DE102018205304A1

DE102018205304A1 - Gate-Treiber

Info

Publication number: DE102018205304A1
Application number: DE102018205304.9A
Authority: DE
Inventors: Kevin Chang; Mark Mercer; Michael Jayo
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2017-05-26
Filing date: 2018-04-09
Publication date: 2018-11-29
Also published as: US20180342941A1; US10498212B2

Abstract

Es wird eine Gate-Treiberschaltung geschaffen, die dafür ausgelegt ist, ein Eingangssignal zu empfangen und ein Ausgangssignal zu schaffen, um ein Gate eines Transistors anzusteuern, wobei die Gate-Treiberschaltung eine Filterschaltung umfasst, die dafür ausgelegt ist, ein Frequenzband vom Eingangssignal zu dämpfen, wenn das Ausgangssignal vom Eingangssignal abgeleitet wird.

Description

Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf einen Gate-Treiber und insbesondere auf eine Gate-Treiber-Vorrichtung und auf Gate-Treiber-Verfahren für Transistor-Gates.
HINTERGRUND
Eine digitale Schaltung wird hauptsächlich zwischen einem ersten Logikzustand und einem zweiten Logikzustand betrieben, eine aktive Vorrichtung kann sich jedoch wie ein Linearverstärker verhalten, wenn die Transistoren zwischen entgegengesetzten Logikzuständen schalten. Im Ergebnis einer endlichen Verstärkung während des Schaltens kann die digitale Schaltungsanordnung das Hochfrequenzspektrum eines Eingangssignals verstärken und deshalb eine überschwingende oder eine unterschwingende Signalform am Ausgang darstellen.
Der Wirkungsgrad der Vorrichtungen oder Systeme, die digitale Schaltungen einsetzen, kann durch das Verkürzen der Übergangszeit der Gate-Treibersignale verbessert werden, die den Betrieb der Transistoren steuern, die mit den Vorrichtungen oder Systemen bereitgestellt sind. Dies kann jedoch Spannungs- oder Stromspitzen verursachen und wiederum zu Problemen mit hohem Schaltrauschen und der Erzeugung einer elektromagnetischen Störung (EMI) führen. Andererseits erzeugt eine längere Übergangszeit der Gate-Treibersignale für die Durchgangstransistoren einen höheren Leistungsverlust und verringert folglich den Leistungswirkungsgrad der Vorrichtungen oder Systeme. Eine beispielhafte Vorrichtung ist ein Schaltleistungsumsetzer. In diesem Kontext und in anderen ist es erwünscht, eine Gate-Treibervorrichtung zu haben, die nicht zu komplex zu implementieren ist, da übermäßig komplexe Lösungen die Rechnung der Materialien und die Schaltungsfläche vergrößern.
ZUSAMMENFASSUNG
Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung wird eine Gate-Treiberschaltung geschaffen, die dafür ausgelegt ist, ein Eingangssignal zu empfangen und ein Ausgangssignal zu schaffen, um ein Gate eines Transistors anzusteuern, wobei das Ausgangssignal von dem Eingangssignal abgeleitet wird; und die eine Filterschaltung umfasst, die dafür ausgelegt ist, ein Frequenzband vom Eingangssignal zu dämpfen, wenn das Ausgangssignal vom Eingangssignal abgeleitet wird.
Der Transistor kann ein MOSFET-Transistor, ein IGBT-Transistor oder ein anderer Typ eines Transistors sein, wobei eine an einen Gate-Anschluss des Transistors angelegte Spannung oder ein in einen Gate-Anschluss des Transistors eingespeister Strom eine Spannung oder einen Strom zwischen zwei oder mehr Transistoranschlüssen steuert.
Optional ist das Ausgangssignal zum Schalten des Transistors zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand geeignet.
Optional umfasst die Filterschaltung (die alternativ als ein Bandstoppfilter bezeichnet werden kann) einen Resonanzkreis.
Optional umfasst die Filterschaltung mehrere programmierbare widerstandsbehaftete Elemente, die umfassen: ein erstes programmierbares widerstandsbehaftetes Element, das dafür ausgelegt ist, eine Niederfrequenzverstärkung und -bandbreite der Gate-Treiberschaltung einzustellen; ein zweites programmierbares widerstandsbehaftetes Element, das dafür ausgelegt ist, eine Hochfrequenzverstärkung der Gate-Treiberschaltung einzustellen; und ein Paar programmierbarer widerstandsbehafteter Elemente, das dafür ausgelegt ist, eine Ansteuerungsverstärkung der Gate-Treiberschaltung einzustellen.
Die Hochfrequenzverstärkung befindet sich bei einer höheren Frequenz als die Niederfrequenzverstärkung, wobei sich die durch diese definierten Frequenzbereiche vorzugsweise nicht überlappen.
Optional umfassen eines oder mehrere der programmierbaren widerstandsbehafteten Elemente mehrere widerstandsbehaftete Elemente, die (vorzugsweise in Reihe, aber alternativ parallel) aneinandergekoppelt sind, wobei jedes widerstandsbehaftete Element ein an einen Widerstand gekoppeltes Übertragungsgatter umfasst.
Optional umfassen eines oder mehrere der programmierbaren widerstandsbehafteten Elemente einen Stromsperrschalter, der dafür ausgelegt ist, einen Gleichstromfluss zu begrenzen, wenn sich das Ausgangssignal in einem hohen Zustand oder einem tiefen Zustand befindet.
Optional umfasst der Resonanzkreis einen Induktor und einen Kondensator. Der Kondensator kann ein programmierbarer Kondensator sein.
Optional umfasst die Filterschaltung eine erste Stufe, die dafür ausgelegt ist, das Frequenzspektrum des Eingangssignals bei der Ableitung des Ausgangssignals zu modifizieren; und eine zweite Stufe, die dafür ausgelegt ist, eine Ansteuerungsverstärkung zu schaffen, die ausreichend ist, um den Transistor aus einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand zu schalten.
Optional umfasst die erste Stufe den obenerwähnten Resonanzkreis.
Optional ist das Eingangssignal ein digitales Steuersignal.
Optional ist das Frequenzband ein Frequenzbereich, in dem während des Betriebs ein Überschwingen, ein Unterschwingen oder eine oszillierende Signalform erzeugt wird.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung wird ein DC-DC-Umsetzer geschaffen, der wenigstens einen Transistor und wenigstens eine Gate-Treiberschaltung, die dem Durchgangstransistor zugeordnet ist, umfasst; wobei die Gate-Treiberschaltung dafür ausgelegt ist, ein Eingangssignal zu empfangen und ein Ausgangssignal zu schaffen, um ein Gate des Transistors anzusteuern, wobei das Ausgangssignal aus dem Eingangssignal abgeleitet ist; und der eine Filterschaltung umfasst, die dafür ausgelegt ist, ein Frequenzband vom Eingangssignal zu dämpfen, wenn das Ausgangssignal von dem Eingangssignal abgeleitet wird.
Der zweite Aspekt kann die Merkmale des ersten Aspekts teilen, wie oben und hier angegeben ist. Weiterhin können die Gate-Vorrichtungen gemäß der Offenbarung außerdem mit anderen Vorrichtungen, wie z. B. einem Analog-digitalUmsetzer oder einem Digital-analog-Umsetzer, bereitgestellt sein.
Gemäß einem dritten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Ansteuern eines Gates eines Transistors geschaffen, das das Empfangen eines Eingangssignals und das Ableiten eines Ausgangssignals von dem Eingangssignal umfasst; wobei das Ableiten eines Ausgangssignals das Dämpfen eines Frequenzbandes von dem Eingangssignal umfasst.
Der dritte Aspekt kann die Merkmale des ersten und des zweiten Aspekts teilen, wie oben und hier angegeben ist.
