DE4228382A1 - Nichtlinearer reflexions-prozessor unter verwendung von fets - Google Patents
Nichtlinearer reflexions-prozessor unter verwendung von fetsInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf nichtlineare Prozessoren
oder Verzerrungsgeneratoren, wie beispielsweise Begrenzer
oder Vorverzerrungs-Equalizer, zum Kompensieren von
Amplituden- und Phasenverzerrung von Leistungsverstärkern
bei Mikrowellen-, Millimeterwellen- oder anderen
Hochfrequenzen und insbesondere auf solche, die
direktionale Koppler verwenden.
Elektronische Signalverstärker werden verwendet, um die
Spannung, den Strom und die Leistung von elektrischen
Signalen zu erhöhen. Idealerweiser vergrößern Verstärker
nur die Signalamplitude, ohne das Signal auf andere Weise
zu beeinflussen. Alle Signalverstärker verzerren jedoch das
Signal, das verstärkt wird. Die Verzerrung resultiert aus
der Nichtlinearität der Übertragungsfunktion oder
Charakteristik der aktiven Vorrichtungen des Verstärkers.
Die Verzerrung von einem durch einen Verstärker hindurch
tretenden Signal kann verkleinert werden, indem die Spitze
zu-Spitze-Signalamplitude klein gehalten wird und indem der
Verstärker so betrieben wird, daß das Signal den Mittelteil
seiner Charakteristik durchläuft, wobei er in diesem
Bereich meistens linear ist. Es gibt jedoch gewisse
Situationen, in denen es notwendig ist, daß sich der Aus
schlag des Ausgangssignals über einen wesentlichen Teil der
Übertragungsfunktion des Verstärkers erstreckt. Dies ist
der Fall bei Radio- und Fernseh-Sendern, wo ein derartiger
Betrieb wichtig ist, um die maximal mögliche
Ausgangsleistung von jedem teuren Verstärker zu erhalten.
Das gleiche Erfordernis für eine maximale Ausgangsleistung
besteht auch im Falle von Mikrowellen- oder Millimeter
wellenfrequenz (Hochfrequenz oder HF) -Verstärkern für
Satelliten-Kommunikationen, da das Vermögen der aktiven
Vorrichtungen, im Hochfrequenzbetrieb zu arbeiten, eine
Struktur erfordert, damit sie nur bei relativ moderaten
Spannungs- und Strom- und Vorspannungswerten betrieben
werden können, so daß das Signal über einen signifikanten
Teil der verfügbaren Vorspannung schwingt. Wenn die Aus
gangssignalschwingung eines Verstärkers Ausschläge über
wesentliche Teile der Übertragungsfunktion macht, ist der
gewöhnliche Effekt eine relative Kompression von großen
Signalen im Vergleich zu kleinen Signalen, d. h. die Ver
stärkung des Verstärkers bei großen Signalpegeln hat die
Tendenz, kleiner zu sein, als bei der Verstärkung von
kleinen Signalpegeln. Für den Fall eines sinusförmigen
Signals, das auf einem Oszilloskop betrachtet wird, hat das
komprimierte Signal eine Sinusform im allgemeinen ähnlich
dem Erscheinungsbild des Eingangssignals, aber mit einem
etwas abgeflachten Oberteil und Unterteil. Eine Phasenver
schiebung begleitet häufig eine Amplitudenverzerrung.
Hochfrequenzverstärker werden häufig verwendet, um mehrere
Signale zu verstärken, wie beispielsweise in Mehrkanal-
Satelliten-Operationen. Wenn viele Signale verstärkt
werden, werden die Spitzensignalwerte gelegentlich über
lagert, wodurch gewisse Ausschläge mit großen Spitze-zu-
Spitze-Werten hervorgerufen werden. In dem Fall von Mehr
kanalsignalen kann die Kompression eine nicht so einfache
Messung sein, wie bei Intermodulations-Verzerrungs
messungen. Intermodulations-Verzerrungsmessungen werden
üblicherweise so durchgeführt, daß der relative Betrag von
unerwünschten Produkten gemessen wird, die einen der Träger
begleiten, der zu Testzwecken im allgemeinen selbst
unmoduliert ist.
Eine Vorverzerrung von einem Signal, das an einen nicht
linearen Verstärker angelegt werden soll, wird häufig
durchgeführt, um die Verzerrung, die durch die Nicht
linearität des Verstärkers erwartet wird, im voraus zu
kompensieren. Zu den Problemen, die bei der Auslegung von
Vorverzerrungsschaltungen auftreten, gehört das Finden
einer nichtlinearen Vorrichtung oder mehreren Vorrich
tungen und eines entsprechenden Schaltungsaufbaus, die
zusammen eine Verstärkung erzeugen, die mit zunehmenden
Signalpegel ansteigt, um dadurch die Verkleinerung in der
Verstärkung mit zunehmendem Signalpegel zu kompensieren,
die durch die Nichtlinearität des Verstärkers hervorge
rufen wird. Das Problem wird vergrößert, da Tests während
der Entwicklungsphase häufig auf der nichtlinearen Vor
richtung durchgeführt werden unter Verwendung von
Instrumenten, die ihrerseits an die Impedanz von einer
Standard-Übertragungsleitung angepaßt sind, wogegen im
tatsächlichen Gebrauch die nichtlineare Vorrichtung mit den
Eingangs- und Ausgangsimpedanzen der Quellen- und Last
schaltungen zusammenarbeitet, die den Verstärker enthalten,
der kompensiert werden soll. Die Impedanz-Fehlanpassung des
Verstärkers kann in nachteiliger Weise in Wechselwirkung
mit irgendeiner Impedanz-Fehlanpassung der nicht linearen
Vorrichtung treten. Da die Impedanz-Fehlanpassung häufig
vom Signalpegel abhängt, können komplexe Wechselwirkungen
auftreten einschließlich Impedanz-Transformationen, die be
wirken, daß das resultierende Amplituden-Frequenz-Ansprech-Verhalten
der Kaskade von Vorverzerrungs-Equalizer und Ver
stärker von dem gewünschten abweicht.
