JP5081612B2 - 電源回路並びにそれを用いた電力増幅器及び基地局装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源回路並びにそれを用いた電力増幅器及び基地局装置に係り、特に、広帯域の高周波信号で無線通信を行う基地局に使用するのに適した広帯域電源回路並びにそれを用いた電力増幅器及び基地局装置に関する。

無線通信を行う基地局に使用される電力増幅器は、コスト面から小型で高効率であることが求められている。一方、携帯電話などの無線通信では通信速度の高速化、広帯域化が進んでおり、基地局向け電力増幅器は広帯域高効率であることが求められている。これを実現する手法の一つにＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式があり、その一例が、例えば特許文献１に開示されている。

EER方式に用いる電源回路は、広帯域な包絡線信号を高効率に電力増幅器の電源として変換しなければならない。広帯域な包絡線信号を高効率に増幅する電源回路として、例えば、特許文献２に開示されている方式がある。

米国特許第６２５６４８２号明細書 特表２００３−５３３１１６号公報

特許文献２には、広帯域な包絡線信号を高効率に増幅する電源回路が記載されている。例えばその図６に開示された電源回路には、トランジスタで構成されるインバータとインダクタとを備えたスイッチングレギュレータが採用されている。このスイッチングレギュレータの動作周波数は、包絡線信号の周波数が速くなるとほぼ包絡線信号の周波数と等しくなる。図１１に、上記スイッチングレギュレータの動作周波数と効率の関係を示す。スイッチングレギュレータは動作周波数がある周波数を越えると効率が劣化し始める特性を有する。そのため、特許文献２に開示された電源回路は線形増幅器を備え、スイッチングレギュレータの効率が劣化し始める周波数を持つ包絡線信号が入力すると、線形増幅器がスイッチングレギュレータの効率劣化分を補う形で動作をする。しかし、線形増幅器は一般的に効率が高くない上に、帯域も広いわけではない。このため、図１１に示したように高周波の帯域でスイッチングレギュレータの効率が劣化し始めると、線形増幅器がスイッチングレギュレータの動作を補ったとしても、電源回路の全体効率も劣化する。このように、電源回路の効率が劣化し始める帯域は、スイッチングレギュレータの効率が劣化し始める帯域とほぼ同じとなるため、広帯域無線通信向け基地局用増幅器などに適用するには利用可能な高効率の帯域が不足する可能性がある。

本発明の主たる解決課題は、高速広帯域の入力信号に対して広範囲に高効率の電源回路及びそれを用いた無線通信システムに適用可能な電力増幅器、さらにはそれを用いた基地局装置を提供することにある。

本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。即ち、本発明の広帯域電源回路は、入力端子から広帯域の入力信号が入力される線形増幅器と、前記線形増幅器の出力側と出力端子との間に配置された電流−電圧変換器と、該電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して前記出力端子に出力するスイッチングレギュレータと、前記電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して出力する高周波増幅器とを備えて成り、前記高周波増幅器の出力電流が前記線形増幅器の出力電流に加算されて前記電流−電圧変換器に供給されるように構成され、前記高周波増幅器は、前記入力信号の高周波帯域において増幅寄与率が最大になるように構成されていることを特徴とする。

本発明によれば、高速かつ広帯域の無線通信システムに適用可能な、高効率、広帯域の広帯域電源回路及び電力増幅器、さらにはそれを用いた基地局装置を提供することができる。

本発明は、通信速度の高速化、広帯域化の要請の下にあって、スイッチングレギュレータは入力信号の周波数の比較的低い帯域での効率が良く、かつ、線形増幅器は全般に効率が悪いものの特定の周波数帯域では比較的高い効率動作を実現でき、かつ、高周波増幅器は、限られた周波数帯域でのみ高効率動作を実現できる性質を持つことに配慮し、これらの各特徴を生かすという技術思想を利用している。

本発明の代表的な実施例によれば、広帯域電源回路は、入力信号が印加される線形電圧増幅器と、この線形電圧増幅器の出力側に接続された抵抗と、この抵抗の両端の電圧差を増幅して電流に変換するスイッチングレギュレータ及び高周波増幅器とを備えている。スイッチングレギュレータは、所望の電力を出力できるように設計され、かつ、線形増幅器は所望の帯域で動作できるように設計される。