Figurenliste
Die Erfindung wird im Folgenden beispielhaft und bezüglich der beigefügten Zeichnungen ausführlicher beschrieben, worin:

1 einen digitalen CMOS-Inverter zeigt, der durch ein Einheitsstufensignal angesteuert ist;
2 die Verstärkungsvariationen des CMOS-Inverters während eines Übergangs zeigt;
3 ein periodisches digitales Signal mit einer trapezförmigen Signalform im Zeitbereich zeigt;
4 eine veranschaulichende trapezförmige Signalform im Frequenzbereich mit spektralen Enveloppen und spektralen Grenzen zeigt;
5 eine veranschaulichende trapezförmige Signalform im Frequenzbereich mit spektralen Grenzen zeigt;
6 eine veranschaulichende trapezförmige Signalform im Frequenzbereich mit spektralen Grenzen für unterschiedliche Anstiegs-/Abfallübergangszeiten zeigt;
7 eine oszillierende Signalform im Zeitbereich und im Frequenzbereich zeigt;
8 die Herangehensweisen im Zeitbereich des Standes der Technik zum Einstellen eines Übergangsanstiegs zeigt;
9 einen Tiefsetzsteller mit komplementären Durchgangstransistoren zeigt;
10 einen Tiefsetzsteller mit doppelten n-Typ-Durchgangstransistoren zeigt;
11 eine Gate-Treiberschaltung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform dieser Offenbarung zeigt;
12 die trapezförmige Signalform im Frequenzbereich mit spektralen Enveloppen und spektralen Grenzen und ein Verstärkungs-Frequenz-Diagramm, das die Verstärkungsformungskennlinien der in 11 gezeigten Ausführungsform der Gate-Treiberschaltung zeigt, zeigt;
13 eine Ausführungsform eines Tiefsetzstellers zeigt, der zwei Gate-Treiberschaltungen umfasst, wobei die Gate-Treiberschaltungen der in 11 gezeigten Ausführungsform entsprechen;
14 eine Ausführungsform eines Rückkopplungswiderstands zeigt, die einen Stromsperrschalter umfasst;
15 eine Ausführungsform eines abstimmbaren Widerstands zeigt;
16 eine Ausführungsform eines Voransteuerungs-Zeitsteuerungsgenerators zeigt, wie er in der in 15 gezeigten Ausführungsform eines abstimmbaren Widerstands verwendet wird;
17 eine Ausführungsform der Gate-Treiberschaltung unter Verwendung der Ausführungsformen eines Rückkopplungswiderstands und eines abstimmbaren Widerstands, die in 14 bzw. 15 gezeigt sind, zeigt;
18 die relative Zeitsteuerung zwischen dem Betrieb der Stromsperrschalter und einer Gate-Spannung der hohen Seite und einer Gate-Spannung der tiefen Seite zeigt;
19 die Zeitsteuerung der Voransteuerschalter zeigt;
20 die Gate-Treiberschaltung mit einem Ablenkungsstromschema von einem Hochziehstrom zeigt;
21 die Gate-Treiberschaltung mit einem Ablenkungsstromschema von einem Herunterziehstrom zeigt;
22 eine Ausführungsform eines programmierbaren Kondensators zeigt;
23 die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen an den Stufen der Pufferschaltung und der Gate-Treiberschaltung zeigt;
24 ein Schema der simulierten Gate-Treiberschaltung zeigt;
25 ein Verstärkungs-Frequenz-Diagramm der simulierten Gate-Treiberschaltung zum Variieren der Werte der abstimmbaren Widerstände zeigt;
26 die Simulationsergebnisse für keine Kompensation und für drei Kompensationseinstellungen zeigt;
27 den Leistungsverlustvergleich zwischen keiner Kompensation und den drei Kompensationseinstellungen zeigt; und
28 die Simulationsergebnisse der Gate-Treiberschaltung zeigt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
1 zeigt einen digitalen CMOS-Inverter 100, der ein Paar von Transistoren 102, 103 umfasst. Der digitale CMOS-Inverter 100 ist durch ein Eingangssignal angesteuert, das ein Einheitsstufensignal 104 mit einer Übergangszeit Tr ist. Der digitale CMOS-Inverter 100 empfängt das Eingangssignal an einem Eingangsknoten 105. Der digitale CMOS-Inverter 100 gibt ein Ausgangssignal Vo an einem Ausgangsknoten aus. Der Ausgangsknoten ist an eine Last 106 gekoppelt, die ein parasitäres Netzwerk umfasst. Das parasitäre Netzwerk umfasst parasitäre Widerstände, parasitäre Induktoren und parasitäre Kondensatoren. Während der Übergangszeit Tr werden die Transistoren durch einen Sperrbereich, einen Sättigungsbereich und einen Triodenbereich oder umgekehrt angesteuert. Eine Transkonduktanz (gm) der Transistoren variiert außerdem.
Wenn sich die Transistoren in dem Sättigungsbereich befinden, arbeitet der digitale CMOS-Inverter als ein CMOS-Verstärker. Während des Zeitraums, in dem sich die Transistoren in dem Sättigungsbereich befinden, kann das Eingangssignal 104 verstärkt werden und kann das Spektrum des Eingangssignals 104 außerdem geändert werden. Es werden ein Überschwingen, ein Unterschwingen oder eine oszillierende Signalform erzeugt, falls das Spektrum des Ausgangssignals Vo eine ausreichende Intensität in der Bandbreite des parasitären Netzes 106 darstellt.
2 zeigt ein Verstärkungsverhalten 200 gegen eine Gate-Spannung am Eingangsknoten 105 des digitalen CMOS-Inverters 100. Es gibt eine lineare Verstärkung, wenn sich die Transistoren 102 im Sättigungsbereich 202 befinden.
3 zeigt ein periodisches digitales Signal mit einer trapezförmigen Signalform 300 im Zeitbereich. Die trapezförmige Signalform 300 weist eine Periode T, eine Pulsbreite τ, eine Anstiegszeit τ_r , eine Abfallzeit τ_f und eine Amplitude A auf. Die Anstiegszeit τ_r ist der erforderliche Zeitraum, um von einem tiefen Zustand zu einem hohen Zustand überzugehen. Die Abfallzeit τ_f ist der erforderliche Zeitraum, um von einem hohen Zustand zu einem tiefen Zustand überzugehen. Um die folgende Analyse zu vereinfachen, wird angenommen, dass die Anstiegszeit τ_r und die Abfallzeit τ_f gleich sind, obwohl erkannt wird, dass es Umstände geben kann, in denen sie nicht gleich sind, wobei die Offenbarung unter diesen Umständen gleichermaßen gilt.
Die trapezförmige Signalform kann in ihre spektralen Komponenten im Frequenzbereich transformiert werden. Veranschaulichende trapezförmige Signalformen sind in den 4 bis 6 gezeigt. 4 veranschaulicht den Frequenzbereich mit den spektralen Enveloppen und den spektralen Grenzen, 5 veranschaulicht den Frequenzbereich mit den spektralen Grenzen und 6 veranschaulicht den Frequenzbereich mit den spektralen Grenzen für unterschiedliche Anstiegs-/Abfallübergangszeiten.
Die Koeffizienten für die spektralen Komponenten können durch: $C_{n} = A \frac{τ}{T} \frac{sin (\frac{1}{2} n ω_{0} τ)}{\frac{1}{2} n ω_{0} τ} \frac{sin (\frac{1}{2} n ω_{0} τ_{r})}{\frac{1}{2} n ω_{0} τ_{r}} e^{- j n ω_{0} (τ + τ_{r}) / 2}$
ausgedrückt werden, wobei n eine ganze Zahl ist und ω₀ die Winkelfrequenz der trapezförmigen Signalform ist. Eine Enveloppe 400 dieser spektralen Komponenten folgt einer Form sin(πft)/πft und weist die Nullstellen bei f= m/τ für m = 1, 2, 3, ..., auf, wobei t die Zeit ist. Die Enveloppe 400 kann durch die spektrale Grenze 402 begrenzt sein, wie in 4 und 5 gezeigt ist, wobei die entsprechenden Gleichungen wie folgt sind: $Envelope = 2 A \frac{τ}{T} | \frac{sin (π τ f)}{π τ f} | | \frac{sin (π τ_{r} f)}{π τ_{r} f} |,$
$| \frac{sin x}{x} | \leq 1 für kleine x,$
$| \frac{sin x}{x} | \leq \frac{1}{x} für große x,$
wobei x= πτf gilt.
Die spektrale Grenze 402 weist einen Anstieg von 0 dB/Dec bei 402a, -20 dB/Dec bei 402b und -40 dB/Dec bei 402c auf. Die Größe des 0 dB/Dec-Anstiegs 402a variiert mit einem Arbeitszyklus der trapezförmigen Signalform, wobei der Arbeitszyklus D = τ/T ist. Für einen ersten Arbeitszyklus D1 weist der Anstieg eine erste Größe 500 auf, während der Anstieg für einen zweiten Arbeitszyklus D2 eine zweite Größe 502 aufweist, wobei D1 > D2 gilt. Die erste Größe 500 ist gleich 2AD1, während die zweite Größe 502 gleich 2AD2 ist, wobei A die Amplitude der trapezförmigen Signalform ist, wie vorher definiert worden ist.
Ein Knickpunkt markiert eine Frequenz, bei der der Anstieg von einem ersten Flankenabfallwert zu einem zweiten Flankenabfallwert übergeht, wobei die Flankenabfallwerte Einheiten von dB/Dec aufweisen. Ein erster Knickpunkt ist, wo der Anstieg von 0 dB/Dec zu -20 dB/Dec für den Arbeitszyklus D übergeht. Der erste Knickpunkt befindet sich an einem Punkt 504, wo der Arbeitszyklus D gleich einem ersten Arbeitszyklus D1 ist. Der Punkt 504 tritt bei einer Frequenz auf, die gleich f₀/πD1 ist, wobei f₀ die Frequenz der trapezförmigen Signalform ist. Der erste Knickpunkt befindet sich an einem anderen Punkt 506, wenn der Arbeitszyklus D gleich einem zweiten Arbeitszyklus D2 ist. Der Punkt 506 tritt bei einer Frequenz auf, die gleich f₀/πD2 ist. Ein zweiter Knickpunkt 508 ist, wo der Anstieg von -20 dB/Dec zu -40 dB/Dec übergeht. Der zweite Knickpunkt 508 befindet sich bei einer Frequenz, die gleich 1/πτ_r ist.
