DE19616803A1

DE19616803A1 - Verzerrungskompensationsschaltung

Info

Publication number: DE19616803A1
Application number: DE19616803A
Authority: DE
Inventors: Satoshi Ogura; Kiyoharu Seino; Tomohiko Ono; Akihiro Kamikokura; Haruzo Hirose
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1995-04-28
Filing date: 1996-04-26
Publication date: 1996-10-31
Also published as: FR2733646A1; FR2733646B1; US5815038A

Description

Die Erfindung betrifft eine Verzerrungskompensations schaltung zur Kompensation von nichtlinearen Verzer rungen, welche in Ausgangssignalen von Hochfrequenz verstärkern erzeugt werden.

Die Nichtlinearität von Halbleitern, welche in Hoch frequenz-Leistungsverstärkern eingesetzt werden, führt zu verzerrten Wellen in den Verstärkerausgangs signalen. Eine Vielzahl von Verzerrungskompensations schaltungen (nachfolgend Linearisierer genannt) wer den zur Kompensation der nichtlinearen Verzerrung eingesetzt. Die Linearisierer werden in zwei Klassen unterteilt. Eine Klasse bilden die Vorverzerrungsty pen, welche vor einem Verstärker, dessen verzerrte Ausgangssignale kompensiert werden sollen, angeordnet sind. Ausgangssignale der Linearisierer vom Vorver zerrungstyp werden dem Verstärker zugeführt. Die an dere Klasse bilden die Vorkopplungstypen, welche die verzerrten Ausgangssignale des Verstärkers und dieje nigen des Linearisierers vom Vorkopplungstyp zur Kom pensation der Verzerrung kombinieren. Die zuerst ge nannten Vorverzerrungstypen werden oft aufgrund ihres guten Leistungswirkungsgrades eingesetzt.

Ein Ersatzschaltbild eines herkömmlichen Linearisie rers vom Vorverzerrungstyp, welcher 1994 während der Asia Pacific Microwave Conference (Seiten 567 bis 570) vorgestellt wurde, ist in Fig. 12 dargestellt. Bei diesem Linearisierer werden ein die Verzerrung generierender Verstärker 48, ein erster Abschwächer 50 und ein erster Leistungsgleichverteiler 62 aufein anderfolgend mit einem der Ausgänge 56 eines ersten Kopplers 52 verbunden. Ein zweiter Abschwächer 51, ein Linearverstärker 49 und ein zweiter Leistungs gleichverteiler 63 werden aufeinanderfolgend mit dem anderen Ausgang 57 des ersten Kopplers 52 verbunden. Der Ausgang des ersten Leistungsgleichverteilers 62 und einer der Ausgänge des zweiten Leistungsgleich verteilers 63 werden mit je einem der Ausgänge 58 und 59 eines zweiten Kopplers 53 verbunden. Der Ausgang eines zweiten Kopplers 53 wird mit einem Eingang 60 eines vierten Kopplers 55 über einen ersten veränder lichen Abschwächer 64 verbunden. Der andere Ausgang des zweiten Leistungsgleichverteilers 63 wird mit dem anderen Eingang 61 des vierten Kopplers 55 über einen zweiten veränderlichen Abschwächer 65 und einen drit ten Koppler 54 verbunden. Dieser Linearisierer wird auf einem dielektrischen Substrat durch integrierte Mikrowellen-Schaltungstechnologie gebildet. Feld effekttransistoren (FETs) werden in dem die Verzer rung generierenden Verstärker 48 und dem Linearver stärker 49 eingesetzt, und Dünnfilmwiderstände aus Tantalnitrid werden in den Abschwächern eingesetzt.

Nachfolgend wird die Funktionsweise dieses Lineari sierers beschrieben. Ein Signal, welches über einen Eingang 1 des ersten Kopplers 52 zugeführt wird, wird in zwei gleiche Signale aufgeteilt. Die aufgeteilten Signale werden über die Ausgänge 56 und 57 ausgegeben und zur Verstärkung dem die Verzerrung generierenden Verstärker 48 sowie dem Linearverstärker 49 zuge führt. Der Ausgang des die Verzerrung generierenden Verstärkers 48 ist mit dem ersten Abschwächer 50 ver bunden, während der Eingang des Linearverstärkers 49 mit dem zweiten Abschwächer 51 verbunden ist. Aus diesem Grund ist der die Verzerrung generierende Ver stärker 48 vor dem Linearverstärker 49 in der Sätti gung. Die Amplitudencharakteristika der Ausgangssi gnale des die Verstärkung generierenden Verstärkers 48 und des Linearverstärkers 49 in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals sind jeweils durch die Kurven A und B in Fig. 13 dargestellt. Die bei den Ausgangssignale werden über die Leistungsgleich verteiler 62 und 63 an die entsprechenden Eingänge 58 und 59 ausgegeben. Die ausgegebenen Signale werden gegeneinander um ein Phasenwinkel π verschoben, bevor sie im zweiten Koppler 53 kombiniert werden. Ein durch der Kombination der Signale gebildetes Signal wird im Niveau abgeglichen und an den Eingang 60 mit einer durch die Kurve C in Fig. 13 dargestellten Amplitudencharakteristik ausgegeben. Ein Ausgangssig nal des anderen Ausganges des zweiten Leistungs gleichverteilers 63 hat dieselbe Amplitudencharakte ristik wie das Ausgangssignal, welches dem Eingang 59 zugeführt wird. Das Ausgangssignal wird im zweiten veränderlichen Abschwächer 65 im Niveau abgeglichen und dann dem anderen Eingang 61 des vierten Kopplers 55 über den dritten Koppler 54 zugeführt. Die den Eingängen 60 und 61 zugeführten Signale werden phas sensynchronisiert, bevor sie im vierten Koppler 55 kombiniert werden. Ein Ausgangssignal mit der durch Kurve D dargestellten Amplitudencharakteristik wird am Ausgang 2 erhalten.

Die Phasencharakteristik des Linearisierers gleicht der oben beschriebenen Amplitudencharakteristik. Die Phasencharakteristika der Ausgangssignale des die Verzerrung generierenden Verstärkers 48 und des Line arverstärkers 49 in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals sind jeweils durch die Kurven E und F in Fig. 14 dargestellt. Ein Signal mit einer durch Kurve G dargestellten Phasencharakteristik wird an den Eingang 60 ausgegeben. Die den Eingängen 60 und 61 zugeführten Signale mit den Phasencharakteristika G und F werden phasensynchronisiert, bevor sie im vierten Koppler 55 kombiniert werden. Ein Aus gangssignal mit einer durch Kurve H dargestellten Phasencharakteristik wird am Ausgang 2 erhalten.

Im allgemeinen zeigt die Amplitudencharakteristik eines Ausgangssignals eines Hochfrequenzverstärkers, daß die Verstärkung mit zunehmender Leistung des Ein gangssignals, wie durch die Kurve I in Fig. 15A dargestellt, abnimmt. Im Gegensatz dazu nimmt die Verstärkung in einem Linearisierer, wie durch die Kurve D in Fig. 13 dargestellt, mit steigender Ein gangsleistung allmählich zu. Eine durch Kurve J dar gestellte ideale Amplitudencharakteristik kann da durch erzielt werden, daß der Linearisierer mit dem Eingang eines Hochfrequenzverstärkers verbunden wird. Der Linearisierer kann dadurch die Erzeugung verzerr ter Wellen in einem Hochfrequenzverstärker unter drücken und bewirkt damit eine guten Linearität eines Ausgangssignals.