Fig. 6 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm von einem
typischen bekannten Reflexions-Vorverzerrungs-Equalizer. In
Fig. 6 werden die vorzuverzerrenden Signale über einen
Anschluß 10 und eine Eingangs-Übertragungsleitung an einen
ersten Eingangsport 12 von einem 90°, 3 dB Direktional- oder
Hybrid-Koppler 14 angelegt. Es ist bekannt, daß
Übertragungsleitungen HF-Signale ohne übermäßige Verluste
leiten können. Übliche Typen von Übertragungsleitungen um
fassen koaxiale Übertragungsleitungen und Mikrostrip-Über
tragungsleitungen. Die koaxiale Übertragungsleitung, die im
Querschnitt in Fig. 6b dargestellt ist, enthält einen
äußeren elektrischen Leiter 2, der einen Mittelleiter 3
umgibt und koaxial zentriert. Eine Mikrostrip-Übertragungs
leitung ist in Fig. 6c dargestellt. Gemäß Fig. 6c weist die
Übertragungsleitung einen breiten Referenz- oder "Ground"-
Leiter, der mit 5 bezeichnet ist, und einen Strip- bzw.
Streifenleiter 6 auf, der durch eine dielektrische Platte 7
im Abstand von dem "Ground"-Leiter 5 angeordnet ist. Die
Mittel- oder Strip-Leiter beider Arten von Übertragungs
leitungen sind biaxial symmetrisch, d. h. sie sind
symmetrisch zu einer Ebene, wie beispielsweise die Ebene 9
in den Fig. 6b und 6c. Die Ebene 9 ist orthogonal zur Ober
fläche des "Ground"- oder Außenleiters. Dem Fachmann ist
bekannt, daß Signale von einem Typ einer Übertragungs
leitung auf einen anderen durch geeignete Koppler über
tragen werden kann, so daß die Form der Übertragungslei
tung nur von untergeordnetem Interesse ist.
Wie bereits ausgeführt wurde, werden die vorzuverzerrenden
Signale durch eine Übertragungsleitung an einen Eingangs
port 12 des Kopplers 14 angelegt. Ein 3 dB Direktional-Koppler
kann zwei gekoppelte Übertragungsleitungen auf
weisen, wie beispielsweise die Leitungen 13 und 15 in Fig.
6a, die sich von dem Port 12 zu einem Port 28 und von einem
Port 16 zu einem Port 17 erstrecken. Derartige Koppler
arbeiten nahe Frequenzen, bei denen die Abschnitte der
Übertragungsleitungen 13 und 15, die induktiv und kapazitiv
gekoppelt sind, etwa λ/4 lang sind. Wenn mit Impedanz
angepaßten Anschlüssen an allen Ports gearbeitet wird,
sprechen derartige Koppler auf Signale, die an einen Port,
wie beispielsweise 12 oder 17, angelegt werden, dadurch an,
daß an benachbarten Ports, wie beispielsweise 16 bzw. 28,
Signale bei einer Referenzphase (nominal 0°) erzeugt
werden, und sie auch ein Signal an entfernten Ports, wie
beispielsweise 28 bzw. 16, erzeugen, die eine relative
Phase von - 90° haben, d. h. um 90° verzögert sind.
Als Antwort auf Signale, die an den Port 12 des
Direktional-Kopplers 14 gemäß Fig. 6a angelegt werden,
werden Signale mit einer nominalen Phasenverschiebung von
0° von dem Direktional-Koppler 14 über einen Ausgangsport
16 mit einer nichtlinearen Schaltungsanordnung gekoppelt,
die insgesamt mit 18 bezeichnet ist und die ein kurzge
schlossenes Dämpfungsglied und einen Phasenschieber auf
weist, die zusammen als ein Block 20 dargestellt sind. Die
Nichtlinearität wird durch einen Verzerrungsgenerator aus
gebildet, der allgemein mit 22 bezeichnet ist. Die
spezielle Ausgestaltung des in Fig. 6a dargestellten
Verzerrungsgenerators 22 enthält zwei antiparallele oder
Antiphasen-Dioden 24, 26, die beispielsweise aus der US-A
45 88 958 bekannt sind. Derartige antiparallele Dioden sind
vorteilhaft aufgrund ihrer Einfachheit, geringen Kosten und
Zuverlässigkeit. Signale, die an den Eingangsport 12 des
Hybrid-Kopplers 14 angelegt werden, werden ebenfalls mit
einer nominellen 90° Phasenverschiebung mit einem Ausgang
28 gekoppelt für eine Applikation an einen linearen Kanal,
der insgesamt mit 30 bezeichnet ist und der die Kaskade von
einem variablen Dämpfungsglied 32 und einem Phasenschieber
34 enthält, der mit "Ground" 8 kurzgeschlossen ist. An den
Eingangsanschluß 12 angelegte Signale werden in den nicht
linearen Kanal 18 und in den linearen Kanal 30 eingekop
pelt, verarbeitet und reflektiert, und die reflektierten
Signale werden miteinander und mit einem Ausgangsport 36
gekoppelt. Die Impedanz des antiparallelen Diodenpaares
variiert signifikant als eine Funktion von Frequenz-,
Temperatur- und Leistungswerten mit dem Resultat, daß
Anpassungsschaltungen (in Fig. 6a nicht gezeigt), die den
Dioden zugeordnet sind, aufgebaut werden müssen, um für
einen Kompromiß der Impedanzwerte zu sorgen, oder es müssen
Isolations- bzw. Trennglieder verwendet werden.
