CN109219914B - 用于通过电压调节来进行阻抗匹配的方法和设备 - Google Patents

用于通过电压调节来进行阻抗匹配的方法和设备 Download PDF

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Abstract

方法和装置提供对由放大器通电的网络中的阻抗改变的补偿，放大器诸如是E类放大器。在实施例中，总线电压放大器基础AC输出电压能够用于生成用于调整网络中的一个或更多部件的阻抗的反馈信号。在实施例中，根据至负载的电流来确定放大器基础AC输出电压，其中，负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至放大器。

Description

用于通过电压调节来进行阻抗匹配的方法和设备
相关申请的交叉引用
本申请要求2016年5月5日提交的美国临时专利申请No.62/332198的权益，于此通过引用将其并入。
发明内容
电力传输系统可以依赖于诸如整流器、AC(交流)至DC(直流)转换器、阻抗匹配电路、以及其它电力电子器件的电子电路来调整、监视、保持、和/或修改用于向电子装置提供电力的电压和/或电流的特性。电力电子器件能够向具有动态输入阻抗特性的负载提供电力。在一些情况下，为了使得能够进行有效的电力传输，提供动态阻抗匹配网络。
在一些应用中，诸如无线电力传输，用于无线电力设备的阻抗可以动态变化。在该应用中，例如，诸如谐振器线圈的负载与设备的电源之间的阻抗匹配可以用于防止不必要的能量损耗和过量的热。应当理解，阻抗匹配网络能够用于变换与反射负载阻抗串联的线圈阻抗。加载放大器的阻抗匹配网络的输入阻抗可以具有最高可能的大小，同时保持可能用于放大器实现软切换的最小感应无功电流。因而，例如可能需要将经由高度谐振的无线能量传输传输和/或接收电力的电力传输系统配置或修改为阻抗匹配网络以保持有效的电力传输。
在一方面，一种方法包括：补偿给负载通电的网络中的阻抗改变，其中，所述网络耦合至放大器，所述放大器具有基础(fundamental)AC输出电压，所述基础AC输出电压随负载阻抗变化，其中所述补偿通过如下方式进行：基于总线电压和所述放大器基础AC输出电压来确定反馈信号，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量；以及基于所述反馈信号来调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗。
范例方法还能够包括一个或更多以下特征：所述放大器基础AC输出电压是根据至所述负载的电流的测量结果确定的，其中，所述负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至所述放大器；直接测量所述放大器基础AC输出电压；所述放大器基础AC输出电压是使用混频器和/或带通滤波器中的至少一者确定的；所述负载包括具有线圈的谐振器；所述网络包括耦合至所述谐振器的所述线圈的至少一个电容器；所述网络包括耦合至所述线圈的阻抗匹配网络；根据所述总线电压与所述放大器基础AC输出电压的比率来生成所述反馈信号；基于所述反馈信号来保持所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率；基于所述反馈信号来将所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率保持在一范围内；所述一范围包括最小值和最大值，并且还包括在所述反馈信号小于所述最小值时降低所述网络中的阻抗，以及在所述反馈信号在所述最大值以上时增大所述网络中的阻抗；基于所述反馈信号调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗包括基于所述反馈信号来控制电容器组；所述放大器包括至少一个E类放大器；和/或所述负载包括具有源线圈的谐振器，其中，谐振器阻抗响应于具有装置谐振器线圈的装置的接近而改变。
在另一方面，一种系统，包括：网络，被配置为给负载通电；放大器，耦合至所述网络；以及处理器，用于基于总线电压和所述放大器的基础AC输出电压来补偿所述网络中的阻抗改变，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量。