Die Pulsbreite τ bestimmt einen Ort des ersten Knickpunkts 504, 506 für den Anstiegsübergang von 0 dB/Dec zu -20 dB/Dec. Die Anstiegszeit τ_r und die Abfallzeit τ_f bestimmen den zweiten Knickpunkt 508 für den Anstiegsübergang von -20 dB/Dec zu -40 dB/Dec. Wenn die trapezförmige Signalform einen steilen Übergangsanstieg aufweist, der einer kurzen Übergangszeit und einer kleinen Anstiegszeit τ_r entspricht, befindet sich der zweite Knickpunkt 508 bei einer hohen Frequenz. Deshalb ist die Größe des Hochfrequenzspektrums vor dem zweiten Knickpunkt 508 hoch. Es wird eine oszillierende Signalform erzeugt, falls das Spektrum des digitalen Signals durch eine digitale Schaltung, wie z. B. den CMOS-Inverter 100 nach 1, bei der Bandbreite der parasitären Induktor-/Kondensator-LC-Elemente, wie z. B. des parasitären Netzwerks 106 nach 1, vergrößert wird.
6 zeigt die spektralen Grenzen und den zweiten Knickpunkt für verschiedene Anstiegszeiten und Abfallzeiten. Für eine erste Anstiegszeit τ_r1 und eine erste Abfallzeit τ_f1 , wobei die Anstiegs- und die Abfallzeit beide gleich 20 ns sind, befindet sich der zweite Knickpunkt an einem Punkt A. Für eine zweite Anstiegszeit τ_r2 und eine zweite Abfallzeit τ_f2 , wobei die Anstiegs- und Abfallzeit beide gleich 5 ns sind, befindet sich der zweite Knickpunkt an einem Punkt B.
7 zeigt eine oszillierende Signalform 704 im Zeitbereich 700 und im Frequenzbereich 702. Eine Bandbreite des Signalspektrums ist für steilere Übergangsanstiege des digitalen Signals höher. Es ist wahrscheinlich, dass entlang dem Schaltungsweg des digitalen Signals das Hochfrequenzspektrum des digitalen Signals während des Übergangs verstärkt wird, wie bei 706 in 7 gezeigt ist.
Die Gate-Treiberschaltungen, die ein Gate-Treibersignal mit schnellen Übergängen ausgeben, verursachen potentiell Spannungs-/Stromspitzen und zeigen wiederum ein hohes Schaltrauschen und eine elektromagnetische Störung (EMI). Das hohe Schaltrauschen kann alternativ als Klingeln oder eine oszillierende Signalform bezeichnet werden. Andererseits erzeugen langsame Übergänge einen höheren Leistungsverlust und verringern folglich den Leistungswirkungsgrad der Vorrichtungen, die die Gate-Treiberschaltungen umfassen, wie z. B. Schaltumsetzer.
Ein bekanntes Verfahren, um die Übergangsanstiege des Gate-Treibersignals zu steuern, verwendet ein Schema eines vergrößerten Gate-Widerstands. Eine erste Implementierung verwendet zwei Widerstände an einem Gate eines Durchgangstransistors, um den Ladestrom zu steuern. Die Widerstände sind für die Einschalt- und Ausschaltet-Schaltprozesse des Durchgangstransistors. Es wird eine abstimmbare Stromquelle verwendet, um den Übergangsanstieg des Gate-Treibersignals einzustellen. Eine zweite Implementierung verwendet eine Gegentaktstufe mit einem Gate-Widerstand, um den Durchgangstransistor anzusteuern. Es gibt einen Rückkopplungsweg, der als eine Differenzierschaltung arbeitet, um einen Übergang zu detektieren. Die Detektion des Übergangs und die Korrekturoperationen sind zu langsam, um für ein System mit niedriger Leistung praktisch zu sein. Das Klingeln wird durch keine der beiden obigen Implementierungen verringert.
Ein weiteres bekanntes Verfahren verwendet aktive Gate-Signalisierungsverfahren, wobei die Gate-Treibersignale mit einer zweistufigen Gate-Steuerspannung oder einer dreistufigen Gate-Steuerspannung während eines ansteigenden oder eines abfallenden Übergangs erzeugt werden. Die zweistufige Schaltung verwendet zwei Konkurrenztreiber und einen kleinen Widerstand, um während einer Übergangszeit eine zweistufige Spannung zu erzeugen. Da die erste Spannungsstufe begrenzt ist, kann ein Überschwingen/Unterschwingen des Durchgangstransistors verringert werden, falls die Übergangszeit ausreichend lang ist. Dies führt jedoch zu einer Übergangszeit, die zu lang ist, um für die meisten Anwendungen praktisch zu sein. In den meisten tragbaren Kommunikationsvorrichtungen mit geringer Leistung ist die Übergangszeit typischerweise auf einige Nanosekunden eingeschränkt, so dass eine Verzögerungszeit mit der Übergangszeit vergleichbar wird. Aufgrund der langen Verzögerung könnte das korrigierende Rückkopplungssignal in die Totzeitintervalle fallen, wobei die Gate-Treibersteuerung problematisch wird. Die Verzögerungszeit umfasst die Gesamtausbreitungszeit des Signalwegs, der die Durchgangstransistoren ansteuert; eine Schaltungsreaktionszeit, die den erforderlichen Anstiegs- und Abfallzeiten der Gate-Treiberschaltungen entspricht; und einen nicht überlappenden Zeitraum, der einer Totzeit entspricht. Die zweistufige Schaltung verwendet einen Rückkopplungsweg, der eine digitale Zeitsteuerung erfordert, um einen Regelkreis einzuschließen. Es ist nicht möglich, das Klingeln unter Verwendung der zweistufigen Schaltung zu verringern. Es wird erkannt, dass die dreistufige Schaltung außerdem ähnliche Mängel zeigt.
Ein weiteres bekanntes Verfahren verwendet einen Generator für Gaußsche Signalformen, um ein Gaußsches Gate-Treibersignal zu erzeugen, um glattere Übergänge zwischen einem ersten Logikzustand und einem zweiten Logikzustand zu schaffen. Dieses Verfahren erfordert komplexe Regelkreise zum Erzeugen des Gaußschen Gate-Treibersignals, was zu hohen Kosten bei der Implementierung führt und bei der Produktentwicklung nicht realistisch ist.
Die früheren Verfahren verwenden Konzepte im Zeitbereich, um die Übergangsanstiege des Gate-Treibersignals einzustellen. Da die meisten Umsetzer mit kleiner Leistung mit kurzen Übergangszeiten (d. h., innerhalb 10 Nanosekunden) ausgestattet sind, ist es herausfordernd, den Übergangsanstieg in einer praktisch implementierbaren Gate-Treiberschaltung zu bewerten und zu optimieren.
8 zeigt einen Vergleich der Herangehensweisen im Zeitbereich zum Einstellen der Übergangsanstiege. Es kann beobachtet werden, dass die Optimierung der Übergangsanstiege aufgrund der Auswirkungen der parasitären Elemente 800 herausfordernd werden kann, wenn eine Übergangszeit tr kurz ist, was zu einem Überschwingen, wie oben beschrieben worden ist; den Signalverzerrungen 802; und einer Nichtlinearität 804 führt.
Diese Offenbarung beschreibt eine Technik, die Manipulationen des Frequenzspektrums im Frequenzbereich verwendet, um den Vorrichtungswirkungsgrad durch das Verkürzen der Übergangszeit der durch die Durchgangstransistoren empfangenen Gate-Treibersignale zu vergrößern und um einen optimierten Übergangsanstieg zu schaffen, um ein unerwünschtes Schaltrauschen und eine unerwünschte EMI zu verhindern.
Die folgende Erörterung betrifft die Anwendung der Technik auf die Gate-Treiberschaltungen für Schaltumsetzer, es wird jedoch erkannt, dass dies nur ein beispielhafter Typ einer Vorrichtung ist, auf die die Offenbarung angewendet werden kann.