Ein Nichtlinearitäts-Generator, der FET-Source-Drain-Leitungspfade
verwendet, ist in der USA-50 38 113
beschrieben. Fig. 2a ist eine schematische Darstellung von
einem grundlegenden Übertragungs-Vorverzerrungs-Equalizer
78, wie er in der vorgenannten US-Patentschrift beschrieben
ist. Der Vorverzerrungs-Equalizer 78 verwendet einen Feld
effekttransistor (FET) 80 mit einer Source- oder Drain-
Elektrode 82, einer Drain- oder Source-Elektrode 84, mit
einem Source-Drain-Leitungspfad 88, der sich dazwischen
erstreckt und einer Gate-Elektrode 86. Der Leitungspfad 88
ist zwischen einen Eingangsport 90 und einen Ausgangsport
92 geschaltet, mit dem ein Generator 94 bzw. eine Last 100
verbunden sind. Der Generator 94 enthält eine Wechsel
spannungsquelle 96 und auch eine Innenimpedanz, die mit 98
bezeichnet ist. Die Innenimpedanz 98 und die Last 100 sind
im allgemeinen an eine Standard-Übertragungsleitungs
impedanz angepaßt.
Eine Vorspannungsquelle, die in Fig. 2a insgesamt mit 110
bezeichnet ist, enthält erste und zweite Spannungsquellen,
die als Batterien 112 und 114 dargestellt sind, wobei ihre
negativen bzw. positiven Anschlüsse mit "Ground" verbunden
sind, und ihre anderen Anschlüsse sind mit gegenüberliegen
den Enden mit einem Potentiometer 116 verbunden, dessen
Schleifer 118 durch ein trennendes Element, das als ein
Widerstand 120 dargestellt ist, mit der Gate-Elektrode 86
verbunden ist.
Eine zusätzliche Steuerung der Amplitude oder Phase der
Übertragungsverzerrung des Generators gemäß Fig. 2a wird
durch Wahl einer Gate-Ground-Impedanz (R ± jX) erreicht. Eine
Zusatzimpedanz oder Anpassungsschaltung, die als ein
gepunktetes Kästchen 102 dargestellt ist, ist zwischen Gate
86 und Ground geschaltet, die im allgemeinen irgendeine
Schaltungsanordnung sein kann, jedoch komplex. In Fig. 2a
ist die Impedanz 102 als ein Stellkondensator dargestellt.
Bei Hochfrequenzbetrieb können die physikalischen Ab
messungen in den Wellenlängen des Stellkondensators so
sein, daß eine wesentliche induktive Reaktanzkomponente
eingeführt wird, wodurch der Stellkondensator so arbeitet,
als wäre er ein Reihenschwingkreis, wie er in Fig. 2b dar
gestellt ist. Wie in der vorgenannten US-A-50 38 113 be
schrieben ist, ändert sich die Verzerrung, die durch den
Verzerrungs-Equalizer 78 gemäß Fig. 2 geliefert wird,
sowohl mit der Vorspannung als auch der Gate-Ground-
Impedanz.
In Fig. 3 ist ein Reflexions-Equalizer dargestellt, wie er
in der vorgenannten US-A-50 38 113 beschrieben ist. In Fig.
3 sind Elemente, die denjenigen in den Fig. 6a und 2a
entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet. In
Fig. 3 werden Eingangssignale, die entzerrt werden sollen,
über einen Eingangsport 10 der Übertragungsleitung an einen
Port 12 eines 3 dB Quadratur-Direktional-Kopplers 14
angelegt. Der Koppler 14 koppelt die Signale mit
entsprechenden Phasenverschiebungen mit Port 16 und 28. Das
Signal an Port 16 wird über einen Übertragungspfad 310 an
den Eingangsport 319 von einer linearen Reflexionsschaltung
332 angelegt, die mit "Ground" 8 gekoppelt oder kurzge
schlossen ist. Die dem Port 28 des Direktional-Kopplers 14
zugeführten Signale werden über einen Übertragungspfad 312
an den Eingangsport 90 von einer nichtlinearen FET-
Reflexion-Schaltung, wie beispielsweise derjenigen von Fig.
2a, angelegt, in der der Port 92 mit Ground 8 kurzge
schlossen ist. Die lineare Reflexionsschaltung 332 und die
nichtlineare Reflexionsschaltung 399 gemäß Fig. 3
reflektieren die daran angelegten Signale mit einer
Amplitude und Phase in Abhängigkeit von den Komponenten
werten und der Diodenvorspannung, und die reflektierten
Signale werden zurück an die Ports 16 bzw. 28 des
Direktional-Kopplers 14 angelegt. Der Direktional-Koppler
14 kombiniert die an die Ports 16 und 28 reflektierten
Signale, um ein verknüpftes Signal zu erzeugen, das an den
Ausgangsport 36 der Übertragungsleitung angelegt wird.
Somit ist die Anordnung gemäß Fig. 3 als Ganzes eine nicht
lineare Schaltung nach Übertragungsart zum Verzerren von
Signalen, wenn diese von dem Port 10 zum Port 36 fließen,
aber sie verwendet intern reflektive Schaltungsanordnungen.
Fig. 4 stellt die Anordnung gemäß Fig. 2 dar, wie sie für
eine Verwendung in der nichtlinearen Anordnung 399 gemäß
Fig. 3 adaptiert ist. In Fig. 4 sind Elemente, die den
jenigen von Fig. 2 entsprechen, mit gleichen Bezugszahlen
bezeichnet. Fig. 4 unterscheidet sich von Fig. 2 nur
dadurch, daß der Port 92 mit Ground verbunden oder kurz
geschlossen ist. Ein Signal, das von der Quelle 94 an den
Port 90 angelegt ist, fließt durch den Source-Drain-
Leitungspfad des FET 80, wird am kurzgeschlossenen Port 92
reflektiert und durchquert den FET wieder zurück zum Ein
gangsport 90.
Fig. 5 stellt die Verwendung von Impedanz-Anpassungsschal
tungen dar. Elemente in Fig. 5, die denjenigen in Fig.