このとき、スイッチングレギュレータの効率が劣化し始める周波数帯域、または、線形増幅器の動作が支配的になる高い周波数帯域で高い効率が出せるように高周波増幅器を設計する。この場合、低い周波数成分の増幅は、主としてスイッチングレギュレータが行い、高い周波数成分の増幅は、線形増幅器と高周波増幅器が行う。この結果、低い周波数成分を持つ信号の電力は、スイッチングレギュレータにより効率的に増幅され、また、高い周波数成分を持つ信号の電力は、線形増幅器や高周波増幅器により効率よく歪なく増幅される。そのため、従来に比べて広帯域な信号をより効率よく増幅することが可能な広帯域電源回路を実現できる。

なお、低い周波数成分、高い周波数成分とは相対的な用語であって単に或る周波数成分を別の周波数成分に対して定義しているに過ぎない。また、低い周波数成分はＤＣ成分を含む。

以下、本発明の好適な実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明による広帯域電源回路の第一の実施形態を図１〜図４で説明する。
図１に、本実施例に係る広帯域電源回路のブロック図を示す。広帯域電源回路１は、入力端子、スイッチングレギュレータ２、第１のコンパレータ６、第２のコンパレータ７、高周波増幅器８、線形増幅器９、電流−電圧変換器１０及び出力端子を備えている。ＤＣ成分や低い周波数成分から高い周波数成分までを含む広帯域の入力信号１１が、入力端子から線形増幅器９に入力される。符号１２は出力信号を示している。

線形増幅器９は入力側が電源回路の入力端子に接続され、出力側が電流−電圧変換器１０を介して電源回路の出力端子に接続される。スイッチングレギュレータ２の出力側も電源回路の出力端子に接続され、電源回路１の出力信号１２が出力端子から出力される。電流−電圧変換器１０は、例えば抵抗値が数オーム程度の小さい抵抗体により構成されている。

電流−電圧変換器１０の両端（端子Ｔ２、Ｔ３間）に生じる電圧が、端子Ｔ５、Ｔ６経由で入力電圧として第１のコンパレータ６に入力され、この第１のコンパレータ６で比較された出力電圧がスイッチングレギュレータ２の入力信号となる。また、電流−電圧変換器１０の両端（端子Ｔ２、Ｔ３間）に生じる電圧は、端子Ｔ５、Ｔ６経由で入力電圧として第２のコンパレータにも入力され、この第２のコンパレータ７で比較された出力電圧が高周波増幅器８の入力信号となる。高周波増幅器８の出力は端子Ｔ１において線形増幅器９の出力に重畳される。

本発明における線形増幅器９は、比較的高い周波数領域の入力信号を効率良く線形増幅する機能を有している。スイッチングレギュレータ２はＤ級の増幅器の機能を有し、低い周波数成分を持つ信号の電力を効率良く増幅する。Ｄ級の増幅器における増幅素子は単にスイッチのような働きをし、その出力信号は、電源を入力信号に従ってＯＮ／ＯＦＦしたパルス列となる。ＯＮ／ＯＦＦのスイッチ動作は素子の抵抗も最小であるため、高効率の増幅器を構成できる。

また、本発明における高周波増幅器８は、線形増幅器９よりも狭帯域の高周波入力信号をより高効率に増幅する機能を有する飽和（デジタル）アンプもしくはリニアアンプである。高周波増幅器８には、例えば、Ｅ級の増幅器を用いる。

図２に、広帯域電源回路１を構成する３つの増幅器（スイッチングレギュレータ２、高周波増幅器８、線形増幅器９）の各電力寄与比（電力比）と入力信号１１の周波数の関係を、設計の一例として示す。入力信号１１の周波数が低い帯域では、入力信号を主にスイッチングレギュレータ２が増幅する。すなわち、ＤＣ成分から周波数の低い帯域（第１の周波帯域）にかけては、スイッチングレギュレータ２の電力増幅の寄与率を最大とする。入力信号１１の周波数帯域が上がりスイッチングレギュレータ２の増幅効率が劣化する周波数ｆH１（例えば１ＭＨZないし１０ＭＨZ程度）を超えた帯域（第２の周波帯域）では、線形増幅器９の電力増幅の寄与率が大きくなってくる。入力信号１１の周波数がさらに高い高周波帯域、換言すると、電源回路の設計値として効率よく使用するように設計された上限の周波数ｆH２（例えば１００ＭＨZ）の近傍の高い周波数帯域（第３の周波帯域）になると、線形増幅器９の増幅効率も劣化してくる。本発明では、この高周波帯域で、高周波増幅器８の増幅効率が最大となるように設計しておき、高周波帯域（第３の周波帯域）では、高周波増幅器８の増幅寄与率が最大になるようにしている。図２では、分かりやすくするために、線形増幅器９や高周波増幅器８の動作領域を大きく表示したが、実際の電源回路では、スイッチングレギュレータ２の支配的な領域がこれよりも大きく、例えば、全体の９割程度に達することもある。

