である。 図１の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図及び斜視図である。 図１の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図及び斜視図であり、Ｘ軸方向にずれた場合を示す図である。 図２ａ，２ｂに示すＸ軸方向（Ｙ軸方向）およびＺ軸方向の二次巻線２０１に対する、結合係数の変化を示すグラフである。 図１の一次巻線と二次巻線との距離に対する結合係数の特性を示すグラフである。 従来の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンス特性を示すグラフである。 従来の非接触給電装置における、等価負荷抵抗に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 従来の非接触給電装置における、結合係数に対する力率の特性を示すグラフである。 図１の１次側の等価回路を示す回路図である。 図１の非接触給電部の回路図のうち、１次側の回路の回路図である。 図１の非接触給電部の回路図のうち、２次側の回路の回路図である。 図７ａの回路における、周波数に対するインピーダンス特性を示すグラフである。 図７ｂの回路における、周波数に対するインピーダンス特性を示すグラフである。 図１の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンスの位相特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部及び負荷部の等価回路を示す回路図である。 複素平面における、図１の非接触給電部の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の極及び零点を示す図である。 複素平面における、図１の非接触給電部の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の極及び零点を示す図である。 図７ａの回路における、周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図７ａの回路における、周波数に対するインピーダンス絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の高周波交流電源部における、出力電流に対する出力電圧の特性を示すグラフである。 図１の高周波交流電源部における、出力電流に対する出力電圧の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、等価負荷抵抗に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する力率の特性を示すグラフである。 （ａ）図１の非接触給電装置における、結合係数（κ）に対する出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）の特性を示すグラフ、（ｂ）図１の非接触給電装置において、所定の電力条件を満たす、結合係数（κ）の範囲を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する効率の特性を示すグラフである。 発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の非接触給電部の回路図である。 図１５の回路のうち１次側の回路における、周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の非接触給電部の回路図である。 図１７の回路のうち１次側の回路における、周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
発明の実施形態に係る非接触電源回路装置の一例として、電気自動車等の車両用電池及び電力負荷と共に用いられる非接触給電装置を説明する。

図１は、非接触給電装置の電気回路図を示している。本実施の形態に係る非接触給電装置は、高周波交流電源部６と、高周波交流電源回路６から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部５と、非接触給電部５により電力が供給される負荷部７とを備えている。

高周波交流電源部６は、三相交流電源６４と、三相交流電源６４に接続され、三相交流を直流に整流する整流器６１と、平滑コンデンサ６２を介して整流器６１に接続され、整流された電流を高周波電力に逆変換する電圧型インバータ６３とを備えている。整流器６１は、ダイオード６１ａとダイオード６１ｂ、ダイオード６１ｃとダイオード６１ｄ、及び、ダイオード６１ｅとダイオード６１ｆを三並列に接続し、それぞれの中間接続点に三相交流電源６４の出力を接続する。電圧型インバータ６３は、ＭＯＳＦＥＴのパワートランジスタ等にダイオードを逆並列に接続するスイッチング素子６３ａと同様のスイッチング素子６３ｂとの直列回路及び同様のスイッチング素子６３ｃとスイッチング素子６３ｄとの直列回路を並列に接続し、平滑コンデンサ６２を介して、整流器６１に接続する。そして、スイッチング素子６３ａとスイッチング素子６３ｂとの中間接続点及びスイッチング素子６３ｃとスイッチング素子６３ｄとの中間接続点が、それぞれ非接触給電部５の一次側である送電回路部３に接続される。電圧型インバータ６３は、非接触給電部５０に数ｋ〜１００ｋＨｚ程度の交流電力を供給する。

ここで、高周波交流電源部６から非接触給電部５に出力される出力波形は、周期的に変化する波形であり、当該出力波形の周波数をｆ_０とする。また、当該出力波形にひずみが含まれている場合（又は出力波形が例えば矩形波である場合）には、ひずみを含む波形の周期関数が持つ基本正弦波の周波数が、周波数（ｆ_０）となる。以下、本発明において、これらの周波数を総称して、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ_０）と称す。なお、高周波交流電源部６は、必ずしも図１に示す回路である必要はなく、他の回路でもよい。

非接触給電部５は、トランスの入力側である送電回路部３と、トランスの出力側である受電回路部４を有する。送電回路部３は、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に直列に接続されるコンデンサ１０２と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０３とを有し、受電回路部４は、二次巻線２０１と、二次巻線２０１と並列に接続されるコンデンサ２０２と、二次巻線２０１と直列に接続されるコンデンサ２０３とを有する。

負荷部７は、非接触給電部５より供給される交流電力を直流に整流する整流部７１と、整流部７１に接続される負荷７２とを有する。整流部７１は、ダイオード７１ａとダイオード７１ｂ、及び、ダイオード７１ｃとダイオード７１ｄを並列に接続し、それぞれの中間接続点に受電回路部４の出力を接続する。そして、整流部７１の出力を負荷７２に接続する。

次に、図２ａ、図２ｂ、図３及び図４を用いて、図１に示す非接触電源回路装置を車両と駐車場に備える場合、一次巻線１０１と二次巻線２０１の結合係数（κ）について、説明する。

本例は、二次巻線２０１を含む受電回路部４及び負荷部７を例えば車両に備え、一次巻線１０１を含む送電回路部３及び高周波交流電源６を地上側として例えば駐車場に備える。電気自動車の場合、負荷７２は、例えば二次電池に対応する。二次巻線２０１は、例えば車両のシャシに備えられる。そして、当該二次巻線２０１が一次巻線１０１の上になるよう、車両の運転手が当該駐車場に駐車し、電力が一次巻線１０１から二次巻線２０１に供給され、負荷７２に含まれる二次電池が充電される。

図２ａ及び図２ｂは、一次巻線１０１及び二次巻線２０１が対向した状態を示す平面図ａ）と、斜視図ｂ），ｃ）である。図２ａ及び図２ｂにおいて、Ｘ軸及びＹ軸は、一次巻線１０１及び二次巻線２０１の平面方向を示し、Ｚ軸は高さ方向を示す。なお、本説明のために、一次巻線１０１及び二次巻線２０１は共に同じ円形形状とされているが、本例は必ずしも円形にする必要はなく、また一次巻線１０１と二次巻線２０１とを同一の形状にする必要もない。

