DE4239551A1

DE4239551A1 -

Info

Publication number: DE4239551A1
Application number: DE4239551A
Authority: DE
Inventors: Allen Katz; Shabbir Salehbhai Moochalla
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1991-11-29
Filing date: 1992-11-25
Publication date: 1993-06-03
Also published as: FR2688639B1; FR2688639A1; JPH05251996A; US5191338A

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Verzerrungs- Linearisierer und insbesondere auf FET-Phasen- und/oder Verstärkungsverzerrungslinearisierer.

Satellitenkommunikationssysteme finden zunehmende Verwendung für interkontinentale und intrakontinentale Daten- und Unterhaltungsinformationsübertragungen. Die Grundlagen derartiger Systeme sind inzwischen allgemein bekannt und umfassen Erdstationen zum Übertragen von Information nach und zum Empfangen wiederholter oder umgesetzter Information von einem Satelliten, der häufig geosynchron bzw. geostationär ist. Die hohen Kapitalkosten von Kommunikationssatelliten erfordern, daß die größtmögliche Ausnutzung aus ihren Fähigkeiten gezogen wird, um die Kosten pro Einheit von Kommunikationen zu senken. Die harte Betriebsumgebung im Raum gekoppelt mit der Unmöglichkeit eines Zugangs zu dem im Orbit kreisenden Satelliten, um Reparaturen auszuführen, legen strenge Anforderungen auf die Systeme und Komponenten eines Satelliten und seiner Nutzlast des Kommunikationssystems. Üblicherweise sind mehrere Kommunikationskanäle vorgesehen mit einer verbesserten Trennung von Kanal-zu-Kanal durch Verwendung von kombinierter Frequenz- und Polarisationsverschiedenheit (Diversity). Das Informationssignal am Satelliten muß verstärkt werden vor einer Rückübertragung zur Erde für einen Empfang durch eine Erdstation. Im Prinzip könnten die an Satelliten empfangenen Informationssignale durch einen einzigen Leistungsverstärker verstärkt werden. Aufgrund der Linearitätsbegrenzungen von Verstärkern, die gegenwärtig zur Verfügung stehen für einen Betrieb bei der gewünschten Signalamplitude oder den gewünschten Ausgangsleistungspegeln, treten jedoch übermäßige Intermodulationsverzerrungen auf, wenn zahlreiche Kanäle im einzigen Verstärker verarbeitet werden.

Um die Lebensdauer des Satelliten zu maximieren, muß das Gewicht von jeder zusätzlichen Komponente bewertet werden gegenüber der Verkürzung der nutzbaren Lebensdauer des Satelliten als eine Folge der verringerten Nutzlast an verbrauchbarem Treibstoff (Brennstoff oder Brennstoff plus Oxydierstoff), den die Komponente verdrängt. Somit wird der Nutzen der Leistungsfähigkeit von Kommunikationssystemen gegenüber dem Gewicht sorgfältig geprüft. Diese Prüfung wird komplex gemacht aufgrund anderer Faktoren, die berücksichtigt werden müssen, wie beispielsweise Energieverbrauch, Betriebssicherheit und Nutzlastleistung.

Übliche Kommunkationssysteme verwenden einzelne Leistungsverstärker in jedem Kanal, um die Intermodulationsverzerrung zu vermindern. Jedoch werden einige Verzerrungsformen, wie beispielsweise eine Phasenverzerrung in Abhängigkeit von der augenblicklichen Signalamplitude und Signalkompression mit zunehmendem Signalpegel, nicht verbessert durch die Einkanal- Verstärkungstechnik. Um die Ausgangsleistung aus dem Leistungsverstärker in jedem Kanal zu maximieren, wird der Signalpegel auf einen Pegel erhöht, bei dem eine signifikante Verzerrung auftritt, und es wird ein Verzerrungskorrektor (häufig Pre- oder Post-Equalizer genannt) in den Verstärkersignalpfad eingefügt.

Viele unterschiedliche Typen von Geräten, die Balancers, Kompensatoren und Equalizer genannt werden, werden in Systemen allgemein und in Kommunikationssystemen im besonderen verwendet. Somit können "Balancers" bzw. Ausgleichsvorrichtungen Gewichte sein, die auf rotierenden Vorrichtungen verwendet werden, die physikalische Schwingungen verkleinern, oder sie können Potentiometer enthalten, die mit den Elektroden der Röhren eines Gegentakt-Vakuum-Röhrenverstärkers verbunden sind, um den Klirrfaktor zu verkleinern, indem die Betriebsübertragungsfunktionen der Röhren so ähnlich wie möglich gemacht werden. Ein "Kompensator" kann von Gasableitern gebildet sein, die an dem Rohr von einem kleinen Arm oder Geschütz befestigt sind, um den Rückstoß zu verkleinern, ein Magnet, der an einem Kompaß befestigt ist, oder es kann eine elektrische Vorrichtung sein, von denen ein Beispiel eine lineare (nominal unabhängig von der Amplitude), variable Amplituden-/Frequenz (Steilheit-)- Vorrichtung ist zum Beibehalten einer konstanten Verstärkung in Übertragungsleitungssystemen, wie beispielsweise Kabelfernsehsystemen (CATV) angesichts unterschiedlicher Koaxialkabellängen oder, bei thermischer Steuerung, angesichts von Leistungsänderungen, die durch tägliche oder saisonale Temperaturänderungen hervorgerufen werden. In ähnlicher Weise kann ein "Equalizer" eine mechanische Einrichtung sein zum Verteilen einer Last auf mehrere Stützen oder ein elektrischer Leiter, der auf gleichem Potential befindliche Stellen in einer Schaltungsanordnung verbindet. Weiterhin ist "Equalizer" ein anderer Begriff für einen variablen oder thermischen Kabelkompensator, wie es vorstehend beschrieben wurde. Ein ein überbrücktes T-Glied enthaltender Steilheitsequalizer, der komplexe Reaktanzbrückenschaltungen enthält, ist in der US-PS 49 67 169 beschrieben. Ein Verzerrungs-Equalizer korrigiert in gewisser Weise die Verzerrung von einer zugeordneten nicht linearen Schaltungsanordnung. Ein "Vorverzerrungs"-Equalizer ist eine nichtlineare Vorrichtung, die in den Signalpfad zwischen einer Signalquelle und einer nicht linearen Einrichtung, wie beispielsweise einen Signalverstärker, eingesetzt ist, um für eine Vorverzerrung des Signals in Abhängigkeit von der Amplitude zu sorgen, so daß die Amplituden- und/oder Phasenverzerrung, die durch die nachfolgende nichtlineare Stufe eingeführt wird, vollständig oder teilweise beseitigt wird. Ein Post- oder Nachverzerrungs-Equalizer übt die gleiche Funktion am Ausgang der nichtlinearen Stufe aus. Da die nichtlineare Einrichtung, für die eine Kompensation erforderlich ist, gewöhnlich ein Leistungsverstärker ist, muß ein Post-Verzerrungs-Equalizer höhere Signalamplituden verarbeiten als ein Vorverzerrungs-Equalizer, und aus diesem Grund werden Vorverzerrungs-Equalizer bevorzugt.

Wie bereits ausgeführt wurde, werden die Nutzeffekte von Satellitensystemen sorgfältig untersucht in bezug auf Energieverbrauch, Betriebssicherheit, Gewicht und Leistungsfähigkeit (Performance). Ein hohes Maß an Beachtung wurde auf die Nutzeffekte zwischen Festkörperverstärkern und Wanderwellenröhren als Kanalverstärker für Satelliten-Kommunikationen gerichtet, und gegenwärtig sind beide verbessert und beide Typen werden gegenwärtig verwendet für Frequenzbereiche von etwa 2 Gigahertz (GHz) bis 13 GHz. Verzerrungs-Equalizer enthalten Übertragungs-Schemata, wie beispielsweise die Doppelgate-FET-Schaltungsanordnung mit gemeinsamer Source, wie es in der US-PS 44 65 980 beschrieben ist, bei der das Signal an das eine Gate und ein detektiertes Signal von einer Signalprobe an das andere Gate angelegt wird, um die gewünschte Verzerrung zu erzeugen. Die Signalprobe wird durch einen Richtkoppler erzeugt. Richtkoppler erscheinen in anderen Vorverzerrungsschaltungen, siehe beispielsweise US-Patentschriften 41 09 212, 42 83 684, 45 64 816 und 45 88 958. Diese bekannten Verzerrungs-Equalizer haben einen wesentlichen Nachteil für eine Verwendung in Satelliten, da sie Richtkoppler verwenden. Derartige Richtkoppler sind häufig ausgelegt als Wellenleiter- Zweigvorrichtungen, die Zusammenbauten von zwei parallelen "Durchgangs" -Wellenleitern mit mehreren "Zweig"-Leitern sind, die sich dazwischen erstrecken, die so dimensioniert sind, daß sie die gewünschte lineare Energieaufteilung und lineare Phasenverschiebung erzeugen. Derartige Wellenleitervorrichtungen müssen Abmessungen haben, die signifikante Teile einer Wellenlänge bei der Betriebsfrequenz sind, und somit können sie nicht miniaturisiert werden. Infolgedessen haben der Wellenleiter-Richtkoppler für einen Satelliten- Vorverzerrungs-Equalizer und möglicherweise andere Komponenten von einigen Equalizern die Tendenz, jeden Verzerrungs-Equalizer sperrig und schwer zu machen. Dies ist insbesondere nachteilig bei Vielkanalsystemen, da jeder Kanal einen Vorverzerrungs-Equalizer enthält.