これによって、ＤＣ成分や低い周波数成分から高い周波数成分例えば１００ＭＨZ程度までの広帯域の周波数成分を含む入力信号１１に対して、常に高効率に増幅して出力信号１２を出力することが可能な広帯域電源回路１を実現することが可能である。

なお、図２に示した例では、入力信号１１の周波数と、スイッチングレギュレータ２、高周波増幅器８及び線形増幅器９の各電力寄与比の関係を３つの領域に区分して説明したが、これは一例であり、第２の周波帯域と第３の周波帯域を１つの帯域として考え、スイッチングレギュレータ２の効率低下を他の２つの増幅器が相補うように、各増幅器の寄与率を設定しても良い。

図３で、広帯域電源回路１の動作を簡単に説明する。スイッチングレギュレータ２の出力側から端子Ｔ４、さらに、電流−電圧変換器１０（端子Ｔ２、Ｔ３）、端子Ｔ５、Ｔ６、及び第１のコンパレータ６を経てスイッチングレギュレータ２に至る第１のフィードバックループが形成されている。また、高周波増幅器８の出力側から端子Ｔ１、さらに、電流−電圧変換器１０（端子Ｔ２、Ｔ３）、端子Ｔ５、Ｔ６、及び第２のコンパレータ７を経て高周波増幅器８に至る第２のフィードバックループが形成されている。換言すると、電流−電圧変換器１０の両端に、第１のフィードバックループ及び第２のフィードバックループがそれぞれ接続されており、図２に示した周波数特性に基づいて、電流−電圧変換器１０の両端の電圧差に対応してスイッチングレギュレータ２や高周波増幅器８から夫々増幅された電流が出力される。

すなわち、本実施例に係る電源回路によれば、線形増幅器９及び高周波増幅器８の出力電流を電流−電圧変換器１０で検出し、その検出結果を第１のコンパレータ６に入力して比較結果を出力する。第１のコンパレータ６の出力信号はスイッチングレギュレータ２に入力される。スイッチングレギュレータ２は第１のコンパレータ６の出力信号を高効率に増幅する。さらに、電流−電圧変換器１０の両端の信号は第２のコンパレータ７にも入力され、その比較結果は高周波増幅器８に入力され、増幅される。このように、高周波増幅器８の出力信号は、線形増幅器９の出力に接続され、線形増幅器９の増幅動作を助ける。

線形増幅器９の出力信号と高周波増幅器８の出力信号は結合されて、電流−電圧変換器１０を介して出力信号１２に結合されている。スイッチングレギュレータ２の出力信号も出力信号１２に結合されている。

このとき、入力信号１１のＤＣ成分と低い周波数成分は、スイッチングレギュレータ２によって高い電力効率で増幅される。一方、入力信号１１の高い周波数成分は、線形増幅器９と高周波増幅器８によって高効率に増幅される。

以上の通り、本実施例によれば、低い周波数成分を持つ信号の電力は、スイッチングレギュレータにより効率的に増幅され、また、高い周波数成分を持つ信号の電力は、線形増幅器や高周波増幅器により効率よく歪なく増幅される。これによって、図４に示したように、ＤＣ成分や低周波数成分から高周波数成分までの広帯域の周波数成分を含む入力信号に対して、常に高効率に増幅して出力信号を出力することが可能な広帯域電源回路を実現することが可能となる。