Hinsichtlich der Phasencharakteristik weist ein Hoch frequenzverstärker eine durch Kurve K in Fig. 15B skizzierte Phasencharakteristik auf, wohingegen der Linearisierer eine durch Kurve H dargestellte Phasen charakteristik besitzt. Eine gute Linearität eines Ausgangssignales des Hochfrequenzverstärkers kann durch Einspeisung eines Ausgangssignals des Lineari sierers in den Hochfrequenzverstärker erzielt werden.

Herkömmliche Verstärker weisen den oben beschriebenen Aufbau auf, welcher die Koppler 52, 53, 54 und 55 sowie die Abschwächer 50, 51, 64 und 65 enthält. Die se Komponenten führen dazu, daß der Linearisierer große Abmessungen aufweist und teuer wird.

Die Charakteristika der Verstärker 48 und 49 sowie der Abschwächer 50, 51, 64 und 65 müssen der Charak teristik eines Verstärkers, dessen verzerrte Wellen kompensiert werden sollen, angepaßt werden. Ein be trächtlicher Zeitaufwand ist für den präzisen Ab gleich des Ausgangssignals des Linearisierers auf grund seines komplizierten Aufbaues notwendig.

Die Kombination der Abschwächer 50, 51, 64 und 65 sowie der Leistungsgleichverteiler 62 und 63 führt zu einem sehr hohen Leistungsverlust im gesamten Linea risierer, was eine hohe Verstärkung in dem mit dem Linearisierer verbundenen Hochfrequenzverstärker not wendig werden läßt.

Folglich muß die Anzahl der Baugruppen im Hochfre quenzverstärker erhöht werden, was zu einer Verringe rung des Leistungswirkungsgrades des Hochfrequenzver stärkers führt.

Die Kombination der Abschwächer 50, 51, 64 und 65 sowie der Leistungsgleichverteiler 62 und 63 führt dazu, daß das Frequenzband, für das der gesamte Line arisierer eingesetzt werden kann, schmäler ist als das Frequenzband der einzelnen Elemente.

Um die oben geschilderten Probleme zu lösen, schafft die Erfindung eine Verzerrungskompensationsschaltung (Linearisierer), welche eine geringe Größe, einen reduzierten Leistungsverlust und ein breites Einsatz frequenz band besitzt und die darüber hinaus ein Aus gangssignal aufweist, welches leicht abzugleichen ist.

Bei einem Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird ein Halbleiterbau element verwendet, an das keine externe Gleichspan nungs-Vorspannung (DC-Vorspannung) angelegt wird. Die Amplituden- und Phasencharakteristika dieses Lineari sierers sind invers zu denen eines nachfolgend ge schaltenen Hochfrequenzverstärkers.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers ist mindestens einer der Anschlüsse des Halbleiterelementes über eine Rückleitung, welche einen Widerstand enthält, geerdet. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals werden durch Variation des Gleichspannungsniveaus durch Änderung des Widerstan des, der in der Rückleitung enthalten ist, abgegli chen.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers ist mindestens einer der Anschlüsse des Halbleiterelementes über eine Rückleitung, die einen Kondensator enthält, ge erdet. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals werden durch Anpassung der Im pedanz an ein Hochfrequenzsignal durch den in der Rückleitung enthaltenen Kondensator abgeglichen.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird ein Halb leiterelement verwendet, bei welchem an einen seiner Eingänge eine externe DC-Vorspannung angelegt ist. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Aus gangssignals werden elektrisch durch Variation der externen DC-Vorspannung abgeglichen.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird eine ex terne DC-Vorspannung an das Halbleiterelement über eine Diode angelegt. Die Amplituden- und Phasencha rakteristika eines Ausgangssignals können durch Steu erung der Gleichspannungspolarität bei Anlegen der externen DC-Vorspannung über die Diode abgeglichen werden.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers ist ein verän derlicher Abschwächer vor eine Eingangsschaltung ge schaltet. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals werden durch Variation der Am plitude eines Hochfrequenzsignals durch Abgleichen des Abschwächers abgeglichen, welches dem Halbleiter element zugeführt wird.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers ist ein Ver stärker vor eine Eingangsschaltung geschaltet. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangs signals werden durch Variation der Amplitude eines Hochfrequenzsignals abgeglichen, welches einem Halb leiterelement über den vor die Eingangsschaltung ge schalteten Verstärker zugeführt wird. Dieser Aufbau des Linearisierers führt zu einem reduzierten Lei stungsverlust.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers ist eine Viel zahl von Linearisierern seriell durch Koppler verbun den. Durch die Bildung einer symmetrischen Schaltung werden gute Reflexionscharakteristika von Eingangs- und Ausgangssignalen erreicht.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird eine Viel zahl von Verstärkermodulen mehrteilig verbunden, und zumindest eines der Verstärkermodule wird, ohne daß eine externe DC-Vorspannung angelegt ist, betrieben. Dieser Aufbau des Linearisierers führt zu einer redu zierten Verzerrung des Hochfrequenzverstärkers, ohne daß ein externer Linearisierer angeschlossen wird.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird eine nega tive DC-Vorspannung an eine Gate-Elektrode eines Halbleiterelementes angelegt und eine negative oder positive DC-Vorspannung unterhalb einer Kniespannung an eine Drain-Elektrode des Halbleiterbauelementes angelegt.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird die an die Gate-Elektrode oder die Drain-Elektrode eines Halb leiterelementes angelegte DC-Vorspannung temperatur abhängig variiert.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird eine Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus, welche einen veränderlichen Abschwächer oder einen Verstär ker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor aufweist, vor die Eingangsschaltung geschaltet.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird ein Aus gangsniveau der Schaltung zum Abgleich des Eingangs niveaus mit zunehmender Temperatur erhöht.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird eine Schaltung zum Abgleich des Ausgangsniveaus, welche einen veränderlichen Abschwächer oder einen Verstär ker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor aufweist, der Ausgangsschaltung nachgeschaltet und die Schal tung zum Abgleich des Eingangsniveaus der Eingangs schaltung vorgeschaltet.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers werden die Aus gangsniveaus der Schaltungen zum Abgleich der Ein gangsniveaus und Ausgangsniveaus mit zunehmender Tem peratur erhöht.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des durch die Erfindung geschaffenen Linearisierers wird eine Viel zahl von Verstärkermodulen mehrteilig verbunden und eine DC-Vorspannung unterhalb einer Kniespannung an mindestens eines der Verstärkermodule angelegt.

Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild einer Verzer rungskompensationsschaltung (Linearisierer) nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 2A zeigt eine Eingangs- oder Ausgangsschaltung mit einer Übertragungsleitung.

Fig. 2B zeigt eine eine Impedanzabgleichfunktion aufweisende Eingangs- oder Ausgangsschal tung mit Übertragungsleitungen.

Fig. 3A zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Halbleiterelementes.

Fig. 3B zeigt ein weiteres vereinfachtes Ersatz schaltbild eines Halbleiterelementes.

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem zweiten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 5 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem dritten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 6 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem vierten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem fünften Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 8 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem sechsten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 9 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem siebenten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 10A zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linerari sierers nach dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 10B zeigt ein weiteres Ersatzschaltbild eines Linearisierers nach dem achten Ausführungs beispiel der Erfindung.

