DE69835937T2

DE69835937T2 - Zweifrequenzschalter, anordnung mit gemeinsamer zweifrequenzantenne und mobile zweifrequenz-funkübertragungsausrüstung damit

Info

Publication number: DE69835937T2
Application number: DE69835937T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Kushitani; Naoki Yuda; Hiroshi Takahashi; Makoto Fujikawa
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1997-06-03
Filing date: 1998-06-02
Publication date: 2007-01-04
Anticipated expiration: 2018-06-03
Also published as: WO1998056060A1; CN100386917C; EP0928038A1; EP0928038B1; EP0928038A4; JPH1155002A; DE69835937D1; CN1225751A; US6496083B1; JP3220679B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Dualbandschalter, einen Dualbandantennenduplexer und eine mobile Dualbandkommunikationsvorrichtung, dieselbigen verwendet, die hauptsächlich für mobile Kommunikationsgeräte, wie tragbare Telefone u.dgl., verwendet werden.
Ein populärer herkömmlicher Hochfrequenzschalter ist in der nicht geprüften japanischen Patentanmeldung mit der Publikationsnummer H07-321692 offenbart. Ein herkömmlicher Schalter ist in 13 dargestellt. Der Schalter aus 13 umfasst eine Schaltung, die eine PIN-Diode 1001 und eine Kompensationsschaltung 1002 parallel verbindet. Die Kompensationsschaltung 1002 kann aus einer Serienschaltung eines Kondensators 1003 und einer Induktivität 1004 gebildet werden. Die Kompensationsschaltung 1002 kann verwendet werden, um die Schalterschaltung auszuschalten, wenn die PIN-Diode 1001 in einem inaktiven Zustand ist. Die Kompensationsschaltung 1002 kann daher so eingerichtet werden, dass die Induktivität 1004 die parasitäre Kapazität der PIN-Diode 1001 in einem inaktiven Zustand aufhebt und dabei helfen, eine Parallelresonanz in einem gewünschten Band herzustellen. Die Kapazität 1003 kann als Gleichstromabschneideelement bezeichnet werden, zur Unterbrechung des Gleichstrompfades der Kompensationsschaltung, wenn die PIN-Diode 1001 aktiv wird und die Schaltschaltung eingeschaltet ist. Als Ergebnis kann die Kompensationsschaltung 1002 so angepasst sein, dass sie eine Impedanz hat, die kapazitiv ist in einem Frequenzbereich nahe des Gleichstroms und induktiv in einem gewünschten Band, als auch, dass sie einen Serienresonanzpunkt dazwischen hat.
In den letzten Jahren wurde ein rapider Anstieg von Anwendern der mobilen Kommunikationstechnologie beobachtet. Die mobile Kommunikationstechnologie bedingt häufig die Erlangung einer erforderlichen Anzahl von Telefonübertragungskanälen. Daher werden häufig Experimente zur Verwendung von Zweibandsystemen in einer Kommunikationsvorrichtung durchgeführt. Für Zweibandsysteme kann ein Schalter, der in zwei verschiedenen Bändern funktioniert, erforderlich sein. Ein herkömmlicher Hochfrequenz schalter kann jedoch einen ausreichenden Aus-Zustand in nur einem Band erreichen, wenn die PIN-Diode inaktiv ist. Um Zweibandsysteme zu realisieren, können daher zwei Hochfrequenzschalter, die für das jeweilige Band geeignet sind, erforderlich sein. Die Verwendung von zwei Hochfrequenzschaltern kann sowohl zu einer großen und komplizierten Schaltung führen, als auch zu einer relativ teueren.
Ein Diodenhochfrequenzumschalter, der durch eine Biasspannung gesteuert werden kann, ist in JP-A-63013418 beschrieben. Der Schalter umfasst eine Parallelschaltung einer Diode und einer Serienresonanzschaltung, die aus einer Induktivität und einem Kondensator zusammengesetzt ist. Die Serienresonanzschaltung funktioniert als Kompensationsschaltung für die Diode, indem sie eine Parallelresonanzschaltung mit der Rückwärtskapazität der Diode in ihrem AUS-Zustand bildet. Die Isolation von Frequenzen an der Resonanzfrequenz der Parallelresonanzschaltung ist daher deutlich verbessert.
Die vorliegende Erfindung geht die vorgenannten und anderen Probleme an und zielt auf die Zurverfügungstellung eines Dualbandschalters, mit dem ein ausreichender AUS-Zustand in zwei verschiedenen Bändern erreicht werden kann.