いま、図２ａに示すように、平面方向であるＸ軸、Ｙ軸方向において、二次巻線２０１が一次巻線１０１に合致するように車両が駐車場に駐車されればよいが、運転者の技量により、図２ｂに示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置が、平面方向において、ずれてしまうことがある。また、車両の高さは、車両の種類や積荷量によって異なるため、一次巻線１０１と二次巻線２０１との高さ方向Ｚの距離は車高によっても異なる。

高周波交流電源６から一次巻線１０１に供給される電力を一定にする場合に、二次巻線２０１により受電される電力の効率は、二次巻線２０１が一次巻線１０１に合致する状態（図３Ａの状態に相当）が最も高く、二次巻線２０１の中心点が一次巻線１０１の中心点から遠くなると低くなってしまう。

図３は、図２ａ，２ｂに示すＸ軸方向（Ｙ軸方向）およびＺ軸方向の二次巻線２０１に対する、結合係数の変化を示す。図３に示すように、一次巻線１の中央と二次巻線２の中央が一致する場合、一次巻線１と二次巻線２との間の漏れ磁束は少なく、図３のＸ軸の値がゼロに相当し、結合係数κは大きくなる。一方、図２ａに対して図２ｂに示すように、一次巻線１と二次巻線２との位置がＸ軸方向にずれると、漏れ磁束が多くなり、図３に示すように、結合係数κは小さくなる。また、一次巻線１と二次巻線２のＺ軸（高さ）方向のズレが大きくなると、結合係数κは小さくなる。

図４は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との距離（Ｌ）に対する結合係数の特性を示すグラフである。ただし、距離（Ｌ）は、式（１）より示される。

図４に示すように、距離（Ｌ）が大きくなると、漏れ磁束が多くなるため、結合係数（κ）は小さくなる。

ところで、従来の非接触給電装置においては、結合係数を固定値にして、非接触の給電部分の回路設計を行っている。そのため、上記のように、給電部分のコイル間の相対的な位置がずれて、結合係数（κ）が変化した場合には、交流電源の出力側からみた非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。ここで、従来の非接触給電装置における、結合係数（κ）に対するインピーダンス特性の変化を、図５ａを用いて説明する。図５ａは従来の非接触給電装置における、結合係数（κ）に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。なお、入力インピーダンスは、交流電源の出力側からみたインピーダンスであり、交流電源の基本波成分の周波数におけるインピーダンスである。グラフａは、特開２０１０−４０６６９号にて開示された回路において、所定の結合係数で同調するにようにコンデンサを設計した回路（以下、従来回路ａと称す。）の特性を示し、グラフｂは、特開２００７−５３４２８９号にて開示された回路において、所定の結合係数で同調するにようにコンデンサを設計した回路（以下、従来回路ｂと称す。）の特性を示す。

図５ａのグラフａに示すように、従来回路ａでは、結合係数が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、結合係数が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が低くなる。またグラフｂに示すように、従来回路ｂでは、結合係数が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、結合係数が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が小さくなる。すなわち、非接触の給電部分であるコイルの結合係数が一定であることを前提に、従来回路ａ及び従来回路ｂは回路設計されているため、結合係数が変化すると、給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。なお、グラフｃは、交流電源のインピーダンスの絶対値を示しており、詳細は後述する。

図５ｂのグラフａに示すように、従来回路ａでは、等価負荷抵抗が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、等価負荷抵抗が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が低くなる。またグラフｂに示すように、従来回路ｂでは、等価負荷抵抗が小さい場合には、インピーダンスの絶対値が高くなり、等価負荷抵抗が大きくなるにつれて、インピーダンスの絶対値が小さくなる。すなわち、従来回路ａ及び従来回路ｂにおいて、等価負荷抵抗が変化すると、給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。なお、グラフｃは、交流電源のインピーダンスの絶対値を示しており、詳細は後述する。

次に、図５ｃを用いて、従来回路ａ及び従来回路ｂにおいて、結合係数の変化に伴う、力率の変化について、説明する。図５ｃは、従来回路ａ及びｂにおける、結合係数（κ）に対する力率の特性を示す。なお、力率（ｃｏｓθ）について、交流電源から給電回路に入力される入力電圧と入力電流との位相差（θ）のコサイン値である。図５ｃのグラフａに示すように、従来回路ａでは、結合係数が大きい場合には、力率が高くなり、結合係数が小さくなると、力率が低くなる。一方、図５ｃのグラフｂに示すように、従来回路ｂでは、結合係数の変化に対して、力率は高い状態で推移する。

次に、交流電源のインピーダンス（Ｚｃ）と、非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）との関係を、図６を用いて、説明する。図６は、非接触給電装置の１次側の等価回路の回路図である。交流電源６０１は、非接触給電装置の１次側に設けられる交流電源であり、１次側のコイルに対して交流電力を供給する。Ｖｃは交流電源６０１の交流電圧を示し、Ｉｃは交流電源６０１から出力される交流電流を示す。インピーダンス６０２は、非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）である。交流電源６０１の定格値は予め定められており、例えば交流電源６０１の最大電圧が３００［Ｖ］であり、最大電流３０［Ａ］であり、最大電力が９［ｋＷ］である、と仮定する。

そして、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）が１［Ω］である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である３００［Ｖ］がインピーダンス６０２に印加されると、インピーダンス６０２である給電回路には、３００［Ａ］の電流が流れる。しかし、交流電源６０１の最大電流が３０［Ａ］であるため、当該給電回路に流れる電流は３０［Ａ］となり、当該給電回路の電圧は３０［Ｖ］となる。そのため、インピーダンス６０２である給電回路に供給される電力は９００［Ｗ］となり、交流電源６０１の最大電力を給電回路に供給することができない。

また、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）が１００［Ω］である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である３００［Ｖ］がインピーダンス６０２に印加されると、インピーダンス６０２である給電回路には、３［Ａ］の電流が流れる。交流電源６０１の最大電流は３０Ａであるが、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）が高いため、給電回路に流れる電流は３［Ａ］となる。そして、給電回路の電圧は３００［Ｖ］となる。そのため、インピーダンス６０２である給電回路に供給される電力は９００［Ｗ］となり、交流電源６０１の最大電力を給電回路に供給することができない。