Fig. 11 zeigt ein Blockdiagramm eines Hochfrequenz verstärkers mit einem Linearisierer nach dem neunten Ausführungsbeispiel der Erfin dung.

Fig. 12 zeigt ein Ersatzschaltbild eines herkömm lichen Linearisierers.

Fig. 13 illustriert die Funktionsweise eines her kömmlichen Linearisierers unter Verwendung einer Amplitudencharakteristik in Abhängig keit von der Eingangsleistung.

Fig. 14 illustriert die Funktionsweise eines her kömmlichen Linearisierers unter Verwendung einer Phasencharakteristik in Abhängigkeit von der Eingangsleistung.

Fig. 15A illustriert die Verzerrungskompensation für einen Hochfrequenzverstärker durch einen Stromlinearisierer unter Verwendung einer Amplitudencharakteristik in Abhängigkeit von der Eingangsspannung.

Fig. 15B illustriert die Verzerrungskompensation für einen Hochfrequenzverstärker durch einen Stromlinearisierer unter Verwendung einer Phasencharakteristik in Abhängigkeit von der Eingangsspannung.

Fig. 16 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem zehnten Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 17A zeigt eine Schaltung, die den elektrischen Anschluß eines FETs illustriert.

Fig. 17B zeigt die statische Charakteristik und eine Kniespannung des in Fig. 17A dargestellten FETs.

Fig. 18A zeigt eine Eingangs- oder Ausgangsschaltung mit einer Übertragungsleitung.

Fig. 18B zeigt eine eine Impedanzabgleichfunktion aufweisende Eingangs- oder Ausgangsschal tung mit Übertragungsleitungen.

Fig. 19A zeigt die Abhängigkeit des Verstärkungsfak tors von der DC-Vorspannung in einem Line arisierer nach dem elften Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 19B zeigt die Abhängigkeit der Phase von der DC-Vorspannung in einem Linearisierer nach dem elften Ausführungsbeispiel der Erfin dung.

Fig. 20A zeigt die Temperaturabhängigkeit des Ver stärkungsfaktors eines Linearisierers nach dem elften Ausführungsbeispiel der Erfin dung.

Fig. 20B zeigt die Temperaturabhängigkeit der Phase eines Linearisierers nach dem elften Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 21A zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem zwölften Ausführungsbei spiel der Erfindung.

Fig. 21B zeigt ein weiteres Ersatzschaltbild eines Linearisierers nach dem zwölften Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 22A zeigt die Temperaturabhängigkeit des Ver stärkungsfaktors eines Linearisierers nach dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 22B zeigt die Temperaturabhängigkeit der Phase eines Linearisierers nach dem dreizehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 23 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem vierzehnten Ausführungs beispiel der Erfindung.

Fig. 24 zeigt ein Blockdiagramm eines Hochfrequenz verstärkers nach dem sechzehnten Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 1 zeigt ein Ersatzschaltbild einer Verzerrungs kompensationsschaltung (Linearisierer) nach dem er sten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Dieser Linea risierer weist einen Eingang 1 und einen Ausgang 2 auf. In diesem Linearisierer sind eine Eingangsschal tung 7 und eine Ausgangsschaltung 8 jeweils mit einer Gate-Elektrode 4 und einer Drain-Elektrode 5 eines Halbleiterelementes 3 elektrisch verbunden. Eine Source-Elektrode 6 des Halbleiterelementes 3 ist ge erdet. Eine externe DC-Vorspannung ist weder an die Gate-Elektrode 4 noch an die Drain-Elektrode 5 noch an die Source-Elektrode 6 angelegt. Die Eingangs schaltung 7 und die Ausgangsschaltung 8 in dieser Verzerrungskompensationsschaltung werden eingesetzt, um die benötigten Amplituden- und Phasencharakteris tika zu erzielen. Die Fig. 2A und 2B zeigen Bei spiele der Eingangsschaltung 7 und der Ausgangsschal tung 8. Die in Fig. 2A dargestellte Schaltung en thält eine Übertragungsleitung 9, welche eine charak teristische Impedanz aufweist, die gleich der Impe danz der Leistungsquelle oder der Impedanz der Last ist. Die in Fig. 2B dargestellte Schaltung enthält Übertragungsleitungen 9 und eine Blindleitung 10 für einen Impedanzabgleich, wodurch eine Impedanzab gleichfunktion geschaffen wird.

Nachfolgend wird die Funktionsweise des Linearisie rers beschrieben. Im allgemeinen werden Halbleiter elemente mit drei Anschlüssen, wie beispielsweise FETs, vereinfacht durch ein in Fig. 3A dargestelltes Ersatzschaltbild beschrieben. Dieses Ersatzschaltbild weist einen Widerstand 11 zwischen der Gate-Elektrode 4 und der Source-Elektrode 6, eine Kapazität 12 zwi schen der Gate-Elektrode 4 und der Source-Elektrode 6 und eine von einer über die Kapazität 12 zwischen der Gate-Elektrode 4 und der Source-Elektrode 6 abfallen den Spannung V_g abhängige virtuelle Stromquelle 13 auf. Das Ersatzschaltbild weist darüber hinaus eine Kapazität 14 und einen Widerstand 15 zwischen der Drain-Elektrode 5 und der Source-Elektrode 6 auf. Wenn keine externe DC-Vorspannung an das Halbleiter element 3 in diesem Linearisierer angelegt wird, lie fert die virtuelle Stromquelle 13 einen Konstant strom. Aus diesem Grund kann die virtuelle Stromquelle 13 durch eine virtuelle Spannungsversor gung 16 ersetzt werden. Der Linearisierer kann durch ein in Fig. 3B dargestelltes Ersatzschaltbild be schrieben werden. Die Übertragungsfunktion dieses Ersatzschaltbildes läßt sich unter Verwendung einer Lastimpedanz Z₀ durch die folgende Gleichung aus drücken:

Es ist bekannt, daß in Halbleiterelementen mit drei Anschlüssen, wie beispielsweise FETs, die Zunahme einer Eingangssignalspannung mit einem Übergang von einer linearen Übertragung zu einer Großsignalüber tragung einhergeht und ein Widerstand R_ds 15 zwischen der Drain-Elektrode 5 und der Source-Elektrode 6 im Zuge dieses Überganges allmählich abnimmt, wie bei dem Herbsttreffen des The Institute of Electronics, Information and Communication (1993, C-24) gezeigt wurde. In der obigen Gleichung (1) nimmt die Amplitu de |V_out| eines Ausgangssignals zu und der Phasen winkel ∠ V_out ab, wenn der Widerstand R_ds 15 abnimmt. Mit zunehmender Eingangssignalspannung nimmt die Amplitude |V_out| eines Ausgangssignals zu und der Phasenwinkel ∠ V_out ab. Aus diesem Grunde können die Amplituden- und Phasencharakteristika des Ausgangssi gnals für ein Eingangssignal des Halbleiterelementes 3 jeweils durch die Kurven D und H in Fig. 15 darge stellt werden. Dies entspricht dem Verhalten eines herkömmlichen Linearisierers.

Eine ideale Amplitudencharakteristik eines Ausgangs signals, wie durch Kurve J dargestellt, kann durch den Anschluß des Linearisierers an den Eingang eines Hochfrequenzverstärkers erhalten werden. In dem Ver stärker generierte verzerrte Wellen können unter Ver wendung dieses Linearisierers unterdrückt werden, um dadurch ein Ausgangssignal zu erzielen, welches eine gute Linearität aufweist.