Dies wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche erreicht.
Eine Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung erlaubt es der Impedanz der Kompensationsschaltung, die bei niedrigen Frequenzen nahe des Gleichstroms kapazitiv ist, nach einem ersten Serienresonanzpunkt induktiv zu werden, wodurch eine parasitäre Kapazität der Diode in einem ersten Frequenzband aufgehoben wird. Weiterhin wird die Impedanzkompensationsschaltung wieder induktiv nach dem Parallelresonanzpunkt und nach dem nachfolgenden Serienresonanzpunkt, wobei eine parasitäre Kapazität der Diode in einem zweiten Band aufgehoben wird. Ein Dualbandschalter, der einen ausreichenden AUS-Zustand in zwei verschiedenen Bändern sicherstellen kann, kann daher mit einem relativ einfachen Aufbau erzielt werden.
1 zeigt die Schaltung eines Dualbandschalters in einer ersten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 zeigt die Frequenzcharakteristik des Blindwiderstands in einem AUS-Zustand des Dualbandschalters,
3 zeigt die Übertragungscharakteristik des Dualbandschalters,
4 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Variation des Dualbandschalters der ersten beispielhaften Ausführungsform,
5 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Dualbandschalters in einer zweiten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
6A und 6B zeigen Übertragungscharakteristiken des Dualbandschalters aus 5,
7 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Dualbandschalters in einer dritten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
8 zeigt die Impedanzcharakteristik in einem AUS-Zustand eines zweiten Schalters des Dualbandschalters in Übereinstimmung mit einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
9A, 9B zeigen Übertragungscharakteristiken des Dualbandschalters gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
10 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Dualbandantennenduplexers in einer vierten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
11A und 11B zeigen Übertragungscharakteristiken der Sendeseite des Dualbandantennenduplexers aus 10,
12A und 12B zeigen Übertragungscharakteristiken der Empfangsseite des Dualbandantennenduplexers aus 10, und
13 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Dualbandschalters.
Im Folgenden werden Erläuterungen der beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf 1 bis 12A und 12B beschrieben.
Erste beispielhafte Ausführungsform
1 zeigt einen Dualbandschalter in einer ersten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 1 umfasst der Dualbandschalter eine Schaltung, die eine PIN-Diode 101 und ihre Kompensationsschaltung 102 parallel verbindet. Die Kompensationsschaltung 102 enthält eine Schaltung, die eine aus einem ersten Kondensator 103 und einer ersten Induktionsspule 104 gebildete Seelenresonanzschaltung mit einer aus einem zweiten Kondensator 105 und einer zweiten Induktionsspule 106 gebildeten Parallelresonanzschaltung in Reihe verbindet.
Die Funktion des Dualbandschalters mit der in 1 gezeigten Anordnung wird unten beschrieben.
Die Impedanz der Kompensationsschaltung 102 ist kapazitiv bei niedrigen Frequenzen (nahe des Gleichstroms), bei denen der Effekt des Kondensators 103 dominiert. Nach einem Serienresonanzpunkt, der durch die kombinierte Impedanz der ersten Induktionsspule 104, des zweiten Kondensators 105 und der zweiten Induktionsspule 106 und dem ersten Kondensator 103 gebildet wird, wird die Impedanz der Kompensationsschaltung 102 sodann induktiv. Daher kann eine parasitäre Kapazität der PIN-Diode 101 im inaktiven Zustand in einem ersten Frequenzband aufgehoben werden, und demzufolge kann der Schalter einen ausreichenden AUS-Zustand in dem ersten Band erreichen.
Nach einem Parallelresonanzpunkt, der durch den zweiten Kondensator 105 und die zweite Induktionsspule 106 gebildet wird, kann die Impedanz der Kompensationsschaltung 102 sodann wieder kapazitiv werden. Nach dem Serienresonanzpunkt, der durch die kombinierte Impedanz des ersten Kondensators 103 und der ersten Induktionsspule 104 und der Parallelresonanzschaltung gebildet wird, wird die Impedanz der Kompensationsschaltung 102 wieder induktiv. Daher kann eine parasitäre Kapazität der PIN-Diode 101 im inaktiven Zustand in einem zweiten Band aufgehoben werden und demzufolge kann der Schalter einen ausreichenden AUS-Zustand in dem zweiten Band erreichen.
