DE19738177A1

DE19738177A1 - Integrierte Schaltungsvorrichtung mit Vorspannungsschaltung für Anreicherungstransistorschaltung

Info

Publication number: DE19738177A1
Application number: DE19738177A
Authority: DE
Inventors: Masayuki Kawakami; Yoshiyasu Tsuruoka; Hideo Abe
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1997-03-19
Filing date: 1997-09-02
Publication date: 1998-09-24
Also published as: US5889426A; JPH10261922A; CN1193845A; KR100262467B1; TW356621B; KR19980079606A; JP3657079B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorspannungs schaltung einer elektronischen Hochfrequenzschaltung, die einen Anreicherungs-FET hat, der auf einem Halbleiter substrat wie z. B. GaAs gebildet ist, und im besonderen eine Vorspannungsschaltung zum Zuführen einer Vorspannung, die einer Transistorcharakteristik zugeordnet ist, selbst wenn die Transistorcharakteristik auf Grund von Differenzen wäh rend des Herstellungsprozesses schwankt.

Verwandte Techniken

Eine MMIC (monolithische integrierte Mikrowellenschal tung), bei der eine Vielzahl von Metallgate-FET-Vorrichtun gen auf einem Halbleitersubstrat wie z. B. GaAs oder Si integriert sind, wird gewöhnlich genutzt, um eine kompakte Hardware zum Verarbeiten eines Hochfrequenzsignals zum Bei spiel in einem tragbaren Telefon vorzusehen. Eine MMIC- Schaltung wird zum Beispiel als Verstärker verwendet, um Energie bezüglich einer Hochfrequenzeingabe zu verstärken und eine leistungsstarke Hochfrequenzausgabe zu erzeugen, oder als Mischschaltung, die ein Hochfrequenzsignal, das sie empfing, in ein Niederfrequenzsignal konvertiert.

Fig. 10 ist ein Diagramm, das einen gewöhnlichen Hoch frequenzverstärker und seine Vorspannungsschaltung zeigt. Eine elektronische Schaltung 10 enthält einen Hochfrequenz verstärker, und eine Vorspannungsschaltung 20 erzeugt Vor spannungen V1 und V2 mit einem konstanten Potential, die der elektronischen Schaltung 10 zugeführt werden. In der elek tronischen Schaltung 10 sind bei diesem Beispiel eine Last R1 und ein Verstärkungstransistor X1 zwischen einer positi ven Energiequelle V_DD und der Erde verbunden. Eine Hoch frequenzeingabe RFin wird dem Gate des Transistors X1 zuge führt, und eine Hochfrequenzausgabe RFout wird an seinem Drain erzeugt. Zusätzlich wird eine Vorspannung V1 auf das Gate angewendet. Bei dieser Anordnung wird ein Signal, des sen Hochfrequenzeingabe RFin der Vorspannung V1 überlagert ist, zwischen dem Gate und der Source angewendet, und die Hochfrequenzausgabe RFout, die durch Verstärkung erhalten wird, wird an dem Drainanschluß erzeugt.

In der Vorspannungsschaltung sind bei diesem Beispiel die Widerstände R41, R42, R43 und R44 zwischen der positiven Spannungsquelle V_DD und der Erde seriell verbunden, und bei diesem Beispiel wird eine konstante Spannung, die durch die Widerstandswerte geteilt wird, an den Knoten N41 und N42 erzeugt. Die Spannungen an den Knoten N41 und N42 werden über die jeweiligen Widerstände R45 und R46 der elektroni schen Schaltung 10 zugeführt.

In der Vorspannungsschaltung 20 eines Widerstands teilungstyps, die in Fig. 10 gezeigt ist, sind die Vorspan nungen V1 und V2 fast konstant. Jedoch bildet die MMIC zum Beispiel eine Metallgateelektrode bezüglich einer aktiven Schicht, die eine vorbestimmte Dicke hat, auf der Oberfläche des Substrats und wendet eine Spannung zwischen dem Gate und der Source an, so daß eine Verarmung, die sich von der Gate elektrode zu der aktiven Schicht erstreckt, erweitert oder eingeengt wird, um einen Drainstromwert zu steuern. Da wäh rend des Herstellungsprozesses die Dicken der aktiven Schicht und der Metallgateelektrode bei der Herstellung variieren, neigt die Charakteristik der Vorspannungsschal tung 20 zum Schwanken.