Im Vergleich zu herkömmlichen Linearisierern ist der Aufbau dieser Linearisierer sehr einfach. Die Größe des Linearisierers kann somit reduziert werden.

Das Einsatzfrequenzband dieses Linearisierers kann erweitert werden, da weder Koppler noch Abschwächer verwendet werden.

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Die Gate-Elektrode 4 des Linearisierers nach dem ersten Ausführungsbeispiel ist über eine Rückfüh rungsschaltung, welche einen Widerstand 17 enthält, geerdet.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit denen des im ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen Linearisierers überein. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines Hochfrequenzverstärkers, welcher diesem Linearisierer nachgeschaltet ist und ein Ausgangssignal dieses Linearisierers verwendet, stimmt ebenfalls mit dem des ersten Ausführungsbei spieles überein.

Bei diesem Linearisierer kann das Niveau der Gleich spannung durch Änderung des in der Rückleitung en thaltenen Widerstandes 17 variiert werden. Die Am plituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssi gnals können auf diese Weise präzise abgeglichen werden. Die Amplituden- und Phasencharakteristika des Ausgangssignals sind durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie können entspre chend der Charakteristik eines Hochfrequenzverstär kers, dessen Verzerrung zu kompensieren ist und der dem Linearisierer nachgeschaltet ist, passend abge glichen werden.

Fig. 5 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem dritten Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Die in dem Linearisierer des ersten Ausfüh rungsbeispieles enthaltene Drain-Elektrode 5 wird über eine Rückleitung, welche eine Kapazität 18 ent hält, geerdet.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit denen des im ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen Linearisierers überein. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines diesem Linearisierer nach geschalteten und ein Ausgangssignal dieses Lineari sierers verwendenden Hochfrequenzverstärkers stimmt mit demjenigen aus dem ersten Ausführungsbeispiel überein.

Bei dem Linearisierer des dritten Ausführungsbei spiels ist ein Anschluß des Halbleiterelementes 3 über eine Rückleitung, welche eine Kapazität 18 ent hält, geerdet. Die Amplituden- und Phasencharakte ristika eines Ausgangssignals können für ein Hochfre quenzsignal durch Variation der Impedanz präzise ab geglichen werden. Die Amplituden- und Phasencharak teristika des Ausgangssignals werden durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie können entsprechend der Charakteristik eines Hochfre quenzverstärkers, dessen Verzerrung zu kompensieren ist und der dem Linearisierer nachgeschaltet ist, passend abgeglichen werden.

Fig. 6 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem vierten Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Eine Vorspannungsleitung 19 ist nur mit der Gate-Elektrode 4 des Halbleiterelementes verbunden. Eine externe DC-Vorspannung V_g wird über einen An schluß 20 angelegt. Ein Kondensator 21 ist so ges chaltet, daß ein Hochfrequenzsignal, welches in die Vorspannungsleitung 19 leckt, über die Erde kurzge schlossen wird.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit den im ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen überein. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines dem Linearisierer nachgeschalteten und ein Ausgangs signal dieses Linearisierers verwendenden Hochfre quenzverstärkers stimmt mit demjenigen aus dem ersten Ausführungsbeispiel überein.

Bei diesem Linearisierer können die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals durch Va riation der an die Gate-Elektrode 4 des Halbleiter elementes 3 angelegten externen DC-Vorspannung präzi se und elektrisch abgeglichen werden. Die Amplituden- und Phasencharakteristika des Ausgangssignals sind durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie können entsprechend der Charakteris tik eines Hochfrequenzverstärkers, dessen Verzerrung zu kompensieren ist und der dem Linearisierer nachge schaltet ist, passend elektrisch abgeglichen werden.

Fig. 7 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem fünften Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Ein Linearisierer nach dem vierten Ausführungs beispiel enthält zusätzlich eine Diode 22, und eine externe DC-Vorspannung V_g, welche über den Anschluß 20 eingespeist wird, wird über die Diode 22 angelegt.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit denjenigen aus dem vierten Ausführungsbeispiel über ein. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines diesem Linearisierer nachgeschalteten und ein Ausgangssignal dieses Linearisierers verwendenden Hochfrequenzverstärkers stimmt mit demjenigen aus dem ersten Ausführungsbeispiel überein.

Bei diesem Linearisierer wird die externe DC-Vorspan nung über die Diode 22 angelegt. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals können präzise durch Steuerung der Gleichspannungspolarität abgeglichen werden. Die Amplituden- und Phasencharak teristika des Ausgangssignals sind durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie können entsprechend der Charakteristik eines Hochfre quenzverstärkers, dessen Verzerrung zu kompensieren ist und der dem Linearisierer nachgeschaltet ist, passend abgeglichen werden.

Fig. 8 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Ein Linearisierer nach dem ersten Ausführungs beispiel enthält zusätzlich einen veränderlichen Ab schwächer 23, welcher der Eingabeschaltung 7 vorge schaltet ist.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit den im ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen überein. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines diesem Linearisierer nachgeschalteten und ein Aus gangssignal dieses Linearisierers verwendenden Hochfrequenzverstärkers stimmt ebenfalls mit demje nigen aus dem ersten Ausführungsbeispiel überein.

In diesem Linearisierer können die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals präzise durch Variation der Amplitude eines dem Halbleiter element 3 zugeführten Hochfrequenzsignals durch Ver änderung der Abschwächung am Abschwächer 23 abgegli chen werden. Die Amplituden- und Phasencharakteristi ka des Ausgangssignals sind durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie können entsprechend der Charakteristik eines Hochfrequenz verstärkers, dessen Verzerrung zu kompensieren ist und der dem Linearisierer nachgeschaltet ist, passend abgeglichen werden.

Fig. 9 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem siebten Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Ein Linearisierer nach dem ersten Ausführungs beispiel enthält zusätzlich einen Dual-Gate-FET 24, welcher der Eingangsschaltung 7 vorgeschaltet ist.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit den im ersten Ausführungsbeispiel beschriebenen überein. Der Prozeß der Kompensation der Nichtlinearität eines diesem Linearisierers nachgeschalteten und ein Aus gangssignals dieses Linearisierers verwendenden Hoch frequenzverstärkers stimmt ebenfalls mit demjenigen aus dem ersten Ausführungsbeispiel überein.

In diesem Linearisierer ist der Dual-Gate-FET 24 der Eingangsschaltung 7 vorgeschaltet. Die Amplituden- und Phasencharakteristika eines Ausgangssignals kön nen präzise und elektrisch durch Variation der Ampli tude eines dem Halbleiterelement 3 zugeführten Hoch frequenzsignals durch Abgleich einer an einer zweiten Gate-Elektrode 25 angelegten Spannung V_g2 abgeglichen werden. Die Amplituden- und Phasencharakteristika des Ausgangssignals sind durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie können entspre chend der Charakteristik eines Hochfrequenzverstär kers, dessen Verzerrung zu kompensieren ist und der dem Linearisierer nachgeschaltet ist, passend elekt risch abgeglichen werden.

Die Reflexionscharakteristik dieses Linearisierers kann durch Anpassung einer Eingangsleitungsimpedanz an die Eingangsimpedanz des Dual-Gate-FET 24 verbes sert werden.

Durch den in diesem Linearisierer der Eingangsschal tung 7 vorgeschalteten Dual-Gate-FET 24 kann der Lei stungsverlust verringert werden.