范例系统还能够包括一个或更多以下特征：所述放大器基础AC输出电压是根据至所述负载的电流的测量结果确定的，其中，所述负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至所述放大器；直接测量所述放大器基础AC输出电压；所述放大器基础AC输出电压是使用混频器和/或带通滤波器中的至少一者确定的；所述负载包括具有线圈的谐振器；所述网络包括耦合至所述谐振器的所述线圈的至少一个电容器；所述网络包括耦合至所述线圈的阻抗匹配网络；根据所述总线电压与所述放大器基础AC输出电压的比率来生成所述反馈信号；基于所述反馈信号来保持所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率；基于所述反馈信号来将所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率保持在一范围内；所述一范围包括最小值和最大值，并且还包括在所述反馈信号小于所述最小值时降低所述网络中的阻抗，以及在所述反馈信号在所述最大值以上时增大所述网络中的阻抗；基于所述反馈信号调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗包括基于所述反馈信号来控制电容器组；所述放大器包括至少一个E类放大器；和/或所述负载包括具有源线圈的谐振器，其中，谐振器阻抗响应于具有装置谐振器线圈的装置的接近而改变。
在另一方面，一种物品，包括：非暂时计算机可读介质，包含存储的指令，所述指令使得机器能够：补偿包括负载的网络中的阻抗改变，其中，所述网络被配置为耦合至放大器，所述放大器具有基础AC输出电压，所述基础AC输出电压随负载阻抗变化，其中所述补偿通过如下方式进行：基于所述总线电压和所述放大器基础AC输出电压来确定反馈信号，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量；以及基于所述反馈信号而生成一个或更多信号来调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗。
范例物品还能够包括一个或更多以下特征：所述放大器基础AC输出电压是根据至所述负载的电流的测量结果确定的，其中，所述负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至所述放大器；直接测量所述放大器基础AC输出电压；所述放大器基础AC输出电压是使用混频器和/或带通滤波器中的至少一者确定的；所述负载包括具有线圈的谐振器；所述网络包括耦合至所述谐振器的所述线圈的至少一个电容器；所述网络包括耦合至所述线圈的阻抗匹配网络；根据所述总线电压与所述放大器基础AC输出电压的比率来生成所述反馈信号；基于所述反馈信号来保持所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率；基于所述反馈信号来将所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率保持在一范围内；所述一范围包括最小值和最大值，并且还包括在所述反馈信号小于所述最小值时降低所述网络中的阻抗，以及在所述反馈信号在所述最大值以上时增大所述网络中的阻抗；基于所述反馈信号调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗包括基于所述反馈信号来控制电容器组；所述放大器包括至少一个E类放大器；和/或所述负载包括具有源线圈的谐振器，其中，谐振器阻抗响应于具有装置谐振器线圈的装置的接近而改变。
在另一方面，一种系统，包括：网络，用于给负载通电；放大器模块，用于驱动所述网络；以及处理器模块，用于控制所述放大器模块，以基于总线电压和所述放大器的基础AC输出电压来补偿所述网络中的阻抗改变，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器模块的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量。
附图说明
根据图样的以下描述，可以更充分地理解本发明的前述特征以及本发明本身，其中：
图1是无线能量传输系统的示意性表示；
图1A是无线能量传输系统的另一示意性表示；
图2是包括示例性阻抗匹配网络(IMN)的无线能量传输系统的示意性电路表示；
图3是电力接收器和电力发送器的表示；
图4是E类放大器的电路图，该E类放大器能够在进入谐振RLC负载的Swa节点处从DC输入电压至AC漏电压提供调节的电压增益；
图4A是图4的E类放大器的简化的等效电路；
图5是负载电流、分路电流、以及漏电压的波形图；
图6是具有动态阻抗匹配网络的E类放大器的范例电路图；
图7是对于与电力发送器相关的电力接收器的阻抗盒的示意性表示；
图8A-图8C是针对各种阻抗盒值对于用于放大器切换装置的线圈电流和漏电流的波形图；
图9示出了漏电压随电抗和功耗随电抗，例如，基础漏电压与总线电压的比率，的图形表示；
图10A-图10C是示出用于驱动阻抗匹配网络的放大器的范例电抗补偿电路的图；
图11是示出用于给阻抗匹配网络提供DC输入电压至基础AC漏电压增益调节的步骤的范例序列的流程图；以及
图12示出能够执行于此描述的处理的至少部分的示例性计算机的示意性表示。
具体实施方式