9 zeigt einen Schaltumsetzer in der Form eines Tiefsetzstellers mit komplementären Durchgangstransistoren, der eine Eingangsspannung Vin empfängt und eine geregelte Ausgangsspannung V_Load bei einem Laststrom I_Load ausgibt. Ein Generator 900 nicht überlappender Signale weist einen ersten Ausgang, der an einen Eingang einer Gate-Treiberschaltung 902 der hohen Seite gekoppelt ist, und einen zweiten Ausgang, der an einen Eingang einer Gate-Treiberschaltung 904 der tiefen Seite gekoppelt ist, auf. Die Gate-Treiberschaltung 902 der hohen Seite weist einen Ausgang auf, der an ein Gate des Durchgangstransistors 906 der hohen Seite gekoppelt ist. Die Gate-Treiberschaltung 904 der tiefen Seite weist einen Ausgang auf, der an ein Gate des Durchgangstransistors 908 der tiefen Seite gekoppelt ist. Die Durchgangstransistoren sind komplementäre Durchgangstransistoren 910, so dass der Durchgangstransistor 906 der hohen Seite ein p-Typ-Transistor ist, während der Durchgangstransistor 908 der tiefen Seite ein n-Typ-Transistor ist. Das Gate des Durchgangstransistors 906 der hohen Seite empfängt eine Gate-Spannung gh der hohen Seite von dem Ausgang der Gate-Treiberschaltung 902 der hohen Seite, während das Gate des Durchgangstransistors 908 der tiefen Seite eine Gate-Spannung gl der tiefen Seite von dem Ausgang der Gate-Treiberschaltung 904 der tiefen Seite empfängt.
Ein Drain des Durchgangstransistors 906 der hohen Seite ist über einen Induktorknoten Lx an einen Drain des Durchgangstransistors 908 der tiefen Seite gekoppelt. Eine Source des Durchgangstransistors 908 der tiefen Seite ist an Masse gekoppelt. Ein erster Kondensator C1 weist einen ersten Anschluss auf, der an eine Source des Durchgangstransistors 906 der hohen Seite und an eine Spannungsquelle an einem Eingangsspannungsanschluss Vix bei einem Strom Ix gekoppelt ist. Die Spannungsquelle stellt die Eingangsspannung Vin bereit. Der erste Kondensator C1 weist einen an Masse gekoppelten zweiten Anschluss auf.
Der Induktorknoten Lx ist an einen ersten Anschluss eines ersten Induktors L1 gekoppelt, der einen zweiten Anschluss aufweist, der an einen ersten Anschluss eines zweiten Kondensators C2 gekoppelt ist. Ein zweiter Anschluss des zweiten Kondensators C2 ist an Masse gekoppelt. Der zweite Anschluss des Induktors befindet sich auf der Ausgangsspannung V_Load und dem Laststrom I_Load .
Der Tiefsetzsteller umfasst mehrere parasitäre Elemente. Die parasitären Elemente umfassen parasitäre Kapazitäten, die durch die Kondensatorsymbole dargestellt sind; parasitäre Induktivitäten, die durch die Induktorsymbole dargestellt sind; und parasitäre Widerstände, die durch die Widerstandssymbole dargestellt sind. Ein erster parasitärer Widerstand Rd1, eine erste parasitäre Induktivität Ld1 und eine dritte parasitäre Induktivität Ld3 sind zwischen der Spannungsquelle und der Source des Durchgangstransistors 906 der hohen Seite in Reihe geschaltet. Der erste parasitäre Widerstand Rd1, die erste parasitäre Induktivität Ld1 und eine zweite parasitäre Induktivität Ld2 sind zwischen die Spannungsquelle und den ersten Anschluss des ersten Kondensators C1 in Reihe geschaltet. Eine erste parasitäre Kapazität Cd1 ist mit dem Durchlasstransistor 906 der hohen Seite an seinem Drain und seiner Source parallelgeschaltet. Eine zweite parasitäre Kapazität Cd2 ist mit dem Durchlasstransistor 908 der tiefen Seite an seinem Drain und seiner Source parallelgeschaltet. Eine vierte parasitäre Induktivität Ld4 ist zwischen die Source des Durchgangstransistors 908 der tiefen Seite und Masse geschaltet. Ein zweiter parasitärer Widerstand Rd2 und eine fünfte parasitäre Induktivität Ld5 sind zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Induktors L1 und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators C2 in Reihe geschaltet.
An dem Eingangsspannungsanschluss Vix oder dem Induktorknoten Lx kann eine oszillierende Signalform erzeugt werden, falls die Ausgaben der Gate-Treiberschaltungen gh, gl ein Frequenzband mit ausreichender Intensität innerhalb der Bandbreite der parasitären Elemente enthalten.
10 zeigt einen Schaltumsetzer in der Form eines Tiefsetzstellers mit doppelten n-Typ-Durchgangstransistoren, der eine Eingangsspannung Vin empfängt und eine geregelte Ausgangsspannung V_Load bei einem Laststrom I_Load ausgibt. Die Schaltung nach 10 ist so, wie für 9 beschrieben worden ist, wobei jedoch in 10 die komplementären Durchgangstransistoren 910, wie sie in 9 gezeigt sind, durch doppelte n-Typ-Transistoren 1010 ersetzt sind, wobei sowohl ein Durchgangstransistor 1006 der hohen Seite als auch ein Durchgangstransistor 1008 der tiefen Seite n-Typ-Transistoren sind. Der Induktorknoten Lx ist außerdem an die Gate-Treiberschaltung 902 der hohen Seite gekoppelt.
11 zeigt ein System, das eine Ausführungsform einer Gate-Treiberschaltung 1110 in Übereinstimmung mit der Offenbarung enthält. Dies ist eine Ausführungsform einer Schaltung, die als die Gate-Treiberschaltung 902 der hohen Seite und als die Gate-Treiberschaltung 904 der tiefen Seite verwendet werden könnte, wie in 9 und 10 gezeigt ist. Ein Signalgenerator 1101 ist über eine optionale Pufferschaltung 1100 an einen Eingang der Gate-Treiberschaltung 1110 gekoppelt. Der Signalgenerator 1101 stellt der Gate-Treiberschaltung 1110 ein digitales Eingangssignal bereit. Die Pufferschaltung 1100 in diesem Beispiel umfasst einen p-Typ-Transistor 1102 mit einem Drain, der über einen Pufferausgangsknoten, der eine Ausgabe der Pufferschaltung 1100 bereitstellt, an einen Drain eines n-Typ-Transistors 1104 gekoppelt ist. Eine Source des n-Typ-Transistors 1104 ist an Masse gekoppelt. Eine Source des p-Typ-Transistors 1102 ist an eine Leistungsschiene gekoppelt. Der Ausgang des Signalgenerators 1101 ist an einen Puffereingangsknoten gekoppelt, der an ein Gate des p-Typ-Transistors 1102 und ein Gate des n-Typ-Transistors 1104 gekoppelt ist. Der Pufferausgangsknoten ist an einen Eingangsknoten 1103 der ersten Stufe gekoppelt.
Die Gate-Treiberschaltung 1110 umfasst eine erste Stufe 1106 und eine zweite Stufe 1108. Die erste Stufe 1106 umfasst ein programmierbares Bandstoppfilter, um potentiell oszillierende Frequenzen zu filtern; und umfasst ferner Mittel, um eine Niederfrequenzverstärkung und -bandbreite der Gate-Treiberschaltung 1110 einzustellen. Die zweite Stufe 1108 umfasst Mittel, um sicherzustellen, dass es ausreichend Ansteuerungskapazität gibt, um einen Durchgangstransistor 1112 anzusteuern; und umfasst ferner Mittel, um ein Hochfrequenz-Verstärkungsverhalten der Gate-Treiberschaltung 1110 einzustellen.
Die erste Stufe 1106 umfasst einen ersten abstimmbaren Kondensator Ca1 mit einem ersten Anschluss, der an einen ersten Anschluss eines ersten Gate-Treiberinduktors LA_1 gekoppelt ist. Ein zweiter Anschluss des ersten abstimmbaren Kondensators Ca1 ist an einen zweiten Anschluss des ersten Gate-Treiberinduktors LA_1 gekoppelt. Die ersten Anschlüsse des ersten abstimmbaren Kondensators Ca1 und des ersten Gate-Treiberinduktors LA_1 sind an die Leistungsschiene gekoppelt. Die zweiten Anschlüsse des ersten abstimmbaren Kondensators Ca1 und des ersten Gate-Treiberinduktors LA_1 sind an eine Source eines ersten p-Typ-Transistors Mp1 gekoppelt. Ein Drain des ersten p-Typ-Transistors Mp1 ist über einen Ausgangsknoten der ersten Stufe an einen Drain eines ersten n-Typ-Transistors Mn1 gekoppelt.
Eine Source des ersten n-Typ-Transistors Mn1 ist an einen ersten Anschluss eines zweiten abstimmbaren Kondensators Ca2 und einen ersten Anschluss eines zweiten Gate-Treiberinduktors LA_2 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des zweiten abstimmbaren Kondensators Ca2 und ein zweiter Anschluss des zweiten Gate-Treiberinduktors LA_2 sind an Masse gekoppelt.
Der erste Gate-Treiberinduktor LA_1 und der zweite Gate-Treiberinduktor LA_2 können unter Verwendung von Spiralinduktoren auf dem Chip hergestellt sein. Die Gate-Treiberinduktoren können als aktive Induktoren implementiert sein.