Bei dem Hochfrequenzverstärkungstransistor X1 in Fig. 10 werden deshalb die statischen Charakteristiken, wie z. B. die Abschnürspannung Vp und der Drainsättigungsstrom I_DSS auf Grund der Herstellungsdifferenzen stark verändert. Und somit kann, wenn die Vorspannung V1, die auf das Gate anzu wenden ist, konstant ist, wie oben beschrieben, eine geeig nete Vorspannung bezüglich der variierenden statischen Cha rakteristik des FETX1 nicht angewendet werden, werden eine Verstärkungsrate und ein dynamischer Bereich verändert, kann kein Drainstrom mit einem Konstruktionswert erhalten werden und kann keine gewünschte Charakteristik für die Operation eines Hochfrequenzverstärkers vorgesehen werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Deshalb ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorspannungsschaltung vorzusehen, die die obigen Nach teile beseitigt.

Es ist ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Vorspannungsschaltung vorzusehen, die die Charakteri stik einer Hochfrequenzschaltung bezüglich Herstellungs differenzen in gewissem Grade beibehalten kann.

Um die obigen Ziele zu erreichen, umfaßt gemäß der vor liegenden Erfindung eine integrierte Schaltungsvorrichtung:
eine elektronische Hochfrequenzschaltung, die einen ersten Anreicherungstransistor hat, auf dessen Gate, wenig stens, eine Vorspannung angewendet wird; und eine Vorspannungsschaltung mit:
einem zweiten Anreicherungstransistor, der auf einem Substrat gebildet ist, auf dem der erste Anreiche rungstransistor gebildet ist, und
ersten, zweiten und dritten Widerständen, die zwischen einer positiven Energiequelle und einer Energie quellenerde seriell verbunden sind,
in der ein Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Widerstände mit einem Drain des zweiten Anreiche rungstransistors verbunden ist, ein Verbindungspunkt der zweiten und der dritten Widerstände mit einem Gate des zwei ten Anreicherungstransistors verbunden ist, und Spannungen an dem Verbindungspunkt des zweiten Widerstandes und des dritten Widerstandes oder an einem Anschluß, der der Ener giequellenerde näher ist, als Vorspannung auf die elektronische Hochfrequenzschaltung angewendet werden.

Da in der Vorspannungsschaltung ein Anreicherungstran sistor vorgesehen ist, der auf einem Substrat gebildet ist, auf dem die elektronische Schaltung gebildet ist und die ein Hochfrequenzsignal verarbeitet, variiert die Vorspannung entsprechend, selbst wenn die statischen Charakteristiken des Transistors auf Grund von Unterschieden, die während des Herstellungsprozesses eingeschleppt wurden, schwanken. Als Resultat hat der Transistor in der elektronischen Schaltung eine im wesentlichen konstante Operationscharakteristik.

Zusätzlich sind gemäß der vorliegenden Erfindung die Widerstandswerte der ersten und der zweiten Widerstände so eingestellt, daß eine Spannung an dem Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Widerstände, die auf Grund einer Ver änderung eines Drainstroms, die eine Charakteristikänderung begleitet, schwankt, einen Bereich einnimmt, in dem ein Drainstrom des zweiten Transistors trotz der Spannungs schwankung fast konstant ist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm für eine Ausführungs form der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ist ein Graph, der die statische Charakteristik eines Transistors zeigt;

Fig. 3 ist ein Graph, der die statische Charakteristik eines Transistors zeigt;

Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm für die Ausführungs form der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 ist ein Schaltungsdiagramm für eine andere Aus führungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6A bis 6C sind Diagramme, die andere Beispiele von Induktoren L1 und L2 in Fig. 5 zum Reduzieren des Verlustes zeigen;

Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm für eine zusätzliche Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 ist ein Diagramm, das die gegenseitige Störung in Fig. 7 zeigt;

Fig. 9 ist ein Diagramm, das die Isolierung in Fig. 7 zeigt; und

Fig. 10 ist ein Diagramm, das einen gewöhnlichen Ver stärker und seine Vorspannungsschaltung zeigt.