Die Betriebssicherheit von Satellitensystemen wird verbessert durch Redundanzschaltungen. In vielen Satellitenkommunikationssystemen gestatten geschaltete Leitwegschemata, daß eine hohe Priorität aufweisende Signale operativen Kanälen zugeführt werden, falls ein Kanal fehlerhaft wird. Zu den Systemabschnitten, die mit einer höheren Wahrscheinlichkeit fehlerhaft werden, gehören die Verstärker. Infolgedessen beinhalten Redundanzanordnungen häufig die Umschaltung der Verstärker unter den Kanälen in Verbindung mit überzähligen, üblicherweise nicht verwendeten Verstärkern, die in einen Kanal geschaltet werden können, um einen fehlerhaften Verstärker zu ersetzen. Eine Begleiterscheinung einer derartigen Redundanzanordnung besteht darin, daß jeder Verstärker und sein zugeordneter Verzerrungs-Equalizer für eine Breitband-Frequenz-Performance geeignet sein muß.

Die US-PS 50 38 113 beschreibt einen Übertragungs- Vorverzerrungs-Equalizer mit einem FET, dessen Source- Drain-Leitungspfad mit einer Übertragungsleitung in Reihe geschaltet ist, im Gegensatz zu der eine gemeinsame Source aufweisenden Anordnung gemäß der bereits genannten US-PS 44 65 980, und mit einer Reaktanz von Gate zur Erde bzw. Masse und einer so gewählten Gate-Vorspannung, daß der gewünschte Verformungspegel der Signale erzeugt wird. Im allgemeinen arbeitet dieses Übertragungs-FET als ein verlustbehaftetes Übertragungselement, bei dem der Verlust mit ansteigendem Signal abnimmt, um eine Signalexpansion zu erzeugen. Die Signalexpansion mit zunehmendem Signalpegel gleicht die Signalkompression aus, die bei dem zugeordneten Verstärker auftritt. Die Phasenverschiebung durch den Übertragungs-FET wird auch durch den Signalpegel beeinflußt. Es sind mehrere Betriebs"arten" des Übertragungs-FET-Verzerrungs-Equalizers gemäß der vorgenannten US-PS 50 38 113 ermittelt worden, die von der Gate-Vorspannung und der Gate-Impedanz abhängen. Es sind drei Arten, jeweils mit etwa 5% Bandbreite, gefunden worden, mit sowohl ansteigender als auch abnehmender Phasenverschiebung als eine Funktion des ansteigenden Signalpegels. Eine vierte Art liefert eine Verstärkungsexpansion bei Frequenzen unterhalb etwa 3 GHz mit gegenwärtig verfügbaren FETs. Eine fünfte Betriebsart ist relativ breitbandig und liefert eine Verstärkungsexpansion bei und oberhalb des Q-Bandes (etwa 12 GHz). Während diese fünfte Betriebsart für eine Verstärkungsexpansion in einem Bereich sorgt, der bei gewissen Satellitenkommunikationsfrequenzen von Interesse ist, liefert sie eine Phasenverschiebung, die mit zunehmendem Signalleistungspegel abnimmt (weniger Zeitverzögerung), was möglicherweise nicht geeignet ist zum Entzerren solcher Verstärker, die eine ähnliche Phasenverzerrung haben. Um die Verzerrung derartiger Verstärker auszugleichen, die Signal- oder Verstärkungskompression zusammen mit abnehmender Phasenverschiebung bei ansteigendem Signalleistungspegel ausgesetzt sind, muß der Verzerrungs-Equalizer eine Verstärkungsexpansion gekoppelt mit einer Phasenverschiebung haben, die mit ansteigendem Leistungspegel ansteigt (mehr Zeitverzögerung).

In der deutschen Patentanmeldung P 42 28 382.5 ist eine symmetrische Anordnung eines Übertragungs-FET- Verzerrungsgenerators angegeben, der in einem Reflexionsmodus arbeitet und der für eine Verstärkungsexpansion zusammen mit einer zunehmenden Phasenverschiebung als eine Funktion des ansteigenden Signalleistungspegels sorgt. Diese Anordnung verwendet einen Koppler als Teil der symmetrischen Reflexionsanordnungen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen verbesserten Verzerrungsgenerator zu schaffen.

Gemäß der Erfindung enthält ein Verzerrungsgenerator einen FET mit einer Gate-Elektrode und auch einem steuerbaren Signalpfad, der sich zwischen den Source- und Drain- Elektroden erstreckt. Der steuerbare Pfad ist in einen Signalübertragungspfad gekoppelt. Die Gate-Elektrode ist mit einem Referenzpotential durch eine gewählte Reaktanz verbunden und vorgespannt, um für die gewünschte Verzerrung des Signales zu sorgen, das den steuerbaren Pfad durchläuft. Für eine Verwendung als ein Linearisierer in Verbindung mit Signalprozessoren, die eine Verstärkungskompression zusammen mit abnehmender Phasenverschiebung bei ansteigendem Signalpegel aufweisen, ist eine Induktivität dem steuerbaren Signalpfad des FET des Verzerrungsgenerators parallel geschaltet. Die Induktivität sorgt für einen linearen Shunt- oder Nebenschlußpfad, durch den das Signal am FET-Pfad vorbeizufließen versucht, hauptsächlich dann, wenn der FET- Pfad in einem Zustand hoher Impedanz ist, so daß das Signal hauptsächlich durch die Induktivität fließt. Wenn der FET- Pfad eine kleine Impedanz hat, ist die Wirkung auf die Induktivität vermindert. In einem bestimmten Ausführungsbeispiel der Erfindung, die für eine Verwendung in dem Bereich von 11 bis 13 GHz geeignet ist, bildet die Induktivität eine diskrete Luft-Kern-Solenoidspule. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Einstellung der Phasensteuerung im wesentlichen unabhängig von der Verstärkungsexpansionssteuerung durch einen Widerstand gebildet, der mit der Induktivität in Reihe geschaltet ist, um eine Reihenschaltung zu bilden, die zwischen die Source- und Drain-Elektroden des FET geschaltet ist. Bei einem bestimmten Widerstandswert ist die Phasenänderung in Abhängigkeit von dem Signalleistungspegel etwa null, und der FET- Verzerrungsgenerator liefert nur Verstärkungsexpansion mit zunehmendem Signalpegel. In einem noch weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung sind zwei Source-Drain- FET-Pfade in Kaskade geschaltet, wobei der eine durch eine Induktivität und der andere durch eine Induktivität in Reihe mit einem Widerstand überbrückt ist. Der Widerstand ist so gewählt, daß die Phasenänderung als eine Funktion des Signalpegels minimiert ist, wodurch der Wert der entsprechenden Induktivität den Expansionsgrad in Abhängigkeit von Signalpegeländerungen steuert. Der mit einer Induktivität überbrückte FET liefert dann die Phasenänderung als eine Funktion des Signalpegels. Es kann ein Zwischenverstärker verwendet werden, um eine Gesamtverstärkung beizubehalten. In einem noch weiteren Ausführungsbeispiel wird der überbrückende Widerstand selbst durch den Source-Drain-Widerstand eines FET gebildet. Eine variable Kapazität, die der steuernden Induktivität zugeordnet ist, steuert die resultierende Überbrückungskapazität. Die variable Kapazität kann die Form einer Varaktor-Diode haben. In denjenigen Systemen, in denen die Größe oder das Gewicht von Hybrid-Kopplern kein Problem ist, kann der mit einer Induktivität überbrückte FET in einem Reflexionsmodus verwendet werden.

Die Erfindung wird nun mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltbild von einem Verzerrungsgenerator gemäß der Erfindung, bei dem der Source-Drain-Pfad des FET durch eine Impedanz überbrückt ist.

