CN103828192A - 非接触供电装置 - Google Patents

Abstract

具有二次绕组（201），交流电源从一次绕组（101）向该二次绕组供给电力，Z1的与频率相对应的阻抗特性，在交流电源的基本波成分的频率附近具有极小值，Z2的与频率相对应的阻抗特性，在最接近所述基本波成分的频率附近且取极大值时的频率、和最接近所述基本波成分的频率且取极小值时的频率之间，具有所述基本波成分的频率。

Description

非接触供电装置

技术领域

本发明涉及一种非接触供电装置。

背景技术

已知一种非接触供电装置，其在由交流电源驱动的一次绕组上串联连接电容器，在二次绕组上并联连接电容器，各个电容器的值基于在下述专利文献1中公开的公式进行设定，从而大致与理想变压器等价（专利文献1）。

然而，在现有的非接触供电装置中，由于以一次绕组和二次绕组之间的耦合系数固定为前提，为了实现高效率而设定电容器等，因此，存在在该耦合系数变化的情况下，功率因数下降的问题。

专利文献1：日本特许4644827号

发明内容

本发明的目的在于提供一种非接触供电装置，其即使在耦合系数变化的情况下，也抑制功率因数的下降。

在本发明中，Z1的与频率相对应的阻抗特性，在交流电源的基本波成分的频率附近具有极小值，Z2的与频率相对应的阻抗特性，在最接近所述基本波成分的频率且取极大值时的频率、和最接近所述基本波成分的频率且取极小值时的频率之间，具有所述基本波成分的频率。

根据本发明，即使耦合系数变动，由于从交流电源的输出侧观察的阻抗相对于基本波频率（f₀）的相位的变动幅宽变小，因此，其结果，能够抑制功率因数的下降。

附图说明

图1是本例的非接触供电装置的电路图。

图2a是图1的一次绕组及二次绕组的俯视图和斜视图。

图2b是图1的一次绕组及二次绕组的俯视图和斜视图。

图3是表示与图1的一次绕组和二次绕组之间的距离相对应的耦合系数的特性的曲线图。

图4a是用于说明功率因数的图，是表示与时间相对应的电流特性以及电压特性的曲线图。

图4b是用于说明功率因数的图，是表示与时间相对应的功率特性的曲线图。

图5a是用于说明功率因数的图，是表示与时间相对应的功率特性的曲线图。

图5b是用于说明功率因数的图，是表示与时间相对应的电流特性以及电压特性的曲线图。

图6是图1的非接触供电部的电路图。

图7是表示图1的非接触供电部中的一次侧电路的等价电路的电路图。

图8是在图1的非接触供电部中，仅示出一次侧的阻抗（Z1）的绝对值特性的图。

图9是表示图1的非接触供电部中的二次侧电路的等价电路的电路图。

图10是在图1的非接触供电部中，仅示出二次侧的阻抗（Z2）的绝对值特性的图。

图11a是表示图1的非接触供电部中与频率相对应的输入阻抗（Zin）的绝对值特性的曲线图。

图11b是表示图1的非接触供电部中与频率相对应的输入阻抗（Zin）的相位特性的曲线图。

图12表示图1的非接触供电装置和对比例的非接触供电装置中，与耦合系数κ相对应的功率因数的特性。

图13表示图1的非接触供电装置和对比例的非接触供电装置中，与耦合系数κ相对应的功率因数的特性。

图14表示图1的非接触供电装置和对比例的非接触供电装置中，与耦合系数κ相对应的输出功率的特性。

图15是图1的非接触供电装置的变形例所涉及的非接触供电部的电路图。

图16是图1的非接触供电装置的变形例所涉及的非接触供电部的电路图。

图17是图1的非接触供电装置的变形例所涉及的非接触供电部的电路图。

图18是本发明的其他实施方式所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的阻抗特性，（a）是仅示出一次侧的阻抗（Z1）的绝对值特性的图，（b）是仅示出二次侧的阻抗（Z2）的绝对值特性的图。

图19是对比例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的阻抗特性，（a）是仅示出一次侧的阻抗（Z1）的绝对值特性的图，（b）是仅示出二次侧的阻抗（Z2）的绝对值特性的图。

图20表示对比例所涉及的非接触供电装置中与耦合系数κ相对应的功率因数的特性。

图21是对比例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的阻抗特性，（a）是仅示出一次侧的阻抗（Z1）的绝对值特性的图，（b）是仅示出二次侧的阻抗（Z2）的绝对值特性的图。