此公开提供对于诸如无线电力传输系统的系统的实施例，该系统具有诸如阻抗匹配的网络，该网络对阻抗进行调谐并促进有效的放大器操作。在实施例中，放置在电力发送器附近或上的接收器例如能够改变源谐振器线圈的阻抗并影响给线圈通电的切换装置的诸如功耗的特性。在示例性实施例中，E类放大器驱动源的阻抗匹配网络，其中，放大器被设计用于给定的负载阻抗。对于E类放大器，电压的基础分量随负载阻抗变化。然而，例如直接测量进入阻抗匹配网络的ac电压的基础分量可能是不可能的。在实施例中，反馈电路提供反馈用于测量和补偿负载阻抗改变并促进放大器切换装置和IMN磁性元件中的低功耗。
图1示出了具有用于负载阻抗改变补偿的反馈的无线电力传输系统100的示范性实施例的高级功能框图。例如能够通过壁电力(AC干线(main))提供至系统的输入电力，其在AC/DC转换器框102被转换为DC。替代地，能够直接从电池或其它DC供应部提供DC电压。在实施例中，AC/DC转换器框102可以是功率因子校正(PFC)级。PFC除将AC输入(例如，以50或60Hz)转换为DC外，还能够调整电流，使得电流基本上与电压同相。高效率切换逆变器或放大器104将DC电压转换为用于驱动源谐振器106的AC电压波形。在实施例中，AC电压波形的频率可以在80至90kHz的范围中。在实施例中，AC电压波形的频率可以在10kHz至15MHz的范围中。在一个特定实施例中，AC电压波形的频率为大约6.78MHz，其可以由于例如FCC和CISPR调节而在15kHz的频带内变化。源(发送器)阻抗匹配网络(IMN)108有效地将逆变器104输出耦合至源谐振器106并且能够使得能够进行有效的切换-放大器操作。D或E类切换放大器适合于许多应用中并且可能需要感应负载阻抗来达到最高效率。源IMN 108将源谐振器阻抗变换为用于逆变器104的该阻抗。源谐振器阻抗能够例如通过至装置(接收器)谐振器110和/或输出负载的耦合而被加载。源谐振器106生成的磁场耦合至装置谐振器110，由此感生电压。此能量被耦合出装置谐振器110，以例如直接给负载供电或给电池充电。装置阻抗匹配网络(IMN)112能够用于有效地将能量从装置谐振器110耦合至负载114并优化源谐振器106与装置谐振器110之间的电力传输。其可以将实际负载阻抗变换为由装置谐振器110看到的有效负载阻抗，其更接近地匹配用于最佳效率的加载。对于需要DC电压的负载，整流器116将接收的AC电力转换为DC。在实施例中，源118和装置(接收器)120还能够包括滤波器、传感器、以及其它部件。
阻抗匹配网络(IMN)108、112能够被设计为最大化以期望频率(例如，80-90kHz、100-200kHz、6.78MHz)传送至负载114的电力，或最大化电力传输效率。能够选择和连接IMN108、112中的阻抗匹配部件，以保持谐振器106、110的高品质因子(Q)。取决于操作条件，能够对IMN 108、112中的部件进行调谐以控制从电源传送至负载的电力，例如以最大化电力的有效无线传输。应当理解，对IMN 112进行调谐能够直接影响从电源传送至负载114的电力。对IMN 108中的电容器C1s进行调谐可以间接影响从电源传送至负载114的电力。在实施例中，对C1s进行调谐以控制放大器的无功电流，以保持软切换和最小化过量的传导损耗。
IMN(108、112)的部件能够包括例如：电容器或电容器的网络；电感器或电感器的网络；或电容器、电感器、二极管、开关、以及电阻器的各种组合。IMN的部件能够是可调节的和/或可变的，并且能够被控制以影响系统的效率和操作点。能够通过改变电容、改变电感、控制谐振器的连接点、调整磁性材料的磁导率、控制偏置场、调整激励的频率等来执行阻抗匹配。阻抗匹配能够使用或包括任何数量的以下元件或其组合：变容二极管、变容二极管阵列、切换元件(switched element)、电容器组、切换和可调谐元件、反偏二极管、气隙电容器、压缩电容器、钛酸钡锆(BZT)电调谐电容器、微机电系统(MEMS)可调谐电容器、电压可变介质、变压器耦合的调谐电路等。能够对可变部件进行机械调谐、热调谐、电调谐、压电调谐等。阻抗匹配的元件能够是硅器件、氮化镓器件、碳化硅器件等。能够将元件选择为经受得起高电流、高电压、高功率，或电流、电压、以及功率的任何组合。能够将元件选择为高Q元件。
IMN 108、112和/或控制电路监视源118与装置120之间的阻抗差异并提供控制信号以对IMN 108、112或其部件进行调谐。在实施例中，控制电路通过监视放大器漏电压的基础分量与驱动放大器的总线电压的比率来间接监视源反射的负载阻抗的变化。在一些实施中，IMN 108、112能够包括固定IMN和动态IMN。例如，固定IMN可以提供具有静态阻抗的系统的部分之间的阻抗匹配，或将电路大体调谐至已知动态阻抗范围。在一些实施中，动态IMN还能够包括粗略可调整部件和/或精细可调整部件。例如，粗略可调整部件能够容许动态阻抗范围内的粗略阻抗调整，而精细可调整部件能够用于对IMN的整个阻抗进行精细调谐。在另一范例中，粗略可调整部件能够在期望的阻抗范围内达到阻抗匹配，且精细可调整部件能够在期望的阻抗范围内的目标附近实现更精确的阻抗。