本発明による広帯域電源回路のより具体的な構成例を、第二の実施形態として、図５〜図７で説明する。まず、図５に本実施例に係る広帯域電源回路のブロック図を示す。

本実施例では、第１のコンパレータ６は、Ｄ級のヒステリシスコンパレータにより構成されている。スイッチングレギュレータ２は、直流電源Ｖｄｄとグランド間に接続された一対のＣＭＯＳトランジスタ３、４を含むインバータと、両ＣＭＯＳトランジスタのドレイン端子の共通接続点に接続されたインダクタ５とで構成されており、Ｄ級の増幅器として機能する。一対のＣＭＯＳトランジスタ３、４のゲート端子には、ヒステリシスコンパレータ６の出力信号及び反転出力信号が夫々入力される。第２のコンパレータ７は、一般的なコンパレータあるいはオペアンプ（Operational Amplifier）で構成されている。高周波増幅器８はＥ級の高周波増幅器で構成され、線形増幅器９はＢ級もしくはＣ級の線形電圧増幅器で構成されている。スイッチングレギュレータ２の前段には、増幅器１３、１４が配置されている。電流−電圧変換器１０は、抵抗値の小さい抵抗により構成されており、抵抗の両端（端子Ｔ２、Ｔ３）の電位はほぼ等しい。

次に、本実施例の動作を説明する。ＤＣ成分から高い周波数成分までを含む入力信号１１は、線形電圧増幅器９によって増幅される。線形電圧増幅器９の出力信号を抵抗１０が検出し、検出結果をヒステリシスコンパレータ６に入力して比較結果を出力する。ヒステリシスコンパレータ６の出力信号はスイッチングレギュレータ２に入力される。スイッチングレギュレータ２はヒステリシスコンパレータ６の出力信号を高効率に増幅する。さらに、抵抗１０の両端の信号は比較器７にも入力される。比較器７の比較結果は高周波増幅器８に入力され増幅される。高周波増幅器８の出力信号は線形増幅器９の出力に接続され、線形増幅器９の増幅動作を助ける。すなわち、線形増幅器９の出力信号と高周波増幅器８の出力信号は結合され、抵抗１０を介して出力信号１２と結合される。また、スイッチングレギュレータ２はそのリアクタンス５の出力信号が出力信号１２と結合される。

このとき、入力信号１１のＤＣ成分と低い周波数成分は、スイッチングレギュレータ２によって高い電力効率で増幅される。一方、入力信号１１の高い周波数成分は、線形増幅器９や高周波増幅器８によって高効率に増幅される。これによって、広帯域な入力信号１１に対して高効率に増幅することが可能な広帯域電源回路１を実現することが可能である。

すなわち、図２で説明したように、入力信号１１の周波数が遅い帯域では、スイッチングレギュレータ２の電力寄与率が大きく、入力信号１１は主にスイッチングレギュレータ２によって増幅される。入力信号１１の周波数帯域が上がり、スイッチングレギュレータ２の増幅効率が劣化してくると、線形増幅器９の電力寄与率が大きくなってくる。入力信号１１の周波数帯域がさらに大きくなると、線形増幅器９の増幅効率も劣化してくる。所定の高周波数成分ｆH２を含む高周波帯域で、高周波増幅器８の増幅効率が最大となるように設計しておき、この帯域では、高周波増幅器８の増幅寄与率を最大にする。

これによって、ＤＣ成分や低い周波数成分から所定の高い周波数成分ｆH２までの広帯域の周波数成分を含む入力信号１１に対して、電力密度がほぼ一定の特性、換言すると、電源回路の効率が矩形の特性を有し、常に高効率に増幅して出力信号１２を出力することが可能な電源回路１を実現することが可能である。

ここで、図６及び図７により、本実施例の全体の動作を説明する。図６は、電源回路１の各要素を流れる電流の状況を簡単に説明する図である。図７は、スイッチングレギュレータ２の動作を説明する図である。なお、線形増幅器９への入力信号（電圧値）をＥＮＶＩＮ、線形増幅器９の出力信号（電流値）をＩ＿ＬＩＮＥＡＲ、高周波増幅器８の出力信号（電流値）をＩ＿ＥＯＵＴ、抵抗１０の抵抗値をＲｓｅｎｓｅ、ヒステリシスコンパレータ６及び高周波増幅器８への入力電圧をＨＩＮ、インバータの出力電圧をＤＯＵＴ、出力電流をＩ＿ＤＯＵＴ、端子Ｔ２、Ｔ３間の電流をＩ＿ＥＲＲ、パワーアンプＰＡへの入力電流をＩ＿ＥＮＶＯとする。電源回路１の出力信号（電圧ＥＮＶＯ）はパワーアンプＰＡに入力されるものとする。