また、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）が１０［Ω］である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である３００［Ｖ］がインピーダンス６０２に印加されると、インピーダンス６０２である給電回路には、３０［Ａ］の電流が流れ、交流電源６０１の最大電流が流れることになる。そのため、インピーダンス６０２である給電回路に供給される電力は９００［Ｗ］となり、交流電源６０１の最大電力を給電回路に供給することができる。

すなわち、交流電源６０１のインピーダンスに対して、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ＿ｃ）が変化する場合には、交流電源６０１の最大電力を効率よく給電回路に供給することができない。そして、図５ａに示すように、従来回路ａ及びｂの入力インピーダンスは、交流電源のインピーダンス（グラフｃを参照）に対して大きく変化するため、交流電源６０１の最大電力を効率よく給電回路に供給することができない。

また、後述するように、給電回路から負荷に対して電力を供給する場合に、電力の損失を防ぐためには、力率（ｃｏｓ（θ））を高い値で維持しなければならない。図５ｃに示すように、従来回路ａでは、結合係数が変化した場合に、力率が減少してしまうため、従来回路ａを給電回路とする非接触給電装置において、負荷に供給される電力の損失が悪化してしまう。

そこで、本例の非接触給電装置において、高周波交流電源回路６の出力側から見た一次側のみのインピーダンスの特性及び二次巻線２０１に接続される負荷７側から見た二次側のみのインピーダンスの特性が、以下に示すような特性とするように、一次巻線１０１と二次巻線２０１のインダクタンスの大きさと、コンデンサ１０２、１０３、２０２、２０３の容量の大きさの条件を設定することで、結合状態が変化する条件下で、高周波交流電源回路６の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制し、また入力インピーダンスの位相をゼロ付近にする。

まず、本例の非接触給電装置における、インピーダンス（Ｚ_１）及びインピーダンス（Ｚ_２）について説明する。インピーダンス（Ｚ_１）は、図７ａに示すように、図１に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源６側（送電側）からみた一次側のみのインピーダンスである。またインピーダンス（Ｚ_２）は、図６ｂに示すように、図１に示す回路において、結合係数をゼロとして、負荷部７側（受電側）からみた二次側のみのインピーダンスである。図７ａはインピーダンス（Ｚ_１）を説明するための回路図であって、非接触給電部５の一次側のみの回路を示し、図７ｂはインピーダンス（Ｚ_２）を説明するための回路図であって、非接触給電部５の二次側のみの回路を示す。

なお、図７ａ及び図７ｂに示すように、コンデンサ１０２の電気容量をＣ_１ｓとし、コンデンサ１０３の電気容量をＣ_１ｐとし、一次巻線１０１のインダクタンスをＬ_１とし、コンデンサ２０２の電気容量をＣ_２ｐとし、コンデンサ２０３の電気容量をＣ_２ｓとし、二次巻線２０１のインダクタンスをＬ_２とする。

本例の非接触給電装置において、インピーダンス（Ｚ_１）及びインピーダンス（Ｚ_２）の絶対値の特性は、図８ａ及び図８ｂに示す特性をそれぞれ有する。図８ａは、周波数に対する、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を示すグラフであり、図８ｂは、周波数に対する、インピーダンス（Ｚ_２）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を示すグラフである。

すなわち図８ａに示すように、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性は、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_１Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有する。周波数（ｆ_１Ａ）は、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ_０）に近い周波数であり、周波数（ｆ_１Ｂ）は、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ_０）に近い周波数である。また周波数（ｆ_１Ｂ）は周波数（ｆ_１Ａ）より高い。言い換えると、インピーダンス（Ｚ_１）の特性は、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の周波数（ｆ_１Ａ）と極大値（Ｚ_ＭＡＸ）の周波数（ｆ_１Ｂ）により、周波数（ｆ_０）を挟む特性である。

図８ｂに示すように、インピーダンス（Ｚ_２）の絶対値の特性は、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_２Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_２Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有する。周波数（ｆ_２Ａ）は、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ_０）に近い周波数であり、周波数（ｆ_２Ｂ）は、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ_０）に近い周波数である。また周波数（ｆ_２Ｂ）は周波数（ｆ_２Ａ）より高い。言い換えると、インピーダンス（Ｚ_１）の特性は、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の周波数（ｆ_２Ａ）と極大値（Ｚ_ＭＡＸ）の周波数（ｆ_２Ｂ）により、周波数（ｆ_０）を挟む特性である。

次に、本例における、コンデンサ１０２、１０３、２０２の電気容量、一次巻線１０１及び二次巻線２０１のインダクタンスについて説明する。

図７ａに示す回路により、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数（ｆ_１Ａ）及び共振周波数（ｆ_１Ｂ）は、式（２）及び式（３）によりそれぞれ表される。

そして、図８ａに示すように、式（２）及び式（３）により表される周波数（ｆ_１Ａ）及び周波数（ｆ_１Ｂ）には、ｆ_１Ａ＜ｆ_０＜ｆ_１Ｂの関係が成り立つ。当該関係は、Ｌ_１とＣ_１ｐとにより形成される共振系の共振周波数（ｆ_１Ｂ）を周波数（ｆ_０）より高くし、Ｌ_１と（Ｃ_１ｐ＋Ｃ_１ｓ）とにより形成される共振系の共振周波数（ｆ_１Ａ）を周波数（ｆ_０）より低くすることに相当する。

図７ｂに示す回路により、インピーダンス（Ｚ_２）の共振周波数（ｆ_２Ａ）及び共振周波数（ｆ_２Ｂ）は、式（４）及び式（５）によりそれぞれ表される。

そして、図８ｂに示すように、式（４）及び式（５）により表される周波数（ｆ_２Ａ）及び周波数（ｆ_２Ｂ）には、ｆ_２Ａ＜ｆ_０＜ｆ_２Ｂの関係が成り立つ。当該関係は、Ｌ_２とＣ_２ｐとにより形成される共振系の共振周波数（ｆ_２Ｂ）を周波数（ｆ_０）より高くし、Ｌ_２と（Ｃ_２ｐ＋Ｃ_２ｓ）とにより形成される共振系の共振周波数（ｆ_２Ａ）を周波数（ｆ_０）より低くすることに相当する。