如图1A中所示，其中，相似的参考数字指示图1中相似的元件，在实施例中，源118能够包括控制源侧部件的总的操作的发送处理器模块124和耦合到发送处理器124以提供至其它单元的无线通信的无线通信模块126。应当理解，能够使用任何适合的无线通信技术，诸如
Figure GDA0003666000900000071
BLE(低功耗
Figure GDA0003666000900000072
)、WiFi、无线电等。在实施例中，能够将源118提供为电力发送单元(PTU)。如以下更充分地描述的，发送处理器模块124能够接收并处理反馈用于阻抗改变补偿。
能够被提供为电力接收单元(PRU)的装置120能够包括控制装置部件的总的操作的接收处理器模块128和使得PRU能够与PTU和/或PRU单元通信的无线通信模块130。
在实施例中，诸如对于需要DC电压的负载，整流器116能够将接收的AC电力转换为DC，并且DC/DC转换器117能够调节用于负载114的电压水平。在实施例中，源118和装置120还能够包括滤波器、传感器、以及其它部件。
图2示出了根据本发明的范例实施例的无线电力发送系统200的示范性实施例，该系统具有逆变器202，逆变器202给源或发送器侧电路(其包括源谐振器和源IMN)204供电，源或发送器侧电路204以耦合因子k将振荡电磁能量耦合至装置或接收器侧电路(其包括装置谐振器和装置IMN)206，装置或接收器侧电路206具有用于电压调节的负载阻抗反馈。在范例实施例中，通过相对慢的BLE(低功耗蓝牙)环来实现电力接收器中的电压调节，该相对慢的BLE(低功耗蓝牙)环指令电力发送器通过改变驱动放大器的DC总线电压来调整其谐振器场强。振荡能量然后由整流器208转换。源侧电路204部件包括源谐振器线圈Ls 210、串联电容器C1s 212(在位置1中)、并联电容器C2s 214(在位置2中)、以及电容器C3s 216和电感器L3s 218(在位置3中)。在示例性实施例中，电容器C1s 216能够包括一个或更多可变电容器。需要注意，列出的每一个部件可以表示部件的网络或组，并且能够平衡至少位置1和3中的部件。装置侧电路206部件能够包括装置谐振器线圈Ld 222、串联电容器C1d 224(在位置1中)、并联电容器C2d 226(在位置2中)、以及电容器C3d 228和电感器L3d 230(在位置3中)。电容器C1d 224能够包括一个或更多可变电容器，诸如PWM电容器、电容器的切换组、以及变容二极管。该一个或更多可变电容器能够是离散或连续可调谐电容器。可变电容器216、218能够促进有效的无线能量传输，如以下更充分地描述的。应当理解，电容器C1s 212(在位置1中)、并联电容器C2s 214(在位置2中)、以及电容器C3s 216中的一个或更多能够包括一个或更多可变电容器以满足特定应用的需求。类似地，装置侧电容器C1d 224(在位置1中)、并联电容器C2d 226(在位置2中)、以及电容器C3d 228中的任一个能够包括可变电容器。
应当理解，源和/或装置阻抗匹配网络(IMN)能够具有利用各种部件的宽广范围的电路实施，该各种部件具有满足特定应用的需求的阻抗。通过引用并入于此的Kesler等的美国专利No.8461719公开了各种可调谐阻抗网络，诸如例如美国专利No.8461719的图28a至图37b中。还应当理解，任何实际数量的切换和/或可调谐电容器能够用于源和/或装置侧以提供期望的操作特性。另外，虽然结合高度谐振的无线能量传输系统示出并描述了示例性实施例，但是应当理解，切换部件实施例可以应用于宽广范围的应用，其中期望实现给定的等效阻抗。应当理解，切换部件实施例也能够最小化感应无功电流，同时保持放大器软切换。
图3示出了PTU 302的充电平台上的各个PRU 300以及附近的PRU 304。在实施例中，电力发送单元(PTU)与电力接收单元(PRU)经由带内通道和带外通道交互。如于此使用的，带内指PTU 302与PRU 300之间的电力发送通道。因为PRU 300放置在PTU 302上或附近，所以负载阻抗能够受到影响。如以下更充分地描述的，反馈能够用于补偿负载阻抗改变并促进有效的放大器操作特性。
在实施例中，PTU 300能够调制发送的无线能量来与PRU 302通信，并且PRU能够修改诸如阻抗的某些特性来与PUT通信。如于此使用的，带外指PTU 302与PRU 300之间经由诸如
Figure GDA0003666000900000091
的无线协议的无线通信。应当理解，任何适合的无线通信技术、协议等能够用于使得PTU和PRU能够彼此通信。应当理解，为方便而使用术语带内和带外，它们在任何方面不应用于限制所保护的发明。