Wenn die PIN-Diode aktiv wird und der Schalter eingeschaltet wird, arbeitet der erste Kondensator 103 als sogenanntes Gleichstromabschneideelement zur Unterbrechung des Gleichstrompfades der Kompensationsschaltung 102.
2 zeigt die Blindwiderstandcharakteristik im AUS-Zustand des Dualbandschalters dieser beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 2 stellt X1 die Reaktanz der parasitären Kapazität der PIN-Diode 101 im inaktiven Zustand dar und X2 stellt die Reaktanz der Kompensationsschaltung 102 dar. Da die parasitäre Kapazität durch die Parallelschaltung von Schaltungen mit Reaktanzen mit gleichem Betrag aber entgegengesetzten Vorzeichen aufgehoben wird, kann die parasitäre Kapazität in einem ersten Band M1 und einem zweiten Band M2 durch Parallelschaltung der Kompensationsschaltung 102 mit zwei Serienresonanzpunkten r1, r2 und einem Parallelresonanzpunkt a1 und der Diode 101 im wesentlichen aufgehoben werden.
Die Übertragungscharakteristik des Dualbandschalters aus 1 ist in 3 dargestellt. Wie in 3 gezeigt, ist die Einfügedämpfung bei eingeschaltetem Schalter in allen Bändern geringer als 0,5 dB, und bei ausgeschaltetem Schalter wird eine Isolation von mehr als 25 dB in dem ersten Band M1 (890 bis 960 MHz) und im zweiten Band (1710 bis 1880 MHz) erreicht.
Die vorstehend diskutierte Anordnung ermöglicht es dem Dualbandschalter dieser beispielhaften Ausführungsform einen ausreichenden AUS-Zustand in zwei verschiedenen Bändern zu erreichen.
Die Kompensationsschaltung 102 aus 1 wird durch eine Reihenschaltung einer Serienresonanzschaltung und einer Parallelresonanzschaltung gebildet. Alternativ kann eine Kompensationsschaltung auch durch eine Schaltung gebildet werden, die wie in 4 gezeigt, zwei Serienresonanzschaltungen parallel verbindet. Es werden nämlich jeweils zwei Serienresonanzschaltungen mit einem ersten Kondensator 403 und einer ersten Induktivität 404, und mit einem zweiten Kondensator 405 und einer zweiten Induktivität 406 gebildet. Diese zwei Serienschaltungen können dann parallel verbunden werden, um die Kompensationsschaltung 102 zu bilden. Diese Schaltungsanordnung hat eine Charakteristik, die bei niedrigen Frequenzen (nahe am Gleichstrom) kapazitiv ist und zwei Serienresonanzpunkte und einen Parallelresonanzpunkt hat.
Sowohl die Kompensationsschaltung 102 aus 4 und die Kompensationsschaltung 102 aus 1 haben im wesentlichen die gleiche Impedanzcharakteristik, wie sie in 2 gezeigt ist, und im wesentlichen die gleiche Übertragungscharakteristik wie in 3. Daher kann unter Verwendung der Kompensationsschaltung aus 4 ein Dualbandschalter, der einen ausreichenden AUS-Zustand in zwei Bändern M1, M2 erreicht, realisiert werden.
Bei der Verwendung eines Schalters in Übereinstimmung mit dieser beispielhaften Ausführungsform kann eine Biasschaltung mit einem Widerstand, einer Induktivität und einem Bypasskondensator erforderlich sein, um die PIN-Diode in einen aktiven Zustand zu versetzen. Außerdem kann ein Gleichstromsperrkondensator an jedem Anschluss verwendet werden, um einen Gleichstrom zu verhindern. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die Einzelheiten der verschiedenen möglichen Werte und der Struktur dieser zusätzlichen Komponenten beschränkt.
Z.B. in einem tragbaren Telefonendgerät, in dem zwei verschiedene Frequenzbänder verwendet werden, kann der Aufbau einer Hochfrequenzschaltschaltung des Endgeräts vereinfacht werden, indem ein Dualbandschalter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Bei dem Endgerät kann daher sowohl die Größe als auch das Gewicht verringert werden.