图22表示对比例所涉及的非接触供电装置中，与耦合系数κ相对应的功率因数的特性。

图23是表示本发明的其他实施方式所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的等价电路的电路图。

图24是表示复平面中的图23的非接触供电部的阻抗特性（Zin）的图。

图25a仅示出本发明的其他实施方式所涉及的非接触供电装置的非接触供电部中的、二次侧电路的阻抗的绝对值特性。

图25b仅示出本发明的其他实施方式所涉及的非接触供电装置的非接触供电部中的、二次侧电路的阻抗的绝对值特性。

图26是表示本发明的其他实施方式所涉及的非接触供电装置的非接触供电部中的、与耦合系数相对应的输入阻抗（Zin）的绝对值特性的图。

图27是本发明的其他实施方式所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的电路图。

图28是在图27的非接触供电部中，仅示出一次侧的阻抗（Z2）的绝对值特性的图。

图29是在图27的非接触供电部中，仅示出二次侧的阻抗（Z2）的绝对值特性的图。

图30是图27的非接触供电装置的变形例所涉及的非接触供电部的电路图。

图31是图27的非接触供电装置的变形例所涉及的非接触供电部的电路图。

具体实施方式

下面，基于附图，对发明的实施方式进行说明。

《第1实施方式》

作为发明的实施方式所涉及的非接触供电装置的一个例子，对与电动汽车等的车辆用电池以及电力负载同时使用的非接触供电装置进行说明。

图1示出非接触供电装置的电路图。本实施方式所涉及的非接触供电装置具有高频交流电源6、对从高频交流电源6输出的电力进行非接触供电的非接触供电部10、以及通过非接触供电部10被供给电力的负载部7。

高频交流电源6具有：三相交流电源64；整流器61，其与三相交流电源64连接，将三相交流整流为直流；以及电压型逆变器63，其经由平滑电容器62与整流器61连接，将整流后的电流逆变换为高频电力。作为整流器61，将二极管61a和二极管61b、二极管61c和二极管61d、以及二极管61e和二极管61f这三组并联连接，在各个中间连接点上连接三相交流电源64的输出。作为电压型逆变器63，将在MOSFET功率晶体管等上反并联连接二极管的开关元件63a和相同的开关元件63b的串联电路、以及相同的开关元件63c和开关元件63d的串联电路并联连接，经由平滑电容器62与整流器61连接。并且，开关元件63a和开关元件63b的中间连接点以及开关元件63c和开关元件63d的中间连接点分别与非接触供电部10的一次侧即送电电路部100连接。电压型逆变器63向非接触供电部100供给几k～100kHz左右的交流电力。

非接触供电部10具有作为变压器输入侧的送电电路部100、和作为变压器输出侧的受电电路部200。送电电路部100具有一次绕组101和与一次绕组101串联连接的电容器（C_1s）102，受电电路部200具有二次绕组201、与二次绕组201并联连接的电容器（C_2p）202、与二次绕组201和电容器202的并联电路串联连接的电容器（C_2s）203。

负载部7具有将从非接触供电部10供给的交流电力整流为直流的整流部71、和与整流部71连接的负载72。作为整流部71，将二极管71a和二极管71b、以及二极管71c和二极管71d并联连接，在各个中间连接点上连接受电电路部200的输出。并且，将整流部71的输出与负载72连接。

下面，利用图2及图3，对在车辆和停车场中具有图1所示的非接触供电装置的情况下，一次绕组101和二次绕组201的耦合系数（κ）进行说明。

在本例中，包含二次绕组201在内的受电电路部200及负载部7例如安装在车辆上，包含一次绕组101在内的送电电路部100以及高频交流电源6作为地上侧而例如安装在停车场中。在电动汽车的情况下，负载72例如与二次电池相对应。二次绕组201例如安装在车辆的底盘上。并且，为了将该二次绕组201设置在一次绕组101上方，车辆的驾驶员将车辆停在该停车场中，电力从一次绕组101被供给至二次绕组201，对包含在负载72中的二次电池进行充电。

图2a及图2b示出一次绕组101及二次绕组201的俯视图和斜视图。在图2a及图2b中，X轴及Y轴表示一次绕组101及二次绕组201的平面方向，Z轴表示高度方向。在图2a及图2b中，a）表示一次绕组101及二次绕组201的俯视图，b）表示二次绕组201的斜视图，c）表示一次绕组101的斜视图。另外，为了进行说明，使一次绕组101及二次绕组201均形成为相同的圆形形状，但本例不一定必须形成为圆形，另外，一次绕组101和二次绕组201不必形成为相同的形状。

如图2a所示，在俯视方向即X轴、Y轴方向上，只要以二次绕组201与一次绕组101吻合的方式，使车辆停在停车场中即可，但根据驾驶员的技术，如图2b所示，一次绕组101和二次绕组201之间的相对位置有时会在俯视方向上偏移。另外，车辆的高度根据车辆的种类而不同，因此一次绕组101和二次绕组201的高度也根据车高而不同。

图3表示与图2a、2b所示的X轴方向（Y轴方向）以及Z轴方向的二次绕组201相对应的耦合系数的变化。如图3所示，在一次绕组101的中央与二次绕组201的中央一致的情况下，一次绕组1和二次绕组201之间的泄露磁通较少，图3的X轴的值相当于零，耦合系数κ变大。另一方面，相对于图2a，如图2b所示，如果一次绕组101和二次绕组201之间的位置沿X轴方向偏移，则泄露磁通变多，如图3所示，耦合系数κ变小。另外，如果一次绕组101和二次绕组201的Z轴（高度）方向的偏移变大，则耦合系数κ变小。