Fig. 10A zeigt ein Ersatzschaltbild eines Lineari sierers nach dem achten Ausführungsbeispiel der Er findung. Der Linearisierer weist einen Eingang 1 und einen Hybridverteiler 26 auf. Eine erste Eingangs schaltung 36, ein erstes Halbleiterelement 32 und eine erste Ausgangsschaltung 37 sind aufeinanderfol gend mit einem Ausgang 27 des Hybridverteilers ver bunden. Eine zweite Eingangsschaltung 42, ein zweites Halbleiterelement 38 und eine zweite Ausgangsschal tung 43 sind aufeinanderfolgend mit einem anderen Ausgang 28 des Hybridverteilers 26 verbunden. Die ersten und zweiten Ausgangsschaltungen 37 und 43 sind jeweils mit Eingängen 30 und 31 eines Hybridkombini erers 29 verbunden.

Fig. 10B zeigt ein Ersatzschaltbild eines weiteren Linearisierers nach dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Ein im ersten Ausführungsbeispiel be schriebener Linearisierer enthält zusätzlich einen Isolator 44.

Die Betriebsweise sowie die Amplituden- und Phasen charakteristika dieses Linearisierers stimmen mit denjenigen des ersten Ausführungsbeispieles überein. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines diesem Linearisierers nachgeschalteten und ein Aus gangssignal dieses Linearisierers verwendenden Hoch frequenzverstärkers stimmt ebenfalls mit demjenigen aus dem ersten Ausführungsbeispiel überein. Die Re flexionscharakteristik an den Eingängen und Ausgängen 1 und 2 kann durch die Verwendung des Hybridvertei lers 26 und des Hybridkombinierers 29 verbessert wer den. Auf diese Weise kann ein Linearisierer mit einer verbesserten Reflexionscharakteristik realisiert wer den.

Fig. 11 zeigt ein Blockdiagramm nach dem neunten Ausführungsbeispiel der Erfindung eines Hochfrequenz verstärkers, welcher einen Linearisierer enthält. In diesem Verstärker, der einen Eingang 1 und einen Aus gang 2 aufweist, sind ein Verstärkermodul 45, an wel ches keine DC-Vorspannung angelegt wird, weitere Ver stärkermodule 46 und ein Hochleistungsendverstärker 47 seriell miteinander verbunden.

Ein Ausgangssignal des Verstärkermoduls 45, an wel ches keine externe DC-Vorspannung angelegt wird, weist Amplituden- und Phasencharakteristika, wie durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt, auf, welche mit denjenigen des im ersten Ausführungsbeispiel dargestellten Linearisierers übereinstimmen. Ein Ausgangssignal des Hochleistungs endverstärkers 47, welcher mit dem Verstärkermodul 45 verbunden ist, weist die durch die Kurven I und K dargestellten Amplituden- und Phasencharakteristika auf. Das Ausgangssignal des Hochleistungsendverstär kers 47 wird kompensiert durch das Ausgangssignal des Verstärkermoduls 45, wodurch die Amplituden- und Pha sencharakteristika des kompensierten Ausgangssignals hinsichtlich einer guten Linearität wie durch die Kurven J und L dargestellt verbessert werden.

In diesem Linearisierer wird keine externe DC-Vor spannung an die einzelnen Verstärkermodule 46, welche in einem Hochfrequenzverstärkermodul enthalten sind, angelegt. Die Verstärkermodule werden als Linearisie rer verwendet. Durch diesen Aufbau können verzerrte Wellen, welche durch den angeschlossenen Hochfre quenzverstärker generiert werden, analog zu einem ex tern verbundenen Stromlinearisierer, unterdrückt wer den. Dieser Aufbau erlaubt einen kostengünstigeren Linearisierer mit geringeren Abmessungen.

Fig. 16 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Linearisie rers nach dem zehnten Ausführungsbeispiel der Erfin dung. Dieser Linearisierer weist einen Eingang 1, einen Ausgang 2, ein Halbleiterelement 3 mit einer Gate-Elektrode 4, einer Drain-Elektrode 5 und einer Source-Elektrode 6, eine Eingangsschaltung 7 und eine Ausgangsschaltung 8 auf. Der Aufbau enthält weiterhin eine Gate-Vorspannung-Schaltung 70, eine Drain-Vor spannung-Schaltung 71 und Gleichstromleistungsversor gungen 72 und 73.

In diesem Linearisierer ist die Source-Elektrode 6 geerdet, die Eingangsschaltung 7 mit der Gate-Elek trode 4 verbunden und die Ausgangsschaltung 8 mit der Drain-Elektrode 5 verbunden. Die Gate-Vorspannung- Schaltung 70 und die Drain-Vorspannung-Schaltung 71 sind jeweils mit der Gate-Elektrode 4 bzw. der Drain- Elektrode 5 verbunden, um die gewünschten DC-Vorspan nungen an die Gate-Elektrode 4 bzw. die Drain-Elek trode 5 anlegen zu können.

Eine negative DC-Vorspannung wird an die Gate-Elek trode 4 des Halbleiterelementes 3 über die Gate-Elek trode-Vorspannung-Schaltung 70 mittels der Gleich spannungsleistungsversorgung 72 angelegt. Eine nega tive oder positive DC-Vorspannung wird an die Drain- Elektrode 5 über die Drain-Elektrode-Vorspannung- Schaltung 71 mittels der Gleichspannungsleistungsver sorgung 73 angelegt. Der Betrag der an die Drain- Elektrode angelegten DC-Vorspannung bewegt sich her kömmlichen Linearisierern in einem höheren Bereich zwischen 3 und 10 Volt, wohingegen sie sich beim er findungsgemäßen Linearisierer in einem niedrigeren Bereich unterhalb einer Kniespannung (z. B. -1,5 bis +1,5 V) bewegt. Dies erlaubt es, die Nichtlinearität des Halbleiterelementes 3 zu erhalten. Fig. 17 illu striert eine Kniespannung eines FETs. Fig. 17A zeigt eine Beschaltung des FETs, und Fig. 17B zeigt die statische Charakteristik des FETs.

Die in Fig. 18 dargestellte Eingangsschaltung 7 und Ausgangsschaltung 8 dienen dazu, die gewünschte Am plituden- und Phasencharakteristika zu erzielen. In Fig. 18A wird eine Übertragungsleitung 74 mit einer Impedanzcharakteristik, welche derjenigen einer Source-Impedanz oder Lastimpedanz (z. B. 50 Ω) ent spricht, verwendet. In Fig. 18B werden eine Impedan zanpassungs-Blindleitung 75 und Übertragungsleitungen 74 für den Abgleich der Impedanz der Schaltungen ver wendet.

Nachfolgend wird die Betriebsweise des Linearisierers beschrieben. Im allgemeinen läßt sich ein Halbleiter element, welches drei Anschlüsse besitzt, wie bei spielsweise ein FET oder HEMT, vereinfacht durch ein in den Fig. 3A und 3B dargestelltes Ersatzschalt bild beschreiben. Die Übertragungsfunktion des Er satzschaltbildes kann ebenfalls durch die Gleichung (1) unter Verwendung einer Lastimpedanz Z₀ ausge drückt werden.