2a und 4 entsprechen, sind mit gleichen Bezugszahlen be
zeichnet. In Fig. 5 ist die Source- oder Drain-Elektrode 82
mit dem Port 90 durch eine Anpassungsschaltung 512
verbunden, und die Drain- oder Source-Elektrode 84 ist mit
Ground am Port 92 durch eine Anpassungsschaltung 514 ver
bunden. Entweder eine oder beide Anpassungsschaltungen 512
oder 514 können verwendet werden, wie es in der Technik
bekannt ist. Die Anpassungsschaltungen 512 und 514 können
jeweils ein einzelnes Reihen- oder Shuntelement oder Netz
werke von Elementen enthalten. Wie vorstehend bereits aus
geführt wurde, kann die Anpassungsschaltung 102, die
zwischen die Gate-Elektrode 86 und Ground geschaltet ist,
eine komplexe Schaltung sein. Die Gate-Vorspannanordnung,
die in Fig. 5 bei 510 dargestellt ist, koppelt die Spannung
zum Gate 86 des FET 80 von einem Spannungsteiler, der als
ein Widerstandspaar 518 und 520 dargestellt ist. Die Vor
spannung kann verändert werden durch Einstellen des Wider
standes des Stellwiderstandes 518. Als eine Alternative
kann ein Potentiometer verwendet werden.
Bekanntlich bildet die Gate-Elektrode eines FET eine
Kapazität mit den Source- oder Drain-Elektroden und kann
eine gewisse geringe Leitfähigkeit aufweisen. Wenn die
Anpassungsschaltungen 512 oder 514 Reihenkondensatoren
enthalten, wird ein direkter Leitungspfad oder eine
galvanische Kontinuität zwischen der steuerbaren Leitungs
bahn 88 des FET 80 und Ground (oder einer anderen Referenz
spannung) unterbrochen. Dies kann seinerseits die Vor
spannung, die zwischen Gate 86 und Pfad 88 angelegt ist,
verändern und eliminieren und dadurch in unerwünschter
Weise die Vorspannungssteuerung des FET beeinflussen. Dies
kann korrigiert werden, wenn die Anpassungsschaltung 512
einen Reihenkondensator enthält, in dem eine galvanisch
leitfähige Impedanz von der Source- oder Drain-Elektrode 82
nach Ground ausgebildet werden, wie beispielsweise eine
Drossel 522 in Fig. 5. Eine derartige Struktur wird häufig
als ein "Vorspann-T" bezeichnet. Wenn die Anpassungs
schaltung 514 einen Reihenkondensator enthält, kann eine
Impedanz, wie beispielsweise eine Drossel 524, von der
Drain- oder Source-Elektrode 84 nach Ground verbunden
werden. Wenn beide Anpassungsschaltungen 512 und 514
Reihenkondensatoren enthalten, kann es notwendig sein, nur
eine Drossel, beispielsweise die Drossel 522 oder 524 vor
zusehen, anstatt beide, wegen der Leitfähigkeit durch den
steuerbaren Pfad 88. Eine geeignete Drossel für Frequenzen
nahe 4 GHz könnte ein Draht mit einem Durchmesser von
0,175 mm (0,007 Zoll) und etwa 2,5 mm (0,1 Zoll) Länge mit
einer oder zwei Windungen sein.
Es wurde gefunden, daß ein Übertragungs-Direktional-Koppler
unter Verwendung von reflektiven Schaltungsanordnungen, wie
sie in Verbindung mit Fig. 3 beschrieben sind, möglicher
weise nicht für eine Anpassung von Standard-Übertragungs
leitungsimpedanzen von beispielsweise 50 Ohm oder 75 Ohm
sorgen, und es schwierig sein kann, für eine angemessene
Anpassung an den Eingangsport von einem Leistungsver
stärker bei allen Leistungspegeln zu sorgen. Deshalb ist
ein verbesserter nicht linearer Prozessor erwünscht.
Eine nichtlineare Signalübertragungsanordnung enthält einen
3 dB Quadratur-Hybrid- oder Direktional-Koppler mit ersten,
zweiten, dritten und vierten Ports. Der Source-Drain-
Leitungspfad von einem ersten Feldeffekttransistor ist mit
dem zweiten Port von dem Direktional-Koppler verbunden, und
der Source-Drain-Leitungspfad von einem zweiten Feldeffekt
transistor ist mit dem dritten Port des Direktional-
Kopplers verbunden. Eine Reaktanzanordnung ist zwischen die
Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekttransisto
ren und ein Referenzpotential geschaltet. Eine Vorspann
anordnung ist mit den Gate-Elektroden der ersten und
zweiten Feldeffekttransistoren verbunden zum Anlegen erster
und zweiter Vorspanngleichspannungen an die Gate-
Elektroden. Die ersten und vierten Ports des Direktional-
Kopplers können in dem Pfad des Signalflusses für eine
nichtlineare Modifikation der die Anordnung durchquerenden
Signale angeordnet werden. In einem Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist ein Gleichspannungsblock mit dem steuerbaren
Strompfad von wenigstens einem FET in Reihe geschaltet, und
ein Vorspann-T oder eine Impedanz ist zwischen einen Punkt
auf Referenzpotential und einen Punkt verbunden, der
zwischen dem Gleichspannungsblock und der benachbarten FET-
Elektrode liegt.
Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und
Vorteilen anhand der Beschreibung und Zeichnung von
Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 stellt eine nichtlineare Anordnung gemäß der
Erfindung dar.
Fig. 2a ist ein schematisches Blockbild von einem bekannten
nichtlinearen FET-Element, das in einem Übertragungsmodus
arbeitet, und Fig. 2b stellt eine äquivalente Schaltungs
anordnung dar, die einem Abschnitt der Anordnung gemäß Fig.
2a zugeordnet ist.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm von einer bekannten nicht
linearen Anordnung, die einen Direktional-Koppler zusammen
mit einer linearen Reflexionsschaltung und einer
nicht linearen FET-Reflexionsschaltung verwendet.
Fig. 4 ist ein schematisches Blockdiagramm und stellt die
FET-Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2a dar, wie sie in der
Anordnung von Fig. 3 verwendet wird.
Fig. 5 stellt eine weitere bekannte nichtlineare FET-
Schaltungsanordnung dar, die in einem Reflexionsmodus
verwendbar ist.
Fig. 6 ist eine Darstellung in schematischer Blockform und
zeigt eine bekannte nichtlineare Vorrichtung, die einen
Direktional-Koppler und Reflexionselemente aufweist, Fig.