对于在电动牙刷或剃须刀等无绳化的家电制品和便携设备的充电中采用的非接触的电力供给装置等，由于一次绕组101和二次绕组201之间没有相对地移动，因此也可以如上所述假设耦合系数（κ）不发生变动。因此，以被固定化的耦合系数（κ）为前提，对在送电电路部100及受电电路部200中包含的电容器、电感器进行电路设计，以在特定的耦合系数（κ）下提高功率因数，高效地向受电电路部200供给电力。

在这里，利用图4，针对图1所示的非接触供电装置中的功率因数进行说明。图4a示出与时间相对应的电流特性及电压特性，曲线图a表示电压特性，曲线图b表示相对于曲线图a的电压特性，功率因数为0.85的情况下的电流特性，曲线图c表示相对于曲线图a的电压特性，功率因数为0.5的情况下的电流特性。另外，曲线图b及曲线图c的电流特性形成为振幅相同，且仅相位不同的波形。另外，图4b表示与时间相对应的功率特性，曲线图a1是功率因数为0.85时的瞬时功率的特性，是取图4a的曲线图a的电压和曲线图b的电流的积而得的功率波形。曲线图a2是功率因数为0.85时的平均功率的特性。曲线图b1是功率因数为0.5时的瞬时功率的特性，是取图4a的曲线图a的电压和曲线图c的电流的积而得的功率波形。曲线图b2表示功率因数为0.5时的平均功率的特性。

在图4b中，瞬时功率为负的部分相当于无效功率，由于是不由负载72消耗的功率，因此为了提高由负载72消耗的有效功率，而使瞬时功率为负的部分减少即可。如果对曲线图a1和曲线图b1进行比较，则功率因数为0.85的情况下的无效功率，比功率因数为0.5的情况下的无效功率小，并且，如果对曲线图a2和曲线图b2进行比较，则功率因数为0.85的情况下的平均功率，比功率因数为0.5的情况下的平均功率高。即，在针对非接触供电部10的输入电流以及输入电压的大小相同的情况下，功率因数增大的一方能够使有效功率增大。

下面，利用图5，对功率因数和高频交流电源6的电源尺寸之间的关系进行说明。图5a示出与时间相对应的瞬时功率以及平均功率的特性，曲线图a1示出功率因数为0.85的情况下的瞬时功率的特性，曲线图a2示出功率因数为0.85的情况下的平均功率的特性，曲线图b1示出功率因数为0.5的情况下的瞬时功率的特性，曲线图b2示出功率因数为0.5的情况下的平均功率的特性。图5b示出与时间相对应的电流特性及电压特性，曲线图a示出电压特性，曲线图b示出相对于曲线图a的电压特性，功率因数为0.85的情况下的电流特性，曲线图c示出相对于曲线图a的电压特性，功率因数为0.5的情况下的电流特性。其中，在图5b中，功率因数为0.85的情况下的平均功率以及功率因数为0.5的情况下的平均功率也相同。

如图5b所示，为了使平均功率相同，而必须使功率因数为0.5的情况下的功率大于功率因数为0.85的情况下的功率。并且，高频交流电源6的电源尺寸（容量）通过电压×电流计算出，由于功率因数为0.5的情况下的电流，比功率因数为0.85的情况下的电流大，因此，功率因数为0.5的情况下的电源尺寸比功率因数为0.85的情况下的电源尺寸大。因此，通过提高功率因数，能够实现电源尺寸的小型化。

即，在本例中，如以下说明所示，提供一种即使在耦合系数（κ）变动的情况下，也可抑制功率因数下降的接触供电装置。

图6是本例的非接触供电装置的非接触供电部10的电路图。图6的左侧相当于交流电源64侧即输入侧，图6的右侧相当于负载72侧即输出侧。将一次绕组101的感应系数设为L₁，将二次绕组201的感应系数设为L₂，将电容器102的电气容量设为C_1s，将电容器202的电气容量设为C_2p，将电容器203的电气容量设为C_2s。

在本例中规定一次绕组101和二次绕组201的感应系数的大小、和电容器102、202、203的容量大小的条件，以将基本波频率（f₀）设定在一次侧的阻抗（Z1）的谐振频率（f₁）附近，将基本频率（f₀）设定在二次侧的阻抗（Z2）的谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间。

首先，利用图7，对电容器102的电气容量C_1s进行说明。图7表示图6的电路中的一次侧（送电侧）的电路，Z1表示耦合系数（κ）为零值时从交流电源64侧观察的仅一侧次的阻抗。

如图7所示，设一次绕组101和二次绕组201之间的耦合系数（κ）＝0。在一次侧的电路中包含由一次绕组101以及二次绕组201构成的谐振电路，设该谐振电路的谐振频率为f₁。另外，以阻抗（Z₁）特性在谐振频率（f₁）处取极小值的方式设计电路。交流电源64的基本波频率（f₀），与在非接触供电装置中使用的电源相对应而预先确定。并且，谐振频率（f₁）是一次绕组（L₁）101和电容器（C_1s）102的谐振电路的谐振频率，且设定在基本波频率（f₀）的附近。因此，满足上述条件的基本波频率（f₀）与感应系数（L₁）和电气容量（C_1s）之间的关系由式1表示。