Fig. 2 stellt den grundlegenden bekannten FET- Verzerrungsgenerator dar.

Fig. 3 zeigt in einem Kurvenbild das von einem Computer erzeugte Amplituden- und Phasenverhalten als eine Funktion der Frequenz des FET-Verzerrungsgenerators gemäß Fig. 2 in einer bestimmten Betriebsart und stellt als eine Funktion des ansteigenden Signalpegels die relative Phasenverzögerung in dem einen Frequenzbereich und die Phasenvoreilung in einem anderen Frequenzbereich dar.

Fig. 4 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm der Anordnung gemäß Fig. 1, bei dem die Überbrückungsimpedanz eine Drossel ist.

Fig. 5 zeigt in einem Kurvenbild das von einem Computer erzeugte Amplituden- und Phasenverhalten des FET- Verzerrungsgenerators gemäß Fig. 4 als eine Funktion der Signalamplitude über einen Frequenzbereich von 8 bis 14 GHz.

Fig. 6a und 6b sind Kurvenbilder des Phasen- bzw. Amplitudenverhaltens, gemessen an einem Verzerrungsgenerator wie in Fig. 4 über einem Bereich von 2 bis 18 GHz.

Fig. 7a und 7b sind Kurvenbilder entsprechend denjenigen der Fig. 6a bzw. 6b, gemessen über dem Frequenzbereich von 11 bis 13 GHz.

Fig. 8a ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Vorverzerrungs-Equalizers gemäß Fig. 4 in Kaskade mit einem Wanderwellen-Röhrenverstärker, und Fig. 8b und 8c sind Kurvenbilder des gemessenen Phasen- bzw. Amplitudenverhaltens von einer Kaskade ähnlich Fig. 8a von einem Wanderwellen-Röhrenverstärker mit einem Vorverzerrungs-Equalizer.

Fig. 9 ist eine Kurve des Träger-zu- Intermodulations(C/I)-Verhältnisses über dem Ausgangsleistungs-Backoff für den linearisierten Wanderwellen-Röhrenverstärker gemäß Fig. 8a.

Fig. 10a ist ein vereinfachtes Schaltbild von einem Verzerrungsgenerator gemäß der Erfindung, bei dem ein Widerstand mit einer Drossel in Reihe geschaltet ist, um eine Reihenschaltung zu bilden, und die Reihenschaltung ist dem Reglerstrompfad von einem FET parallel geschaltet, und Fig. 10b ist ein vereinfachtes Schaltbild der Reihenschaltung von einer Drossel mit einem FET, wobei der FET ein steuerbarer Widerstand ist.

Fig. 11 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltbild von einer Kaskade von zwei Verzerrungsgeneratoren, wobei der eine hauptsächlich für eine Phasensteuerung als eine Funktion des Signalpegels und der andere für eine Kompressions- oder Amplitudensteuerung angeordnet ist.

Fig. 12a stellt in vereinfachter Form eine alternative Impedanz dar, die anstelle einer Impedanz von Fig. 1 verwendet werden kann, und Fig. 12b stellt die Impedanz des Stroms von Fig. 12a dar.

Fig. 13 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm von einem mit Reflexion arbeitenden Verzerrung erzeugenden System, das Verzerrungsgeneratoren gemäß der Erfindung verwendet.

Fig. 14 ist ein allgemeines Blockbild von einem Satelliten mit einem Vielkanal-Kommunikationssystem unter Verwendung von Vorverzerrungsgeneratoren gemäß der Erfindung.

Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild von einem bekannten Verzerrungsgenerator gemäß der eingangs genannten US-PS 50 38 113. Dort ist eine Quelle 10 für ein alternierendes Signal durch eine Übertragungsleitung, die durch ein Koaxialübertragungsleitungssymbol 12 dargestellt ist, mit einem Verzerrungsgenerator verbunden, der insgesamt mit 14 bezeichnet ist. Die Impedanz, wie sie sich dem Verzerrungsgenerator darstellt, ist als ein Widerstand 16 dargestellt und hängt bekanntlich von der Innenimpedanz der Quelle 10 und der Länge, Dämpfung und dem Wellenwiderstand der Übertragungsleitung 12 ab. Der Verzerrungsgenerator 14 enthält einen FET 18 mit einer Source-Elektrode 20, die mit der Übertragungsleitung 12 verbunden ist, und einer Drain-Elektrode 22, die mit einer Ausgangsübertragungsleitung verbunden ist, die durch ein Koaxialübertragungsleitungssymbol 24 dargestellt ist. Eine Nutzvorrichtung oder Last ist durch einen Widerstand 42 dargestellt. Ein leitfähiger Source-Drain-Pfad 26 erstreckt sich zwischen der Source-Elektrode 20 und der Drain- Elektrode 26, und dessen Leitfähigkeit wird durch die Spannung moduliert oder gesteuert, die zwischen eine Gate- Elektrode 28 und den leitfähigen Pfad 26 angelegt wird. Eine durch einen gestrichelten Block 30 dargestellte Impedanz ist zwischen das Gate 28 und Erde (oder, falls erwünscht, ein anderes Referenzpotential) geschaltet. Wie in dem Block 30 dargestellt ist, kann die Reaktanz durch einen Kondensator 32 gebildet sein. Wie jedoch in der vorstehend genannten US-PS 50 38 113 beschrieben ist, ist die resultierende Reaktanz zwischen dem Gate und Erde bzw. Masse induktiv aufgrund der Pfadlänge. Eine Vorspannungsquelle, die insgesamt mit 40 bezeichnet ist, ist durch eine Trenn- oder Entkopplungsimpedanz oder -vorrichtung, die als ein Widerstand 41 dargestellt ist, mit der Gate-Elektrode 28 verbunden, um den FET in einen Bereich einer gewünschten Nichtlinearität vorzuspannen. Bekanntlich kann ein Widerstand mit einem Wert von etwa 500 Ohm oder mehr geeignet sein für eine Entkopplung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 und auch zum Ausbilden einer Strombegrenzung und bekanntlich können in Reihe geschaltete Hochfrequenzdrosseln (RFCs) statt dessen verwendet werden, wenn eine Strombegrenzung nicht erforderlich ist, und ferner können bekanntlich Shunt-Kodensatoren auf der von der RFC entfernten Seite verwendet werden, um die Entkopplung zu unterstützen. Die Vorspannungsquelle 40 legt eine Spannung zwischen der Gate- Elektrode 28 und den steuerbaren Pfad 26 durch einen Pfad, der den Trennwiderstand 41 und die Source-Impedanz 16 und/oder die Lastimpedanz 42 enthält, und die Erdverbindung an.

Fig. 3 stellt in einem Kurvenbild das aus einem Modell erhaltene oder berechnete Amplituden- und Phasenverhalten des FET-Verzerrungsgenerators als eine Funktion der Frequenz mit der Signaleingangsamplitude oder -pegel als einen Parameter für den Aufbau gemäß Fig. 2 dar, wobei ein FET der Type N673 der Firma NEC verwendet ist. In Fig. 3 stellt die Kurve 210 das Amplitudenverhalten oder die Verstärkung der Anordnung gemäß Fig. 2 mit einer Induktivität von 0,1 Nanohenry (Nh) von dem Gate nach Erde bei einem Eingangssignalpegel von 0 dBm dar, und die Kurve 212 stellt das berechnete Verstärkungsverhalten bei dem kleineren Eingangssignalpegel von -25 dBm dar. Die Kurven 210 und 212 zeigen negative Verstärkung, auch als Verlust bekannt. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, laufen die Kurven 210 und 212 bei etwa 13 GHz zusammen. Unterhalb von etwa 13 GHz ist das Amplitudenverhalten etwa 5 bis 15 dB größer bei hohen Signalpegeln als bei kleinen Signalpegeln, wodurch eine Verstärkungsexpansion um einen gleichen Betrag als eine Funktion von oder "mit" ansteigendem Signalpegel angezeigt wird. Das durch die Kurven 210 und 212 dargestellte Verhalten würde für eine Verstärkungsexpansion sorgen, die zum Korrigieren einer Verstärkungskompression des Verstärkers bei Frequenzen von 8 GHz (und möglicherweise darunter) bis zu etwa 13 GHz brauchbar ist.