图4示出了范例E类放大器和用于该放大器的等效电路，能够给该E类放大器提供阻抗补偿。能量源VBus与电感器Lrfca(RF扼流圈)串联耦合，电感器Lrfca以示出的等效串联电阻Rdcra耦合至节点Swa。切换元件Q1a耦合于节点Swa与地之间。分路电容器Cshunta跨切换元件Q1a耦合。从节点Swa，电容器C和电感器L以及负载Rload串联耦合。示出了电感器等效串联电阻LESR和电容器等效串联电阻CESR。图4A示出了电流源IBus作为对于VBus和扼流圈Lrfca的等效电路，并示出了Iload作为对于L、C、以及Rload的等效电路。
图5示出了用于对于图4的电路的负载电流Iload、分路电流ICshunt、以及电压vds。在示例的实施例中，相对于栅极驱动波形，用于负载电流Iload的初始相位
Figure GDA0003666000900000097
为147.52°。如示出的，在导通时，漏极电压为0V，且分路电流ICshunt为0A。应当理解，ICshunt波形表示经由Q1a和Cshunta从节点Swa向下至地流动的电流。
通常，名义E类漏极波形具有低的FET切换损耗。导通时的漏极电压vds(2π)＝0V(对于零电压切换)，并且导通时的漏极电压的斜率
Figure GDA0003666000900000092
Figure GDA0003666000900000093
因为FET与电容器并联，所以这意味着存在零电流切换损耗。简化DC电压源、VBus、以及RF扼流圈为DC电流源IBus，并简化负载阻抗为具有预定义初始相位的AC电流宿iload，在FET关断时：
·
Figure GDA0003666000900000094
·
Figure GDA0003666000900000095
·
Figure GDA0003666000900000096
·
Figure GDA0003666000900000101
·
Figure GDA0003666000900000102
·
Figure GDA0003666000900000103
其中，
Figure GDA0003666000900000104
表示负载电流iload相对于栅极驱动的相位。
因为跨输入RF扼流圈Lrfca(图4)的DC分量为0，所以电压VBus为vds的平均值：
·
Figure GDA0003666000900000105
·
Figure GDA0003666000900000106
·IBus＝VBusπωCshunt
·
Figure GDA0003666000900000107
·假设可忽略的损耗，
Figure GDA0003666000900000108
在实施例中，与负载串联的高Q LC陷波滤波器容许人们假设在谐波频率处的负载导纳是可忽略的。应当注意，实施的LCL阻抗匹配网络拓扑204(图2)和图6可以具有与图4中示出的串联LC陷波滤波器类似的谐波抑制。在名义E类的情况下(其中，滞后于漏极电压vds的负载电流iload是感应的)，这使得对负载网络的分析减少至基频阻抗。使用已知名义vds波形，能够推导跨负载阻抗的无功(reactive)vLb和有功(real)vRload部件的电压。这些电压与负载电流组合能够容许推导负载阻抗。
能够如下确定对于名义E类放大器的基础有功负载：
·
Figure GDA0003666000900000109
·
Figure GDA0003666000900000111
·
Figure GDA0003666000900000112
·
Figure GDA0003666000900000113
能够如下阐述地确定名义E类基础无功负载电压：
·
Figure GDA0003666000900000114
·
Figure GDA0003666000900000115
·
Figure GDA0003666000900000116
·
Figure GDA0003666000900000117
·
Figure GDA0003666000900000118
·
Figure GDA0003666000900000119
使用以上，能够将基础E类漏极电压vds确定为：
·vds,1＝vRload,1+vLb,1＝Vds,1 sin(ωt+θ)
·
Figure GDA00036660009000001110
·
Figure GDA00036660009000001111
·
Figure GDA00036660009000001112
应当理解，
Figure GDA00036660009000001113
是对于E类放大器的基础漏极电压与总线电压的解析理想比率。利用图6中示出的差分推挽E类放大器，vds波形是跨Q1b复制的，并与跨Q1a的vds180°异相，这意指对于差分推挽E类放大器，
Figure GDA0003666000900000121
利用非线性FET余弦(Coss)和非正弦iload，对于vds(2π)＝0V和
Figure GDA0003666000900000122
比率