【式1】

$C_{1s}=\frac{1}{L_1{(2\mathrm{\π}\·f_0)}^2}$    （式1）

下面，在图8中示出图7的仅一次侧的电路的阻抗特性。图8是与频率相对应，示出一次侧电路的阻抗的绝对值特性的曲线图。

阻抗（Z1）的谐振频率（f₁）相当于阻抗特性表现出极小值时的频率。如图8所示，以基本波频率（f₀）位于极小值的谐振频率（f₁）附近，满足式1的条件的方式设计电路。由此，在非接触供电部10中，将用于接受来自交流电源64侧的电力所需的电流抑制得较低，因此能够提高功率效率。

下面，利用图9，对电容器202的电气容量C_2p以及电容器203的电气容量C_2s进行说明。图9示出图6的电路的二次侧（受电侧）电路中的二次绕组201和电容器202的并联电路，Z₂表示耦合系数（κ）为零值时从负载72侧观察的仅二次侧的阻抗。

如图9所示，设一次绕组101和二次绕组201之间的耦合系数（κ）＝0。在二次侧的电路中包含由二次绕组201及电容器202构成的第1谐振电路、以及由二次绕组201、电容器202及电容器203构成的第2谐振电路。并且，设第1谐振电路的谐振频率为f₃，第2谐振电路的谐振频率为f₂，谐振频率（f₃）是比谐振频率（f₂）高的频率。并且，以阻抗（Z2）特性在谐振频率（f2）处取极小值，在谐振频率（f₃）处取极大值的方式设计电路。并且，满足上述条件的基本波频率（f₀）、谐振频率（f₂）以及谐振频率（f₃）由式2表示。

【式2】

f₂≤f₁(f₀)<f₃    （式2）

另外，谐振频率（f₂）以及谐振频率（f₃）分别由式3及式4表示。

【式3】

$f_2\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_2(C_{2s}+C_{2p})}}$    （式3）

【式4】

$f_3=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_2{C}_{2p}}}$    （式4）

并且，通过将式1、式3及式4代入式2中，从而导出式5。

【式5】

$\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_2(C_{2s}+C_{2p})}}\&le;\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_1{C}_{1s}}}<\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_2{C}_{2p}}}$    （式5）

在图10中示出图9的二次侧电路的阻抗的绝对值特性。图10是与频率相对应的二次侧电路的阻抗特性的曲线图。另外，图10的阻抗特性是Z2的阻抗的绝对值特性。如图10所示，Z2的阻抗特性在谐振频率（f₂）处取极小值，在谐振频率（f₃）处取极大值。

即，在本例中，以阻抗（Z2）的绝对值的特性在谐振频率（f₂）处取极小值，在谐振频率（f₃）处取极大值，且满足式5的条件设计电路。

利用图11，对如上所述进行电路设计的本例的输入阻抗的绝对值特性以及相位特性进行说明。图11a表示非接触供电部10中与频率相对应的输入阻抗（Zin）特性，图11b表示与频率相对应的相位（φ）特性。另外，输入阻抗是规定的耦合系数（κ）下的从交流电源64侧观察的非接触供电部10的阻抗。图11a及图11b的曲线图a示出耦合系数设为κ₁的情况下的特性，曲线图b示出耦合系数设为κ₂的情况下的特性，曲线图c示出耦合系数设为κ₃的情况下的特性。其中，κ₁的值最大，κ₂的值第二大，κ₃的值最小。

如图11a所示，即使耦合系数（κ）变动，由于输入阻抗（Zin）在基本波频率处取最大值，因此能够增大基本波频率下的输入阻抗。另外，如图11b所示，即使耦合系数（κ）变动，相位特性（φ）在基本波频率处为0度附近。因此，即使耦合系数（κ）变动，功率因数也能够维持在1附近。

如上所述，在本例中，Z1的与频率相对应的阻抗特性在交流电源64的基本波成分的频率（f₀）附近具有极小值，Z2的与频率相对应的阻抗特性在最接近频率（f₀）且取极大值时的频率（f₃）、和最接近频率（f₀）且取极小值时的频率（f2）之间具有频率（f₀）。由此，即使在耦合系数（κ）发生了变动的情况下，也能够抑制输入阻抗的相位相对于基本波频率（f₀）变动，因此能够抑制功率因数的下降，其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。

下面，利用图12～14，通过上述的阻抗的绝对值特性及相位特性，针对与现有的非接触供电装置相比，本例的非接触供电装置的功率因数以及非接触供电部10的输出功率大这一点进行说明。

图12示出本例的非接触供电装置和现有的非接触供电装置中的与耦合系数κ相对应的功率因数的特性。曲线图a是表示本例的特性的曲线图，曲线图b是表示现有的特性的曲线图。另外，图12的现有的非接触供电装置（对比例1）将非接触供电部的电路部分形成为，在一次绕组上并联连接电容器，在二次绕组上并联连接电容器的电路。功率因数是从非接触供电部10的输出侧观察的功率因数。