Das berechnete Phasenverhalten der Anordnung gemäß Fig. 2 bei kleinen Eingangssignalpegeln ist durch die Kurve 214 in Fig. 3 und bei hohen Eingangsignalpegeln durch die Kurve 216 dargestellt. Wie durch die Kurven 214 und 216 in dem Frequenzbereich von etwa 11 bis 14 GHz dargestellt ist, tritt eine Phasenvoreilung (Änderung in der positiven Phasenrichtung) auf, wenn der Signalpegel von kleinen auf hohe Pegel ansteigt, während eine Phasennacheilung von 8 bis etwa 11 GHz auftritt. Selbstverständlich kann ein derartiges Verhalten nicht über dem vollständigen Frequenzbereich von 8 bis 14 GHz für ein Phasenverhalten des Verstärkers sorgen, das entweder voreilt (positiver wird) oder nacheilt (negativer wird) mit ansteigendem Signalpegel. Insbesondere kann es nicht über dem gesamten Frequenzbereich für einen Verstärker korrigieren, der eine nacheilende oder verkleinernde Phasenverschiebung mit ansteigendem Signalpegel erfährt. Selbst wenn also das Amplitudenverhalten oder die Expansion, die durch die Kurven 210 und 212 dargestellt ist, über den Frequenzbereich von 8 bis 13 GHz zufriedenstellend sein könnte, ist das Phasenverhalten nicht geeignet für eine Verzerrungskorrektur von wenigstens einigen Verstärkern.

Fig. 1 ist ein vereinfachtes Schaltbild von einem Verzerrungskorrektor, Equalizer oder Kompensator 300 gemäß der Erfindung. In Fig. 1 sind Elemente, die denjenigen von Fig. 2 entsprechen, mit gleichen Bezugszahlen versehen. Fig. 1 unterscheidet sich von Fig. 2 nur darin, daß eine lineare Impedanz, die als ein Block 310 dargestellt ist, eine Brücke von der Source-Elektrode 20 zur Drain-Elektrode 22 über den steuerbaren Pfad 26 bildet. Der steuerbare Pfad 26 des FET 18 ist effektiv als ein Spannungsteiler mit der Last 42 verbunden. Wenn die überbrückende Impedanz 310 vorhanden ist, bestehen zwei Pfade für den Fluß des Signals von der Quelle 10 zur Last 42, nämlich ein erster, nichtlinearer Pfad durch den steuerbaren Pfad 26 und ein zweiter, linearer Pfad durch die Impedanz 310. Es sei insbesondere darauf hingewiesen, daß, wenn der FET 18 im wesentlichen ohne Source-Drain-Vorspannung betrieben wird und seine Source- und Lastimpedanzen (16 und 42) wie üblich gleich sind, er nicht als ein Verstärker arbeitet. Deshalb ist die Impedanz 310 keine Rückführungsimpedanz, sondern könnte statt dessen als eine "parallele" oder "vorwärtsführende" Impedanz bezeichnet werden.

Es wurde gefunden, daß, wenn die Impedanz 310 gemäß Fig. 1 eine Induktivität ist, die Phasensteuerung über einem breiteren Frequenzband verwendet werden kann. Dies wird verständlich, wenn man berücksichtigt, daß der Phasenwinkel des Signals, das bei hohen Leistungspegeln durch den FET fließt, wie es durch die Kurve 216 in Fig. 3 dargestellt ist, hauptsächlich kapazitiv ist, d. h. das durch den FET fließende Signal erfährt eine Phasenvoreilung. Bei kleinen Signalleistungspegeln ist der Phasenwinkel bei Frequenzen oberhalb 11 GHz weniger kapazitiv und wird sogar leicht induktiv (Phasennacheilung) bei Frequenzen oberhalb etwa 12 GHz. Bei Frequenzen unterhalb 11 GHz ist das Signal, das den FET bei kleiner Eingangsleistung verläßt, in der Phase voreilend relativ zu demjenigen bei hohen Eingangsleistungspegeln. Wenn der FET-Pfad durch eine induktive Impedanz 310 überbrückt ist, wie in Fig. 4, wird bei hoher Signalleistung (kleiner FET-Verlust) die Signalkomponente, die durch die Induktivität beigetragen wird, klein in der Amplitude relativ zu der Komponente, die durch den FET hindurchtritt, und macht eine kleine Differenz zu dem resultierenden Phasenwinkel, der in Voreilung bleibt. Bei kleiner Signalleistung (hoher FET- Verlust) wird das in der Phase voreilende Signal, das von dem FET beigetragen wird, in der Amplitude verkleinert, wodurch die Phasen-verzögerte Komponente, die von der Induktivität beigetragen wird, relativ größer wird, und das resultierende Signal wird dort in der Phase retardiert oder verzögert.

Fig. 4 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltbild von einem Verzerrungsgenerator 400 gemäß der Erfindung. In Fig. 4 sind Elemente, die denjenigen der Fig. 1 und 2 entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen versehen. Wie in Fig. 4 dargestellt ist, sind die Eingangs- und Ausgangsübertragungsleitungen Streifenübertragungsleitungen der bekannten Art und werden häufig als "Microstrip" bezeichnet, der für integrierte Mikrowellenschaltungen oder monolithische integrierte Mikrowellenschaltungen (MMICs) verwendet wird. Innerhalb des eine Impedanz vom Gate nach Erde enthaltenden Kästchens 30 in Fig. 4 weist die Impedanz zwei in Reihe geschaltete Drosseln 430a und 430b mit einem Knotenpunkt 434 dazwischen auf, und ein Kondensator 432 ist zwischen den Knotenpunkt und Erde geschaltet. Die Überbrückungsimpedanz 310 ist eine Drossel 410, die zwischen die Source-Elektrode 20 und die Drain- Elektrode 22 geschaltet ist. Die Entkopplungsimpedanz, die insgesamt mit 41 bezeichnet ist, enthält eine Hochfrequenzdrossel (RFC) 441, einen Shunt- oder Entkopplungskondensator 442 nach Erde, einen Widerstand 444 und einen Durchführungskondensator 446. Der Begriff "Hochfrequenz" bezieht sich allgemein auf jede Frequenz oberhalb etwa 50 kHz, die abgestrahlt werden kann, und in Relation zu den beschriebenen Ausführungsbeispielen bezieht er sich auf Mikrowelle und Millimeterwelle. Eine Gate- Source-Spannung Vg ist von einer Quelle (nicht dargestellt) an einen Vorspannungsanschluß 440 angelegt.

In einem besonderen Ausführungsbeispiel der Erfindung sind die Drosseln 430a und 430b in Fig. 4 jeweils Halbschleifen (d. h. ähnlich dem griechischen Buchstaben Ω) eines Leiterdrahts mit einem Durchmesser von 0,0178 mm und jeweils mit einer Länge von 0,25 mm (10 mils). Die tatsächliche Induktivität derartiger Drosseln ist schwer zu ermitteln, da die Umgebung, in der sich die gesamte Schaltungsschleife befindet, zu der Induktivität beiträgt, so daß die Induktivität nicht nur von der Halbschleifen- "Drossel" abhängt, sondern auch von dem Layout der zugeordneten Schaltungsanordnung. Der Kondensator 432 hat einen Wert von 0,1 pF und wird hauptsächlich als ein Verankerungspunkt für die Drosseln 430 verwendet. In diesem Ausführungsbeispiel besteht die Shunt-Drossel 410 aus drei ähnlichen Halbschleifen, die parallelgeschaltet sind, um dadurch einen einzelnen Leiter mit einem größeren Durchmesser zu simulieren, wodurch die Gesamtinduktivität verkleinert wird. Jeder der drei Halbschleifenleiter, die die Drossel 410 bilden, haben einen Durchmesser von 0,0178 mm (0,7 mils) und eine Drahtlänge von 0,3 mm (12 mils). Als FET wird ein GaAs FET der Type NE673 der Firma Nippon Electric verwendet.

Die Kurve 516 in Fig. 5 stellt das berechnete resultierende Phasenverhalten der Anordnung gemäß Fig. 4 bei dem gleichen hohen Eingangsleistungspegel von 0 dBm dar, wie die Kurve 216 in Fig. 3. Bei kleiner Eingangssignalleistung dagegen bewirkt der Beitrag durch die induktive Shunt- oder Überbrückungsimpedanz 310 eine signifikante Änderung in der resultierenden Phase. Die Wirkung der Shunt-Induktivität bei kleinen Signalpegeln besteht darin, die Phasenkurve, die bei 214 in Fig. 3 dargestellt ist, in der negativen Phasenrichtung (d. h. eine Phasennacheilung) zu bewegen, was eine resultierende Phasenschiebung zur Folge hat, die als Kurve 514 in Fig. 5 dargestellt ist. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, ist diese Änderung in der Phase zwischen den hohen und niedrigen Signalpegeln, wie sie durch die Kurven 514 und 516 dargestellt ist, relativ konstant über dem gesamten Frequenzband von 8 bis 14 GHz. Die Amplitudenexpansion bei Vorhandensein der Shunt-Induktivität, wie sie in Fig. 5 durch die einer kleinen Leistung entsprechenden Kurve 510 und die eine große Leistung darstellende Kurve 512 dargestellt ist, ist im wesentlichen unverändert gegenüber denjenigen, die durch die Kurven 210 und 212 in Fig. 3 dargestellt sind. Somit hat die induktive Überbrückungsimpedanz einen breiten Frequenzbereich zur Folge, über dem eine gleichmäßigere Phasen-Performance erreicht wird, ohne daß ein signifikanter Effekt auf die Verstärkung (Gewinn) ausgeübt wird.