Figure GDA0003666000900000123
能够是较低的。对于LCL匹配网络，使用诺顿(Norton)等效电路示出：
·
Figure GDA0003666000900000124
因为已经测量了线圈电流Icoil和总线电压VBus，所以这些能够用于反馈以调整XC1来保持比率
Figure GDA0003666000900000125
在进一步讨论此比率之前，提供了范例等效电路推导。图6示出了形成第一和第二E类放大器以给负载通电的第一和第二切换元件Q1a、Q1b。跨切换元件Q1a、Q1b串联耦合的是：电感器L3a；电容器C1a；谐振线圈Lcoil、ZBOX；电容器组C1b1、C1b0、C1b；以及电感器L3a。如以下更充分地讨论的，电容器组使得能够通过基于与比率
Figure GDA0003666000900000126
相关联的反馈而将电容器切换进和切换出来进行负载阻抗改变补偿。
对于Z1＝Z1+j(Xcoil-Xc1)(图6)，能够如以下示出地推导LCL诺顿等效电路。以处于基频的理想AC源2Vds,1替代LCL的输入处的E类放大器电路。
1.简化Z1并且求出Iin,1
a.
Figure GDA0003666000900000127
2.简化2Vds,1并且求出Z||
a.
Figure GDA0003666000900000128
3.以等于Iin的电流源和并联阻抗Z||替代连接至Z1的电路
a.
Figure GDA0003666000900000129
应当理解，2Vds,1是用于差分推挽E类放大器的。每一个E类放大器提供进入LCL的电压2Vds,1的基础分量的幅度的一半Vds,1。此转换从用于推导理想
Figure GDA0003666000900000131
的单端分析移动至差分双E类电路的范例实施例。还应当理解，此分析适用于线圈电流Icoil,1的基础分量的幅度。
图7示出了对应于图2的场景的范例ZBOX表示。因为接收器放置在发送器上或附近，所以能够改变负载阻抗。ZBOX表示示出了在各个接收器位置，与谐振器线圈Lcoil串联的潜在反射阻抗。例如，断开的焊盘(在发射器的焊盘上没有接收器)能够被表示为0+j0。诸如膝上型电脑的被接近最大水平充电的电子器件能够表示为50-j50。
能够如下推导包括ZBOX值的LCL输入阻抗：
·
Figure GDA0003666000900000132
·
Figure GDA0003666000900000133
如以上指出的，能够测量Icoil和总线电压VBus以生成用于调整XC1的反馈信号来保持比率
Figure GDA0003666000900000134
应当注意，根据与图4相关联的推导，能够将LCL的输入阻抗的实部和虚部设定为等于RLC的输入阻抗的实部和虚部。
图8A至图8C示出了对于线圈电流Icoil和对于Q1a、Q1b(图6)的漏极电压的波形。图8A示出了与归因于过量的传导损耗的小于最佳功耗和过量无功电流相关联的场景，图8B示出了导通时总体优选的零电压切换(ZVS)和零导数切换(ZDS)，并且图8C示出了产生较高功耗的所谓的硬切换。对于图8A、图8B、以及图8C的功耗分别示为7.1W、5.7W、以及6.0W。还示出了各种XBOX和RBOX值。比率
Figure GDA0003666000900000135
也分别示为1.64、1.57、以及1.45。
图9示出了针对
Figure GDA0003666000900000136
和针对耗散功率对变化的阻抗盒负载(Rbox)收集的数据。发现1.59和1.48的比率
Figure GDA0003666000900000137
边界对阻抗盒的电阻部件产生最低损耗。能够看到，通过使用线圈电流Icoil和电压VBus作为反馈来调整X1电抗，能够保持比率
Figure GDA0003666000900000138
以促进放大器切换元件中的低功耗。
图10示出了根据本发明的范例实施例的具有阻抗调谐的系统的范例实施例。图10与具有XC1电抗的进一步细节的图6具有一些共性。应当理解，AZ指例如电容器C1的“适应性阻抗”或“可调整阻抗”。如上所述，期望将比率
Figure GDA0003666000900000141
保持在某边界值内以最小化E类切换元件中的功耗。通过将电容器组XB中的电容器切换进或切换出，能够调整XC1电抗。测量的总线电压VBus和测量的线圈电流Icoil能够用于推导漏极电压
Figure GDA0003666000900000142
在示例的实施例中，基于用于反馈信号的测量的值，数字值能够对应于各个XC1电抗。例如，位0能够对应于从-40的固定电抗值至约-60的改变，位1能够对应于从-40至约-80的改变，且两个位均对应于至-100jOhm的改变。利用此布置，能够将电容器切换进和切换出，以保持期望的
Figure GDA0003666000900000143
比率用于减小功耗。