EINGEHENDE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen wer den nun die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. Es sei jedoch erwähnt, daß der tech nische Schutzumfang der vorliegenden Erfindung durch die obigen Ausführungsformen nicht begrenzt wird.

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm für eine Ausführungs form der vorliegenden Erfindung. Dieselbe Schaltung wie der Hochfrequenzverstärker von Fig. 10 ist als elektronische Schaltung 10 gezeigt. Genauer gesagt, die Last R1 und der FET-Transistor X1 sind zwischen der positiven Energiequelle V_DD und der Energiequellenerde verbunden, die Hochfrequenz eingabe RFin und die Vorspannung V1 werden auf das Gate des Transistors X1 angewendet, und eine Hochfrequenzausgabe RFout, die durch Verstärkung erhalten wird, wird an seinem Drainanschluß erzeugt.

Eine Vorspannungsschaltung 20 enthält die Widerstände R11, R12, R13 und R14, die zwischen der positiven Energie quelle V_DD und der Energiequellenerde seriell verbunden sind; und einen FET-Transistor Q10, dessen Drain mit dem Knoten N11 verbunden ist, der ein Verbindungspunkt der Widerstände R11 und R12 ist, dessen Source mit der Erd energiequelle verbunden ist, und dessen Gate über den Wider stand R15 mit dem Knoten N12 verbunden ist, der ein Verbin dungspunkt der Widerstände R12 und R13 ist. Die Spannung V_G an dem Knoten N12 wird zum Beispiel der elektronischen Schaltung 10 über den Widerstand R16 als Vorspannung V1 zu geführt. Ähnlich wird die Spannung am Knoten N13, der ein Verbindungspunkt der Widerstände R13 und R14 ist, der elek tronischen Schaltung 10 über den Widerstand R17 als Vorspan nung V2 zugeführt.

Die Vorspannungsschaltung 20 ist auf einem Halbleiter substrat gebildet, auf dem auch die elektronische Schaltung 10 gebildet ist. Deshalb werden die statischen Charakteri stiken des Anreicherungstransistors Q10 in der Vorspannungs schaltung 20 und des Anreicherungstransistors X1 in der elektronischen Schaltung 10 auf Grund der Herstellungsdiffe renzen gleichermaßen verändert.

Fig. 2 und 3 sind Graphen, die die statische Charakte ristik des Transistors von Fig. 1 zeigen. In Fig. 2 ist die Charakteristik eines Drainstroms I_DS in bezug auf Verände rungen der Drain-Source-Spannung V_DS gezeigt, wenn die Gate- Source-Spannung VGS konstant ist. Auf Grund der Herstel lungsdifferenzen wird die Charakteristik des Drainstroms I_DS bezüglich der Charakteristikkurve I_DD2, die durch die durch gehende Linie gekennzeichnet ist, verändert, wie durch die gestrichelte Linie I_DD1 oder die Strichpunktlinie I_DD3 ge zeigt. In Fig. 3 ist ein Graph für einen Drainstrom I_DS ge zeigt, wenn die Gate-Source-Spannung V_G, wie in dem Graph gezeigt, durch Anwendung einer konstanten Spannung V_D zwi schen der Source und dem Drain des Transistors Q1 verändert wird. In diesem Fall schwankt die Charakteristik auf Grund der Herstellungsdifferenzen bezüglich der Charakteristik kurve I_DD2, die durch eine durchgehende Linie gekennzeichnet ist, wie durch die gestrichelte Linie I_DD1 oder die Strichpunktlinie I_DD3 gezeigt. Vp1, Vp2 und Vp3 bezeichnen Ab schnürspannungen, und Ifmax1, Ifmax2 und Ifmax3 bezeichnen Drainsättigungsströme.