6b stellt einen Querschnitt von einer koaxialen
Übertragungsleitung dar und Fig. 6c ist ein Querschnitt von
einer Mikrostrip-Übertragungsleitung.
Fig. 7 ist eine Darstellung von Kurven der berechneten
Amplitude und Phase als eine Funktion der Frequenz für die
Anordnung gemäß Fig. 1.
Fig. 8a und 8b sind Kurvenbilder der gemessenen Phase
bzw. Amplitude in Abhängigkeit von der Frequenz für eine
Anordnung gemäß der Erfindung mit dem Eingangssignalpegel
als einen Parameter.
Fig. 9a und 9b sind Kurvenbilder der gemessenen Phase
bzw. Amplitude über dem Eingangssignalpegel mit der FET-
Gate-Spannung als einen Parameter.
Fig. 10 ist eine Kurve des Eingangsrückleitverlustes über
der Frequenz und des Leistungspegels gemessen am Port 10
der Anordnung gemäß Fig. 1.
Fig. 1 stellt eine nichtlineare Anordnung gemäß der
Erfindung dar. Elemente in Fig. 1, die denjenigen in Fig. 3
entsprechen, sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet.
Fig. 1 unterscheidet sich von Fig. 3 dahingehend, daß die
lineare Reflexionsschaltung 332 gemäß Fig. 3 durch eine
nichtlineare Reflexionsschaltung 699 ersetzt ist. Die
nichtlineare Reflexionsschaltung 699 ist so gewählt, daß
sie an die nichtlineare Reflexionsschaltung 399 angepaßt
ist. Ferner ist die nichtlineare Reflexionsschaltung 699
bei Frequenzen, an denen die Abmessungen der Schaltungs
anordnung ein signifikanter Teil einer Wellenlänge wird,
idealerweise strukturell identisch mit derjenigen der
Schaltungsanordnung 399 gemacht. Es kann auch für
wünschenswert gehalten werden, angepaßte entsprechende
Komponenten auszuwählen, wie beispielsweise durch die Ver
wendung von angepaßten Kondensatoren 106 in den Schal
tungen 102, wenn dort Kondensatoren verwendet werden.
Idealerweise würden die FETs, die in den nichtlinearen
Schaltungsanordnungen 399 und 699 verwendet werden, perfekt
angepaßt, so daß eine einzige Vorspannung an beide Gates
für eine gleichzeitige Steuerung angelegt werden könnte.
Jedoch sind FETs selten, wenn überhaupt, perfekt anein
ander angepaßt, und so kann eine getrennte Vorspannquelle
in Verbindung mit jeder nichtlinearen Reflexionsschaltung
399 und 699 erforderlich sein. Der Fachmann weiß, wie die
Quellen miteinander gekoppelt werden müssen für einen
gleichzeitigen Steuerungsbetrieb.
In den Fig. 7a und 7b sind berechnete C-Band Phasen
bzw. Amplitudenverhalten aufgetragen von einer nicht
linearen Anordnung gemäß Fig. 1 unter Verwendung nicht
linearer Reflexionsschaltungen ähnlich derjenigen gemäß
Fig. 4, wobei Modelle von einem Lang-Hybrid-Koppler, Nippon
Electric Co., Typ NE 137 GaAs FETs und ein 2 pF Kondensator
für zwei unterschiedliche Eingangsleistungswerte verwendet
sind. In Fig. 7a stellt die Kurve 710 den Phasenwinkel bei
einer relativ kleinen Eingangsleistung von etwa -20 dBm dar,
und Kurve 712 stellt den Phasenwinkel bei einer höheren
Leistung von etwa 0 dBm dar. Wie dargestellt ist, nimmt der
Phasenwinkel bei ansteigenden Leistungswerten zu. Dies ist
der Typ von Phasenperformance, die wünschenswert wäre für
eine Vorverzerrung des Signals, das an einen Wanderwellen
röhrenverstärker angelegt werden soll. In Fig. 7b stellt
die Amplitudenkurve 714 die Ausgangsleistung normiert auf
die Eingangsleistung bei einem kleinen Eingangssignalpegel
dar, und Kurve 716 entspricht hohen Eingangssignalpegeln.
Der Ausgangssignalpegel normiert auf den Eingangssignal
pegel ist allgemein bekannt als Verstärkungsmaß in Ver
bindung mit Verstärkern. Jedoch hat die nichtlineare Vor
richtung gemäß Fig. 1 eine Verstärkung kleiner 1, genannt
Verlust. Wie aus Fig. 7b ersichtlich ist, hat die
"Verstärkung" zugenommen (tatsächlich hat der Verlust
abgenommen) bei höheren Eingangssignalpegeln, was genau das
ist, was zum Kompensieren der Kompression von einem nach
folgenden Leistungsverstärker erforderlich ist.
Fig. 8a und 8b stellen Kurven von gemessener relativer
Phase bzw. Verlust in Abhängigkeit von der Frequenz über
dem Bereich von 3,7 bis 4,2 GHz für eine Struktur ähnlich
derjenigen gemäß Fig. 1 dar, wobei nichtlineare
Reflexionsschaltungen verwendet sind, wie diejenige von
Fig. 4, in der FETs (NEC Typ HEI 37) und eine
Schaltungsanordnung 102 verwendet sind, die mit einem
Stellkondensator von 0,4 bis 2 pF angepaßt und in einem 50
Ohm Testsystem betrieben ist. In Fig. 8a sind die Kurven
durch den relativen Eingangssignalpegel oder die Leistung
bezeichnet, bei der die Kurven aufgestellt wurden. Die
Kurven sind mit -20, 0, 5, 10, 15 und 20 bezeichnet, was
lediglich die Leistung in dB relativ zu einer willkürlichen
Referenzgröße bezeichnet. Beispielsweise stellt die Kurve
0 gemäß Fig. 8a die relative Phase zwischen Port 10 und 36
gemäß Fig. 1 bei einer Referenz-Eingangssignalleistung dar,
während die Kurve 5 die Phase bei einem Eingangssignalpegel
5 dB oberhalb des Referenz-Leistungspegels darstellt. Der
0 dB-Pegel entspricht etwa -22 dBm (das dreieckige Symbol
bezeichnet durch die Zahlen 1, 2 und 3 sind Frequenzmarker,
die durch den automatischen Plotter generiert sind, der die
Meßdaten erzeugt hat). Wie aus Fig. 8a ersichtlich ist,
steigt die relative Phase bei irgendeiner Frequenz
progressiv an mit zunehmendem Ein-gangssignalpegel, was für
gewisse Klassen von Leistungs-verstärkern wünschenswert
ist.