Der Eingangsknoten der ersten Stufe ist an einen ersten Anschluss eines ersten Rückkopplungswiderstands rf1, ein Gate des ersten p-Typ-Transistors Mp1 und ein Gate des ersten n-Typ-Transistors Mn1 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des ersten Rückkopplungswiderstands rf1 ist an den Ausgangsknoten der ersten Stufe gekoppelt.
Der Ausgangsknoten der ersten Stufe ist an einen Eingangsknoten der zweiten Stufe gekoppelt. Der Eingangsknoten der zweiten Stufe ist an einen ersten Anschluss eines zweiten Rückkopplungswiderstands rf2, ein Gate eines zweiten p-Typ-Transistors Mp2 und ein Gate eines zweiten n-Typ-Transistors Mn2 gekoppelt. Ein Drain des zweiten p-Typ-Transistors Mp2 ist über einen Ausgangsknoten der zweiten Stufe an einen Drain des zweiten n-Typ-Transistors Mn2 gekoppelt. Der Ausgangsknoten der zweiten Stufe ist ein Ausgang der Gate-Treiberschaltung 1110.
Ein erster abstimmbarer Widerstand Rs1 weist einen ersten Anschluss auf, der an die Leistungsschiene gekoppelt ist, und weist einen zweiten Anschluss auf, der an eine Source des zweiten p-Typ-Transistors Mp2 gekoppelt ist. Ein zweiter abstimmbarer Widerstand Rs2 weist einen ersten Anschluss auf, der an eine Source des zweiten n-Typ-Transistors Mn2 gekoppelt ist, und weist einen zweiten Anschluss auf, der an Masse gekoppelt ist. Der Ausgangsknoten der zweiten Stufe ist an den Durchgangstransistor 1112 gekoppelt. Der Ausgangsknoten der zweiten Stufe gibt eine Gate-Treiberspannung vgo an den Durchgangstransistor 1112 aus. Der Durchgangstransistor 1112 kann der Durchgangstransistor 906, 1006 der hohen Seite oder die Durchgangstransistoren 908, 1008 der tiefen Seite sein, wie in 9 und 10 gezeigt ist.
Die Bandstoppfilterungs-Schaltungsanordnung kann in bevorzugten Ausführungsformen programmierbar sein. Eine Weise, um dies zu erreichen, ist das Vorsehen eines abstimmbaren Resonanzkreises, wobei die Gate-Treiberschaltung 1110 nach 11 ein Beispiel eines derartigen abstimmbaren Resonanzkreises zeigt. Hier umfasst eine erste Stufe 1106 einen LC-Resonanzkreis mit geringem Q, um in einem spezifizierten Frequenzbereich eine frequenzselektive Impedanz zu erzeugen. Die frequenzselektive Impedanz führt zu einer minimalen Verstärkung einer Übertragungsfunktion in dem spezifizierten Frequenzbereich, die eine Bandstoppfilterung für das Schaltrauschen oder die oszillierenden Frequenzen schafft. Die abstimmbaren Kondensatoren Ca1, Ca2 werden verwendet, um den spezifizierten Frequenzbereich einzustellen, in dem die Bandstoppfilterung stattfindet.
Der erste Rückkopplungswiderstand rf1 kann ein variabler Widerstand sein und kann abgestimmt werden, um die Niederfrequenzverstärkung und -bandbreite der Gate-Treiberschaltung 1110 einzustellen.
Die zweite Stufe 1108 verwendet größere Vorrichtungsgrößen als die erste Stufe 1106, um sicherzustellen, dass es eine ausreichende Ansteuerungskapazität gibt, um den Durchgangstransistor 1112 anzusteuern. Die abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2 sind variable Widerstände und werden verwendet, um eine Ansteuerungsverstärkung der Gate-Treiberschaltung 1110 zu bestimmen. Der zweite Rückkopplungswiderstand rf2 ist ein variabler Widerstand und kann abgestimmt werden, um das Hochfrequenz-Verstärkungsverhalten der Gate-Treiberschaltung 1110 einzustellen. Dies kann verwendet werden, um die Übergangszeit der Gate-Treibersignale zu verringern.
12 zeigt die trapezförmige Signalform im Frequenzbereich 1200, wie sie für 3, 4 und 5 beschrieben worden ist, zusammen mit einem Verstärkungs-Frequenz-Diagramm 1202 der Gate-Treiberschaltung 1110. Die Verstärkungsformungseigenschaften und die Bandstoppfilterung der Gate-Treiberschaltung 1110 sind in dem Verstärkungs-Frequenz-Diagramm 1202 gezeigt.
Ein Niederfrequenzverstärkungs- und -bandbreitenabstimmungsbereich 1204, ein Bandstoppbereich 1206 und ein Hochfrequenzverstärkungs-Abstimmungsbereich 1208 sind in dem Verstärkungs-Frequenz-Diagramm 1202 gezeigt. Eine Frequenz fb, eine Frequenz fa und eine Frequenz f0 sind in dem Verstärkungs-Frequenz-Diagramm 1202 gezeigt. Die Frequenz f0 ist die Mittenfrequenz des Bandstoppbereichs 1206. Die Frequenz fb gibt die Bandbreite der Gate-Treiberschaltung 1110 für eine Bedingung einer geringen Ansteuerungsverstärkung an, während die Frequenz fa die Bandbreite der Gate-Treiberschaltung 1110 für eine Bedingung einer hohen Ansteuerungsverstärkung angibt.
Der Niederfrequenzverstärkungs- und -bandbreitenbereich 1204 kann eingestellt werden, wie oben beschrieben worden ist, um ein optimales Gate-Treibersignal bei einem optimalen Tiefpassverhalten zu erreichen. Allgemein gesagt, führt eine kleinere Niederfrequenzverstärkung und -bandbreite zu einer längeren Anstiegszeit τ_r und einer längeren Abfallzeit τ_f, was den zweiten Knickpunkt 508 zu einer tieferen Frequenz bewegt. Das Vergrößern der Verstärkung im Hochfrequenz-Verstärkungsbereich 1208 führt normalerweise zu einer schnelleren Übergangsgeschwindigkeit und entsprechend zu einer kürzeren Anstiegszeit τ_r und einer kürzeren Abfallzeit τ_f. Das Einstellen des Hochfrequenz-Verstärkungsbereichs 1208 ist die Einstellung des Hochpassverhaltens.
13 zeigt die Pufferschaltung 1100 und die Gate-Treiberschaltung 1110 nach 11, die in einem Tiefsetzsteller implementiert sind. Eine erste Gate-Treiberschaltung 1110a, die zu der Gate-Treiberschaltung 1110 äquivalent ist, wird verwendet, um den Durchgangstransistor 906 der hohen Seite anzusteuern. Eine zweite Gate-Treiberschaltung 1110b, die zu der Gate-Treiberschaltung 1110 äquivalent ist, wird verwendet, um den Durchgangstransistor 908 der tiefen Seite anzusteuern. Ein Ausgang der ersten Gate-Treiberschaltung 1110a ist an ein Gate des Durchgangstransistors 906 der hohen Seite gekoppelt, während ein Ausgang der zweiten Gate-Treiberschaltung 1100b an ein Gate des Durchgangstransistors 908 der tiefen Seite gekoppelt ist.
Ein erster Puffer 1100a, der zu der Pufferschaltung 1100 äquivalent ist, ist an eine erste Logiksteuerschaltung 1300a gekoppelt. Ein zweiter Puffer 1100b, der zu der Pufferschaltung 1100 äquivalent ist, ist an eine zweite Logiksteuerschaltung 1300b gekoppelt. Der Tiefsetzsteller ist, wie in 9 beschrieben ist, (der erste Kondensator C1 ist eine externe Komponente, der in 9 gezeigt ist, um seine parasitäre Induktivität zu veranschaulichen, wobei er daher hier nicht gezeigt ist).
Die Gate-Treiberschaltungen 1110a, 1110b können optimale Übergangsverhalten der Durchgangstransistoren 906, 908 schaffen. Die Bandstoppfilterungs-Schaltungsanordnung kann ein Frequenzband vordämpfen, das das Potential aufweist, um ein Klingeln (ein Überschwingen oder ein Unterschwingen) an dem Eingangsspannungsanschluss Vix oder dem Induktorknoten Lx zu verursachen, bevor das Frequenzband an die parasitären Elemente des Tiefsetzstellers gekoppelt wird. Der Induktorknoten Lx kann ein PMIC-Ausgangsanschluss sein. Das Tiefpassverhalten, das Hochpassverhalten und die programmierbare Bandstoppfilterungs-Schaltungsanordnung weisen eine unabhängige Programmierbarkeit in ihren Übertragungsfunktionen auf.
Um die Gleichstrom-Leistungsaufnahme zu verringern, umfasst jeder der Rückkopplungswiderstände rf1, rf2 einen Stromsperrschalter, der ausgeschaltet wird, um den Gleichstromfluss am Ende eines Übergangs begrenzen.