すなわち、交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に対して、ｆ_１Ａ＜ｆ_０＜ｆ_１Ｂ及びｆ_２Ａ＜ｆ_０＜ｆ_２Ｂを満たすように、インダクタンス（Ｌ_１）、電気容量（Ｃ_１ｐ）、電気容量（Ｃ_１ｓ）、インダクタンス（Ｌ_２）、電気容量（Ｃ_２ｐ）、電気容量（Ｃ_２ｓ）を設定することで、図８に示す、インピーダンス（Ｚ_１）の特性及びインピーダンス（Ｚ_２）の特性を有することができる。

さらに、本例において、各共振周波数（ｆ_１Ａ、ｆ_１Ｂ、ｆ_２Ａ、ｆ_２Ｂ）と交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）は、以下の式（６）で表す条件を満たす。

すなわち、周波数（ｆ_１Ａ）から周波数（ｆ_１Ｂ）までの周波数帯域が、周波数（ｆ_２Ａ）から周波数（ｆ_２Ｂ）までの周波数帯域の中に含まれる。

次に、図９ａ及び図９ｂを用いて、本例の非接触給電装置の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を説明する。図９ａは周波数に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値の特性を示し、図９ｂは周波数に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相特性（ψ）を示す。κ_１〜κ_４は、結合係数を示しており、κ_１が最も小さい結合係数を、κ_４が最も大きい結合係数を示す。入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）は、高周波交流電源回路６の出力側からみた非接触給電部５の入力インピーダンスを示す。

図９ａに示すように、結合係数（κ）がκ_１からκ_４の範囲内で変化する場合に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に対する、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値は、絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）となる。すなわち、一次巻線１０１に対する二次巻線２０１の相対的な位置がずれることにより、結合係数（κ）がκ_１からκ_４の範囲内で変化する場合に、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は一定の値をとる、または、入力インピーダンス絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は変化の小さい範囲内で変化するため、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の変化が抑えられる。これにより、本例において、インピーダンス（Ｚ_１）及びインピーダンス（Ｚ_２）が、図７ａ及び図７ｂに示す特性を持つことにより、結合係数が変化する場合に、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値の変化を抑制することができる。なお、結合係数（κ）がκ_１からκ_４の範囲内で変化する場合に、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値は、図９に示すように絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の一定値となる必要はなく、絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の付近の値で変化すればよい。

また図９ｂに示すように、結合係数（κ）がκ_１からκ_４の範囲内で変化する場合に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に対する、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相は、ゼロ付近で変化する。結合係数の変化に対して、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相がゼロ付近で変化すると、力率は１に近い状態を維持することができるため、非接触給電部５における電力損失を抑制することができ、効率よく負荷部７に電力を供給することができる。

次に、図１０ａ〜図１０ｃを用いて、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の極及び零点の軌跡を説明する。図１０ａは非接触給電部５及び負荷部７の等価回路を示し、図１０ｂは、結合係数（κ）を変化させた場合における、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の極及び零点の軌跡を示し、図１０ｃは等価負荷抵抗（Ｒ）を変化させた場合における、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の極及び零点の軌跡を示す。

負荷部７を等価負荷抵抗７０１（Ｒ）と置き換えると、非接触給電部５及び負荷部７の等価回路は、図１０ａの回路により表される。等価負荷抵抗７０１（Ｒ）には、負荷７２に含まれるバッテリ（図示しない）の抵抗が含まれており、当該バッテリの抵抗値は、バッテリの充電状態（ＳＯＣ：Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）により変化する。そのため、等価負荷抵抗７０１（Ｒ）の抵抗値は、常に一定な値ではなく、バッテリ等の状態に応じて変化する。図１０ａに示す等価回路に基づき、高周波交流電源回路６の出力側から見た入力インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）を、ラプラス演算子（ｓ）を用いて表すと、式（７）により表される。

式（７）に示す、Ｚ_ｉｎを、回路特性に影響が大きい代表根近似を行うことで、式（８）により示される。

ただし、Ａは回路パラメータからなる係数を、λ_１、λ_２は極を、γ_１、γ_２は零点を示す。

そして、結合係数（κ）をゼロ付近から増加させると、極及び零点は図１０ｂに示すような軌跡を描く。ただし、図１０ｂに示す極１は、式（９）の極の中で最も虚軸側に近い値の極（ただしゼロを含まない）を示し、極２は式（９）の極の中で二番目に虚軸側に近い値の極を示し、零点は、式（９）の零点の中で最も虚軸側に近い値の零点を示す。また点線の矢印は、結合係数（κ）を離散的に増加させた場合の、極１、極２及び零点の軌跡の方向を示している。図１０ｂに示すように、極１及び零点は、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかりつつ、点線を境とした対称の軌跡を描く。当該点線は、駆動点を虚値にとる直線を示しており、駆動点（点の虚値）は、基本波成分の周波数に対応する値（２πｆ_０）である。すなわち、極１及び零点は、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸上における虚値（２πｆ_０）に対して対称な軌跡とる。これにより、結合係数（κ）を変化させた場合において、駆動点から各極１までの距離は、駆動点から該各極１に対応する零点までの距離と等しくなるため、結合係数（κ）の変化に伴う入力インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができる。

また極２は、結合係数（κ）の増加に伴い、極１又は虚軸に近づく軌跡をとる。すなわち、本例において、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかる極１と虚軸に近づく極２が存在し、極１及び極２は互いに逆向きの軌跡をとる。このような特性により、結合係数（κ）の変化に伴う位相の変動を抑制することができるため、力率を維持し、電力の損失を防ぐことができる。

また、等価負荷抵抗（Ｒ）をゼロ付近から増加させると、極及び零点は図１０ｃに示すような軌跡を描く。ただし、図１０ｃに示す極１は、式（９）の極の中で最も虚軸側に近い値の極（ただしゼロを含まない）を示し、極２は式（９）の極の中で二番目に虚軸側に近い値の極を示し、零点は、式（９）の零点の中で最も虚軸側に近い値の零点を示す。また点線の矢印は、等価負荷抵抗（Ｒ）を離散的に増加させた場合の、極１、極２及び零点の軌跡の方向を示している。図１０ｃに示すように、極１及び零点は、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかりつつ、点線を境とした対称の軌跡を描く。当該点線は、駆動点を虚値にとる直線を示しており、駆動点（点の虚値）は、基本波成分の周波数に対応する値（２πｆ_０）である。すなわち、極１及び零点は、等価負荷抵抗（Ｒ）の増加に伴い、虚軸上における虚値（２πｆ_０）に対して対称な軌跡とる。これにより、等価負荷抵抗（Ｒ）を変化させた場合において、駆動点から各極１までの距離は、駆動点から該各極１に対応する零点までの距離と等しくなるため、結合係数（κ）の変化に伴う入力インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができる。