Es ist bekannt, daß in den Halbleiterelementen, wel che drei Anschlüsse aufweisen, wie beispielsweise ein FET oder HEMT, die Zunahme einer Eingangssignalspan nung mit einem Übergang der Übertragungscharakteris tik von einem linearen zu einem Großsignalbetrieb einhergeht und ein Widerstand R_ds zwischen der Drain- Elektrode 5 und der Source-Elektrode 6, wie beim Herbsttreffen des The Institute of Electronics, In formation and Communication (1993, C-24) gezeigt, allmählich mit dieser Änderung der Übertragungscha rakteristik abnimmt. In der obigen Gleichung (1) nimmt die Amplitude |V_out| eines Ausgangssignals zu und der Phasenwinkel ∠ V_out ab, wenn der Widerstand R_ds abnimmt. Mit der Zunahme der Eingangssignalspannung nimmt die Amplitude |V_out| des Ausgangssignals zu und der Phasenwinkel ∠ V_out ab. Die daraus resultie renden Amplituden- und Phasencharakteristika des Aus gangssignals für ein Eingangssignal des Halbleiter elementes 3 sind jeweils durch die Kurven D und H in den Fig. 15A und 15B dargestellt. Sie stimmen mit denjenigen eines herkömmlichen Linearisierers über ein.

Beim erfindungsgemäßen Linearisierer wird eine DC- Vorspannung unterhalb einer Kniespannung an die Drain-Elektrode 5 des Halbleiterelementes 3 angelegt. Dadurch wird es möglich, daß die Amplituden- und Pha sencharakteristika des Linearisierers zu denjenigen eines Leistungsverstärkers, dessen Ausgangssignal kompensiert werden soll, invers sind. Das Ausgangs signal des Leistungsverstärkers weist, wie durch die Kurven J und L in den Fig. 15A und 15B darge stellt, eine gute Linearität auf, wenn der Lineari sierer mit dem Eingang des Leistungsverstärkers ver bunden wird.

Der Linearisierer nach diesem bevorzugten Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung benötigt weniger Koppler und Abschwächer als ein konventioneller Linearisie rer, wodurch der Schaltungsaufbau stark vereinfacht wird. Dadurch wird es möglich, die Größe des Lineari sierers zu verringern und das Einsatzfrequenzband zu verbreitern. Der Leistungsverbrauch des Linearisie rers kann reduziert werden, da nur eine geringe DC- Vorspannung an das Halbleiterelement 3 angelegt wird.

Fig. 19 zeigt die Abhängigkeit eines Ausgangssignals eines Linearisierers von der DC-Vorspannung nach dem elften Ausführungsbeispiel der Erfindung. In Fig. 19 sind die Amplituden- und Phasencharakteristika des Ausgangssignals eines Linearisierers dargestellt, wenn die DC-Vorspannung V_ds, welche an die Drain-Elektrode 5 angelegt wird, in einem Bereich zwischen 0 und 0,5 V variiert wird.

Bei einem Halbleiterelement, welches drei Anschlüsse besitzt, wie beispielsweise ein FET oder HEMT, ist die Beziehung zwischen einem Drain-Strom und einer Drain-Spannung für den Bereich einer Drain-Spannung unterhalb einer Kniespannung im allgemeinen nicht li near. Ein Widerstand R_ds 15 zwischen der Drain-Elek trode 5 und der Source-Elektrode 6 in einem Hochfre quenzband ist annähernd bestimmt durch die Steigung des über der Drain-Spannung aufgetragenen Drain-Stro mes. Der Widerstand R_ds 15 zwischen der Drain-Elektro de 5 und der Source-Elektrode 6 in einem Hochfre quenzband kann durch Änderung der Drain-Spannung-Ein stellung variiert werden. Die durch die durchgezoge nen Linien in den Fig. 19A und 19B dargestellten Amplituden- und Phasencharakteristika werden durch Variation der Drain-Spannung wie durch die gestri chelten Linien angedeutet verändert, wenn die DC-Vor spannung, welche an die Drain-Elektrode 5 angelegt wird, von 0 bis -0,5 V variiert wird.

Fig. 20A und 20B zeigen beispielhaft die Abhängig keit der Amplituden- und Phasencharakteristika eines Leistungsverstärkers von der Temperatur. Der Wider stand R_ds des Halbleiterelementes 3, welches als Lei stungsverstärker eingesetzt wird, nimmt im allgemei nen mit steigender Temperatur zu. Dieser Effekt vari iert stark mit Eingangsleistungsänderungen. Änderun gen der Amplituden- und Phasencharakteristika sind bei höheren Temperaturen stärker als bei niedrigeren Temperaturen.

Zur Verzerrungskompensation für einen Leistungsver stärker wird ein Linearisierer benötigt, welcher seine eigenen Amplituden- und Phasencharakteristika abgleichen kann. Bei einem erfindungsgemäßen Lineari sierer können, wie in den Fig. 19A und 19B darge stellt, die Amplituden- und Phasencharakteristika durch Änderung der Drain-Spannung variiert werden. Wenn die DC-Vorspannung, welche an das Halbleiterele ment 3 angelegt wird, so eingestellt wird, daß sie groß ist bei hohen Temperaturen, können ideale Ampli tuden- und Phasencharakteristika über einen großen Temperaturbereich erzielt werden, wie in den Fig. 15A und 15B dargestellt ist.

Wie oben beschrieben wurde, kann die Verzerrungskom pensation für einen Leistungsverstärker über einen weiten Temperaturbereich durch Variation der DC-Vor spannung, welche an das Halbleiterelement 3 angelegt wird, erreicht werden.

Die Abb. 21A und 21B zeigen den Aufbau eines Linearisierers nach dem zwölften Ausführungsbeispiel der Erfindung. In Fig. 21A ist ein veränderlicher Abschwächer, welcher als eine Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80 verwendet wird, vor die Ein gangsschaltung des in Fig. 16 dargestellten Lineari sierers geschaltet. In Fig. 21B ist ein Verstärker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor vor die Ein gangsschaltung geschaltet.

Im allgemeinen weisen die Halbleiterelemente 3, wel che in den Linearisierern eingesetzt werden, Un gleichmäßigkeiten in ihren jeweiligen Charakteristika auf. Die Eingangsleistung, bei welcher sich bei den Amplituden- und Phasencharakteristika eines Lineari sierers, wie durch die Kurven I und H in Fig. 15 dargestellt, Abweichungen von der Linearität ergeben, variiert für unterschiedliche Halbleiterelemente 3. Beispielsweise ist die Eingangsleistung, bei welcher sich bei den Amplituden- und Phasencharakteristika des Linearisierers Abweichungen von linearem Verlauf ergeben, geringer, wenn ein Halbleiterelement 3 mit einem hohen Verstärkungsfaktor verwendet wird. Obwohl die Eingangsleistung, welche dem Halbleiterelement 3 zugeführt wird, konstant bleibt, können die Amplitu den- und Phasencharakteristika des Linearisierers aufgrund der Abweichungen in den Charakteristika des Halbleiterelementes 3 variieren.

Um dieses Problem zu lösen, ist die Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80, welche den veränder lichen Abschwächer enthält, wie in Fig. 21A darges tellt, mit dem Eingang der Eingangsschaltung 7 im Li nearisierer verbunden. Die Amplitude eines Hochfre quenzsignals, welches dem Halbleiterelement 3 zuge führt wird, kann durch passende Änderung der Ab schwächung mittels der Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80 entsprechend den Charakteristika des Halbleiterelementes 3 abgeglichen werden.