Die Offenbarung schafft eine Technik im Frequenzbereich für die Gate-Treiberschaltungen und optimiert die Knickpunkte für die beste Leistung zwischen dem Leistungswirkungsgrad und dem Schaltrauschen. Die Gate-Treiberschaltung kann diese Technik im Frequenzbereich verwenden, um einen potentiellen oszillierenden Frequenzbereich vorzudämpfen und um den zweiten Knickpunkt durch Manipulationen zwischen dem Tiefpassverhalten und dem Hochpassverhalten zuzuweisen.
Die offenbarte Technik kann auf viele andere Anwendungen für die digitale Glitch-Steuerung, wie z. B. DC-DC-Umsetzer, Datenumsetzer mit hoher Auflösung (Analog-Digital- oder Digital-Analog-Umsetzer) und die Rückkopplungsstabilitätssteuerung für Verringerungen des Klingelns angewendet werden.
Die Gate-Treiberschaltung unter Verwendung der Technik im Frequenzbereich umfasst programmierbare passive Vorrichtungen, die in den Treiber-Schaltwegen sowohl der hohen Seite als auch der tiefen Seite ein Bandstoppfilter bilden. Die Gate-Treiberschaltung unter Verwendung der Technik im Frequenzbereich umfasst ferner die erste Stufe und die zweite Stufe mit einer programmierbaren Totzeit. Die erste Stufe schafft eine spektrale Frequenzsteuerung, während die zweite Stufe eine Ansteuerungsstärkensteuerung schafft.
14 zeigt eine Ausführungsform der Rückkopplungswiderstände rf1, rf2 und eines Stromsperrschalters 1400. Die Rückkopplungswiderstände rf1, rf2 umfassen ein Widerstandsnetzwerk, das eine Reihenwiderstandskette 1402 und eine Nebenwiderstandskette 1404 umfasst. Die Reihenwiderstandskette 1402 und die Nebenwiderstandskette 1404 umfassen jede mehrere Übertragungsgatter, die mit den Widerständen gekoppelt sind, um programmierbare Rückkopplungswiderstandssteuerungen zu schaffen. Der Widerstand der Rückkopplungswiderstände rf1, rf2 kann durch einen digitalen N-Bit-Signalbus in einem Thermometercodierungsschema gesteuert sein. Der Stromsperrschalter 1400 ist unter Verwendung eines Übertragungsgatters implementiert. In Betrieb wird der Strom blockiert, wenn die Gate-Treiberschaltung 1100 einen Übergang abschließt.
Ein Kondensator 1406 ist an einem ersten Anschluss an die Nebenwiderstandskette 1404 gekoppelt und weist einen zweiten Anschluss auf, der an Masse gekoppelt ist. In Betrieb stellt der Kondensator 1406 eine Stromteilerfunktion während des Übergangs bereit, wobei er aber den fließenden Strom begrenzt, nachdem die Gate-Treiberschaltung 1110 einen stationären Zustand erreicht hat. Der Stromteiler kann die Übergangsanstiege am Ausgang der Gate-Treiberschaltung 1110 verringern.
15 zeigt eine Ausführungsform der abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2. Die abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2 umfassen einen Voransteuerungsschalter 1501, der an einen Voransteuerungs-Zeitsteuerungsgenerator 1502 gekoppelt ist. Der Voransteuerungs-Zeitsteuerungsgenerator 1502 wirkt als eine Pulsbreiten-Steuerschaltung für den Voransteuerungsschalter 1501. Die abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2 umfassen ferner eine programmierbare Widerstandskette 1504, die mehrere Widerstände R und mehrere Übertragungsgatter umfasst. Jeder Widerstand R ist mit einem Übertragungsgatter in Reihe geschaltet, um ein Widerstandselement zu bilden. Die Widerstandselemente sind miteinander und mit dem Voransteuerungsschalter 1501 parallelgeschaltet. Die programmierbare Widerstandskette kann programmiert werden, wie in 14 für die Reihen- und Nebenwiderstandsketten 1402, 1404 beschrieben ist.
16 zeigt eine Ausführungsform des Voransteuerungs-Zeitsteuerungsgenerators 1502. Der Voransteuerungs-Zeitsteuerungsgenerator 1502 umfasst eine Taktquelle 1604, eine Verzögerungszelle 1606, ein XOR-Gatter 1608 und eine Logikschaltung 1610. Die Taktquelle 1604 ist an einen ersten Eingang des XOR-Gatters 1608 gekoppelt.
Die Verzögerungszelle umfasst mehrere Puffer 1612. Ein erster Puffer empfängt eine Eingabe von der Taktquelle 1604. Jeder nachfolgende Puffer empfängt eine Eingabe von einem Ausgang eines vorhergehenden Puffers. Die Verzögerungszelle 1606 umfasst ferner mehrere Schalter 1614. Der Ausgangjedes Puffers ist an einen ersten Anschluss eines zugeordneten Schalters gekoppelt. Ein zweiter Anschluss jedes Schalters 1614 ist an einen gemeinsamen Knoten gekoppelt, der an einen zweiten Eingang des XOR-Gatters 1608 gekoppelt ist. Ein Ausgang des XOR-Gatters ist an die Logikschaltung 1610 gekoppelt. Die Logikschaltung stellt eine erste Ausgangsspannung Vop und eine zweite Ausgangsspannung Von bereit, die durch den Voransteuerungsschalter 1501 empfangen werden, wie in 15 gezeigt ist.
In Betrieb, wenn der Voransteuerungsschalter 1501 eingeschaltet ist, wird eine volle Stärke der Ausgabe der Gate-Treiberschaltung 1110 innerhalb eines kurzen Zeitraums zu dem zugeordneten Durchgangstransistor weitergeleitet, wobei dadurch eine verzögerte Reaktionszeit der Durchgangstransistoren minimiert wird. Dies ist für einen effektiven Regelkreis der Tiefsetzsteller bei den Spitzen-/Talstromdetektionen und -korrekturen vorteilhaft, wenn die programmierbare Totzeit der Gate-Treiberschaltung 1110 eine Optimierung erfordert.
Die variablen Widerstände Rs1, Rs2 stellen außerdem einen programmierbaren Source-Gegenkopplungswiderstand den Transistoren der zweiten Stufe 1108 für eine angemessene Ansteuerungsverstärkung bereit, die einen optimierten Übergang unterstützt. Das Widerstandsnetzwerk kann außerdem für eine Leistungsspannungstemperaturverfolgung (PVT-Verfolgung) und Variationsverringerungen verwendet werden.
17 zeigt, wie die Widerstandsnetzwerke der Rückkopplungswiderstände rf1, rf2 und der abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2 in der Gate-Treiberschaltung 1110 unter Verwendung der in den 14, 15 und 16 gezeigten Ausführungsformen implementiert sind.
18 zeigt die relative Zeitsteuerung zwischen den Stromsperrschaltern der Rückkopplungswiderstände rf1, rf2 und der Gate-Spannung gh der hohen Seite und der Gate-Spannung gl der tiefen Seite. Die Gate-Spannung gh der hohen Seite und die Gate-Spannung gl der tiefen Seite sind nicht überlappende Signale. Ein erstes Zeitdiagramm 1800 zeigt die Gate-Spannung gh 1802 der hohen Seite und die Gate-Spannung gl 1804 der tiefen Seite.
Ein zweites Zeitdiagramm 1806 zeigt einen Zustand 1808 der Stromsperrschalter 1400 der Rückkopplungswiderstände rf1, rf2, wobei ein hohes Signal dem geschlossenen oder eingeschalteten Schalter entspricht und ein tiefes Signal dem offenen oder ausgeschalteten Schalter entspricht.
19 zeigt die Zeitsteuerung der Voransteuerungsschalter 1501 an der ersten Gate-Treiberschaltung 1110a und der zweiten Gate-Treiberschaltung 1110b. Ein erstes Zeitdiagramm 1900 zeigt die Gate-Spannung gh 1910 der hohen Seite und die Gate-Spannung gl 1912 der tiefen Seite. Ein zweites Zeitdiagramm 1902 zeigt einen Zustand 1914 der Voransteuerungsschalter 1501 der abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2 der ersten Gate-Treiberschaltung 1110a. Ein drittes Zeitdiagramm 1904 zeigt eine effektive Verstärkung 1916 der ersten Gate-Treiberschaltung 1110a. Ein viertes Zeitdiagramm 1906 zeigt einen Zustand 1918 der Voransteuerungsschalter 1501 der abstimmbaren Widerstände Rs1, Rs2 der zweiten Gate-Treiberschaltung 1110b. Ein fünftes Zeitdiagramm 1908 zeigt eine effektive Verstärkung 1920 der zweiten Gate-Treiberschaltung 1110b.