Zweite beispielhafte Ausführungsform
5 zeigt einen Dualbandschalter in Übereinstimmung mit einer zweiten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 5 kann zwischen einem ersten Anschluss 707 und einem gemeinsamen Anschluss 708 eine erste PIN-Diode 701 angeschlossen sein, und zwischen einem zweiten Anschluss 709 und dem gemeinsamen Anschluss 708 kann eine zweite PIN-Diode 710 angeschlossen sein. Die Kathoden der PIN-Dioden 701 und 710 können mit dem gemeinsamen Anschluss 708 verbunden sein. Außerdem kann ein aus einem ersten Kondensator 703 und einer zweiten induktivität 704 gebildete erste Serienresonanzschaltung und eine aus dem zweiten Kondensator 705 von der zweiten Induktivität 706 gebildete Parallelresonanzschaltung in Reihe miteinander verbunden sein und somit eine erste Kompensationsschaltung 702 bilden. Die erste Kompensationsschaltung 702 kann dann parallel zur ersten PIN-Diode 701 angeschlossen sein, um den ersten Schalter 717 zu bilden. Außerdem kann eine aus einem dritten Kondensator 712 und einer dritten Induktivität 713 gebildete Serienresonanzschaltung und eine aus einem vierten Kondensator 714 und einer vierten Induktivität 715 gebildete Parallelresonanzschaltung in Reihe geschaltet sein und so eine zweite Kompensationsschaltung 711 bilden. Die zweite Kompensationsschaltung 711 kann dann parallel zur zweiten PIN-Diode 710 angeschlossen sein, um den zweiten Schalter 718 zu bilden. Die Drosselspule 716 kann zwischen dem gemeinsamen Anschluss 708 und Masse angeschlossen sein.
Die Funktion des Dualbandschalters mit dem obengenannten Aufbau wird unten beschrieben. Unabhängig davon ist die Funktion des ersten Schalters 717 und des zweiten Schalters 718 im wesentlichen die gleiche. Sowohl der erste Schalter 717 als auch der zweite Schalter 718 funktionieren unabhängig als Dualbandschalter aus 1.
Wenn der erste Schalter 717 durch das Anlegen eines Gleichstroms eingeschaltet wird, während die zweite PIN-Diode 710 den Fluss eines Stromes praktisch verhindert und während der dritte Kondensator 712 der zweiten Kompensationsschaltung 711 den Gleichstromanteil im wesentlichen abschneidet, fließen alle Gleichströme in die Drosselspule 716. Daher ist der zweite Schalter 718 ausgeschaltet. Außerdem arbeitet, wie in der ersten beispielhaften Ausführungsform beschrieben, die zweite Kompensationsschaltung 711 so, dass eine parasitäre Kapazität der zweiten PIN-Diode 710 in zwei Bändern (M1 und M2) aufgehoben wird und die Impedanz des zweiten Schalters 718 ist von der Seite des gemeinsamen Anschlusses 718 vergleichsweise hoch in den beiden Bändern. Demzufolge kann in diesen beiden Bändern (M1 und M2) das Eingangssignal, das von dem ersten Anschluss 707 geliefert wird, an dem gemeinsamen Anschluss 708 ausgegeben werden und kann nicht an dem zweiten Anschluss 709 ausgegeben werden.
In im wesentlichen der gleichen Weise fließt, wenn der zweite Schalter 718 durch das Anlegen eines Gleichstroms eingeschaltet wird und die erste Diode 701 ein Stromfluss im wesentlichen verhindert und der erste Kondensator 703 der ersten Kompensationsschaltung 702 den Gleichstromanteil abschneidet, im wesentlichen der gesamte Gleichstrom in die Drosselspule 716. Somit ist der Schalter 717 ausgeschaltet. Außerdem ist, da die erste Kompensationsschaltung 702 so arbeitet, dass eine parasitäre Kapazität der ersten PIN-Diode 701 in zwei Bändern (M1 und M2) im wesentlichen aufgehoben wird, die Impedanz des ersten Schalters 717 von der Seite des gemeinsamen Anschlusses 708 vergleichsweise hoch in diesen beiden Bändern. Demzufolge kann ein von dem ge meinsamen Anschluss 708 geliefertes Eingangssignal in den beiden Bändern (M1 und M2) an dem zweiten Anschluss 709 ausgegeben werden und kann nicht an dem ersten Anschluss 707 ausgegeben werden.
Die Schaltungsanordnung aus 5 kann die Realisierung eines Dualbandumschalters, der in zwei Bändern (M1 und M2) funktioniert, ermöglichen, um einen ersten Schalter 717 und einen zweiten Schalter 718 selektiv und separat einzuschalten.