パワーアンプＰＡの内部抵抗をＲｌｏａｄとすると、
ＥＮＶＯ＝ＥＮＶＩＮ、
Ｉ＿ＥＮＶＯ＝ＥＮＶＯ／Ｒｌｏａｄ となる。

一方、線形増幅器９の出力信号と高周波増幅器８の出力信号が結合されることにより端子Ｔ１、Ｔ２間を流れる電流は、
Ｉ＿ＬＩＮＥＡＲ＋Ｉ＿ＥＯＵＴ となる。

また、パワーアンプＰＡへの入力電流は、Ｉ＿ＥＮＶＯ＝Ｉ＿ＤＯＵＴ＋Ｉ＿ＥＲＲ となる。

Ｉ＿ＤＯＵＴ＝ＥＮＶＩＮ／Ｒｌｏａｄのとき
Ｉ＿ＥＲＲ → ＤＣ成分＝０ となり、Ｉ＿ＥＲＲはＡＣ成分のみとなる。

まず、スイッチングレギュレータ２の電力密度に対する寄与率が高い状態の動作について説明する。

ここで、図７に（１）として示すように、ヒステリシスコンパレータ６の出力信号Ｌ（ＣＯＭＰＯ−１＝Ｌ）がＣＭＯＳトランジスタ３のゲート端子に入力され、ＣＭＯＳトランジスタ４のゲート端子には反転出力信号Ｈが入力される状態を考える。

このとき、ＣＭＯＳトランジスタ３がオン、ＣＭＯＳトランジスタ４がオフとなり、インバータの出力電圧ＤＯＵＴ＝Ｖｄｄとなる。さらに、
インバータの出力電流 Ｉ＿ＤＯＵＴ＝（１／Ｌ）∫（Ｖｄｄ−ＥＮＶＯ）ｄｔ となる。
このとき、Ｉ＿ＥＲＲ＜０
ＨＩＮ＝Ｒｓｅｎｓｅ＊Ｉ＿ＥＲＲ＜０となる。
ＨＩＮ＝−ｈまで行くと、
ＣＯＭＰＯ−１＝Ｈになる。
次に、図７に（２）として示すように、ＣＯＭＰＯ−１＝Ｈのときは、
ＤＯＵＴ＝０
Ｉ＿ＤＯＵＴ＝（１／Ｌ）∫（０−ＥＮＶＯ）ｄｔ
Ｉ＿ＥＲＲ＞０，
ＨＩＮ＝Ｒｓｅｎｓｅ＊Ｉ＿ＥＲＲ＞０ となる。
ＨＩＮ＝ｈまで行くと、
ＣＯＭＰＯ−１＝Ｌなる。
このように、電源回路１内を流れる電流Ｉ＿ＥＲＲは、図７の（ｂ）のように変化する。
このＩ＿ＥＲＲは、線形増幅器９、あるいは線形増幅器９と高周波増幅器８とにより抵抗１０に供給される電流に相当する。また、このＩ＿ＥＲＲは、高速時にＩ＿ＤＯＵＴに含まれるスイッチングレギュレータの動作に伴う雑音成分（リップル電流）をキャンセルする電流でもある。図６に示すように、第１のフィードバックループ及び第２のフィードバックループを介してこのリップル電流がフィードバックされることにより、Ｉ＿ＥＲＲパワーアンプＰＡへの入力電流 Ｉ＿ＥＮＶＯ−にはこのリップル電流が含まれなくなる。

次に、スイッチングレギュレータ２の電力密度に対する寄与率が低下した状態の動作について説明する。

本実施例において、
ｂ：線形増幅器９の増幅効率
ｂ＋α：高周波増幅器８の増幅効率
ｘ：増幅器８，９の増幅寄与率
Ｂ：増幅器８，９を組み合わせたときの増幅効率とすると、
増幅器８，９を組み合わせたときの増幅効率Ｂは、次式のようになる。

Ｂ＝ｂｘ＋（ｂ＋α）（１−ｘ）＝ｂ＋α−αｘ＝ｂ＋α（１−ｘ）
例えば、ｂ＝２０％，ｘ＝４０％，（ｂ＋α）＝１００％と仮定すると、Ｂ＝ｂ＋α（１−ｘ）＝６８％となる。

すなわち、線形増幅器９のみを採用したときの高周波帯域における増幅効率ｂ＝２０％であったものが、増幅器８を加えることで、増幅効率Ｂ＝６８％と大幅に向上する。

このように、本実施例によれば、広帯域な入力信号１１に対して高効率に増幅することが可能な電源回路１を実現することが可能となる。

図８に、本発明の第３の実施例における入力信号の周波数と全体の電力密度の関係を示す。広帯域電源回路１には、図８に示すように、ＤＣ成分や低い周波数成分から所定の高い周波数成分ｆHまでの広帯域の周波数成分を含む入力信号１１に対して、常電力密度の異なる特性、すなわち、高周波になるほど全体の電力密度が低下する特性が求められる場合もある。