Bevorzugte Amplituden- und Phasencharakteristika des Linearisierers lassen sich dann erzielen, wenn die Charakteristika der Halbleiterelemente 3, welche dort eingesetzt werden, Ungleichmäßigkeiten aufweisen. Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines Leistungsverstärkers unter Verwendung des Linearisie rers, welcher dem Leistungsverstärker nachgeschaltet ist, ist identisch mit demjenigen beim Linearisierer, welcher im zehnten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde.

In Fig. 21B wird ein Verstärker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor, welcher einen Dual-Gate-FET bein haltet, als Schaltung zum Abgleich des Eingangs niveaus 80 verwendet.

Bei dem Linearisierer, bei welchem der veränderliche Abschwächer als Schaltung zum Abgleich des Eingangs niveaus 80 verwendet wird, ist der absolute Wert der Leistung, welche dem Halbleiterelement 3 zugeführt wird, begrenzt. Aus diesem Grund ist es vorteilhaft, wenn die Leistung, welche dem Eingang 1 des Lineari sierers zugeführt wird, hoch ist. Wenn im Gegensatz dazu die Leistung, welche dem Eingang 1 des Lineari sierers zugeführt wird, gering ist, weist der Line arisierer, welcher den veränderlichen Abschwächer verwendet, wie in diesem bevorzugten Ausführungsbei spiel gezeigt, einen großen Vorteil auf. Darüber hin aus kann, sogar wenn die Charakteristika des Halblei terelementes 3 fluktuieren, dieses bei einer bevor zugten Eingangsleistung durch Variation der Verstär kung des Verstärkers mit veränderlichem Verstärkungs faktor betrieben werden.

Wie oben beschrieben wurde, ist die Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80, welche den veränder lichen Abschwächer oder den Verstärker mit veränder lichem Verstärkungsfaktor beinhaltet, vor die Ein gangsschaltung 7 geschaltet. Dadurch wird es möglich, eine bevorzugte Eingangsleistung entsprechend den Charakteristika des Halbleiterelementes diesem zuzu führen, wodurch ein Linearisierer mit einer gleich mäßigeren Verzerrungskompensation realisiert wird.

Beim dreizehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Ausgangsniveau der Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80, welche beim zwölften Ausfüh rungsbeispiel beschrieben ist, so eingestellt, daß es mit steigender Temperatur zunimmt.

Im allgemeinen ändern sich die Charakteristika des Halbleiterelementes, welches in dem Linearisierer eingesetzt wird, bei Temperaturänderungen. Beispiels weise ändern sich in einem Linearisierer, der nicht mit einer Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80 verbunden ist (in Fig. 16 dargestellt), die Ampli tuden- und Phasencharakteristika, wie in Fig. 22A und 22B dargestellt bei Temperaturänderungen. Die Amplituden- und Phasencharakteristika des Halbleiter elementes 3 ändern sich bei einem niedrigeren Ein gangsniveau von einem linearen zu einem nichtlinearen Verhalten bei einer höheren Temperatur.

Um dieses Problem zu lösen, wird bei einer höheren Temperatur die Abschwächung des veränderlichen Ab schwächers verringert oder die Verstärkung des Ver stärkers mit veränderlichem Verstärkungsfaktor er höht. Dadurch wird ermöglicht, daß die dem Halblei terelement 3 zugeführte Leistung bei höheren Tempera turen größer ist, auch wenn die dem Linearisierer zugeführte Leistung konstant ist. Deshalb lassen sich unabhängig von Temperaturänderungen gleichbleibend bevorzugte Amplituden- und Phasencharakteristika er halten, wodurch ein Linearisierer realisiert wird, welcher weniger anfällig für Temperaturänderungen ist.

Der Prozeß zur Kompensation der Nichtlinearität eines Leistungsverstärkers unter Verwendung eines Lineari sierers, welcher dem Leistungsverstärker nachgeschal tet ist, stimmt mit demjenigen für einen im zehnten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebenen Linea risierer überein.

Fig. 23 zeigt den Aufbau eines Linearisierers nach dem vierzehnten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Bei diesem Linearisierer ist eine Schaltung zum Ab gleich des Ausgangsniveaus 81, welche einen veränder lichen Abschwächer oder einen Verstärker mit verän derlichem Verstärkungsfaktor beinhaltet, der Aus gangsschaltung 8 des in Fig. 21 abgebildeten Linea risierers nachgeschaltet. Im allgemeinen hat ein Leistungsverstärker, dessen Verzerrung kompensiert werden soll, einen variierenden Verstärkungsfaktor aufgrund der Ungleichmäßigkeiten der Charakteristika von Halbleiterelementen, welche in dem Leistungsver stärker Verwendung finden. Wenn die Verzerrung eines Leistungsverstärkers durch das Vorschalten eines Li nearisierers kompensiert wird, muß das Niveau eines Signals, welches dem Leistungsverstärker zugeführt wird, entsprechend dem Verstärkungsfaktor des Leistu ngsverstärkers passend abgeglichen werden.

Die Schaltung zum Abgleich des Ausgangsniveaus 81 ist der Ausgangsschaltung 8 nachgeschaltet, und die Ab schwächung oder der Verstärkungsfaktor ist veränder bar. Auf diese Weise kann das Niveau des Signals, welches dem Leistungsverstärker zugeführt wird, auf einen bevorzugten Wert eingestellt werden. So läßt sich eine gute Verzerrungskompensation realisieren, auch wenn der Verstärkungsfaktor des Leistungsver stärkers nicht konstant ist.

Die Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80, welche der Eingangsschaltung 7 vorgeschaltet ist, wird zur Kompensation der Charakteristika des Halb leiterelementes 3 im Linearisierer verwendet.

Im fünfzehnten Ausführungsbeispiel können die Niveaus der Ausgangssignale der Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus 80 und der Schaltung zum Abgleich des Ausgangsniveaus 81, welche im vierzehnten Ausfüh rungsbeispiel beschrieben wird, mit steigender Tempe ratur erhöht werden.

Wie im vierzehnten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, variiert der Verstärkungsfaktor des Leistungs verstärkers, welcher dem Linearisierer nachgeschaltet ist, aufgrund der Variation der Charakteristika der Halbleiterelemente 3 sowie aufgrund der temperatur abhängigen Veränderungen ihrer Charakteristika. Der Verstärkungsfaktor nimmt mit steigender Temperatur ab. Die dem Leistungsverstärker zugeführte Leistung muß mit zunehmender Temperatur steigen, damit eine gute Verzerrungskompensation erreicht wird.

Die Schaltung zum Abgleich des Ausgangsniveaus 81, welche einen veränderlichen Abschwächer oder einen Verstärker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor be inhaltet, ist mit diesem Linearisierer wie gezeigt verbunden. Die dem Leistungsverstärker zugeführte Leistung kann bei einer höheren Temperatur durch Ver ringerung der Abschwächung des veränderlichen Ab schwächers oder durch Erhöhung des Verstärkungsfak tors des Verstärkers mit veränderlichem Verstärkungs faktor erhöht werden. Auf diese Weise läßt sich eine gute Verzerrungskompensation bei unterschiedlichen Temperaturen sogar dann erzielen, wenn der Verstär kungsfaktor des Leistungsverstärkers aufgrund von Temperaturänderungen variiert.