Wenn angenommen wird, daß die Charakteristiken I_DD2, die durch die durchgehenden Linien in Fig. 2 und 3 gekenn zeichnet sind, ideale statische Charakteristiken sind, wird die Gatevorspannung des Transistors X1 in Fig. 3 auf VG₂ eingestellt. Wenn jedoch auf Grund von Herstellungsdifferen zen die Charakteristik auf I_DD1 verändert wird, die durch ei ne gestrichelte Linie gekennzeichnet ist, oder auf I_DD3, die durch eine Strichpunktlinie gekennzeichnet ist, schwanken der Arbeits-(Vorspannungs-)punkt und ein Operationsbereich bei der Anwendung der Gatevorspannung V_G2 außerordentlich.

Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 1 ist der Transistor Q10 in der Vorspannungsschaltung 20 vorgesehen, ist der Kno ten N11 mit dem Drain des Transistors Q10 verbunden und ist der Knoten N12 mit dem Gate über den Widerstand R15 verbun den. Die Vorspannungen V1 und V2 werden unter Verwendung einer Veränderung des Drainstroms I_DS des Transistors Q10, die auf Grund von Herstellungsdifferenzen auftritt, abgeän dert. Als Resultat wird die Charakteristik des Verstär kungstransistors X1 in der elektronischen Schaltung 10 auf Grund der Veränderung der Vorspannungen V1 und V2 kompen siert.

Die Operation der Vorspannungsschaltung 20 ist wie folgt. Die Beziehung des Drainstroms I_DS des Transistors Q10 und des Stroms I_B, der quer durch die Widerstände fließt, lautet:

I_DS ≧ I_B (1).

Die Drainspannung V_D des Transistors Q10 ist um den Betrag eines Spannungsabfalls an dem Widerstand R11, der durch den Drainstrom I_DS verursacht wird, niedriger als die positive Energiespannung V_DD:

V_D = V_DD - R11 × I_DS (2).

Es sei erwähnt, daß die Drainspannung V_D in einen Bereich für die Spannung V_DX fällt, die bei der statischen Charakteristik des Transistors in Fig. 2 dargestellt ist. Der Drainstrom I_DS hängt dabei nicht von der Drainspannung V_D ab und ist konstant. Die Spannung am Knoten N12 ist die Gatespannung V_G des Transistors Q10, und ihr Potential ist um den Betrag eines Spannungsabfalls des Widerstandes R12, der durch den Strom I_B verursacht wird, niedriger als die Drainspannung V_D an dem Knoten N11:

V_G = V_D - R12 × I_B (3).

Da der Drainstrom I_DS, wie in Fig. 3 gezeigt, unbedingt bezüglich der Gatespannung V_G bestimmt ist, sind der Drain strom I_DS und die Gatespannung V_G des Transistors Q10, die eine vorbestimmte Beziehung haben, ausgeglichen. Die An fangswerte an den Anschlüssen des Transistors Q10 sind oben erläutert worden.

Die oben beschriebene Anfangseinstellbedingung lautet:

I_DS = I_DD2
V_D = V_G2.

Mit anderen Worten, die statische Charakteristik wird auf die statische Charakteristik I_DD2 gesetzt, die in Fig. 2 und 3 durch die durchgehenden Linien gekennzeichnet ist. Diese Anfangsbedingung entspricht einem idealen Einstellwert.

Es erfolgt eine Erläuterung für einen Fall, bei dem die statischen Charakteristiken der Transistoren Q10 und X1 auf Grund der Herstellungsdifferenzen verändert sind. Angenom men, daß die statischen Charakteristiken verändert sind, wie durch die gestrichelten Linien in Fig. 2 und 3 gezeigt. Dann wird der Drainstrom I_DS auf I_DD1 erhöht, und die Drainspan nung V_D wird um den obigen Ausdruck (2) reduziert. Ähnlich wird die Gatespannung V_G um den obigen Ausdruck (3) redu ziert. Der Abfall der Gatespannung V_G reduziert den Drain strom I_DS des Transistors Q10. Deshalb hat der Drainstrom I_DS des Transistors Q10 an einem Punkt, wo die zwei ausge glichen sind, einen erhöhten Wert und hat die Gatespannung V_G einen reduzierten Wert.