Ein hohes Signal in dem zweiten und dem vierten Zeitdiagramm 1902, 1906 entspricht dem eingeschalteten Voransteuerungsschalter 1501, so dass die variablen Widerstände Rs1, Rs2 einen Widerstand von etwa null aufweisen. Die variablen Widerstände Rs1, Rs2 der ersten Gate-Treiberschaltung 1110a sind kurzzeitig vor dem Übergang der Gate-Spannung gh 1910 der hohen Seite kurzgeschlossen, was durch das Schalten zu einem tiefen Signal in dem zweiten Zeitdiagramm 1902 gezeigt ist. Die variablen Widerstände Rs1, Rs2 der zweiten Gate-Treiberschaltung 1110b sind kurzzeitig vor dem Übergang der Gate-Spannung gl 1912 der tiefen Seite kurzgeschlossen, was durch ein Schalten zu einem tiefen Signal in dem vierten Zeitdiagramm 1906 gezeigt ist. Dies soll eine maximale Ladungsübertragungskapazität vor dem Übergang erzeugen.
20 und 21 zeigen Operationen großer Signale. Der Übergangsanstieg kann infolge eines Ablenkungsstromschemas, das ein Ergebnis eines zusätzlichen Stromweges durch den Rückkopplungswiderstand rf2 ist, optimiert sein. 20 zeigt das Ablenkungsstromschema von einem Hochziehstrom I_ON, der einen verringerten Übergangsanstieg des Gate-Treibersignals schafft. 21 zeigt das Ablenkungsstromschema von einem Herunterziehstrom I_OFF, der einen verringerten Übergangsanstieg des Gate-Treibersignals schafft.
22 zeigt eine Ausführungsform der programmierbaren Kondensatoren Ca1, Ca2. Die programmierbaren Kondensatoren Ca1, Ca2 umfassen eine programmierbare Kondensatorkette 2200, die mehrere Kondensatoren C und mehrere Übertragungsgatter umfasst. Jeder Kondensator C ist mit einem Übertragungsgatter in Reihe geschaltet, um ein Kondensatorelement zu bilden. Die Kondensatorelemente sind miteinander parallelgeschaltet. Die programmierbare Kondensatorkette kann programmiert sein, wie in 14 für die Reihen- und Nebenwiderstandsketten 1402, 1404 beschrieben ist.
Die Konfigurationen der in dieser Offenbarung dargestellten programmierbaren Schaltungen, die den programmierbaren Kondensatoren Ca1, Ca2; den Rückkopplungswiderständen rf1, rf2; und den abstimmbaren Widerständen Rs1, Rs2 entsprechen, können durch Autodetektion (wodurch Komponenten vorgesehen sein können, um die Überschwing-/Unterschwingspannung abzutasten und den detektierten Betrag in einen elektrischen Parameter, wie z. B. eine Spannung oder einen Strom, als ein Rückkopplungssignal umzusetzen) oder eine manuelle Änderung der Registerinhalte basierend auf den Testergebnissen ausgeführt werden. Die Register sind konfigurierbare Speichervorrichtungen, die für die vorgegebenen Steuereinstellungen für das gesamte System verwendet werden.
Die Konfigurationen der programmierbaren Schaltungen können basierend auf unterschiedlichen Schemata festgelegt werden. Während einer Entwurfsphase wird z. B. eine nominelle Einstellung in den programmierbaren Schaltungen basierend auf PVT-Simulationen geschaffen. Alternativ können während der Silicium-Validierung die programmierbaren Schaltungen durch die Anwender eingestellt werden, falls sich die Ergebnisse außerhalb einer Spezifikation befinden. Die Auflösungen der programmierbaren Schaltungen können durch den Entwurf bestimmt werden, wobei ein externer Feineinstellungsprozess nicht erforderlich ist.
23 zeigt eine Schaltung, die die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen innerhalb der Pufferschaltung 1100 und der Gate-Treiberschaltung 1110 zeigt. 23 zeigt eine Ausgangsimpedanz Z1 der Pufferschaltung, eine Eingangsimpedanz der ersten Stufe Z2 und eine Ausgangsimpedanz der ersten Stufe Z3 und eine Eingangsimpedanz der zweiten Stufe Z4. Die Pufferschaltung empfängt eine Eingangsspannung Vs und gibt eine Spannung vm aus. Die erste Stufe 1106 gibt eine Spannung v1 aus. Die zweite Stufe 1108 gibt eine Spannung vgo aus. Die in 23 gezeigte Schaltung wird für drei verschiedene Impedanzzustände analysiert.
1) Wenn Z1 und Z4 hoch sind und Z2 (oder rf1) tief ist, wirkt die erste Stufe 1106 als eine Transimpedanzstufe mit Source-Gegenkopplung mit einer Übertragungsfunktion wie folgt, $\frac{V_{1}}{V_{S}} = \frac{V_{1}}{I_{b u f f}} \frac{I_{b u f f}}{V_{s}} = (r f 1 - \frac{1}{g_{m_s t g 1}^{^{*}}}) \cdot g_{m_{b u f f}},$
wobei I_buff ein durch die Pufferschaltung 1100 erzeugter Wechselstrom ist und die Pufferschaltung 1100 eine durch $g_{m_b u f f} = \frac{I_{b u f f}}{V_{s}}$
gegebene Transkonduktanz aufweist.
Die erste Stufe 1106 weist eine effektive Transkonduktanz g*_{m_stg1} und eine Source-Gegenkopplungsimpedanz Z_LC auf. Die Transistoren Mp1 und Mp2 weisen eine Gesamttranskonduktanz g_{m_stg1} auf. $g_{m_s t g 1}^{^{*}} = \frac{g_{m_s t g 1}}{1 + g_{m_s t g 1} \cdot Z_{L C}}$
und $Z_{L C} = (\frac{1}{s C} ‖ s L) = \frac{s L}{1 + s^{2} (L C)}$
Deshalb gilt $\frac{V_{1}}{I_{b u f f}} = (r f 1 - \frac{1}{g_{m_s t g 1}} - (\frac{s L}{1 + s^{2} (L C)}))$
bei einer Frequenz $f = \frac{1}{2 π} \frac{1}{\sqrt{L C}}$
$\frac{V_{1}}{I_{b u f f}} \to Minimum$
Es gibt ein Bandstoppverhalten bei einer LC-Resonanzfrequenz.
2) Wenn Z1 und Z3 tief sind und Z2 und Z4 (oder rf1 und rf2) hoch sind, wirkt die erste Stufe 1106 als eine Spannungsverstärkungsstufe (mit Source-Gegenkopplung) mit einer Übertragungsfunktion wie folgt. $\frac{V_{1}}{V_{m}} \approx - r f 1 \cdot g_{m_s t g 1}^{^{*}} = - \frac{r f 1 \cdot g_{m_s t g 1}}{1 + g_{m_s t g 1} \cdot Z_{L C}}$

bei einer Frequenz $f = \frac{1}{2 π} \frac{1}{\sqrt{L C}}$
$| Z_{L C} | \to Maximum$
$| \frac{V_{1}}{V_{m}} | \to Minimum$
In dieser Spannungsverstärkungs-Betriebsart wird außerdem das Bandstoppverhalten erzeugt.
3) Wenn Z3 tief ist und Z4 (oder rf2) hoch ist, wirkt die zweite Stufe 1108 als eine Spannungsverstärkungsstufe (mit Source-Gegenkopplung) mit einer Übertragungsfunktion wie folgt. $\frac{V_{g 0}}{V_{1}} \approx - r f 2 \cdot g_{m_s t g 2}^{^{*}} = - \frac{r f 2 \cdot g_{m_s t g 2}}{1 + g_{m_s t g 2} \cdot R_{S}}$
Eine Verstärkungsgröße der zweiten Stufe 1108 ist durch: $| \frac{V_{g 0}}{V_{1}} | \approx | \frac{r f 2 \cdot g_{m_s t g 2}}{1 + g_{m_s t g 2} \cdot R_{S}} | \approx \frac{r f 2}{R_{S}}$
gegeben. Es kann gesehen werden, dass die Verstärkungsgröße der zweiten Stufe 1108 durch den zweiten Rückkopplungswiderstand rf2 oder durch einen aus Rs1, Rs2 abgeleiteten Source-Gegenkopplungswiderstand Rs eingestellt werden kann.
Die Gate-Treiberschaltungen stellen einen zweistufigen Übergang dar, wenn das Gate-Treibersignal von einem tiefen Zustand zu einem hohen Zustand oder von einem hohen Zustand zu einem tiefen Zustand wechselt. Während einer ersten Stufe wirken die erste Stufe und die zweite Stufe wie Linearverstärker, wobei der erste Gate-Treiberinduktor LA_1 und der zweite Gate-Treiberinduktor LA_2 als betriebstechnisch aktive Induktoren wirken. Die Verstärkungsgröße ist durch $| \frac{V_{g 0}}{V_{1}} | \approx \frac{r f 2}{R_{S}}$
gegeben, was dem dritten Impedanzzustand entspricht. Wenn die Gate-Treiberschaltung in dieser Betriebsart eine Cherry-Hooper-Topologie verwendet, kann die Gate-Treiberschaltung eine große kapazitive Last an einem Transistor-Gate ansteuern und kann außerdem ein oszillierendes Frequenzband aufgrund des Resonanzkreises unterdrücken.