Fig. 24 zeigt ein Blockdiagramm eines Leistungsver stärkers nach dem sechzehnten Ausführungsbeispiel. Der Leistungsverstärker weist ein Verstärkermodul 82, an welches eine DC-Vorspannung unterhalb einer Knie spannung angelegt wird, Verstärkermodule 83, an wel che eine normale DC-Vorspannung angelegt wird, und ein seriell verbundenes Leistungsverstärkermodul 84 auf. Die Source-Elektrode 6 der Halbleiterelemente 3 in den Verstärkermodulen 82, 83 und 84 ist jeweils geerdet. Ein Ausgangssignal des Verstärkermoduls 82, an welches eine DC-Vorspannung unterhalb einer Kniespannung angelegt ist, weist Amplituden- und Pha sencharakteristika auf, die jeweils durch die Kurven D und H in Fig. 15 dargestellt sind. Ein Ausgangs signal des Leistungsverstärkermoduls 84, welches ver zerrte Wellen generiert, besitzt die jeweils durch die Kurven I und K in Fig. 15 dargestellte Amplitu den- und Phasencharakteristika. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkermoduls 84 kann durch das Aus gangssignal des Verstärkermoduls 82 sowohl hinsicht lich Amplituden- als auch hinsichtlich Phasencharak teristika abgeglichen werden. Aus diesem Grunde wei sen die Charakteristika des kompensierten Ausgangs signals des Leistungsverstärkers, wie durch die Kurven J und L in Fig. 15 dargestellt, eine gute Linearität auf.

Eine DC-Vorspannung unterhalb einer Kniespannung wird so an eines der Verstärkermodule, welche im Leistungs verstärker enthalten sind, angelegt, daß das Ver stärkermodul als Linearisierer verwendet werden kann. Auf diese Weise läßt sich ein Leistungsverstärker, welcher eine geringe Verzerrung aufweist, ohne sepa rate Linearisierer realisieren, wodurch die Abmessun gen und Kosten des Leistungsverstärkers reduziert werden können.

Auch Modifikationen der beschriebenen Ausführungsbei spiele, sofern sie von den Ansprüchen gedeckt werden, sollen im Umfang der Erfindung eingeschlossen sein.

Claims

1. Verzerrungskompensationsschaltung mit
einem Halbleiterelement, welches eine Gate-Elek trode, eine Source-Elektrode und eine Drain- Elektrode aufweist, und
einer Eingangsschaltung und einer Ausgangsschal tung, welche mit dem Halbleiterelement verbunden sind,
wobei die Eingangsschaltung mit der Gate-Elek trode verbunden ist, entweder die Drain-Elektro de oder die Source-Elektrode mit der Ausgangs schaltung verbunden und die andere Elektrode geerdet ist und
eine externe Gleichspannung-Vorspannung (DC-Vor spannung) weder an die Gate-Elektrode noch an die Source-Elektrode noch an die Drain-Elektrode des Halbleiterelementes angelegt ist.

2. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher mindestens die Gate-Elektrode und/oder die Source-Elektrode und/oder die Drain- Elektrode des Halbleiterelementes über eine Rückleitung, welche einen Widerstand enthält, geerdet ist.

3. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher mindestens die Gate-Elektrode und/oder die Source-Elektrode und/oder die Drain- Elektrode des Halbleiterelementes über eine Rückleitung, welche einen Kondensator enthält, geerdet ist.

4. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher ein veränderlicher Abschwächer der Eingangsschaltung vorgeschaltet oder nachge schaltet ist.

5. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher ein Verstärker der Eingangsschaltung vorgeschaltet oder nachgeschaltet ist.

6. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 1, bei welcher eine Mehrzahl der Verzerrungskompen sationsschaltungen parallel zueinander angeord net sind und ein Ausgang einer der Verzerrungs kompensationsschaltungen und ein Eingang einer anderen der Verzerrungskompensationsschaltungen über einen Koppler verbunden sind.

7. Verzerrungskompensationsschaltung mit
einem Halbleiterelement mit einer Gate-Elektro de, einer Source-Elektrode und einer Drain-Elek trode, und
einer Eingangsschaltung und einer Ausgangsschal tung, welche mit dem Halbleiterelement verbunden sind,
wobei die Eingangsschaltung mit der Gate-Elek trode verbunden ist, entweder die Drain-Elektro de oder die Source-Elektrode mit der Ausgangs schaltung verbunden und die andere Elektrode geerdet ist und
eine externe DC-Vorspannung an die Gate-Elek trode oder an die Source-Elektrode oder an die Drain-Elektrode des Halbleiterelementes angelegt ist.

8. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 7, bei welcher die externe DC-Vorspannung an das Halbleiterelement über eine Diode angelegt wird.

9. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 7, bei welcher ein veränderlicher Abschwächer der Eingangsschaltung vorgeschaltet oder nachge schaltet ist.

10. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 7, bei welcher ein Verstärker der Eingangsschaltung vorgeschaltet oder nachgeschaltet ist.

11. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 7, bei welcher eine Mehrzahl der Verzerrungskompen sationsschaltungen parallel zueinander angeord net sind und ein Ausgang einer der Verzerrungs kompensationsschaltungen und ein Eingang einer anderen der Verzerrungskompensationsschaltungen über einen Koppler verbunden sind.

12. Verzerrungskompensationsschaltung mit einem Hochfrequenzverstärker, welcher eine Mehr zahl von Verstärkermodulen aufweist, wobei eine DC-Vorspannung an keines der Verstär kermodule angelegt wird.

13. Verstärkungskompensationsschaltung mit
einem Halbleiterelement, welches eine Gate-Elek trode, eine Source-Elektrode und eine Drain- Elektrode aufweist, und
einer Eingangsschaltung und einer Ausgangsschal tung, welche mit dem Halbleiterelement verbunden sind,
wobei die Eingangsschaltung mit der Gate-Elek trode des Halbleiterelementes verbunden ist, die Ausgangsschaltung mit der Drain-Elektrode des Halbleiterelementes verbunden ist, die Source- Elektrode des Halbleiterelementes geerdet ist, eine negative DC-Vorspannung an die Gate-Elek trode angelegt ist und eine negative oder posi tive DC-Vorspannung unterhalb einer Kniespannung an die Drain-Elektrode angelegt ist.

14. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 13, bei welcher die an die Gate-Elektrode oder die Drain-Elektrode des Halbleiterelementes angeleg te DC-Vorspannung entsprechend der Temperatur passend geändert wird.

15. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 13, bei welcher eine Schaltung zum Abgleich des Ein gangsniveaus der Eingangsschaltung vorgeschaltet ist.

16. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 15, bei welcher das Niveau eines Ausgangssignals der Schaltung zum Abgleich des Ausgangsniveaus mit steigender Temperatur erhöht wird.

17. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 13, bei welcher die Schaltung zum Abgleich des Ein gangsniveaus der Eingangsschaltung vorgeschaltet ist und eine Schaltung zum Abgleich des Aus gangsniveaus der Ausgangsschaltung nachgeschal tet ist.

18. Verzerrungskompensationsschaltung nach Anspruch 17, bei welcher das Niveau des Ausgangssignals der Schaltung zum Abgleich des Ausgangsniveaus und das Niveau eines Eingangssignals der Schaltung zum Abgleich des Eingangsniveaus mit zunehmender Temperatur erhöht werden.

19. Verzerrungskompensationsschaltung mit einem Hochfrequenzverstärker, welcher eine Mehr zahl von Verstärkermodulen aufweist, wobei eine DC-Vorspannung unterhalb einer Knie spannung an mindestens eines der Verstärkermodu le angelegt ist.