Fig. 6a stellt den Verlauf der gemessenen Phase des Verzerrungsgenerators gemäß Fig. 4 über dem Frequenzbereich von 2 bis 18 GHz mit der Signaleingangsamplitude als einen Parameter dar. Die Gate- Vorspannung beträgt etwa -0,95 Volt. Marker 1 und 2 bezeichnen 11 bzw. 13 GHz. Der Marker 3 ist die Frequenz, bei der eine Verstärkungskreuzung auftritt, wie es nachfolgend beschrieben wird. In Fig. 6a stellt die Kurve 614 einen kleinen Signalleistungspegel von -25 dBm Eingangsleistung dar, und die Kurve 616 gibt den hohen Eingangsleistungspegel von 0 dBm an. Wie in Fig. 6a dargestellt ist, bleibt die Differenz in dem Phasenwinkel zwischen den hohen und niedrigen Leistungspegeln relativ konstant über breiten Frequenzbereichen. Fig. 6b gibt das gemessene Amplitudenverhalten der Anordnung gemäß Fig. 4 über dem Frequenzbereich von 2 bis 18 GHz für die gleichen kleinen (Kurve 610) und großen (Kurve 612) Signalamplituden an. Eine Verstärkungsexpansion tritt über dem Frequenzbereich von 2 GHz bis zum Marker 3 auf, der bei etwa 15 GHz ist. Die Verstärkungsexpansion in dem Bereich von 2 bis 15 GHz zusammen mit dem zunehmenden Phasenwinkel mit ansteigendem Signalleistungspegel ist wünschenswert zum Kompensieren der Amplitudenkompression und des abnehmenden Phasenwinkels mit ansteigender Signalleistung, die von einigen Verstärkern einschließlich Wanderwellen- Röhrenverstärkern erfahren werden.

Fig. 7a und 7b sind expandierte bzw. auseinandergezogene Abschnitte von Kurven gemäß den Fig. 6a und 6b und stellen Einzelheiten in dem Verhalten in dem Frequenzbereich von 11 bis 13 GHz dar. Da die Kurven gemäß Fig. 7a und 7b die gleichen sind, wie diejenigen von Fig. 6a bzw. 6b, werden die gleichen Bezugszahlen verwendet. Auch ist der hohe Leistungspegel 0 dBm und der niedrige Leistungspegel -25 dBm, wie in den Fig. 6a und 6b. Die Leistungsfähigkeit bzw. Performance, wie sie dargestellt ist, ist nützlich zum Kompensieren der Verzerrung über wenigstens einigen Frequenzbändern, die in Satelliten-Kommunikationen verwendet werden. Selbstverständlich können andere FET-Typen und andere Drosseln für eine geeignete Leistungsfähigkeit bzw. Performance über anderen Frequenzbereichen sorgen. Eine absolute Phase hat keine Bedeutung. Sie wird "insgesamt" bewegt unter Verwendung einer Phasenoffsetsteuerung, um die bildliche Darstellung auf dem Bildschirm zu halten.

Fig. 8a ist ein vereinfachtes Blockdiagramm von einem Wanderwellen-Röhrenverstärker (TWTA) 898, der mit einem Vorverzerrungs-Generator 400 ähnlich demjenigen in Fig. 4 in Kaskade geschaltet ist, wobei beide zwischen eine Quelle 10 und eine Last 42 geschaltet sind. Fig. 8b stellt Kurven des Phasenverhaltens über der Signalausgangsamplitude der Anordnung gemäß Fig. 8a mit einem Wanderwellen- Röhrenverstärker alleine und des Wanderwellen- Röhrenverstärkers zusammen mit einem Verzerrungsgenerator gemäß Fig. 8a dar. Fig. 8c stellt das Amplitudenverhalten des TWTA allein und mit dem Vorverzerrungs-Generator dar. Die Kurve 818 in Fig. 8b gibt das Phasenverhalten des TWTA alleine an. Wie dargestellt, beginnt die Phase des TWTA bei 0° Referenzwert bei kleiner Signalamplitude und wird zunehmend negativer mit ansteigendem Eingangssignalpegel für eine gesamte Phasenänderung von etwa 50° über dem dargestellten Amplitudenbereich. Die Kurven 81150, 81175, 81200, 81225 und 81250 stellen die Verzerrungs-kompensierte Phase über der Signaleingangsamplitude bei 11 , 50, 11,75, 12,0, 12,25 bzw. 12,5 GHz dar. Wie dargestellt ist, sind die Kurven, die kompensierte Phase darstellen, kongruent und konstant bei einem Referenzwert -25° bei kleineren Leistungspegeln, und keine Frequenzkurve weicht während der Ausschläge von minimaler zu maximaler Leistung mehr als etwa 10° von dem Referenzwert ab. Dies ist eine signifikante Verbesserung in der Phasenperformance gegenüber dem Wanderwellen-Röhrenverstärker alleine.

Fig. 8c stellt eine Kurve 810 der Ausgangssignalamplitude über der Eingangssignalamplitude (Kompressions- oder Verstärkungskurve) für den oben genannten Wanderwellen- Röhrenverstärker (TWTA) alleine dar, und eine Gruppe von Kurven, die zusammen mit 812 bezeichnet sind, stellen entsprechende Kurven bei anderen Frequenzen dar, wobei der TWTA durch die Vorverzerrungseinrichtung 400 gemäß Fig. 4 korrigiert ist. In Fig. 8c bezeichnet der Marker 1 den Leistungssättigungspunkt des TWTA, welches der Eingangsleistungspunkt ist, der eine maximale Ausgangsleistung erzeugt und oberhalb und unterhalb davon die Ausgangsleistung abnimmt. Wie in Fig. 8c durch die Kurve 810 dargestellt ist, geht der TWTA alleine in eine graduelle Kompression beginnend bei etwa 15 dB unterhalb des Sättigungspunktes und erreicht etwa 1 dB Kompression bei etwa 8 dB unterhalb der Sättigung. Die verzerrungs korrigierten Kurven 812 sind bei diesem Leistungspegel weiterhin nahezu linear und stellen eine Verstärkung (Gewinn) von etwa 7 dB des linearen Betriebspegels im Vergleich zu dem TWTA alleine dar.

Fig. 9 stellt in Kurvenform das Zweiträger-Träger-zu- Intermodulations(C/I)Verhältnis über dem Signalpegel oder Leistungs-Backoff von der Einträgersättigung des TWTA mit der Frequenz als einem Parameter dar. In Fig. 9 stellt die Kurve 910 die Performance eines TWTA bei 12 GHz dar, während die Kurven 9120, 9125 und 9130 das C/I-Verhältnis bei 12, 12,5 bzw. 13,0 GHz für den TWTA in Kaskade mit einem Vorverzerrungs-Equalizer gemäß Fig. 4 darstellen. Höhere C/I-Verhältnisse stellen bessere Performance dar. Wie in Fig. 9 angegeben ist, verkleinert ein Leistungs- Backoff (Rücknahme) von 4 dB das C/I-Verhältnis des TWTA alleine 20 dB, während der Vorverzerrungs-kompensierte TWTA ein C/I-Verhältnis größer als 32 dB hat. Dies ist eine Verbesserung im C/I-Verhältnis von 12 dB über einem 16 GHz Bereich, die dem Verzerrungskompensator zuzurechnen ist. Eine Verbesserung des C/I-Verhältnisses von mehreren dB wird durch den Vorverzerrungs-Kompensator bei allen Frequenzen in dem 12 bis 13 GHz Bereich, bei allen Größen des Backoff bis 10 dB erreicht.