In einer zweiten Stufe bewegen sich die Spannung v1 und die Spannung vgo zu einer Spannung Vdd oder zur Masse, wobei sich folglich alle Transistoren entweder in einer Sperrbetriebsart oder in einer Triodenbetriebsart befinden. Deshalb ist das Kriechverlustrauschen minimiert.
Es sind Simulationen an einem Simulationsprüfstand mit einer Schaltung, wie sie in 24 gezeigt ist, für ein komplementäres Durchgangstransistorschema ausgeführt worden. Die parasitären Elemente, die durch diskrete Komponenten, die Konfektionierung und eine PCB gegeben sind, sind in die Simulation einbezogen worden.
25 zeigt ein Verstärkungs-Frequenz-Diagramm der Gate-Treiberschaltung, wobei die Werte der Source-Gegenkopplungswiderstände, die vorher als der erste abstimmbare Widerstand Rs1 und der zweite abstimmbare Widerstand Rs2 bezeichnet worden sind, variiert werden. Bei 1 GHz kann ein Bandstoppverhalten gesehen werden, das einer LC-Resonanzfrequenz entspricht.
26 zeigt eine Verringerung des Klingelns an dem PMIC-Ausgangsanschluss Lx. Ein erster Linienzug 2600 zeigt einen Fall des harten Schaltens ohne eine Kompensationseinstellung, wie z. B. die Techniken im Zeit- oder Frequenzbereich, um den Übergangsanstieg einzustellen. Ein zweiter Linienzug für eine erste Kompensationseinstellung 2602, ein dritter Linienzug für eine zweite Kompensationseinstellung 2604 und ein vierter Linienzug für eine dritte Kompensationseinstellung 2606. Die Linienzüge 2602, 2604 und 2606 werden durch das Variieren der Werte des ersten abstimmbaren Widerstandes Rs1 und des zweiten abstimmbaren Widerstandes Rs2 und unter Verwendung optimierter Werte für die Rückkopplungswiderstände rf1, rf2, um die Resonanzfrequenz auf den gewünschten Bandstoppbereich auszurichten, erhalten. Der Fall des harten Schaltens für den ersten Linienzug 2600 zeigt eine maximale oszillierende Amplitude von 4540 mV. Eine verbesserte Klingelgröße für den zweiten Linienzug 2602 zeigt 791 mV, für den dritten Linienzug 2604 zeigt 490 mV und für den vierten Linienzug 2606 zeigt 350 mV. Dies ist zu den Verringerungen des Klingelns von 82 %, 89 % bzw. 92 % äquivalent.
27 zeigt den Leistungsverlust für den Fall 2700 des harten Schaltens und für die erste Kompensationseinstellung 2702, die zweite Kompensationseinstellung 2704 und die dritte Kompensationseinstellung 2706.
28 zeigt die Simulationsergebnisse für die Gate-Treiberschaltung. Die Simulationsergebnisse sind wie folgt gezeigt: ein Strom durch den n-Typ-Transistor 2800, eine Spannung an dem PMIC-Ausgangsanschluss Lx 2802, eine Gate-Spannung gl 2804 der tiefen Seite und ein Strom durch den p-Typ-Transistor 2810.
Die Verfahren des Standes der Technik unter Verwendung von Konzepten und Schaltungen im Zeitbereich können nur Teilfunktionen, wie z. B. die Einstellung des zweiten Knickpunkts, im Vergleich zu der Gate-Treiberschaltung dieser Offenbarung ausführen. Es ist für die früheren Herangehensweisen unmöglich, die Klingelverhalten zu korrigieren.
Zusätzlich werden die Hauptfunktionen der Gate-Treiberschaltungen hauptsächlich innerhalb der Übergangszeit ausgeführt. Der Aktualisierungsmechanismus der abstimmbaren Vorrichtungen und die Zeitsteuerung finden jedoch hauptsächlich während des stationären Zustands der Treibersignale statt.
Die inverterbasierten Schemata sind mit den Operationen in der digitalen Schiene-zu-Schiene-Betriebsart kompatibel. Zusätzlich bieten die vorgeschlagenen Gate-Treiberschaltungen außerdem Vorteile bei der Verstärkungs-Bandbreiten-Steuerung während der Übergangsverhalten.
Die Gate-Treiberschaltungen unterstützen eine Steuerung durch manuelle Eingaben der Steuerregister, so dass die vorgegebene Zeitsteuerung und die vorgegebenen Werte der abstimmbaren Vorrichtungen für die beste Leistung aktualisiert werden können. Deshalb können die sich aus der engen Regelungs-Zeitsteuerung im Stand der Technik ergebenden Schwierigkeiten verringert werden.
Es können verschiedene Verbesserungen und Modifikationen am Obigen ausgeführt werden, ohne vom Schutzumfang der Offenbarung abzuweichen.

Claims

Gate-Treiberschaltung, die dafür ausgelegt ist, ein Eingangssignal zu empfangen und ein Ausgangssignal zu erzeugen, um ein Gate eines Transistors anzusteuern, wobei das Ausgangssignal von dem Eingangssignal abgeleitet wird; und die eine Filterschaltung umfasst, die dafür ausgelegt ist, ein Frequenzband vom Eingangssignal zu dämpfen, wenn das Ausgangssignal vom Eingangssignal abgeleitet wird.
Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei das Ausgangssignal zum Schalten des Transistors zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand geeignet ist.
Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die Filterschaltung einen Resonanzkreis umfasst.
Gate-Treiberschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die Filterschaltung mehrere programmierbare widerstandsbehaftete Elemente umfasst, die umfassen: ein erstes programmierbares widerstandsbehaftetes Element, das dafür ausgelegt ist, eine Niederfrequenzverstärkung und -bandbreite der Gate-Treiberschaltung einzustellen; ein zweites programmierbares widerstandsbehaftetes Element, das dafür ausgelegt ist, eine Hochfrequenzverstärkung der Gate-Treiberschaltung einzustellen; und ein Paar programmierbarer widerstandsbehafteter Elemente, das dafür ausgelegt ist, eine Ansteuerungsverstärkung der Gate-Treiberschaltung einzustellen.
Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 4, wobei sich die Hochfrequenzverstärkung bei einer höheren Frequenz als die Niederfrequenzverstärkung befindet.
Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 4 oder Anspruch 5, wobei sich die durch die hohen und die tiefen Frequenzverstärkungen definierten Frequenzbereiche nicht überlappen.
Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei eines oder mehrere der programmierbaren widerstandsbehafteten Elemente mehrere widerstandsbehaftete Elemente umfassen, die aneinandergekoppelt sind, wobei jedes widerstandsbehaftete Element ein an einen Widerstand gekoppeltes Übertragungsgatter umfasst.
Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, wobei eines oder mehrere der programmierbaren widerstandsbehafteten Elemente einen Stromsperrschalter umfassen, der dafür ausgelegt ist, einen Gleichstromfluss zu begrenzen, wenn sich das Ausgangssignal in einem hohen Zustand oder einem tiefen Zustand befindet.
Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei der Resonanzkreis einen Induktor und einen Kondensator umfasst, wobei der Kondensator ein programmierbarer Kondensator sein kann.
Gate-Treiberschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei die Filterschaltung eine erste Stufe, die dafür ausgelegt ist, das Frequenzspektrum des Eingangssignals bei der Ableitung des Ausgangssignals zu modifizieren; und eine zweite Stufe, die dafür ausgelegt ist, eine Ansteuerungsverstärkung zu schaffen, die ausreichend ist, um den Transistor aus einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand zu schalten, umfasst.
Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 10, wobei die erste Stufe einen Resonanzkreis umfasst.
Gate-Treiberschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das Eingangssignal ein digitales Steuersignal ist.
Gate-Treiberschaltung nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das Frequenzband ein Frequenzbereich ist, in dem während des Betriebs ein Überschwingen, ein Unterschwingen oder eine oszillierende Signalform erzeugt wird.
DC-DC-Umsetzer, derwenigstens einen Transistor und wenigstens eine Gate-Treiberschaltung, die dem Transistor zugeordnet ist, umfasst; wobei die Gate-Treiberschaltung dafür ausgelegt ist, ein Eingangssignal zu empfangen und ein Ausgangssignal zu schaffen, um ein Gate des Transistors anzusteuern, wobei das Ausgangssignal aus dem Eingangssignal abgeleitet wird; und der eine Filterschaltung umfasst, die dafür ausgelegt ist, ein Frequenzband vom Eingangssignal zu dämpfen, wenn das Ausgangssignal von dem Eingangssignal abgeleitet wird.
Verfahren zum Ansteuern eines Gates eines Transistors, das das Empfangen eines Eingangssignals und das Ableiten eines Ausgangssignals von dem Eingangssignal umfasst; wobei das Ableiten eines Ausgangssignals das Dämpfen eines Frequenzbandes von dem Eingangssignal umfasst.