在对比例1中，与耦合系数的变动相对应，功率因数下降。另一方面，在本例中，即使耦合系数变动，功率因数也在1附近，没有发生变动。由此，在本例中，即使耦合系数（κ）变动，也能够将功率因数维持在1附近，因此，能够抑制无效功率。其结果，能够抑制高频交流电源6的电源尺寸，换言之，能够抑制电压型逆变器63的容量。

图13示出本例的非接触供电装置和现有的非接触供电装置中的与耦合系数κ相对应的功率因数的特性。图14示出本例的非接触供电装置和现有的非接触供电装置中的与耦合系数κ相对应的输出功率的特性。曲线图a是表示本例的特性的曲线图，曲线图b是表示现有的特性的曲线图。另外，图13及图14的现有的非接触供电装置（对比例2），将非接触供电部的电路部分形成为，在一次绕组上串联连接电容器，在二次绕组上串联连接电容器的电路。

如图13所示，在本例及对比例2中，与耦合系数的变动相对应，功率因数在1附近，没有发生变动。但是，如图14所示，在对比例中，由于输入阻抗较小，因此在由图1所示的电压型逆变器驱动的情况下，非接触供电部的输出功率变小。即，在对比例2中，即使功率因数提高，有时也无法获得充分的输出功率。另一方面，在本例中，由于输入阻抗（Zin）较大，因此，相对于耦合系数的变动，非接触供电部10的输出功率变大，功率因数也能够维持较高的状态。

另外，在本例中，非接触供电部10的电路不一定必须是图1所示的电路，只要满足上述条件，即，Z1的与频率相对应的阻抗特性在高频交流电源6的基本波成分的频率（f₀）附近具有极小值，Z2的与频率相对应的阻抗特性，在最接近频率（f₀）且取极大值时的频率（f₃）、和最接近频率（f₀）且取极小值时的频率（f₂）之间具有频率（f₀）的条件，例如也可以是图15～图17所示的电路。图15～17是本发明的变形例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部10的电路图。

如图15所示，本例的变形例所涉及的非接触供电部10，将电容器102串联连接在一次绕组101上，将电容器204串联连接在二次绕组201上，将电容器205并联连接在二次绕组201和电容器204的串联电路上。另外，如图16所示，本例的变形例所涉及的非接触供电部10，将电容器102串联连接在一次绕组101上，将电容器204串联连接在二次绕组201上，将线圈206并联连接在二次绕组201和电容器204的串联电路上。另外，如图17所示，本例的变形例所涉及的非接触供电部10，将电容器102串联连接在一次绕组101上，将电容器204及电容器207的串联电路串联连接在二次绕组201上，将电容器205并联连接在二次绕组201和电容器204的串联电路上，并连接在电容器204和电容器207的连接点上。

另外，在本例中，在非接触供电部10的二次侧的电路部包含多个谐振电路，阻抗（Z2）的特性包含多个极小值的情况下，将最接近基本波频率（f₀）且取极小值时的频率设为f₂。同样地，在阻抗（Z2）的特性包含多个极大值的情况下，将最接近基本波频率（f₀）且取极大值时的频率设为f₃。即，阻抗（Z₂）的特性在最接近频率（f₀）且取极大值时的频率（f₃）、和最接近频率（f₀）且取极小值时的频率（f₂）之间，具有频率（f₀）。

《第2实施方式》

图18（a）示出发明的其他实施例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的阻抗（Z₁）的绝对值特性，图18（b）示出阻抗（Z2）的绝对值特性。本例与第1实施方式的不同点在于，将谐振频率（f₂）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度的范围内。除此以外的结构与上述的第1实施方式相同，因此适当地引用该记载。

如图18（a）所示，交流电源64的基本波频率（f₀）设定在阻抗（Z1）取最小值时的谐振频率（f₁）的附近。Δf表示频率（f₁）的半值宽度。如果将频率（f₁）处的阻抗的绝对值设为Z1（f₁），将满足Z1（f₁）/2的频率设为f_1a、f_1b，则半值宽度（Δf）通过f_1b－f_1a计算出。并且，半值宽度（Δf）利用一次绕组101的阻抗（L₁）和一次绕组101的绕组电阻（r），由以下的式6表示。

【式6】

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{r}{2{\mathrm{\&pi;L}}_1}$     （式6）

如图18（b）所示，阻抗（Z2）取最小值时的谐振频率（f₂）设定在以谐振频率（f₁）为中心的半值宽度（Δf）的范围内。另外，谐振频率（f₂）是比阻抗（Z2）取最大值时的振频率（f₃）低的频率。

下面，对电容器102的电气容量C_1s、电容器202的电气容量C_2p以及电容器203的电气容量C_2s进行说明。电容器102的电气容量C_1s根据谐振频率（f₁）和基本波频率（f₀）的关系，由上述的式1表示。

基本波频率（f₀）是比谐振频率（f₃）低的频率，谐振频率（f₃）是二次绕组（L₂）201和电容器（C_2p）202的谐振电路的频率，因此电容器202的电气容量C_2p由以下的式7表示。

【式7】

$C_{2p}<\frac{L_1}{L_2}{C}_{1p}$     （式7）

并且，谐振频率（f₂）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度（Δf）的范围内，因此f₂＝f₁。谐振频率（f₂）是二次绕组（L₂）201、电容器（C_2p）202以及电容器（C_2s）203的谐振电路的频率，因此电容器203的电气容量C_2s由以下的式8表示。