また極２は、等価負荷抵抗（Ｒ）の増加に伴い、極１又は虚軸に近づく軌跡をとる。すなわち、本例において、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかる極１と虚軸に近づく極２が存在し、極１及び極２は互いに逆向きの軌跡をとる。このような特性により、等価負荷抵抗（Ｒ）の変化に伴う位相の変動を抑制することができるため、力率を維持し、電力の損失を防ぐことができる。

次に、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の設定方法について説明する。まず、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性と絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）との関係について、図１１ａ〜図１１ｃを用いて説明する。図１１ａ及び図１１ｂは、周波数に対するインピーダンス（Ｚ_１）の特性を示す。図１１ｃは、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の特性を示す。

図１１ａに示すように、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の周波数（ｆ_１Ａ）から極大値（Ｚ_ＭＡＸ）の周波数（ｆ_１Ｂ）までの周波数帯域をＦ_１（＝ｆ_２−ｆ_１）とし、図１１ｂに示すように、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）の周波数（ｆ_２Ａ）から極大値（Ｚ_ＭＡＸ）の周波数（ｆ_２Ｂ）までの周波数帯域をＦ_２（＝ｆ_２−ｆ_１）とすると、周波数帯域（Ｆ_１）は周波数帯域（Ｆ_２）より狭くする。なお、周波数（ｆ_１Ａ）及び周波数（ｆ_１Ｂ）は、式（２）及び式（３）で、それぞれ表される。そして、周波数帯域をＦ_１に設定し、結合係数（κ）を変化させると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は、図１１ｃのグラフｘに示すような特性となる。また、周波数帯域をＦ_２に設定し、結合係数（κ）を変化させると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は、図１１ｃのグラフｙに示すような特性となる。すなわち、Ｚ_ｉｎの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域を狭くすると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は高くなり、当該周波数帯域を広くすると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は低くなる。そのため、本例は、Ｚ_ｉｎの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域に応じて、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を設定することができる。

入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）と、高周波交流電源部６のインピーダンスとの関係について、図１２ａ及び図１２ｂを用いて説明する。図１２ａ及び図１２ｂは、高周波交流電源部６の出力電流−出力電圧特性を示し、一例として、図１２ａは、出力電流に対して出力電圧が一定である場合の特性を示し、図１２ｂは、出力電流に対して出力電圧が変化する場合の特性を示す。なお、高周波交流電源部６の出力電流−出力電圧特性は、高周波交流電源部６に含まれるインバータや冷却器（図示しない）等の特性に応じて決まる。また図１２ａ及び図１２ｂの点線で示す曲線は、定電力線を示しており、当該定電力線上において同じ電力値となる。

図１２ａに示すように、出力電流に対して出力電圧が一定である場合には、高周波交流電源部６の供給可能な最大電力は、最大電圧（Ｖ_ＭＡＸ）と最大電流（Ｉ_ＭＡＸ）の積で求まる電力である。図６を用いて説明したように、高周波交流電源部６から最大電力を供給させるためには、交流電源６０１のインピーダンスに対して、高周波交流電源回路６の入力インピーダンスを調整する必要がある。図１２ａの例では、高周波交流電源部６のインピーダンス（Ｚ_Ｍ）は、最大電圧（Ｖ_ＭＡＸ）と最大電流（Ｉ_ＭＡＸ）より、Ｖ_ＭＡＸ／Ｉ_ＭＡＸとなる。そして、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を、高周波交流電源部６のインピーダンス（Ｚ_Ｍ）と等しくすることで、高周波交流電源部６から最大電力を、非接触給電部５に供給することができる。

図１２ｂに示すように、出力電流に対して出力電圧が変化する場合には、高周波交流電源部６の供給可能な最大電力は、最も高い定電力線と、電流−電圧特性との交点に相当する電力である。高周波交流電源部６のインピーダンス（Ｚ_ｐ）は、当該交点に相当する電圧（Ｖ_ｐ）及び電流（Ｉ_ｐ）より、Ｖ_ｐ／Ｉ_ｐとなる。そして、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を、高周波交流電源部６のインピーダンス（Ｚ_ｐ）と等しくすることで、高周波交流電源部６から最大電力を、非接触給電部５に供給することができる。

すなわち、本例において、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）が、高周波交流電源部６の最大電力に相当するインピーダンス値と等しくなるように、Ｚ_ｉｎの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域を設定する。これにより、高周波交流電源部６の供給可能な電力を非接触給電部５へ効率よく供給することができ、高周波交流電源部６と非接触給電部５との間の電力損失を抑制することができる。

そして、上記のように非接触給電部５の回路を設定することにより、本例の非接触給電部５の入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の特性は、図１３ａ及び図１３ｂに示すような特性を有する。また、本例の非接触給電部５における力率は、図１３ｃに示すような特性となる。図１３ａは結合係数（κ）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の特性を示し、図１３ｂは等価負荷抵抗（Ｒ）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の特性を示し、図１３ｃは結合係数（κ）に対する力率の特性を示す。図１３ａ及び図１３ｂのグラフａは入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を示し、グラフｂは高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値を示す。なお、当該高周波交流電源部６のインピーダンスは、図１２ａのインピーダンス（Ｚ_Ｍ）及び図１２ｂのインピーダンス（Ｚ_ｐ）に相当する。また図１３ａにおいて、結合係数（κ）は、少なくとも０．０１〜０．５を含む、０．０１〜０．８までの範囲内で変化する。

図１３ａに示すように、結合係数（κ）の変化に対して、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値はほぼ一定であり、高周波交流電源部６のインピーダンスと同値である。すなわち、結合係数（κ）が変化する状況においても、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値は入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）から大きく変化せず、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値は高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくなるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給される電力の損失を抑制することができる。

また、図１３ｂに示すように、等価負荷抵抗（Ｒ）の変化に対して、入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値はほぼ一定であり、高周波交流電源部６のインピーダンスと同値である。すなわち、等価負荷抵抗（Ｒ）が変化する状況においても、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値は入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）から大きく変化せず、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の絶対値は高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくなるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給される電力の損失を抑制することができる。