In Fig. 8b wurden die gleichen Eingangssignalpegel ver
wendet wie in Fig. 8a, so daß die Kurven gemäß Fig. 8b
ebenfalls mit den Zahlen -20, 0, 5, 10, 15 und 20 bezeich
net sind. In Fig. 8b sind die 0 und -20 Kurven nahezu voll
ständig überlagert, wodurch keine Änderung in der Ver
stärkung bei kleinen Eingangssignalpegeln angedeutet wird,
was ein Ansprechverhalten ist, das die Performance eines
Verstärkers bei kleinen Signalpegeln anpaßt.
Eine Zunahme des Eingangssignalpegels von dem 5 dB-Pegel
auf den 10 dB-Pegel in Fig. 8b vergrößert die Verstärkung
um etwa ein vertikales Inkrement, entsprechend 3 dB. Eine
Vergrößerung des Eingangssignalpegel von dem 10 dB-Pegel
auf den 15 dB-Pegel vergrößert die Verstärkung um weitere 3
dB. Diese Art der Performance ist äquivalent einer Signal
expansion mit zunehmendem Signalpegel, die erforderlich
ist, um die Kompression eines Leistungsverstärkers mit zu
nehmender Signalleistung anzupassen.
Fig. 9a stellt die relative Phase über der Eingangssignal
leistung der Struktur gemäß Fig. 1 bei drei unterschied
lichen Gate-Ground-Spannungen dar. Die drei Kurven gemäß
Fig. 9a sind mit 190, 198 und 201 bezeichnet, entsprechend
Gate-Ground-Spannungen von -1,90, -1,98 bzw. -2,01 Volt.
Die Eingangssignalleistung steigt in der durch den Pfeil
angegebenen Richtung an. Mit zunehmender Signalleistung
kann die relative Phase so eingestellt werden, daß sie
monoton ansteigt (Kurve 190), relativ eben ist (Kurve 198)
oder über den größten Teil des Bereiches abfällt (Kurve
201), indem einfach die geeignete Gate-Spannung gewählt
wird. Fig. 9b stellt den Verlust der Struktur gemäß Fig. 1
als eine Funktion des Eingangssignalpegels mit der Gate-
Spannung als ein Parameter dar. Die drei Kurven sind
überlagert oder kongruent über den größten Teil des
Bereiches. Wie in Fig. 9b dargestellt ist, nimmt der
Verlust ab mit ansteigendem Signal für alle drei Werte der
Gate-Spannung, nämlich 1,90, 1,98 und 2,01 Volt. Über dem
größten Teil des Bereiches hat die Gate-Spannung jedoch
keine Wirkung auf die Amplituden-Performance, so daß die
Phase unabhängig von der Amplitude eingestellt werden kann.
Das Amplituden-Ansprechverhalten wird eingestellt durch
verändern der Gate-Impedanz 102.
In Fig. 10 ist der Eingangsrückleitverlust (der auf die
Impedanzanpassung bezogen ist) der Struktur gemäß Fig. 1 in
einem 50 Ohm-System als eine Funktion des Signalpegels
dargestellt. In Fig. 10 bezeichnet das Referenz-Dreieck 1
3,5 GHz und das Dreieck 2 bezeichnet 4,5 GHz. Die obere
Kurve, bezeichnet mit +1020, stellt das Ergebnis der
Messung bei +20 dBm dar, während die untere Kurve,
bezeichnet mit -1020, bei -20 dBm gemacht wurde. Die
Abszisse stellt -11 oder den Rückleitverlust dar, mit 0 dB
bei dem Einschaltungszeichen (<) und 5 dB/vertikale
Teilung, so daß der größte Rückleiterverlust am Punkt A etwa
-23 dB Rückleitverlust darstellt.
In einem bestimmten Ausführungsbeispiel der Erfindung, das
beim Kompensieren der nicht-monotonen Charakteristiken von
gewissen Wanderwellenröhrenverstärkern brauchbar ist,
können die nichtlinearen Reflexionsschaltungen, die mit den
Ports 16 und 28 der Anordnung gemäß Fig. 1 gekoppelt sind,
jeweils eine Kaskade von FETs enthalten, wie bei
spielsweise die Kaskade, die in der eingangs genannten
US-A-50 38 113 beschrieben ist.
Es sind jedoch noch weitere Ausführungsbeispiele möglich.
Beispielsweise kann eine der zwei Gate-Anpassungs-
Impedanzschaltungen 102 einstellbar gemacht werden, um eine
Einstellung zum Kompensieren unvermeidbarer Unsymmetrien zu
gestatten. Der Direktional-Koppler kann Mikrostrip-,
Koaxial-, Stripline- oder andere äquivalente Übertragungs
leitungstechnologien verwenden. Idealerweise könnten die
zwei FETs (oder zwei Sätze von FETs) benachbarte FETs von
dem gleichen Wafer sein, auf dem sie aufgewachsen sind, um
ihre Anpassung zu verbessern. Anstelle von oder zusätzlich
zu einer Drossel, wie beispielsweise die Drossel 522 in
Fig. 5, kann im allgemeinen ein Widerstand vorgesehen sein,
wobei ein Widerstand mit 5000 Ohm für eine ausreichende HF
Impedanz sorgt, um so insignifikant zu sein, aber für eine
aus-reichend hohe galvanische Leitung zu sorgen, um eine
richtige Vorspannung zu gestatten.