Es wurde gefunden, daß eine unabhängige Steuerung von Amplituden- und Phasenänderungen erreicht werden kann. Wenn die Überbrückungsimpedanz 310 gemäß Fig. 1 eine Induktivität in Reihe mit einem Widerstand aufweist, kann die Größe des Widerstandes die Größe und Richtung der Änderung in der Phasenverschiebung steuern. Fig. 10a stellt einen Verzerrungsgenerator ähnlich demjenigen in Fig. 4 dar, wobei die Überbrückungsimpedanz 310 eine Drossel 410 in Reihe mit einem Widerstand 1012 aufweist. Nach Modell und Berechnung (nicht dargestellt) erreicht die Phasenänderung als eine Funktion des Leistungspegels null bei einem Wert des Widerstandes 1012 von etwa 300 Ohm. Dieser Widerstandswert hat einen vernachlässigbaren Effekt auf die Verstärkungsänderung als eine Funktion des Signalpegels.

Es wurde auch gefunden, daß, wenn die Brückenimpedanz 310 gemäß Fig. 4 eine Induktivität ist, die Änderung in der Verstärkung oder Kompression als eine Funktion des Signalpegels eingestellt werden kann, ohne daß die Phasenänderung in signifikanter Weise beeinflußt wird. Wenn der Wert der Brücken- oder Shunt-Induktivität 410 sehr klein ist, wirkt sie im wesentlichen als ein Kurzschluß, der einen Nebenschluß des nicht linearen Leitungspfades 26 des FET bildet. Infolgedessen wird für sehr kleine Werte der Induktivität die Änderung der Verstärkung als eine Funktion des Signalpegels oder der Nichtlinearität des Verzerrungsgenerators als ein ganzes klein. Wenn die Überbrückungsinduktivität groß ist, fließt ein relativ großer Betrag des Signals durch den nichtlinearen FET-Pfad anstatt durch die lineare Drossel, mit dem Ergebnis, daß die Nichtlinearität des Verzerrungsgenerators als ein ganzes groß wird. Durch eine geschickte Wahl des Induktivitätswertes können verschiedene Größen der Nichtlinearität ausgebildet werden.

Fig. 11 ist ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm von einer Kaskade von Verzerrungsgeneratoren, von denen einer hauptsächlich die Größe der Amplitudenverzerrung steuert und der andere den Betrag der Phasenverzerrung steuert. In Fig. 11 steuert ein Signalgenerator 10 mit einer Innenimpedanz 16 einen nichtlinearen phasensteuernden oder Verzerrungsgenerator 1194. Die phasenverzerrte Ausgangsgröße des Generators 1194 wird über einen Zwischenverstärker 1196 angelegt, um den Verlust des Verzerrungsgenerators 1194 zu kompensieren, und das wiederhergestellte Amplitudesignal wird an einen die Amplitudenverzerrung kompensierenden Generator 1198 angelegt. Das phasen- und amplitudenverzerrte Signal am Ausgang des Verzerrungsgenerators 1198 wird an eine Verbrauchseinrichtung angelegt, wie sie als ein Lastwiderstand 42 dargestellt ist. Üblicherweise wird die Last ein Leistungsverstärker sein.

Der Phasenverzerrungsgenerator 1194 ist ähnlich der Anordnung gemäß Fig. 4, und die Bezugszahlen sind die gleichen, wie in Fig. 4, aber in der 1100 Serie. Die Brückendrossel wird eingestellt, um die Änderung in der Verstärkung als eine Funktion der Signalamplitude zu minimieren. Wie bereits ausgeführt wurde, gestattet dies dennoch eine Phasenänderung mit Änderungen in der Signalamplitude. Das Gate des FET 1118 gemäß Fig. 11 ist von einer ersten steuerbaren Spannungsquelle (nicht dargestellt) vorgespannt, die eine Gate-Spannung V_G1 erzeugt, die gewählt wird, um die Phasenänderung als eine Funktion der Signalamplitude zu optimieren.

Der Amplitudenverzerrungsgenerator 1198 ist ähnlich wie der Generator gemäß Fig. 10a. In dem Generator 1198 hat ein FET 1158 einen steuerbaren Strompfad 1166, der sich von einer Source-Elektrode 1160 zu einer Drain-Elektrode 1162 erstreckt, und er hat auch eine Gate-Elektrode 1168. Eine Impedanz 1170 verläuft vom Gate 1168 nach Erde bzw. Masse. Die Gate-Elektrode 1168 ist von einer Quelle (nicht dargestellt) über einen Anschluß 1180 und eine Trennimpedanz 1181 vorgespannt. Die Reihenschaltung aus einer Drossel 410 und einem Widerstand 1012 ist dem steuerbaren Pfad 1166 parallel geschaltet. Der Widerstand 1012 wird eingestellt, um Phasenänderungen als eine Funktion der Signalamplitude zu minimieren, während die Drossel 410, die Gate-Impedanz Z_g und die Spannung V_G2 eingestellt sind, um die Amplitudenverzerrung zu optimieren.

Fig. 12a ist ein schematisches Schaltbild von einer Brückenimpedanz 310 mit einer Drossel 410 wie in Fig. 4 und ferner mit einer Kapazität in der Form eines veränderbaren Kondensators 1210, der der Drossel parallel geschaltet ist, um dadurch einen Parallelschwingkreis zu bilden für einen Nebenschluß zum FET (nicht dargestellt). Fig. 12b zeigt die Kurve der Impedanz Z über der Frequenz der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12a. In Fig. 12b stellt die gestrichelte Kurve 1212 die Impedanz der Drossel 410 alleine dar. Wenn eine größere effektive Induktivität gewünscht wird über einem Betriebsfrequenzbereich f₁ bis f₂, wird ein Stellkondensator 1210 gemäß Fig. 12a eingestellt für eine Parallelresonanz der Drossel 410 etwas oberhalb der Frequenz f₂, um eine Impedanz über seinen Anschlüssen darzustellen, die als Kurve 1214 in Fig. 12b dargestellt ist. Bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz innerhalb des Betriebsfrequenzbandes f₁ bis f₂ hat die Induktivität der Drossel 410 eine kleinere Impedanz als die Kapazität des Kondensators 1210, und deshalb fließt der Strom durch die Überbrückungsimpedanz 310 hauptsächlich durch die Drossel 410, und die resultierende Impedanz des Parallelschwingkreises ist deshalb induktiv. Somit kann die Induktivität einer Brückendrossel vergrößert werden durch eine Parallelresonanz bei einer Frequenz oberhalb des interessierenden Frequenzbandes. Natürlich kann ein derartiger Parallelschwingkreis, der effektiv eine einzelne Induktivität ist, mit einem Widerstand für die vorstehend beschriebenen Zwecke in Reihe geschaltet werden. In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann der Kondensator 1210 durch einen spannungsveränderlichen Kondensator ersetzt werden.

Fig. 13 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild von einem Verzerrungsgenerator gemäß der Erfindung, der in einem Reflexionsmodus verwendet wird. Gemäß Fig. 13 enthält ein 3 dB, 90° Richtkoppler 1310 einen Eingangsport 1312, der mit Ausgangsports 1314 und 1316 gekoppelt ist. Ein erster Verzerrungsgenerator gemäß der Erfindung, der mit 1320 bezeichnet ist, ist mit dem Port 1314 gekoppelt, und ein zweiter derartiger Verzerrungsgenerator, der mit 1322 bezeichnet ist, ist mit dem Port 1316 gekoppelt. Die zweiten oder Ausgangs-HF-Ports von jedem Generator 1320, 1322 sind nach Erde bzw. Masse kurzgeschlossen. Somit ist eine der Source- und Drain-Elektroden der Verzerrungsgeneratoren gemäß der Erfindung mit einem Ausgangsport 1314, 1316 des Richtkopplers 1310 verbunden, und die andere Elektrode ist mit Erde bzw. Masse verbunden. Das gewünschte verzerrte Ausgangssignal wird von dem Port 1318 des Richtkopplers 1310 abgenommen.

Fig. 14 ist ein vereinfachtes allgemeines Blockdiagramm von einem Satelliten-Vielkanal-Kommunikationssystem. In Fig. 14 ist auf einem Satellitenkörper 1406 eine polarisierende Gitteranordnung 1408, eine vertikal polarisierte Empfangsantenne 1412V und eine horizontal polarisierte Empfangsantenne 1412H angebracht. Die Empfangsantennen 1412V und 1412H sind mit Vertikal- und Horizontal-Signalverarbeitungsanordnungen 1410V bzw. 1410H gekoppelt, die in dem Körper 1406 angeordnet sind. Die Signalverarbeitungsanordnungen 1410V und 1410H verarbeiten die empfangenen Signale, um zurückzusendende Signale zu erzeugen, die durch Sendeantennen 1432V bzw. 1432H gesendet werden. Die Signalverarbeitungsanordnung 1410H ist ähnlich der Vertikal-Verarbeitungseinheit 1410V, so daß nur die Verarbeitungseinheit 1410V beschrieben wird.