また、図１３ｃに示すように、結合係数（κ）の変化に対して、力率は１に近い値で、ほぼ一定に推移する。すなわち、結合係数（κ）が変化する状況においても、力率が大きく変化せずに、力率は１に近い値となるため、電力の給電効率の低下を防ぐことができる。

また上記のように非接触給電部５の回路を設定することにより、結合係数が変化する場合に、非接触給電部５から負荷部７へ出力される電力（Ｐ_ｏｕｔ）の低下を防ぐことができる。ここで、負荷部７へ出力される出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）について、以下に説明する。図１に示す非接触給電装置において、負荷部７への出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）は、式（９）に示すように、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給される供給電力（Ｐ_ｉｎ）と、非接触給電部５において損失される電力（Ｐ_Ｌｏｓｓ）により表される。

非接触給電部５において損失される電力（Ｐ_Ｌｏｓｓ）は、供給電力（Ｐ_ｉｎ）に比べて十分小さく、Ｐ_ｉｎ≫Ｐ_Ｌｏｓｓと仮定すると、出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）は供給電力（Ｐ_ｉｎ）とほぼ等しいと近似される。また、高周波交流電源部６から非接触給電部５に入力される入力電圧及び入力電流をＶ_ｉｎ及びＩ_ｉｎとすると、供給電力（Ｐ_ｉｎ）は、高周波交流電源部６の出力側からみた非接触給電部５の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）と、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）と入力電流（Ｉ_ｉｎ）との位相差（θ）により表される。そのため、式（９）は、式（１０）により近似される。

すなわち、入力電圧（Ｖ_ｉｎ）を一定として場合には、結合係数の変化に対して、出力電力係数（ｃｏｓθ_ｉｎ／｜Ｚ_ｉｎ｜）を高い値で維持することで、負荷部７への出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）を高くすることができる。本例では、上記の通り、非接触給電部５において、結合係数の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくし、かつ、周波数（ｆ_０）における入力インピーダンスの位相をゼロ付近で変化させる。これにより、結合係数が変化する状況下において、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を一定にしつつ、高い力率を維持することができるため、出力電力係数が高い値で維持される。その結果として、本例は、結合係数が変化変化しても、電力の給電効率の低下を防ぐことができる。

図１４（ａ）を用いて、結合係数（κ）が変化に伴う、負荷部７へ出力される電力（Ｐ_ｏｕｔ）の特性を説明する。図１４（ａ）は結合係数（κ）に対する出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）の特性を示すグラフであり、グラフａは非接触給電部５に従来回路ａを用いた場合の特性であり、グラフｂは非接触給電部５に従来回路ｂを用いた場合の特性であり、グラフｃは本例の特性である。図１４ａに示すように、本例の非接触給電装置は、結合係数（κ）の変化に対して、広い結合係数の範囲で、従来回路ａ及び従来回路ｂの出力電力より高い出力電力をとることができる。

ここで、負荷部７への出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）が閾値電力（Ｐｃ）以上である場合に、負荷７２に含まれるバッテリに対して十分な充電電力を供給することできるとして、電力条件を設定する。図１４ｂは当該電力条件を満たす、結合係数（κ）の範囲を説明するための概略図である。図１４ｂにおいて、グラフａは従来回路ａにおいて電力条件を満たす範囲を表し、グラフｂは従来回路ｂにおいて電力条件を満たす範囲を表し、グラフｃは本例において電力条件を満たす範囲を表す。なお、閾値電力（Ｐｃ）未満の電力が負荷７２に供給させる場合でも、バッテリを充電できるが、充電時間が長くなる可能性があるため、本例の電力条件では、閾値電力（Ｐｃ）未満の電力は条件を満たさない電力とする。

図１４ｂに示すように、本例では、電力条件を満たす結合係数（κ）の範囲が、従来回路ａ及び従来回路ｂより、広くなる。従来回路ａ及び従来回路ｂでは、結合係数の変化に対して、周波数（ｆ_０）のインピーダンスは大きく変化する。そして、周波数（ｆ_０）のインピーダンスの値と高周波交流電源部６のインピーダンスの値とのずれが大きくなると、高周波交流電源部６の最大電圧（定格電圧）又は最大電流（定格電流）で制限される。そのため、従来回路ａ及び従来回路ｂでは、電力条件を満たす結合係数（κ）の範囲が狭くなる。一方、本例では、結合係数の変化に対して周波数（ｆ_０）のインピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）の変化を抑制し、周波数（ｆ_０）のインピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくする。そのため、本例は、従来回路ａ及び従来回路ｂより、出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）を大きくすることができ、電力条件を満たす結合係数（κ）の範囲を広くすることができる。

次に、電力の効率（η）について、図１５を用いて説明する。図１５は、結合係数に対する効率（η）の特性を示すグラフであり、グラフａは従来回路ａの効率を、グラフｂは従来回路ｂの効率を、グラフｃは本発明の効率を示す。なお、効率（η）は、出力電力（Ｐ_ｏｕｔ）／供給電力（Ｐ_ｉｎ）×１００（％）で算出される。図１５に示すように、結合係数（κ）の変化に対して、本例の効率（η）は、８０％近くを維持している。一方、結合係数（κ）が小さい領域では、従来回路ａ及び従来回路ｂの効率（η）は、８０％より低くなっている。従来回路ａでは、図５ｃに示すように、結合係数の低い領域で力率が悪化するため、効率が低くなる。また従来回路ｂでは、図５ａに示すように、結合係数の低い領域で、入力インピーダンス値が小さくなり、電流が大きくなるが、交流電源側の定格電流により電流制限がかかるため、電流の制限値以上には電流が上がらず、入力電圧も低くなるため、効率が低くなる。一方、本例では、結合係数の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値が高周波交流電源部のインピーダンスの値で維持され、力率も維持されるため、本例は高い効率を維持することができる。

上記のように、本例において、インピーダンス（Ｚ_１）の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に最も近く、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）と、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に最も近く、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_１Ａ）との間に、周波数（ｆ_０）を有し、インピーダンス（Ｚ_２）の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に最も近く、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_２Ｂ）と、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に最も近く、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_２Ａ）との間に、周波数（ｆ_０）を有する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができる。また、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の位相をゼロ付近で変化させることができるため、高い力率を維持することができ、非接触給電部５における電力損失（電源損失、巻線損失）を抑制することができる。その結果として、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。