Wenn andererseits die Drainströme I_DS der Transistoren Q10 und X1 in der Reduzierungsrichtung schwanken, wie durch die Strichpunktlinien in Fig. 2 und 3 gekennzeichnet, wird die Drainspannung V_D um den Ausdruck (2) erhöht, und dement sprechend wird die Gatespannung V_G um den Ausdruck (3) er höht. Eine Erhöhung der Gatespannung V_G wird von einer Erhö hung des Drainstroms I_DS des Transistors Q10 begleitet. Des halb hat der Drainstrom I_DS an einem Punkt, an dem die zwei ausgeglichen sind, einen reduzierten Wert und hat die Gate spannung V_G einen erhöhten Wert.

Selbst wenn der Drainstrom I_DS des Transistors durch die Schwankung des Prozesses erhöht wird, wie oben beschrie ben, läßt der Abfall der Gatespannung V_G die Vorspannung V1 abfallen, und die Vorspannung des Verstärkungstransistors X1 in der elektronischen Schaltung 10 wird verändert, wie es durch V_G1 in Fig. 3 angegeben ist. Eine Erhöhung des Drain stroms des Transistors X1 wird verhindert, und der Drain strom wird auf einem Vorspannungspunkt für den Konstrukti onswert I_DDX gehalten. Selbst wenn andererseits der Drain strom I_DS des Transistors durch die Prozeßveränderung redu ziert wird, wird die Gatespannung V_G der Vorspannungsschal tung 20 erhöht, und die Vorspannung V1, die auf die elektro nische Schaltung 10 angewendet wird, wird auch erhöht. Als Resultat wird, wie in Fig. 3 gezeigt, die Gatevorspannung V1 des Verstärkungstransistors X1 verändert, wie es durch V_G3 in Fig. 3 gekennzeichnet ist, und als Drainstrom auf dem Vorspannungspunkt für den Konstruktionswert I_DDX gehalten.

Selbst wenn der Drainstrom des Transistors durch Verän derungen des Herstellungsprozesses abgeändert wird, wie oben beschrieben, wird die Beziehung zwischen der Gatevorspannung V_G2 und der Charakteristik, die durch die durchgehende Linie I_DD1 gekennzeichnet ist, als Operationscharakteristik der elektronischen Schaltung 10 beibehalten. Das heißt, die Cha rakteristik des Transistors X1 in der elektronischen Schaltung 10 hängt nicht von Veränderungen des Herstellungspro zesses ab, und eine ideale Operationscharakteristik kann beibehalten werden.

Fig. 4 ist ein Diagramm für eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Vorspannungsschaltung 20 in dieser Ausführungsform hat dieselbe Struktur wie die Vor spannungsschaltung 20 in Fig. 1, während ein Frequenzkonver ter als elektronische Schaltung 10 eingesetzt ist. Der Fre quenzkonverter konvertiert eine spezifische hohe Frequenz RFin1, um eine niedrige Frequenz vorzusehen, und erzeugt die resultierende Ausgabe RFout. Ein Anreicherungstransistor X2 hat ein Gate, auf das die Hochfrequenzeingabe RFin1 angewen det wird, und ein Gate, auf das ein Hochfrequenzsignal RFin2 mit einer lokalen Frequenz angewendet wird. Dieselbe Vor spannung V1 wird auf die zwei Gates angewendet. Bei dieser Anordnung wird die Ausgabe RFout als Frequenz erzeugt, die die Differenz zwischen der Frequenz des Eingangssignals RFin1 und der Frequenz des Eingangssignals RFin2 ist. In dem Frequenzkonverter kann der Transistor X2, sowie der Transis tor X1 in Fig. 1, eine ideale Operationscharakteristik ein halten, die nicht von Veränderungen des Herstellungsprozes ses abhängt. Das Prinzip ist dasselbe wie jenes, das unter Bezugnahme auf Fig. 1, 2 und 3 erläutert wurde, und es er folgt keine Erläuterung diesbezüglich.