Claims (13)
1. Nichtlineare Signalübertragungsanordnung für einen
Betrieb um eine Mittenfrequenz, enthaltend:
einen 3 dB, Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist,
erste und zweite Feldeffekt-Transistoren, die jeweils einen steuerbaren Source-Drain-Leitungspfad und eine Gate- Elektrode aufweisen, durch die der Source-Drain-Leitungs pfad gesteuert werden kann,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitungs pfades des ersten Feldeffekt-Transistors über den zweiten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitungs pfades des zweiten Feldeffekt-Transistors über den dritten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine erste Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpotentialquelle geschaltet ist,
eine zweite Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpotentialquelle geschaltet ist,
eine Vorspanneinrichtung, die mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekt-Transistoren verbunden ist, zum Anlegen erster und zweiter Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Feldeffekt- Transistoren und
eine Einrichtung zum Koppeln der ersten und vierten Ports des Direktional-Kopplers in einen Pfad des Signal flusses bei einer Frequenz an der Mittenfrequenz, wobei der Signalfluß nichtlinear modifiziert ist.
einen 3 dB, Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist,
erste und zweite Feldeffekt-Transistoren, die jeweils einen steuerbaren Source-Drain-Leitungspfad und eine Gate- Elektrode aufweisen, durch die der Source-Drain-Leitungs pfad gesteuert werden kann,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitungs pfades des ersten Feldeffekt-Transistors über den zweiten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitungs pfades des zweiten Feldeffekt-Transistors über den dritten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine erste Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpotentialquelle geschaltet ist,
eine zweite Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpotentialquelle geschaltet ist,
eine Vorspanneinrichtung, die mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekt-Transistoren verbunden ist, zum Anlegen erster und zweiter Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Feldeffekt- Transistoren und
eine Einrichtung zum Koppeln der ersten und vierten Ports des Direktional-Kopplers in einen Pfad des Signal flusses bei einer Frequenz an der Mittenfrequenz, wobei der Signalfluß nichtlinear modifiziert ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Direktional-Koppler eine erste Übertragungsleitung,
die zwischen die ersten und dritten Ports geschaltet ist,
und eine zweite Übertragungsleitung aufweist, die zwischen
die zweiten und vierten Ports geschaltet ist, wobei die
ersten und zweiten Übertragungsleitungen kapazitiv und
magnetisch gekoppelt sind für direktionale Eigenschaften an
der Mittenfrequenz.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die ersten und zweiten Übertragungsleitungen kapazitiv
und magnetisch gekoppelt sind über eine physikalische Länge
von etwa λ/4 bei der Mittenfrequenz.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die ersten und zweiten Übertragungsleitungen jeweils
einen langgestreckten, biaxial-symmetrischen Leiter auf
weisen, der im Abstand von einem größeren gemeinsamen
Leiter angeordnet ist, wobei die Einrichtung zum Koppeln
der Source-Drain-Leitungsbahn des ersten Feldeffekt-
Transistors über den zweiten Port des Direktional-Kopplers
eine direkte galvanische Verbindung von der Source oder
Drain des ersten Feldeffekt-Transistors mit dem
symmetrischen Leiter ist, und eine direkte galvanische
Verbindung des anderen von Source- oder Drain des ersten
Feldeffekt-Transistors mit dem gemeinsamen Leiter ist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Reaktanz eine Induktivität aufweist.
6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Induktivität einen physikalischen Kondensator auf
weist, der mit einem Leiter verbunden ist, der eine
Induktivität aufweist, um einen Reihenschwingkreis zu
bilden, wobei der Reihenschwingkreis nahe der
Mittenfrequenz induktiv ist.
7. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Reaktanz eine induktive Einrichtung aufweist.
8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die induktive Einrichtung einen physikalischen
Kondensator aufweist, der mit einem Leiter verbunden ist,
der eine Induktivität aufweist, um einen Reihenschwingkreis
zu bilden, wobei der Reihenschwingkreis nahe der Mittenfre
quenz induktiv ist.
9. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Einrichtung zum Koppeln des ersten Transistors
einen Gleichstromblock aufweist, der an einem Knotenpunkt
mit dem Source-Drain-Leitungspfad verbunden ist, und ferner
eine HF-Impedanzeinrichtung aufweist, die mit dem Knoten
punkt und der Vorspanneinrichtung verbunden ist, zum
Anlegen der ersten Gleichspannung über die Gate-Elektrode
und den Leitungspfad des ersten Transistors.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die HF-Impedanzeinrichtung eine induktive Einrichtung
aufweist.
11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Vorspanneinrichtung gleiche erste und zweite
Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw.
zweiten Transistoren anlegt.
12. Nichtlineare Signalübertragungsschaltung für einen
Betrieb nahe einer Frequenz, enthaltend:
einen 3 dB-Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist,
einen ersten Feldeffekt-Transistor mit Source-Gate- und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Strompfad, der sich zwischen dem Source- und Drain-Elektroden erstreckt und der galvanisch mit dem zweiten Port des Direktional-Kopplers verbunden ist,
eine erste Reaktanzschaltung, die zwischen die Gate- Elektrode des ersten Transistors und eine Referenzpoten tialquelle geschaltet ist und die die Reihenschaltung von einem ersten diskreten Kondensator und einer verteilten ersten Induktivität enthält und die eine resultierende induktive Reaktanz bei der Frequenz aufweist,
eine erste Vorspanneinrichtung, die mit der Gate- Elektrode des ersten Transistors und mit einer Referenz potentialquelle verbunden ist, zum Anlegen einer Gleich spannung an die Gate-Elektrode des ersten Transistors,
einen zweiten Feldeffekt-Transistor mit Source-, Gate und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Strompfad, der sich zwischen den Source- und Drain-Elektroden erstreckt und der galvanisch mit dem dritten Port des Direktional- Kopplers verbunden ist,
eine zweite Reaktanzschaltung, die zwischen die Gate- Elektrode des zweiten Transistors und eine Referenz potentialquelle geschaltet ist und die die Reihenschaltung von einem zweiten diskreten Kondensator und einer verteil ten zweiten Induktivität aufweist und die eine resultie rende induktive Reaktanz bei der Frequenz aufweist,
eine zweite Vorspanneinrichtung, die mit der Gate- Elektrode des zweiten Transistors und einer Referenzpoten tialquelle verbunden ist, zum Anlegen einer Gleichspannung an die Gate-Elektrode des zweiten Transistors,
wobei das Signal, das an den ersten Port des Direktional-Kopplers angelegt ist, nichtlinear verarbeitet wird und an dem vierten Port des Direktional-Kopplers er scheint.