Die vertikal polarisierten Signale, die an der Antenne 1412V durch das Polarisierungsgitter 1408 ankommen, enthalten mehrere Signale, die bei unterschiedlichen Frequenzen zentriert sind. In einem typischen Satellitensystem können 10 oder mehr vertikale (V) und 10 oder mehr horizontale (H) Kanäle vorhanden sein, wobei deren Betriebsfrequenzen verschachtelt sind. Die Bandbreite von einem empfangenen Signal kann ausreichen, um einen Fernsehkanal oder mehr zu übertragen. Somit kann die Bandbreite von einem Signal 6 MHz oder mehr betragen. Der Vertikal-Verarbeitungskanal 1410V gemäß Fig. 14 kann infolgedessen 10 oder mehr Signale empfangen, die jeweils 6 oder mehr MHz breit sind und die durch einen gleichen Betrag voneinander getrennt sind. Somit kann die gesamte Bandbreite, die durch die Vertikal-Signale eingenommen wird, 120 MHz oder mehr betragen, was sich aus (10(V) + 10(H))·6 errechnet. Die Mittenfrequenz des 120 MHz Bandes kann beispielsweise bei 14 GHz liegen.

Die 10 oder mehr Vertikalsignale, die von der Antenne 1412V gemäß Fig. 14 empfangen werden, werden einem Eingangsfilter 1414 des Kanals 1410V zugeführt, um Rauschen zu vermindern und Interference zu vermindern. Das Filter 1414 ist ein Bandpaßfilter mit einer Breite, die im wesentlichen gleich der gesamten Bandbreite der Vertikalsignale ist. Die gefilterten Signale werden von dem Eingangsfilter 1414 einem rauscharmen Verstärker (nicht dargestellt) zugeführt, wenn es erforderlich ist, und dann einem Blockwandler, der einen Mischer 1460 und einen lokalen Oszillator 1418 enthält. Die Frequenz des lokalen Oszillators 1418 ist gewählt, um die 14 GHz Mittenfrequenz auf irgendeine andere Mittenfrequenz zu wandeln, wie beispielsweise 12 GHz. Die abwärts gewandelten 12 GHz Signale werden über einen Übertragungspfad 1420 einem multiplexierenden (MUX) Filter 1422 zugeführt. Das multiplexierende Filter 1422 trennt die Signale voneinander gemäß ihren Frequenzen. Das multiplexierende Filter 1422 ist der Anfangspunkt für mehrere getrennte Kanäle, die allgemein mit 1, 2, . . . 3, 4 bezeichnet sind. Wenn es 10 Vertikalsignale gibt, dann ist die Zahl der Kanäle im Signalprozessor 1410V also 10. In der Wirkung ist das Filter 1422 eine Quelle von Signalen bei mehreren unterschiedlichen Frequenzen, die eine gleiche Anzahl getrennter Kanäle ansteuern.

Allgemein werden die Signale auf den Kanälen 1, 2, . . . 3, 4 in Fig. 14 verstärkt, die aufgrund der Verstärkung hervorgerufene Verzerrung wird kompensiert und die verstärkten und Verzerrungs-korrigierten Signale werden einem Kombinator oder Demultiplexer 1430 zugeführt, der ein Filter ähnlich dem Filter 22 sein kann, der umgekehrt betrieben wird, oder er kann eine Gruppe von Hybrid- Kombinatoren sein, die nicht auf der Basis der Frequenz diskriminieren. Die kombinierten Signale am Ausgang des Kombinators 1430 werden einer Sendeantenne 1432V zugeführt für eine Rückübertragung zu einer Erdstation oder möglicherweise zu einem weiteren Satelliten.

Systemgründe, wie beispielsweise die Signalstärke des am Satelliten verfügbaren Signals, der Empfangsantennengewinn und der Sendeantennengewinn und die erforderliche Feldstärke, um die Erdstation zu erreichen, bilden die gesamte Leistungsverstärkung, die in jedem Kanal zwischen der Empfangsantenne 1412V und der Sendeantenne 1432V geliefert werden muß.

Innerhalb jedes Kanals 1, 2, . . . 3, 4 gemäß Fig. 14 wird das Signal verarbeitet durch die Kaskade eines Treiberverstärkers (DA) 1434, eines Verzerrungs- Linearisierers, wie beispielsweise einem Vorverzerrungs- Equalizer (PDL) 1436, und eines Leistungsverstärkers oder Endverstärkers (FA) 1438. Beispielsweise verarbeitet, wie in Fig. 14 dargestellt ist, die Kaskade eines DA 1434 ¹, PDL 1436 ¹ und FA 1438 ¹ die Signale des Kanals 1, und ein DA 1434 ², PDL 1436 ² und FA 1438 ² verarbeitet die Signale für den Kanal 2. Wie in Fig. 14 dargestellt ist, ist eine zusätzliche Kombination von einem DA 1434 ⁵, PDL 1436 ⁵ und FA 1438 ⁵ in Kaskade geschaltet, um einen überzähligen "Kanal" zu bilden, der mit 5 bezeichnet ist. Der Kanal 5 ist nicht zur Handhabung von Signalen verbunden, sondern stellt stattdessen eine Reserve-Kaskade dar, die eine Kaskade in einem der anderen Kanäle ersetzen kann, falls die Kaskade defekt wird. Zu diesem Zweck wird eine Verbindung zwischen dem Eingangsfilter 1422 und den Eingängen der verschiedenen Kanalkaskaden 1434, 1436, 1438 durch eine Eingangsschalteranordnung herbeigeführt, die mit 1424 bezeichnet ist, und eine Verbindung zwischen den Ausgängen der Endverstärker 1438 und dem Kombinator 1430 wird durch eine Ausgangsschalteranordnung herbeigeführt, die mit 1428 bezeichnet ist. Eine Schaltersteueranordnung, die als 1426 dargestellt ist, verbindet die Eingangs- und Ausgangsschalter für eine gleichzeitige Betätigung, und sie spricht auf Signale an bei einer Fehleranzeige, die auf der Erde generiert wird oder selbsttätig durch Steuerschaltungen in dem Raumfahrzeug selbst. Falls also die Kaskade von 1434 ¹, PDL 1436 ¹ und FA 1438 ¹ vollständig ausfällt oder schlechter wird, kann die Reserve-Kaskade einschließlich DA 1434 ⁵, PDL 1436 ⁵ und FA 1438 ⁵ als Ersatz dafür eingeschaltet werden, wobei die Kaskade von DA 1434 ¹, PDL 1436 ¹ und FA 1438 ¹ aus der On-Line-Benutzung herausgenommen wird. Natürlich können zusätzliche redundante Einheiten vorgesehen sein, und wenn die Zahl der Fehler die Zahl der redundanten Einheiten überschreiten sollte, kann die 1424, 1426 und 1428 enthaltende Schaltanordnung bedienbare Kaskaden von Anwendungen niederer Priorität zu Anwendungen höherer Priorität verschieben. Um schaltbar zu sein, um diesen Grad an Betriebssicherheit zu erhalten, hat jede Kaskade eine augenblickliche Frequenzbandbreite, die die kumulative oder gesamte Bandbreite der Vertikalsignale überdeckt. Somit wird ein Breitband-Linearisierer, wie derjenige gemäß der Erfindung, bevorzugt für PDLs 1436 verwendet.