このような要求に対しても、低い周波数成分の増幅は、スイッチングレギュレータが行い、高い周波数成分の増幅は、線形増幅器と高周波増幅器が行う。

この例の電源回路１における線形増幅器９として、Ａ級，ＡＢ級，Ｂ級，Ｃ級のいずれかの増幅器を用いることができる。また、高周波幅器８としては、Ｅ級，Ｆ級のいずれかの増幅器を用いることができる。第１のコンパレータ６としては、ヒステリシスコンパレータ、ＰＷＭコンパレータ、あるいは一般的なコンパレータのいずれかを用いることができる。なお、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンパレータは、端子５、６からの入力電圧に応じて出力電圧をコントロールする電圧−パルス幅変換器として機能する。

本実施例によれば、低い周波数成分を持つ信号の電力は、スイッチングレギュレータにより効率的に増幅され、また、高い周波数成分を持つ信号の電力は、線形増幅器や高周波増幅器により効率よく歪なく増幅される。そのため、従来に比べて広帯域な信号をより効率よく増幅することが可能な電源回路を実現できる。

次に、本発明に係る第４の実施形態になるＥＥＲ型増幅器について、図９を用いて説明する。
図９に示すＥＥＲ型増幅器は、実施例１に記載した広帯域電源回路１を用いたＥＥＲ型増幅器である。ＥＥＲ型増幅器１８は、包絡線検波手段１５とリミッタ１６と電源回路１と搬送波増幅器１７から構成されている。電源回路１には、上記実施例１で述べた広帯域電源回路１を採用する。

次に、このＥＥＲ型増幅器の動作を説明する。
高周波信号である入力信号から、包絡線検波手段１５によって振幅情報（ＡＭ）が抽出される。一方、リミッタ１６によって入力信号から位相情報（ＰＭ）が抽出される。振幅情報（ＡＭ）は電源回路１で増幅されて搬送波増幅器１７の電源端子に供給される。また、位相情報（ＰＭ）は搬送波増幅器１７の入力端子に供給される。

入力信号の振幅情報はリミッタ１６により一旦失われるが、搬送波増幅器１７の電源端子に振幅情報が供給されるので、失われた振幅情報が搬送波増幅器１７において回復される。ＥＥＲ型増幅器１８は入力電力によらず搬送波増幅器１７が常に飽和動作するように設計されており、また、振幅情報を増幅する電源回路１も高効率であるため、全体として高効率である。

すなわち、ＷｉＭＡＸのような通信システムで使用される周波数が数十MHzに及ぶ広帯域の信号が入力されても、振幅情報を増幅する電源回路１は常に高効率増幅動作が可能である。これにより、数１００kHz程度から１００MHz程度の広帯域の動作周波数帯域で基地局向けに適用できる程度の高い変換効率のＥＥＲ増幅器を得ることができる。

このように、本実施例のＥＥＲ型増幅器では、前記実施例１に記載した広帯域電源回路１を用いるため、従来の電源回路が対応できないようなＷｉＭＡＸのような広帯域な振幅変調信号が入力した場合でも、高効率な動作を実現することができる。
なお、ＡＭ−ＰＭ歪やＡＭ−ＡＭ歪等を補正するために、搬送波増幅器１７の出力信号と入力信号を比較するフィードバックを行ってもよい。さらには、プリディストーションを行ってもよい。

本実施例によれば、高速広帯域な無線方式において、高効率なＥＥＲ型増幅器を提供することができる。

次に、本発明に係る基地局装置の実施形態について、図１０を用いて説明する。図１０に示す基地局装置２１には、実施例４に記載したＥＥＲ型増幅器１８を用いた基地局装置を採用する。すなわち、基地局装置２１は、ベースバンド部１９と変復調装置２０とＥＥＲ型増幅器１８から構成されている。

次に、この基地局装置の動作を説明する。
送信情報はベースバンド部１９にて処理をされた後、変復調装置２０にて変調され、ＥＥＲ型増幅器１８によって増幅されアンテナ２３に送信される。ＥＥＲ型増幅器１８は上記実施例１記載の広帯域電源回路１を用いたＥＥＲ増幅器であるため、従来のＥＥＲ型増幅器では対応できないような、ＷｉＭＡＸのような広帯域な無線方式にも高効率な動作を実現することができる。