虽然示出了基于电容器组的光耦合器，但是应当理解，诸如脉冲宽度调制(PWM)部件切换的任何适合的调谐机制能够用于补偿阻抗改变。
图11示出了根据本发明的范例实施例的用于提供漏极电压调节的步骤的示例性序列。在步骤1100，确定是否经过了某时间量，例如2ms。可以由电流测量和/或控制器电路的反应时间来确定或限制此时间量。如果是，则在步骤1102，确定是否已经累积了给定数量的信号样本用于平均。如果否，则在步骤1104，对总线电压VBus和作为为Vds,1的间接测量的X0Icoil的电压进行采样和求和。如果累积了给定数量的采样，则以样本的数量除在步骤1104计算的和，以确定
Figure GDA0003666000900000144
比率，其能够在步骤1106提供反馈信号。在步骤，系统确认线圈电流Icoil在诸如200mA的选择的阈值以上。在步骤1110，相对最小目标值和最大目标值来评估反馈信号。如果反馈信号小于最小目标值，则在步骤1112降低阻抗调谐。如果反馈信号大于最大目标值，则在步骤1114增大阻抗调谐。如果反馈信号在最小目标值与最大目标值之间，则处理继续并且收集更多的信号样本。
虽然结合E类放大器示出并描述了本发明的范例实施例，但是应当理解，能够使用其它类型的放大器，诸如电流馈给D类、DE类以及F类放大器，其具有能够以AZ和/或其它间接反馈机制调节的Vds,1与Vbus比率。通常，该放大器具有随负载阻抗而变化的Vds,1。还应当理解，用于确定放大器的输出电压的基础分量的任何实际技术能够用于满足特定应用的需求。例如，在实施例中，可以使用混频器(mixer)或无源带通滤波来确定放大器输出电压的基础分量。在实施例中，一个或更多混频器和/或带通滤波器能够用于直接测量放大器输出电压的基础分量。
图12示出了能够执行于此描述的处理的至少部分的示范性计算机1200。计算机1200包括处理器1202、易失性存储器1204、非易失性存储器1206(例如，硬盘)、输出装置1207以及图形用户接口(GUI)1208(举例来说，例如鼠标、键盘、显示器)。非易失性存储器1206存储计算机指令1212、操作系统1216和数据1218。在一个范例中，由易失性存储器1204之外的处理器1202来运行计算机指令1212。在一个实施例中，物品1220包括非暂时性计算机可读指令。
可以以硬件、软件、或该二者的组合来实施处理。可以在在可编程计算机/机器上运行的计算机程序中实施处理，可编程计算机/机器均包括处理器、储存介质或处理器可读的其它制造物品(包括易失性和非易失性存储器和/或储存元件)、至少一个输入装置、以及一个或更多输出装置。程序代码可以施加于使用输入装置登记的数据，以执行处理并生成输出信息。
系统能够至少部分经由计算机程序产品(例如，在机器可读储存装置中)来执行处理，该计算机程序产品通过数据处理设备(例如，可编程处理器、计算机、或多个计算机)运行或用于控制数据处理设备的操作。可以以高级程序或面向对象的编程语言来实施每一个该程序以与计算机系统通信。然而，可以以汇编或机器语言来实施程序。语言可以是编译语言或解释语言，并且其可以以任何形式部署，包括作为独立程序或作为模块、部件、子例程、或适合用于计算环境中的其它单元。可以将计算机程序部署为在一个计算机或在一个位置处或在多个位置分布并经由通信网络互连的多个计算机上运行。计算机程序可以储存在储存介质或由通用或专用可编程计算机可读的装置(例如，CD-ROM、硬盘、或软磁盘)上，用于在储存介质或装置由计算机读取时，配置和操作计算机。也可以作为配置有计算机程序的机器可读储存介质来实施处理，其中计算机程序在运行时，计算机程序中的指令使得计算机操作。
可以由一个或更多可编程处理器来执行处理，该处理器运行一个或更多计算机程序以执行系统的功能。系统的所有或部分可以实施为专用逻辑电路(例如，FPGA(现场可编程门阵列)和/或ASIC(专用集成电路))。
在描述本发明的示范性实施例之后，对本领域技术人员将变得明显的是，也可以使用并入了它们的概念的其它实施例。通过参考于此引用的所有公开物和参考的全部而将它们清楚地并入于此。可以组合于此描述的不同实施例的元件以形成以上未具体阐述的其它实施例。也可以单独地或以任何适合的子组合提供在单个实施例的上下文中描述的各个元件。

Claims (23)

1.一种用于阻抗匹配的方法，包括：
补偿给负载通电的网络中的阻抗改变，其中，所述网络耦合至放大器，所述放大器具有基础AC输出电压，所述基础AC输出电压随所述放大器的负载阻抗变化，其中所述补偿通过如下方式进行：
基于总线电压与所述放大器基础AC输出电压的比率来确定反馈信号，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量；以及