Fig. 5 ist ein Schaltungsdiagramm für eine andere Aus führungsform der vorliegenden Erfindung. Der Hochfrequenz verstärker in Fig. 1 wird als elektronische Schaltung 10 eingesetzt. Die Struktur einer Vorspannungsschaltung 20 ist dieselbe wie jene in Fig. 1. Ein Induktor L1 ist zwischen den Knoten N12 und einen Ausgangspunkt für die Vorspannung V1 eingefügt, und ein Induktor L2 ist zwischen den Knoten N13 und einen Ausgangspunkt für die Vorspannung V2 einge fügt. Bei dieser Anordnung wird eine hohe Impedanz für die Vorspannungsschaltung 20, von der Seite der elektronischen Schaltung 10 aus gesehen, auf Grund einer hohen Frequenz in der elektronischen Schaltung 10 bewirkt. Deshalb ist die Impedanz der Vorspannungsschaltung 20, wie in Fig. 1 oder Fig. 4 gezeigt, ausreichend höher als jene der Widerstände R16 und R17, um den Verlust in der elektronischen Schaltung 10 zu reduzieren.

Fig. 6A, 6B und 6C sind Diagramme, die andere Beispiele der Induktoren L1 und L2 in Fig. 5 zum Reduzieren des Verlu stes zeigen. Fig. 6A ist ein Diagramm, das die Serienverbin dung des Induktors L10 und des Widerstandes R20 zeigt. Im Vergleich zu den unabhängigen Verbindungen, die für die In duktoren L1 und L2 allein in Fig. 5 vorgesehen sind, ist die Induktivität niedriger. Im allgemeinen benötigt ein Induktor in einer MMIC einen großen Bereich, um seine Induktivität zu erhöhen. Unter Berücksichtigung der Bereichseffektivität in der integrierten Schaltung ist das Erhöhen der Induktivität für die Reduzierung des Verlustes in der elektronischen Schaltung deshalb nicht vorzuziehen. Da die Schaltung so wie in Fig. 6A angeordnet ist, kann der Bereich für den Induktor L10 klein sein.

Fig. 6B ist ein Diagramm, das eine Parallelschaltung zeigt, die den Induktor L11 und den Widerstand R21 umfaßt. In dieser Schaltung kann eine ausreichend hohe Impedanz be züglich eines Hochfrequenzsignals in der elektronischen Schaltung 10 erreicht werden. Da der Widerstand R21 in der Hochfrequenzschaltung parallel verbunden ist, ist zusätzlich die Impedanz der Parallelschaltung zufriedenstellend hoch, auch wenn die Induktivität des Induktors L11 klein ist.

Fig. 6C ist ein Diagramm, das eine Parallelschaltung zeigt, die den Induktor L12 und den Kondensator C10 umfaßt. Diese Parallelschaltung wird als Resonanzschaltung bezüglich der Frequenz der elektronischen Schaltung 10 betrieben. Des halb hat diese Schaltung eine hohe Impedanz in bezug auf ein Signal, das eine Resonanzfrequenz hat. Die Werte für den In duktor L12 und den Kondensator C10 werden gemäß der Frequenz in der elektronischen Schaltung 10 zweckmäßig eingestellt.

Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm für eine zusätzliche Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Zwei Hochfre quenzverstärker sind in einer elektronischen Schaltung 10 vorgesehen, und dieselbe Vorspannung V2 wird auf die Gates der Transistoren X11 und X12 angewendet. Die Hochfrequenz eingabe RFin1 wird auf das Gate des Transistors X11 angewen det, und ein anderes Hochfrequenzsignal RFin2 wird auf das Gate des Transistors X12 angewendet. Deshalb sind die Gates der Transistoren X11 und X12 über Widerstände R17 zusammen verbunden, und um zu verhindern, daß sie einander stören, ist der Kondensator C11 zwischen dem Knoten N13 und der Erde in einer Vorspannungsschaltung 20 zusätzlich vorgesehen.