6A und 6B zeigen Übertragungscharakteristiken eines Dualbandumschalters in Übereinstimmung mit der zweiten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Übertragungscharakteristik von dem ersten Anschluss 707 zu dem gemeinsamen Anschluss 708 zeigt, dass die Einfügedämpfung in einem ersten Band M1 und einem zweiten Band M2 in einem EIN-Zustand des ersten Schalters 717 geringer ist als 0,5 dB, und außerdem, dass eine Isolation von mehr als 25 dB in beiden Bändern M1 und M2 in einem Aus-Zustand des ersten Schalters 717 erreicht werden kann. Die Übertragungscharakteristik von dem gemeinsamen Anschluss 708 zu dem zweiten Anschluss 709 zeigt, dass die Einfügedämpfung in dem Band M1 und in dem zweiten Band M2 im EIN-Zustand des zweiten Schalters 718 geringer ist als 0,5 db. Außerdem kann im AUS-Zustand des zweiten Schalters 718 eine Isolation von mehr als 25 dB in beiden Bändern M1 und M2 erreicht werden.
Wie oben beschrieben, kann eine vergleichsweise gute Charakteristik für einen Dualbandumschalter erzielt werden, indem eine Schaltungsanordnung wie in dieser beispielhaften Ausführungsform verwendet wird.
In 5 kann sowohl der erste Schalter 717 als auch der zweite Schalter 718 aus der in 1 gezeigten Schaltung gebildet werden. Alternativ können diese Schalter auch mit der in 4 gezeigten Schaltung gebildet werden.
In dem Dualbandumschalter aus 5 kann eine Biasschaltung mit einem Widerstand, einer Induktivität und einem Bypasskondensator für jeden Schalter verwendet werden, um die PIN-Diode in einen aktiven Zustand zu versetzen. Zusätzlich kann an jedem Anschluss ein Gleichstromsperrkondensator verwendet werden, um einen Gleichstrom zu verhindern. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht durch die Einzelheiten der ver schiedenen möglichen Werke und den Aufbau dieser zusätzlichen Komponenten eingeschränkt.
Zum Beispiel in einem tragbaren Telefonendgerät, in dem zwei Frequenzbänder verwendet werden, kann die Struktur einer Hochfrequenzschaltschaltung des Endgeräts vereinfacht werden, indem ein Dualbandschalter in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Somit kann sowohl die Größe als auch das Gewicht des Endgeräts reduziert werden.
Dritte beispielhafte Ausführungsform
7 zeigt einen Dualbandschalter in Übereinstimmung mit einer dritten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In den in 7 gezeigten Dualbandschaltern hat ein erster Schalter 827 den gleichen Aufbau wie der erste Schalter 717 der zweiten beispielhaften Ausführungsform. Daher werden die gleichen Referenzzeichen verwendet und eine detaillierte Erläuterung der Funktion des ersten Schalters 827 nicht wiederholt.
In 7, zum gemeinsamen Anschluss 708, können ein Ende des ersten Schalters 827, ein Ende des dritten Kondenstors 817 und ein Ende einer dritten Induktivität 818 mit dem gemeinsamen Anschluss 708 verbunden sein. Das andere Ende des dritten Kondensators 817 kann geerdet sein. An dem anderen Ende der dritten Induktivität 818 können ein Ende des vierten Kondensators 819, ein Ende der vierten Induktivität 820 und eine Anode der zweiten PIN-Diode 822 angeschlossen sein. Das andere Ende des vierten Kondensators 819 kann geerdet sein. Das andere Ende der vierten Induktivität 820 bildet den zweiten Anschluss 709, an dem ein Ende des fünften Kondensators 821 und eine Anode der dritten PIN-Diode 826 angeschlossen sind. Das andere Ende des fünften Kondensators 821 kann geerdet sein. An die Kathode der zweiten PIN-Diode 822 kann ein Ende der Kompensationsschaltung 823, die eine Parallelresonanzschaltung enthält, die aus einem sechsten Kondensator 824 und einer fünften Induktivität 825 gebildet wird, angeschlossen sein. Das andere Ende der zweiten Kompensationsschaltung 823 kann geerdet sein. Eine Kathode der dritten PIN-Diode 826 kann geerdet sein. Somit kann der zweite Schalter 828 zwischen dem gemeinsamen Anschluss 708 und dem zweiten Anschluss 709 gebildet werden.