なお、ＥＥＲ型増幅器１８の出力信号を例えばベースバンド部１９に入力して歪等を補正するプリディストーションを行っても良い。

本実施例によれば、高速広帯域の無線方式において、高効率な基地局装置を提供することができる。

なお、本発明の広帯域高効率の電源回路及びそれを用いた増幅器は、基地局に限らず、携帯端末や自動車に搭載される端末、デジタル家電機器内の端末、その他の広帯域でかつ高速の信号を取り扱う無線通信システムに広く適用できることは言うまでもない。

本発明の第一の実施例になる広帯域電源回路を示すブロック図である。 図１に示す広帯域電源回路を構成するスイッチングレギュレータと線形増幅器と高周波増幅器の、入力信号の周波数と電力寄与率の関係を示す図である。 図１に示す広帯域電源回路の動作を説明する図である。 第一の実施例におけるスイッチングレギュレータの動作周波数と電力変換効率の関係を示す図。 本発明の第２の実施例になる広帯域電源回路のブロック図である。 本発明の第２の実施例における広帯域電源回路の各要素を流れる電流の状況を簡単に説明する図である。 本発明の第２の実施例におけるスイッチングレギュレータの動作を説明する図である。 本発明の第３の実施例における入力信号の周波数と電力密度の関係を示す図である。 本発明の第４の実施例になるＥＥＲ型増幅器のブロック図である。 本発明の第５の実施例になる基地局装置のブロック図である。 一般的なスイッチングレギュレータの動作周波数と電力変換効率の関係を示す図である。

符号の説明

１、１０１…広帯域電源回路、２…スイッチングレギュレータ、３、４…トランジスタ、５…リアクタンス、６…ヒステリシスコンパレータ、７…比較器、８…高周波増幅器、９…線形増幅器、１０…抵抗、１１…入力信号、１２…出力信号、１５…包絡線検波手段、１６…リミッタ、１７…搬送波増幅器、１８…広帯域ＥＥＲ方式電力増幅器、１９…ベースバンド、２０…変復調装置、２１…基地局装置、２３…アンテナ。

Claims (20)