【式8】

$(C_{2s}+C_{2p})=\frac{L_1}{L_2}{C}_{1p}$    （式8）

即，在本例中，以满足式6～式8的方式，设定电容器102的电气容量C_1s、电容器202的电气容量C_2p以及电容器203的电气容量C_2s。由此，在本例中，即使耦合系数（κ）变动，也能够将输入阻抗（Zin）的基本波频率（f₀）处的相位设为零附近。其结果，能够相对于耦合系数（κ）的变动，将功率因数维持在1附近，能够将高频交流电源6的尺寸小型化，能够抑制电压型逆变器的容量。

如上所述，在本例中，将Z2取极小值时的频率（f₂）设定在Z1取极小值时的频率（f₁）的半值宽度的范围内。由此，即使在耦合系数（κ）变动的情况下，也能够抑制输入阻抗的相位相对于基本波频率（f₀）变动，能够抑制功率因数的下降，其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。

另外，在本例中，电容器102的电气容量（C_1s）、一次绕组101的感应系数（L1）、基本波频率（f₀）、电容器202的电气容量（C_2p）、电容器203的电气容量（C_2s）以及二次绕组201的感应系数（L₂），满足以下的式9及式10所示的条件。

【式9】

$C_{1s}=\frac{1}{L_1{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;f_0)}^2}$     （式9）

【式10】

$C_{2p}<\frac{L_1}{L_2}{C}_{1p}=C_{2s}+C_{2p}$     （式10）

由此，即使在耦合系数（κ）发生了变动的情况下，也能够抑制输入阻抗的相位相对于基本波频率（f₀）变动，因此能够抑制功率因数的下降，其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。另外式9是与式1相同的式子，式10通过式7及式8导出。

下面，利用图19～图22，通过上述的阻抗的绝对值特性以及相位特性，针对与现有的非接触供电装置相比，本例的非接触供电装置的功率因数大这一点进行说明。

图19（a）示出与本例不同的对比例3所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的阻抗（Z1）的绝对值特性，图19（b）示出阻抗（Z2）的绝对值特性。对比例3与本例的不同点在于，将谐振频率（f₂）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度的范围外，将谐振频率（f₃）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度的范围内。

图20是表示具有图19所示的特性的非接触供电部10中的与耦合系数（κ）相对应的功率因数的特性的曲线图。如图20所示，在对比例3中，由于耦合系数（κ）的变动而功率因数下降。

图21（a）示出不同于本例的对比例4所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的阻抗（Z1）的绝对值特性，图21（b）示出阻抗（Z2）的绝对值特性。对比例4与本例的不同点在于，将谐振频率（f₂）及谐振频率（f₃）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度的范围外。

图22是表示具有图21所示的特性的非接触供电部10中的与耦合系数（κ）相对应的功率因数的特性的曲线图。如图22所示，在对比例4中，由于耦合系数（κ）的变动而功率因数下降。

即，如对比例3及对比例4所示，在将谐振频率（f₂）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度的范围外的情况下，由于耦合系数（κ）的变动而功率因数下降，但在本例中，由于将谐振频率（f₂）设定在谐振频率（f₁）的半值宽度的范围内，因此，能够抑制与耦合系数（κ）的变动相对应的功率因数的下降。

另外，上述的电容器102相当于本发明的“第1电容器”，电容器202相当于“第2电容器”，电容器203相当于“第3电容器”。

《第3实施方式》

图23是表示发明的其他实施例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的等价电路的电路图。本例与第1实施方式的不同点在于，根据输入阻抗（Zin）的零点的特性，规定非接触供电部10的电路结构。除此以外的结构与上述的第1实施方式相同，适当地引用第1实施方式或第2实施方式的记载。

如图23所示，在非接触供电部10的输出侧，作为负载部7的等价负载电阻而连接有电阻（R）。并且，基于图23所示的电路，对从高频交流电源6的输出侧观察的阻抗特性（Zin）进行拉普拉斯变换，如式11所示。

【式11】

$\mathrm{Zin}=\frac{-C_{1s}{C}_{2p}{C}_{2s}R(M^2-L_1{L}_2)s^5+C_{1s}(C_{2p}+C_{2s})(M^2-L_1{L}_2)s^4-C_{3}R(C_{1s}{L}_1+C_{2p}{L}_2)s^3+(L_1{C}_{1s}+L_2{C}_{2r})s^2-C_{2s}\mathrm{Rs}-1}{C_{1s}{C}_{2p}{L}_2{\mathrm{Rs}}^4+L_2{C}_{1s}(C_{2p}+C_3)s^3+C_{1s}{C}_{2r}{\mathrm{Rs}}^2+C_{1s}s}$

（式11）

其中，式11的M是相互感应系数，由式12示出。

【式12】

$M=\mathrm{\&kappa;}\sqrt{L_1{L}_2}$     （式12）

如果利用对电路特性影响较大且接近虚轴的根对阻抗特性（Zin）进行代表根近似，则阻抗特性（Zin）由式13近似。

【式13】

$Z_{\mathrm{in}}\&cong;A\frac{|s-{\mathrm{\&gamma;}}_1||s-{\mathrm{\&gamma;}}_2|}{s|s-\mathrm{\&lambda;}|}$    （式13）