Es sind jedoch noch weitere Ausführungsbeispiele möglich. Beispielsweise kann jede Form einer Übertragungsleitung verwendet werden, um Signale zu und von dem Verzerrungsgenerator zu leiten. Bei mehreren FETs können deren steuerbare Strompfade parallel geschaltet sein für einen Betrieb bei hohen Leistungspegeln, indem deren gleiche Elektroden für einen gleichzeitigen Betrieb verbunden werden. Es wurde zwar ein Betrieb in einem Direktmodus beschrieben, aber die Struktur gemäß Fig. 1 oder 10 kann auch in einem Reflexionsmodus betrieben werden durch Kurzschließen des Ausganges mit Erde bzw. Masse. Auch können die Source- und Drain-Verbindungen des FET umgekehrt werden, wenn die erwünscht ist. Für eine Fernsteuerung der Betriebscharakteristiken des Verzerrungsgenerators kann der verstellbare Kondensator 1210 gemäß Fig. 12a als eine spannungsveränderliche Kapazitätsdiode implementiert werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Verzerren innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes, der Amplitude und/oder Phase eines zu verzerrenden Signals in Abhängigkeit von der Amplitude des zu verzerrenden Signals, gekennzeichnet durch:
einen Feldeffekt-Transistor (FET) mit einer Gate- Elektrode, Source- und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Pfad (26) für den Fluß eines Signals dazwischen,
eine Vorspanneinrichtung (40), die mit der Gate- Elektrode und der Source- und/oder Drain-Elektrode verbunden ist, zum Anlegen einer Vorspannung an die Gate- Elektrode zum Steuern des Feldeffekt-Transistors für eine Verzerrung von den steuerbaren Pfad durchlaufenden Signalen,
eine Reaktanzeinrichtung (30), die zwischen die Gate- Elektrode und einen Referenzpotentialpunkt geschaltet ist und die so gewählt ist, daß sie einen Bereich von Werten innerhalb des Frequenzbereiches hat für eine Zusammenarbeit mit der Vorspannung zum Steuern des Feldeffekttransistors für eine Verzerrung der den steuerbaren Pfad durchlaufenden Signale,
eine Impedanzeinrichtung (310), deren erstes Ende mit der Source-Elektrode und deren zweites Ende mit der Drain- Elektrode verbunden ist, zum Ausbilden eines Ausweichpfades für den Signalfluß zwischen der Source-Elektrode und der Drain-Elektrode, und
eine Verbindungseinrichtung (12, 24), die das zu verzerrende Signal der Source-Elektrode oder der Drain- Elektrode zuführt, damit das Signal den steuerbaren Pfad (26) und den Ausweichpfad durchläuft und dadurch ein verzerrtes Signal erzeugt, und zum Zuführen des verzerrten Signals zu einer Nutzeinrichtung (42).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzeinrichtung (310) eine Induktivität aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzeinrichtung (310) linear ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die induktive Einrichtung einen Kondensator parallel zu einer Drossel aufweist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzeinrichtung (310) induktive Mittel in Reihe geschaltet mit Widerstandsmitteln aufweist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsmittel einen so gewählten Wert haben, daß Änderungen in der Phasenverschiebung in Abhängigkeit von dem Leistungspegel der die Schaltungsanordnung durchfließenden Signale minimiert sind.

7. Satellit mit einem Körper und einer darauf angebrachten Antenneneinrichtung zum Empfangen von Signalen und zum Senden von Signalen, gekennzeichnet durch:
eine Signalverarbeitungs- und Multiplexeinrichtung (1422), die mit der Antenneneinrichtung (1412) verbunden ist, zum Teilen der empfangenen Signale zum Erzeugen getrennter Signale in einer ersten Anzahl unabhängiger Kanäle,
eine zweite Anzahl von Verstärkereinrichtungen,
eine Schalteinrichtung (1423), die mit der Signalverarbeitungs- und Multiplexeinrichtung verbunden ist, zum Zuordnen von einer der Verstärkereinrichtung zu jedem der Kanäle zum Erzeugen verstärkter Signale,
eine Signalkombinatoreinrichtung (1430), die mit der Schalteinrichtung verbunden ist, zum Demultiplexieren der verstärkten Signale, um ein zu sendendes kombiniertes Signal zu erzeugen, und die mit der Antenneneinrichtung verbunden ist, damit das kombinierte Signal gesendet wird, und
mehrere Verzerrungs-Linearisierer, die jeweils einer der Verstärkereinrichtungen zugeordnet sind, und die jeweils in wenigstens einer Stellung der Schalteinrichtung verbunden sind zum Linearisieren von Signalen in einem der Kanäle, wobei jeder der Verzerrungs-Linearisierer enthält:

a) einen Feldeffekttransistor (FET) mit einer Gate- Elektrode und Source- und Drain-Elektroden und einem steuerbaren Pfad (26) für den Signalfluß dazwischen,
b) eine Vorspanneinrichtung (40), die mit der Gate- Elektrode und der Source- und/oder Drain-Elektrode verbunden ist, zum Anlegen einer Vorspannung an die Gate- Elektrode zum Steuern des FET für eine Verzerrung von den steuerbaren Pfad durchlaufenden Signalen,
c) eine Reaktanzeinrichtung (30), die zwischen die Gate-Elektrode und einen Referenzpotentialpunkt geschaltet ist, wobei die Reaktanzeinrichtung so gewählt ist, daß sie einen Bereich von Werten innerhalb des Frequenzbereiches hat für eine Zusammenarbeit mit der Vorspannung zum Steuern des FET für ein Verzerren der den steuerbaren Pfad durchlaufenden Signale,
d) eine induktive Einrichtung (310, 410) mit ersten und zweiten Enden,
e) eine erste Verbindungseinrichtung, die die induktive Einrichtung mit dem FET verbindet, um das erste Ende der induktiven Einrichtung mit der Source-Elektrode und das zweite Ende mit der Drain-Elektrode zu verbinden zum Ausbilden eines Pfades für einen Signalfluß parallel zu dem steuerbaren Pfad, und
f) eine zweite Verbindungseinrichtung zum Verbinden des zu verzerrenden Signals mit der Source- oder Drain- Elektrode, damit das Signal den steuerbaren Pfad wenigstens einmal durchläuft, und zum Zuführen des resultierenden verzerrten Signals zu einer Nutzeinrichtung.

8. Satellit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Anzahl kleiner ist als die zweite Anzahl.

9. Satellit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Verzerrungs-Linearisierer in seinem eigenen Kanal zwischen (A) die Signalverarbeitungs- und Multiplexiereinrichtung und (B) die Verstärkereinrichtung verbunden ist, die dem eigenen Kanal zugeordnet ist.

10. Satellit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Verzerrungs-Linearisierer in allen Positionen der Schalteinrichtung einer entsprechenden Verstärkereinrichtung zugeordnet ist.

11. Schaltungsanordnung zum Verzerren innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches, der Amplitude und/oder Phase eines zu verzerrenden Signals in Abhängigkeit von der Amplitude des zu verzerrenden Signals, gekennzeichnet durch:
einen Feldeffekt-Transistor (FET 18) mit einer Gate- Elektrode (28), Source- und Drain-Elektroden (20, 22) und einem steuerbaren Pfad (26) für einen Signalfluß dazwischen,
eine Vorspanneinrichtung (40), die mit der Gate- Elektrode (28) und den Source- und/oder Drain-Elektroden verbunden ist, zum Anlegen einer Vorspannung an die Gate- Elektrode (28) für eine Steuerung des Feldeffekt- Transistors (18) zum Verzerren der den steuerbaren Pfad (26) durchlaufenden Signale,
eine Reaktanzeinrichtung (30), die zwischen die Gate- Elektrode (28) und einen Referenzpotentialpunkt geschaltet ist und die derart gewählt ist, daß sie einen Bereich von Werten innerhalb des Frequenzbereiches hat für ein Zusammenarbeiten mit der Vorspannung zum Steuern des Feldeffekt-Transistors zum Verzerren der den steuerbaren Pfad durchlaufenden Signale,
eine induktive Einrichtung (310, 410) mit ersten und zweiten Enden,
eine erste Verbindungseinrichtung (12), die mit der induktiven Einrichtung (310, 410) und dem Feldeffekt- Transistor (18) verbunden ist zum Verbinden des ersten Endes der induktiven Einrichtung (310, 410) mit der Source- Elektrode (20) und des zweiten Endes mit der Drain- Elektrode (22) zum Ausbilden eines Pfades für einen Fluß des Signals parallel zu dem steuerbaren Pfad (26) und
eine zweite Verbindungseinrichtung (24) zum Anlegen des zu verzerrenden Signals an mit eine der Source- und Drain-Elektroden (20, 22), damit das Signal den steuerbaren Pfad (26) wenigstens einmal durchläuft und die das resultierende verzerrte Signal einer Nutzeinrichtung (42) zuführt.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verbindungseinrichtung (12) galvanische Verbindungen mit einem kleinen Widerstand aufweist, wodurch die induktive Vorrichtung (310, 410) mit den Source- und Drain-Elektroden (20, 22) durch kleine Impedanzen verbunden ist und die Source- und Drain- Elektroden (20, 22) bei einer Nullfrequenz daran gehindert sind, auf dem gleichen direkten Potential zu liegen.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Verbindungseinrichtung (24) das zu verzerrende Signal mit der Source-Elektrode verbindet und die Drain-Elektrode mit der Nutzeinrichtung verbindet.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die induktive Vorrichtung einen Kondensator parallel zu einer Drossel enthält zum Erzeugen einer Parallelresonanz bei einer Frequenz, unterhalb der die Impedanz des Parallelschwingkreises induktiv ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verbindungseinrichtung (12) Widerstandsmittel aufweist.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert der Widerstandsmittel so gewählt ist, daß Änderungen in der Phasenverschiebung in Abhängigkeit des Leistungspegels von durch die Schaltungsanordnung fließenden Signalen minimiert sind.