1. 入力端子から広帯域の入力信号が入力される線形増幅器と、
   前記線形増幅器の出力側と出力端子との間に配置された電流−電圧変換器と、
   該電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して前記出力端子に出力するスイッチングレギュレータと、
   前記電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して出力する高周波増幅器とを備えて成り、
   前記高周波増幅器の出力電流が前記線形増幅器の出力電流に加算されて前記電流−電圧変換器に供給されるように構成され、
   前記高周波増幅器は、前記入力信号の高周波帯域において増幅寄与率が最大になるように構成されている
   ことを特徴とする電源回路。
2. 請求項１において、
   前記電流−電圧変換器に生じる電圧を各々入力電圧とする第１のコンパレータ及び第２のコンパレータとを備えて成り、
   前記第１のコンパレータの出力が前記スイッチングレギュレータに入力され、
   前記第２のコンパレータの出力が前記高周波増幅器に入力され、
   前記高周波増幅器の出力電流が前記線形増幅器の出力側と前記電流−電圧変換器の間に供給され、
   前記スイッチングレギュレータの出力電流が、前記電流−電圧変換器と前記出力端子との間に供給されるように構成されている
   ことを特徴とする電源回路。
3. 請求項１において、
   前記高周波増幅器は、デジタル増幅器である
   ことを特徴とする電源回路。
4. 請求項１において、
   前記広帯域の入力信号は、ＤＣ成分から高周波数成分までを含む
   ことを特徴とする電源回路。
5. 請求項１において、
   前記電流−電圧変換器は、抵抗値の小さい抵抗体である
   ことを特徴とする電源回路。
6. 請求項２において、
   前記第１のコンパレータ及び前記スイッチングレギュレータは、共にＤ級の増幅器で構成されている
   ことを特徴とする電源回路。
7. 請求項６において、
   前記第１のコンパレータはヒステリシスコンパレータである
   ことを特徴とする電源回路。
8. 請求項６において、
   前記第１のコンパレータはＰＷＭコンパレータである
   ことを特徴とする電源回路。
9. 請求項６において、
   前記スイッチングレギュレータは、入力側が前記第１のコンパレータに接続されたインバータと、該インバータの出力端子に接続されたインダクタとを備えている
   ことを特徴とする電源回路。
10. 請求項９において、
    前記インバータは、一対のＣＭＯＳトランジスタで構成されている
    ことを特徴とする広帯域電源回路。
11. 請求項１において、
    前記線形増幅器は、Ｂ級もしくはＣ級の増幅器で構成されている
    ことを特徴とする電源回路。
12. 請求項１において、
    前記高周波増幅器は、前記線形増幅器および前記スイッチングレギュレータよりも高い周波数帯域で、電力増幅の寄与率が大きくなるように構成されている
    ことを特徴とする電源回路。
13. 請求項１２において、
    前記高周波増幅器は、前記高い周波数帯域で、増幅効率が最大となるように構成されている
    ことを特徴とする電源回路。
14. 請求項１において、
    前記入力信号がＤＣ成分から周波数の低い帯域にかけての第１の周波帯域では前記スイッチングレギュレータの電力増幅の寄与率を最大とし、
    前記第１の周波帯域よりも周波数の高い第２の周波帯域では、前記線形増幅器の電力増幅の寄与率を最大とし、
    周波数がさらに高い第３の周波帯域では、前記高周波増幅器の電力増幅の寄与率が最大となるように構成されている
    ことを特徴とする電源回路。
15. 請求項１４おいて、
    前記ＤＣ成分から前記第３の周波帯域の高周波数成分までの広帯域の周波数成分を含む前記入力信号に対して、電力密度がほぼ一定の特性を有する
    ことを特徴とする電源回路。
16. 入力信号の振幅情報を抽出する包絡線検波手段と、
    該入力信号の位相情報を抽出するリミッタと、
    前記包絡線検波手段の検波出力信号を処理する広帯域電源回路と、
    前記リミッタのリミッタ出力信号を入力として、該広帯域電源回路の変換出力信号を電源として前記入力信号の電力を増幅する搬送波増幅とを有して成り、
    前記広帯域電源回路は、
    入力端子から広帯域の入力信号が入力される線形増幅器と、
    前記線形増幅器の出力側と出力端子との間に配置された電流−電圧変換器と、
    該電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して前記出力端子に出力するスイッチングレギュレータと、
    前記電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して出力する高周波増幅器とを備えて成り、
    前記高周波増幅器の出力電流が前記線形増幅器の出力電流に加算されて前記電流−電圧変換器に供給されるように構成され、
    前記高周波増幅器は、前記入力信号の高周波帯域において増幅寄与率が最大になるように構成されている
    ことを特徴とする電力増幅器。
17. 請求項１６において、
    前記高周波増幅器は、デジタル増幅器である
    ことを特徴とする電力増幅器。
18. 請求項１６において、
    前記高周波増幅器は、ＷｉＭＡＸ用の通信システムに対応したＥＥＲ型増幅器である
    ことを特徴とする電力増幅器。
19. 送信情報を処理するベースバンド部と、
    当該ベースバンド部で処理した信号を変復調する変復調装置と、
    当該変復調装置で処理された信号の電力を増幅してアンテナに出力する電力増幅器とを備えて成り、
    前記電力増幅器は、
    入力信号の振幅情報を抽出する包絡線検波手段と、
    該入力信号の位相情報を抽出するリミッタと、
    前記包絡線検波手段の検波出力信号を処理する広帯域電源回路と、
    前記リミッタのリミッタ出力信号を入力として、該広帯域電源回路の変換出力信号を電源として前記入力信号の電力を増幅する搬送波増幅とを有して成り、
    前記電力増幅器の広帯域電源回路は、
    入力端子から広帯域の入力信号が入力される線形増幅器と、
    前記線形増幅器の出力側と出力端子との間に配置された電流−電圧変換器と、
    該電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して前記出力端子に出力するスイッチングレギュレータと、
    前記電流−電圧変換器に生じる電圧差を増幅して電流に変換して出力する高周波増幅器とを備えて成り、
    前記高周波増幅器の出力電流が前記線形増幅器の出力電流に加算されて前記電流−電圧変換器に供給されるように構成され、
    前記高周波増幅器は、前記入力信号の高周波帯域において増幅寄与率が最大になるように構成されている
    ことを特徴とする基地局装置。
20. 請求項１９において、
    前記高周波増幅器は、ＷｉＭＡＸ用の通信システムに対応したＥＥＲ型増幅器である
    ことを特徴とする基地局装置。

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