einen 3 dB-Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist,
einen ersten Feldeffekt-Transistor mit Source-Gate- und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Strompfad, der sich zwischen dem Source- und Drain-Elektroden erstreckt und der galvanisch mit dem zweiten Port des Direktional-Kopplers verbunden ist,
eine erste Reaktanzschaltung, die zwischen die Gate- Elektrode des ersten Transistors und eine Referenzpoten tialquelle geschaltet ist und die die Reihenschaltung von einem ersten diskreten Kondensator und einer verteilten ersten Induktivität enthält und die eine resultierende induktive Reaktanz bei der Frequenz aufweist,
eine erste Vorspanneinrichtung, die mit der Gate- Elektrode des ersten Transistors und mit einer Referenz potentialquelle verbunden ist, zum Anlegen einer Gleich spannung an die Gate-Elektrode des ersten Transistors,
einen zweiten Feldeffekt-Transistor mit Source-, Gate und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Strompfad, der sich zwischen den Source- und Drain-Elektroden erstreckt und der galvanisch mit dem dritten Port des Direktional- Kopplers verbunden ist,
eine zweite Reaktanzschaltung, die zwischen die Gate- Elektrode des zweiten Transistors und eine Referenz potentialquelle geschaltet ist und die die Reihenschaltung von einem zweiten diskreten Kondensator und einer verteil ten zweiten Induktivität aufweist und die eine resultie rende induktive Reaktanz bei der Frequenz aufweist,
eine zweite Vorspanneinrichtung, die mit der Gate- Elektrode des zweiten Transistors und einer Referenzpoten tialquelle verbunden ist, zum Anlegen einer Gleichspannung an die Gate-Elektrode des zweiten Transistors,
wobei das Signal, das an den ersten Port des Direktional-Kopplers angelegt ist, nichtlinear verarbeitet wird und an dem vierten Port des Direktional-Kopplers er scheint.
13. Nichtlinearer Signalübertragungsschaltung für einen
Betrieb an einer Mittenfrequenz, enthaltend:
einen 3 dB-Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist und der, wenn alle Ports angepaßt sind, auf ein Signal nahe der Mittenfre quenz, das an den ersten Port angelegt ist, dadurch anspricht, daß ein Referenz-Phasensignal an dem zweiten Port und ein Signal, das um 90° relativ zu der Referenz phase verzögert ist, an dem dritten Port erzeugt werden, wobei der Direktional-Koppler auch auf das Signal, das an den vierten Port angelegt ist, anspricht durch Erzeugen eines Referenz-Phasensignals an dem dritten Port und eines Signals, das um 90° relativ zu der Referenzphase verzögert ist, an dem zweiten Port,
erste und zweite Feldeffekt-Transistoren, die jeweils einen steuerbaren Source-Drain-Leitungspfad und eine Gate- Elektrode aufweisen, durch die der Source-Drain-Leitungs pfad steuerbar ist,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitung pfades des ersten Feldeffekt-Transistors mit dem zweiten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitung pfades des zweiten Feldeffekt-Transistors mit dem dritten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen nahe der Mittenfrequenz,
eine erste Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpoten tialquelle geschaltet ist,
eine zweite Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpoten tialquelle geschaltet ist,
eine Vorspanneinrichtung, die mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekt-Transistoren verbunden sind, zum Anlegen erster und zweiter Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Feldeffekt- Transistoren und
eine Einrichtung zum Verbinden der ersten und vierten Ports des Direktional-Kopplers in eine Signalflußbahn bei einer Frequenz an der Mittenfrequenz, wodurch der Signal fluß nichtlinear modifiziert wird.
einen 3 dB-Quadratur-Direktional-Koppler, der erste, zweite, dritte und vierte Ports aufweist und der, wenn alle Ports angepaßt sind, auf ein Signal nahe der Mittenfre quenz, das an den ersten Port angelegt ist, dadurch anspricht, daß ein Referenz-Phasensignal an dem zweiten Port und ein Signal, das um 90° relativ zu der Referenz phase verzögert ist, an dem dritten Port erzeugt werden, wobei der Direktional-Koppler auch auf das Signal, das an den vierten Port angelegt ist, anspricht durch Erzeugen eines Referenz-Phasensignals an dem dritten Port und eines Signals, das um 90° relativ zu der Referenzphase verzögert ist, an dem zweiten Port,
erste und zweite Feldeffekt-Transistoren, die jeweils einen steuerbaren Source-Drain-Leitungspfad und eine Gate- Elektrode aufweisen, durch die der Source-Drain-Leitungs pfad steuerbar ist,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitung pfades des ersten Feldeffekt-Transistors mit dem zweiten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen an der Mittenfrequenz,
eine Einrichtung zum Koppeln des Source-Drain-Leitung pfades des zweiten Feldeffekt-Transistors mit dem dritten Port des Direktional-Kopplers, wenigstens bei Frequenzen nahe der Mittenfrequenz,
eine erste Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpoten tialquelle geschaltet ist,
eine zweite Reaktanz, die zwischen die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekt-Transistors und eine Referenzpoten tialquelle geschaltet ist,
eine Vorspanneinrichtung, die mit den Gate-Elektroden der ersten und zweiten Feldeffekt-Transistoren verbunden sind, zum Anlegen erster und zweiter Gleichspannungen an die Gate-Elektroden der ersten bzw. zweiten Feldeffekt- Transistoren und
eine Einrichtung zum Verbinden der ersten und vierten Ports des Direktional-Kopplers in eine Signalflußbahn bei einer Frequenz an der Mittenfrequenz, wodurch der Signal fluß nichtlinear modifiziert wird.
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