其中，代表根的极设为λ，零点设为γ。

图24是在复平面上示出阻抗特性（Zin）的极轨迹的图。图24示出式11的极中，对电路特性影响较大的代表特性根，即，最接近虚轴侧的极以及零点1、和第二接近的零点2。另外，驱动点是高频交流电源的基本波频率（f₀）。

如果一次绕组101和二次绕组201的耦合系数κ从0附近（相当于图24的“小”）开始增加，则零点1及零点2描绘出如图24所示的轨迹。与耦合系数的增加相伴，零点1以接近虚轴的方式移动，零点2以远离虚轴的方式移动。换言之，在图24中，零点1及零点2与耦合系数的增加相伴，以连结零点1和零点2的线的中点为中心，彼此逐渐分离，相对于该中点，形成对称的轨迹。即，零点1及零点2与耦合系数（κ）的变化相伴，形成彼此逆向的轨迹。另外，极相对于耦合系数（κ）的变化几乎没有移动。

如上所述，在本例中，在复平面中示出了图23所示的电路的阻抗特性（Zin）的情况下，最接近虚轴的第1零点（相当于图24的零点1）以及第二接近虚轴的第2零点（相当于图24的零点2），与耦合系数（κ）的变化相伴，彼此形成逆向的轨迹。由此，即使在耦合系数（κ）发生了变动的情况下，也能够抑制输入阻抗的相位相对于基本波频率（f₀）变动，因此能够抑制功率因数的下降，其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。

《第4实施方式》

图25示出发明的其他实施例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部中，仅二次侧电路的阻抗特性的绝对值特性。本例与第1实施方式的不同点在于，与谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间的带域相对应，设定输入阻抗（Zin）的绝对值。除此以外的结构与上述的第1实施方式相同，适当地引用第1～第3实施方式的记载。

图25a及图25b均示出Z₂的阻抗的绝对值特性，但图25a所示的谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间的频率带域（F₁），是比图25b所示的谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间的频率带域（F₂）窄的带域宽度。另外，F1、F2由f₂和f₃之间的差的绝对值表示。

图26示出输入阻抗（Zin）的绝对值相对于耦合系数（κ）的特性。曲线图a示出将频率带域设为F1的情况下的输入阻抗（Zin）的绝对值特性，曲线图b示出将频率带域设为F2的情况下的输入阻抗（Zin）的绝对值特性。如图26所示，谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间的频率带域越窄，输入阻抗（Zin）的绝对值越大。即，在本例中，通过设定谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间的频率带域的宽度，从而能够自由地设计输入阻抗（Zin）的绝对值。

如上所述，在本例中，从高频交流电源6的输出侧观察的阻抗（Z_in）的值，与阻抗（Z2）取极小值时的频率（f₂）和阻抗（Z2）取极大值时的频率（f₃）之间的频率带域相对应而设定。由此，通过调整该频率带域，从而能够增大输入阻抗（Zin）的值，因此，能够将可由高频交流电源6供给的电力高效地供给至负载侧。其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。

《第5实施方式》

图27是发明的其他实施例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部的电路图。本例的非接触供电部10的电路结构与第1实施方式不同。除此以外的结构与上述的第1实施方式相同，适当地引用第1～第4实施方式的记载。

如图27所示，电容器103与一次绕组101并列连接，电容器104与一次绕组101和电容器103的并联电路串联连接。电容器208与二次绕组201串联连接。

图28示出图27的电路中的一次侧电路的阻抗特性。图28是与频率相对应的一次侧电路的阻抗（Z1）的绝对值特性的曲线图。

如图28所示，Z1的阻抗特性在谐振频率（f₂）处取极小值，在谐振频率（f₃）处取极大值。谐振频率（f₂）是由一次绕组101、电容器103以及电容器104构成的谐振电路的谐振频率，谐振频率（f₃）是由一次绕组101及电容器103构成的谐振电路的谐振频率。并且，在本例中，Z1的阻抗特性在谐振频率（f₂）和谐振频率（f₃）之间具有高频交流电源6的基本波频率（f₀）。

图29示出图27的电路的仅二次侧电路的阻抗特性。图29是与频率相对应的二次侧电路的阻抗（Z2）的绝对值特性的曲线图。

如图29所示，Z2的阻抗特性在谐振频率（f₁）处取极小值。谐振频率（f₁）是由二次绕组201和电容器208构成的谐振电路的谐振频率。并且在本例中，Z2的阻抗特性在基本波频率（f₀）的附近具有与谐振频率（f₁）相对应的极小值。

如上所述，在本例中，相对于Z1的频率的阻抗特性，在最接近频率（f₀）且取极大值时的频率（f₃）、和最接近频率（f₀）且取极小值时的频率（f₂）之间具有频率（f₀），Z2的与频率相对应的阻抗特性在交流电源64的基本波成分的频率（f₀）附近具有极小值。由此，即使在耦合系数（κ）发生了变动的情况下，也能够抑制输入阻抗的相位相对于基本波频率（f₀）变动，因此能够抑制功率因数的下降。其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。