Fig. 8 ist ein Diagramm, das die gegenseitige Störung in Fig. 7 zeigt. Da dieselbe Vorspannung V2 auf die Gates der zwei Verstärker angewendet wird, wie oben beschrieben, werden beide Eingangsanschlüsse über die Widerstände R17 kurzgeschlossen. Als Resultat tritt eine gegenseitige Stö rung durch zwei Hochfrequenzeingangssignale RFin1 und RFin2 auf. Wenn der Kondensator C11 für die Vorspannungsschaltung 20 zusätzlich vorgesehen wird, schließt der Kondensator C11 den Knoten N13 und die Erdenergiequelle in bezug auf das Hochfrequenzeingangssignal kurz. Deshalb sind, wie in Fig. 9 gezeigt, die Widerstände R17 zur Isolierung in Fig. 7 effek tiv geerdet. Als Resultat kann die gegenseitige Störung, die in Fig. 8 gezeigt ist, verhindert werden.

Da gemäß der vorliegenden Erfindung der Transistor wäh rend desselben Herstellungsprozesses auf einem Substrat ge bildet wird, auf dem ein Transistor in einer elektronischen Schaltung gebildet wird, und für eine Vorspannungsschaltung eingesetzt wird, kann, wie oben beschrieben, eine Vorspan nung erzeugt werden, die im Zusammenhang mit einer Änderung einer Transistorcharakteristik, die durch Veränderungen bei dem Herstellungsprozeß verursacht wird, verändert werden kann. Wenn der Drainstrom auf Grund einer Veränderung des Herstellungsprozesses erhöht wird, wird die Vorspannung re duziert, und wenn der Drainstrom reduziert wird, wird die Vorspannung erhöht, so daß für den Transistor in der elek tronischen Schaltung eine ideale Operationscharakteristik beibehalten werden kann.

Claims

1. Integrierte Schaltungsvorrichtung mit:
einer elektronischen Hochfrequenzschaltung, die einen ersten Anreicherungstransistor hat, auf dessen Gate, wenigstens, eine Vorspannung angewendet wird; und
einer Vorspannungsschaltung, die enthält:
einen zweiten Anreicherungstransistor, der auf einem Substrat gebildet ist, auf dem der erste Anreiche rungstransistor gebildet ist, und
erste, zweite und dritte Widerstände, die zwischen einer positiven Energiequelle und einer Energie quellenerde seriell verbunden sind,
in der ein Verbindungspunkt der ersten und der zweiten Widerstände mit einem Drain des zweiten Anrei cherungstransistors verbunden ist, ein Verbindungspunkt der zweiten und der dritten Widerstände mit einem Gate des zwei ten Anreicherungstransistors verbunden ist, und Spannungen an dem Verbindungspunkt des zweiten Widerstandes und des dritten Widerstandes oder an einem Anschluß, der der Ener giequellenerde näher ist, als Vorspannung auf die elektroni sche Hochfrequenzschaltung angewendet werden.

2. Integrierte Schaltungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der Widerstandswerte der ersten und der zweiten Wider stände so eingestellt sind, daß eine Spannung an dem Verbin dungspunkt der ersten und der zweiten Widerstände, die auf Grund einer Veränderung eines Drainstroms, die eine Charak teristikänderung begleitet, schwankt, einen Bereich ein nimmt, in dem ein Drainstrom des zweiten Transistors trotz der Spannungsschwankung fast konstant ist.

3. Integrierte Schaltungsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Verbindungspunkt des zweiten Widerstan des und des dritten Widerstandes, oder ein Anschluß, der der Energiequellenerde näher ist, über eine vorbestimmte Induk tivitätsvorrichtung mit einem Gate des ersten Transistors verbunden ist.

4. Integrierte Schaltungsvorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 3, bei der ein vorbestimmter Kondensator zwischen dem Verbindungspunkt der zweiten und der dritten Widerstände, oder dem Anschluß, der der Energiequellenerde näher ist, und der Energiequelle verbunden ist.