また本発明は、ｆ_１Ａ＜ｆ_０＜ｆ_１Ｂ及びｆ_２Ａ＜ｆ_０＜ｆ_２Ｂを満たすように、電気容量（Ｃ_１ｓ）、電気容量（Ｃ_１ｐ）、インダクタンス（Ｌ_１）、インダクタンス（Ｌ_２）、電気容量（Ｃ_２ｐ）及び電気容量（Ｃ_２ｓ）を設定する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率を維持することができるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。

また本発明は、ｆ_１Ａ≦ｆ_２Ａ＜ｆ_０＜ｆ_２Ｂ≦ｆ_１Ｂを満たすように、電気容量（Ｃ_１ｓ）、電気容量（Ｃ_１ｐ）、インダクタンス（Ｌ_１）、インダクタンス（Ｌ_２）、電気容量（Ｃ_２ｐ）及び電気容量（Ｃ_２ｓ）を設定する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率を維持することができるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。

また本例は、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は、高周波交流電源部６のインピーダンスの値に応じて設定される。これにより、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）を高周波交流電源部６のインピーダンスの値と等しくすることができるため、結合係数が変化しても、高周波交流電源部６の出力可能な最大電力を非接触給電部５に供給することができる。

また本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との結合係数が０．０１以上から０．５以下の範囲内で変化する場合に、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は、高周波交流電源部６のインピーダンスの値の付近で変化する。これにより、本例は結合係数が変化しても、高周波交流電源部６の出力可能な最大電力を非接触給電部５に供給することができる。

また本例において、高周波交流電源部６側からみた非接触給電部５の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の特性を複素平面で示す場合に、結合係数の増加に伴い、虚軸に最も近い極１及び零点は、虚軸上における、周波数（ｆ_０）に対応する値（２πｆ_０）に対して対称な軌跡をとり、虚軸に二番目に近い極２は、極１に近づく。これにより、結合係数（κ）を変化させた場合において、虚軸上の虚値（２πｆ_０）を示す点から極までの距離は、虚軸上の虚値（２πｆ_０）を示す点から零点までの距離と等しくなるため、結合係数（κ）の変化に伴う入力インピーダンス特性（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができる。また、極１及び極２が互いに逆向きの軌跡をとるため、位相の変動を抑制することができ、力率を維持することができる。その結果として本例は、電力の損失を防ぐことができる。

また本例において、式（２）及び式（３）によりそれぞれ表される周波数（ｆ_１Ａ）及び周波数（ｆ_１Ｂ）の周波数の差を、高周波交流電源部６のインピーダンスに応じて設定する。すなわち、周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）が高周波交流電源部６のインピーダンスと等しくなるように、周波数（ｆ_１Ａ）と周波数（ｆ_１Ｂ）との周波数の差を設定するため、結合係数が変化しても、高周波交流電源部６の出力可能な最大電力を非接触給電部５に供給することができる。

なお、結合係数（κ）の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は、必ずしも固定値と等しくする必要はなく、当該固定値を含む所定の範囲内で変化すればよい。すなわち、図９ａに示すように、結合係数（κ）の変化に対して、インピーダンスの絶対値の特性を示した場合に、周波数（ｆ_０）以外の他の周波数帯と比較して、周波数（ｆ_０）におけるインピーダンスの絶対値の変化が抑えられていればよい。

また周波数（ｆ_０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚ_ｉｎ＿ｓ｜）は、変化させる結合係数の範囲内の全てにおいて、高周波交流電源部６のインピーダンスの値と等しくする必要はなく、図１３ａに示すように、入力インピーダンスの絶対値（Ｚ_ｉｎ＿ｓ）が、変化させる結合係数の範囲内において、高周波交流電源部６のインピーダンスの値の付近になるような特性を示せばよい。

また、本例において、式６で表される条件を必ず満たす必要はなく、少なくとも、周波数（ｆ_１Ａ）から周波数（ｆ_１Ｂ）までの周波数帯域と、周波数（ｆ_２Ａ）から周波数（ｆ_２Ｂ）までの周波数帯域とが、少なくとも一部の帯域で重複していればよい。

なお、本例のコンデンサ１０２が本発明の「第１のコンデンサ」に相当し、コンデンサ１０３が本発明の「第２のコンデンサ」に、コンデンサ２０２が本発明の「第３のコンデンサ」に、コンデンサ２０３が本発明の「第４のコンデンサ」に、非接触給電部４が「給電回路」に、高周波交流電源部６が「交流電源」に、極１が「第１の極」に、極２が「第２の極」に相当する。

《第２実施形態》
図１６は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の給電回路部５の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、給電回路部５の送電回路上において、コンデンサ１０２を接続する位置が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。

図１６に示すように、給電回路部５は、送電回路として、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に直列に接続されるコンデンサ１０２と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０３とを有し、コンデンサ１０２は、コンデンサ１０３と一次巻線１０１との間に接続される。また給電回路部５は、受電回路として、二次巻線２０１と、二次巻線２０１に並列に接続されるコンデンサ２０２と、二次巻線２０１に直列に接続されるコンデンサ２０３とを有する。

次に、図１６に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源６側（送電側）からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）を、図１７を用いて説明する。図１７は、周波数に対するインピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を示す。

第１実施形態に係るインピーダンス（Ｚ_１）の特性は、図８ａに示すように、低い周波数（ｆ_１Ａ）に対して極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとり、高い周波数（ｆ_１Ｂ）に対して極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる。一方、本例のインピーダンス（Ｚ_１）の特性は、図１７に示すように、低い周波数（ｆ_１Ａ）に対して極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとり、高い周波数（ｆ_１Ｂ）に対して極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる。

そして、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性は、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ａ）と、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有する。

上記のように、本例の非接触給電部５の送電側は、第１実施形態に示すように、コンデンサ１０２と一次巻線１０１との接続点にコンデンサ１０３の一端を接続してもよく、第２実施形態に示すように、コンデンサ１０３と一次巻線１０１との間にコンデンサ１０２を接続してもよい。これにより本例は、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率が維持されるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。

《第３実施形態》
図１７は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の給電回路部５の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、給電回路部５の送電回路において、コイル１０４を有する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。