另外，在本例中，图27所示的电路相当于将图6所示的电路的一次侧的一次绕组101以外的电路结构、和二次侧的第二绕组201以外的电路结构反转的电路。因此，使在第2实施方式中示出的将Z2的谐振频率（f₂）设定在Z1的谐振频率（f₁）的半值宽度的范围内的条件，在一次侧和二次侧中反转即可。即，在本例中，在图27所示的电路中，将Z1取极小值时的频率（f₂）设定在Z2取极小值时的频率的半值宽度的范围内。因此，即使在耦合系数（κ）发生了变动的情况下，也能够抑制输入阻抗的相位相对于基本波频率（f₀）变动，因此能够抑制功率因数的下降，其结果，能够将高频交流电源6的电源尺寸小型化。

另外，在本例中，非接触供电部10的电路不一定必须是图27所示的电路，只要满足上述的条件，即，Z1的与频率相对应的阻抗特性，在最接近频率（f₀）且取极大值时的频率（f₃）、和最接近频率（f₀）且取极小值时的频率（f₂）之间具有频率（f₀），Z2的与频率相对应的阻抗特性在交流电源64的基本波成分的频率（f₀）附近具有极小值的条件，也可以是例如图30、31所示的电路。图30、31是本发明的变形例所涉及的非接触供电装置的非接触供电部10的电路图。

如图30所示，本例的变形例所涉及的非接触供电部10，将电容器105与一次绕组101串联连接，在一次绕组101和电容器105的串联电路上并联连接电容器106。另外，如图31所示，本例的变形例所涉及的非接触供电部10将电容器105串联连接在一次绕组101上，在一次绕组101和电容器105的串联电路上并联连接电容器106，在电容器105和电容器106的连接点上连接线圈107。

Claims (7)

1.一种非接触供电装置，其具有二次绕组，交流电源从一次绕组向该二次绕组供给电力，

Z1的与频率相对应的阻抗特性，在所述交流电源的基本波成分的频率附近具有极小值，

Z2的与频率相对应的阻抗特性，在最接近所述基本波成分的频率且取极大值时的频率、和最接近所述基本波成分的频率且取极小值时的频率之间，具有所述基本波成分的频率，

其中，

Z1表示所述一次绕组和所述二次绕组之间的耦合系数为零值时从所述交流电源的输出侧观察的仅一次侧的阻抗，

Z2表示所述一次绕组和所述二次绕组之间的耦合系数为零值时从与所述二次绕组连接的负载侧观察的仅二次侧的阻抗。

2.根据权利要求1所述的非接触供电装置，其中，

所述Z2取极小值时的频率，设定在所述Z1取极小值时的频率的半值宽度的范围内。

3.根据权利要求1或2所述的非接触供电装置，

将第1电容器与所述一次绕组串联连接，

在所述二次绕组和第2电容器的并联电路上，串联连接第3电容器，且满足

$C_{1s}=\frac{1}{L_1{(2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;f_0)}^2}$ 以及

$C_{2p}<\frac{L_1}{L_2}{C}_{1p}=C_{2s}+C_{2p}$

其中，

C_1s表示所述第1电容器的电气容量，

L₁表示所述一次绕组的感应系数，

f₀表示所述基本波成分的频率，

C_2p表示所述第2电容器的电气容量，

C_2s表示所述第3电容器的电气容量，

L₂表示所述二次绕组的感应系数。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的非接触供电装置，其中，

将第1电容器与所述一次绕组串联连接，

在所述二次绕组和第2电容器的并联电路上，串联连接第3电容器，

在将从所述交流电源的输出侧观察的阻抗特性在复平面中示出的情况下，

最接近虚轴的第1零点以及第二接近虚轴的第2零点，与所述一次绕组和所述二次绕组之间的耦合系数的变化相伴，形成彼此反向的轨迹。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的非接触供电装置，其中，

从所述交流电源的输出侧观察的阻抗的值，与所述Z2取极小值时的频率、和所述Z2取极大值时的频率之间的频率带域相对应而设定。

6.一种非接触供电装置，其具有二次绕组，交流电源从一次绕组向该二次绕组供给电力，

Z1的与频率相对应的阻抗特性，在最接近所述交流电源的基本波成分的频率且取极大值时的频率、和最接近所述基本波成分的频率且取极小值时的频率之间，具有所述基本波成分的频率，

Z2的与频率相对应的阻抗特性，在所述基本波成分的频率附近具有极小值，

其中，

Z1表示所述一次绕组和所述二次绕组之间的耦合系数为零值时从所述交流电源的输出侧观察的仅一次侧的阻抗，

Z2表示所述一次绕组和所述二次绕组之间的耦合系数为零值时从与所述二次绕组连接的负载侧观察的仅二次侧的阻抗。

7.根据权利要求6所述的非接触供电装置，其中，

所述Z1取极小值时的频率，设定在所述Z2取极小值时的频率的半值宽度的范围内。

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