基于所述反馈信号来调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述放大器基础AC输出电压是根据至所述负载的电流的测量结果确定的，其中，所述负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至所述放大器。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括直接测量所述放大器基础AC输出电压。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述放大器基础AC输出电压是使用混频器或带通滤波器中的至少一者确定的。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述负载包括具有线圈的谐振器。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述网络包括耦合至所述谐振器的所述线圈的至少一个电容器。
7.根据权利要求5所述的方法，其中，所述网络包括耦合至所述线圈的阻抗匹配网络。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括基于所述反馈信号来保持所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率。
9.根据权利要求1所述的方法，还包括基于所述反馈信号来将所述总线电压与放大器基础AC输出电压的给定比率保持在一范围内。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述一范围包括最小值和最大值，并且还包括在所述反馈信号小于所述最小值时降低所述网络中的阻抗，以及在所述反馈信号在所述最大值以上时增大所述网络中的阻抗。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述反馈信号调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗包括基于所述反馈信号来控制电容器组。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，所述放大器包括至少一个E类放大器。
13.根据权利要求1所述的方法，其中，所述负载包括具有源线圈的谐振器，其中，谐振器阻抗响应于具有装置谐振器线圈的装置的接近而改变。
14.一种用于阻抗匹配的系统，包括：
网络，被配置为给负载通电；
放大器，耦合至所述网络；以及
处理器，用于基于根据总线电压与所述放大器的基础AC输出电压的比率而确定的反馈信号来补偿所述网络中的阻抗改变，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量。
15.根据权利要求14所述的系统，其中，所述放大器基础AC电压输出是根据至所述负载的电流的测量结果确定的，其中，所述负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至所述放大器。
16.根据权利要求14所述的系统，其中，所述网络包括耦合至线圈的阻抗匹配网络。
17.根据权利要求14所述的系统，其中，所述处理器被配置为基于所述反馈信号来将所述总线电压与所述放大器基础AC输出电压的给定比率保持在一范围内。
18.根据权利要求14所述的系统，还包括电容器组，其中，补偿所述阻抗改变包括基于所述反馈信号来控制所述电容器组。
19.根据权利要求14所述的系统，其中，所述放大器包括至少一个E类放大器。
20.根据权利要求14所述的系统，其中，所述负载包括具有源线圈的谐振器，其中，谐振器阻抗响应于具有装置谐振器线圈的装置的接近而改变。
21.一种用于阻抗匹配的物品，包括：
非暂时计算机可读介质，包含存储的指令，所述指令使得机器能够：
补偿包括负载的网络中的阻抗改变，其中，所述网络被配置为耦合至放大器，所述放大器具有基础AC输出电压，所述基础AC输出电压随所述放大器的负载阻抗变化，其中所述补偿通过如下方式进行：
基于总线电压与所述放大器基础AC输出电压的比率来确定反馈信号，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量；以及
基于所述反馈信号而生成一个或更多信号来调整所述网络中的一个或更多部件的阻抗。
22.一种用于阻抗匹配的系统，包括：
网络，用于给负载通电；
放大器模块，用于驱动所述网络；以及
处理器模块，用于控制所述放大器模块，以基于总线电压与所述放大器的基础AC输出电压的比率来补偿所述网络中的阻抗改变，其中，所述总线电压对应于驱动所述放大器模块的电压，且所述放大器基础AC输出电压对应于输入至所述放大器的负载的电压的基础分量。
23.根据权利要求22所述的系统，其中，所述放大器基础AC输出电压是根据至所述负载的电流确定的，其中，所述负载通过LCL阻抗匹配网络耦合至所述放大器。
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