図１７に示すように、給電回路部５は、送電回路として、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に直列に接続されるコンデンサ１０２と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０３と、コイル１０４を有し、一次巻線１０１とコンデンサ１０３との接続点がコンデンサ１０２の一端に接続され、コイル１０４がコンデンサ１０２の他端に接続される。コイル１０４は、高周波交流電源部６の出力の高調波を抑制するためのチョークコイルとして挿入され、あるいは、短絡防止等のために挿入される。

次に、図１７に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源６側（送電側）からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ_１）を、図１８を用いて説明する。図１８は、周波数に対するインピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性を示す。本例は非接触給電部５にコイル１０４を接続するため、Ｌ_１とＣ_１ｓ＋Ｃ_１ｐ＋Ｌ_１ｓからなる共振系が形成されるため、第１実施形態の非接触給電部５に対して、共振周波数（ｆ_３）が１つ増える。図１８に示すように、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性は、極小値（Ｚ_{ＭＩＮ＿１}）をとる周波数（ｆ_１Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有する。周波数（ｆ_１Ａ）は、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ_０）に近い極小値に対する周波数であり、周波数（ｆ_１Ｂ）は、インピーダンス（Ｚ_１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ_０）に近い極大値に対する周波数である。また、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性は、周波数（ｆ_１Ａ）から周波数（ｆ_１Ｂ）までの周波数帯域以外の帯域に、極小値（Ｚ_{ＭＩＮ＿２}）の共振周波数（ｆ_３）を有する。言い換えると、インピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性は、周波数（ｆ_１Ａ）から周波数（ｆ_１Ｂ）までの周波数帯域に、周波数（ｆ_０）を有し、極小値（Ｚ_{ＭＩＮ＿２}）をとる共振周波数（ｆ_３）を有さない。

上記のように、本例の非接触給電部５の送電側には、コイル１０４がコンデンサ１０２に接続されてもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性が、極小値（Ｚ_{ＭＩＮ＿１}）をとる周波数（ｆ_１Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有すればよい。これにより本例は、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率が維持されるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。

なお、本例において、非接触給電部５の送電側には、コイル１０４以外の回路素子を接続してもよく、また複数の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性が、極小値（Ｚ_{ＭＩＮ＿１}）をとる周波数（ｆ_１Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有すればよい。

また、本例において、非接触給電部５の送電側には、図１６に示す回路に対して他の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ_１）の絶対値の特性が、極小値（Ｚ_{ＭＩＮ＿１}）をとる周波数（ｆ_１Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有すればよい。

また、本例において、非接触給電部５の受電側に、他の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ_２）の絶対値の特性が、極小値（Ｚ_ＭＩＮ）をとる周波数（ｆ_２Ａ）と、極大値（Ｚ_ＭＡＸ）をとる周波数（ｆ_２Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ_０）を有すればよい。

１１…正極
６…高周波交流電源部
６１…整流器
６１ａ〜６１ｆ…ダイオード
６２…平滑コンデンサ
６３…電圧型インバータ
６３ａ〜６３ｄ…トランジスタ
６４…三相交流電源
７…負荷部
７１…整流器
７１ａ〜７１ｄ…ダイオード
７２…負荷
５…非接触給電部
３…送電回路部
１０１…一次巻線
１０２、１０３…コンデンサ
１０４…コイル
４…受電回路部
２０１…二次巻線
２０２、２０３…コンデンサ
７０１…等価負荷抵抗

Claims (7)

1. 交流電源により一次巻線から電力が供給される二次巻線を備え、
   Ｚ１の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、前記交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有し、
   Ｚ２の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、前記交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有することを特徴とする非接触給電装置。
   ただし、
   Ｚ１は、前記交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスを示し、
   Ｚ２は、前記二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスを示す。
2. 第１のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第２のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第３のコンデンサを前記二次巻線に直列に接続し、第４のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
   ｆ_１Ａ＜ｆ_０＜ｆ_１Ｂ及びｆ_２Ａ＜ｆ_０＜ｆ_２Ｂを満たす
   ことを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
   ただし、
   

   

   Ｃ_１ｓは、前記第１のコンデンサの電気容量を示し、
   Ｃ_１ｐは、前記第２のコンデンサの電気容量を示し、
   Ｌ_１は、前記一次巻線のインダクタンスを示し、
   Ｃ_２ｓは、前記第３のコンデンサの電気容量を示し、
   Ｃ_２ｐは、前記第４のコンデンサの電気容量を示し、
   ｆ_０は、前記交流電源の基本波成分の周波数を示し、
   Ｌ_２は、前記二次巻線のインダクタンスを示す。
3. ｆ_１Ａ≦ｆ_２Ａ＜ｆ_０＜ｆ_２Ｂ≦ｆ_１Ｂを満たすことを特徴とする請求項２記載の非接触給電装置。
4. 前記基本波成分の周波数に対する、Ｚ_ｉｎの絶対値は、前記交流電源のインピーダンスの値に応じて設定される
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
   ただし、
   Ｚ_ｉｎは、前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスを示す。
5. 前記一次巻線と前記二次巻線との結合係数が０．０１以上から０．５以下の範囲内で変動する場合に、前記基本波成分の周波数に対する、Ｚ_ｉｎの絶対値は、前記交流電源のインピーダンスの値の付近を変動する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれ一項に記載の非接触給電装置。
   ただし、
   Ｚ_ｉｎは、前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスを示す。
6. 第１のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第２のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第３のコンデンサを前記二次巻線に直列に接続し、第４のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
   前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスの特性を複素平面で示す場合に、
   虚軸に最も近い第１の極および零点は、前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数の増加に伴い、虚軸上における、前記基本波周波数成分の周波数に対応する値に対して対称な軌跡をとり、
   虚軸に二番目に近い第２の極は、前記結合係数の増加に伴い、前記第１の極に近づく
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
7. 第１のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第２のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第３のコンデンサを前記二次巻線に直列に接続し、第４のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
   交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスにおける、ｆ_１Ａとｆ_１Ｂとの周波数の差は、前記交流電源のインピーダンスに応じて設定される
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
   ただし、
   

   

   Ｃ_１ｓは、前記第１のコンデンサの電気容量を示し、
   Ｃ_１ｐは、前記第２のコンデンサの電気容量を示し、
   Ｌ_１は、前記一次巻線のインダクタンスを示す。

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