Der dritte Kondensator 817, die dritte Induktivität 818 und der vierte Kondensator 819 bilden eine erste Phasenverschiebungsschaltung 829. Der vierte Kondenstor 819, die vierte Induktivität 820 und der fünfte Kondensator 821 bilden eine zweite Phasenverschiebungsschaltung 830. Zum Beispiel kann die Phase der ersten Phasenverschiebungsschaltung 829 auf ungefähr 90° in dem zweiten Band (d.h. M2 in der zweiten beispielhaften Ausführungsform) gesetzt werden und eine Gesamtphase der ersten Phasenverschiebungsschaltung 829 und der zweiten Phasenverschiebungsschaltung 830 kann auf ungefähr 90° in einem ersten Band (d.h. M1 in der zweiten beispielhaften Ausführungsform) gesetzt werden.
Die zweite Kompensationsschaltung 823 kann so eingerichtet werden, dass eine Parallelresonanz in einem ersten Band M1 auftritt, und dass eine Serienresonanz mit der zweiten PIN-Diode 822 in einem aktiven Zustand in einem zweiten Band M2 auftritt.
Die Funktionsweise des Dualbandschalters aus 7 wird unten beschrieben.
Wenn ein Gleichstrom angelegt wird, in dem ein Bias an die Vorwärtsrichtung der ersten PIN-Diode 701 angelegt wird, kann der erste Schalter 827 eingeschaltet werden, wie in der ersten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Beim Anlegen eines Bias am Anschluss 707 fließt der Gleichstrom in die zweite PIN-Diode 822 und zur dritten Diode 826 und beide Dioden werden aktiv. Im zweiten Band M2 erreichen die zweite PIN-Diode 822 in einem aktiven Zustand und die zweite Kompensationsschaltung 823 einen Zustand einer Serienresonanz. Darüber hinaus kann sich die Phase der ersten Phasenverschiebungsschaltung 829 um ungefähr 90° ändern. Daher wird die Impedanz des zweiten Schalters 821 vergleichsweise hoch an der Seite des gemeinsamen Anschlusses 708. Andererseits erreicht im ersten Band M1 die zweite Kompensationsschaltung 823 einen Zustand der Parallelresonanz, so dass der Effekt der zweiten PIN-Diode 822 auf hohe Frequenzen vernachlässigbar wird und da die Gesamtphase der ersten Phasenverschiebungsschaltung 829 und der zweiten Phasenverschiebungsschaltung 830 ungefähr 90° wird, wird die Impedanz des zweiten Schalters 828 von der Seite des gemeinsamen Anschlusses 708 vergleichsweise hoch. 8 zeigt eine Impedanzcharakteristik des Schalters 828 von der Seite des gemeinsamen Anschlusses 708 in dieser Situation. In 8 repräsentiert ein Bereich zwischen den Markierungen 1 und 2 ein erstes Band M1 (z.B. 890 bis 960 MHz) und ein Bereich zwischen den Markierungen 3 und 4 repräsentiert ein zweites Band M2 (z.B. 1710 bis 1880 MHz). In diesen beiden Bändern werden Zustände hoher Impedanz erreicht, so dass ersichtlich ist, dass das vom Anschluss 707 an den gemeinsamen Anschluss 708 übertragene Signal nicht an den zweiten Anschluss 709 ausgegeben werden kann. Demzufolge kann in beiden Bändern M1 und M2 der zweite Schalter 828 einen ausgleichenden AUS-Zustand erreichen.
Bezug nehmend auf 7 kann, wenn ein Bias an dem Anschluss 707 nicht angelegt ist, der erste Schalter 827 sowohl in dem ersten Band M1 und dem zweiten Band M2 ausgeschaltet sein, wie oben in der ersten beispielhaften Ausführungsform beschrieben wurde. In diesem Fall wird die Impedanz des Schalters 827 von der Seite des gemeinsamen Anschlusses 708 her in beiden Bändern (M1 und M2) hoch. Außerdem werden sowohl die zweite PIN-Diode 822 und die dritte PIN-Diode 826 inaktiv, und der zweite Schalter 828 verhält sich im wesentlichen wie die erste Phasenverschiebungsschaltung 829 und die zweite Phasenverschiebungsschaltung 830. Daher wird ein Signal, das am gemeinsamen Anschluss 708 angelegt ist, im wesentlichen unverändert zu dem zweiten Anschluss 709 übertragen. In anderen Worten, der Schalter 828 ist eingeschaltet.
9a bis 9b zeigen Übertragungscharakteristiken des Dualbandumschalters dieser beispielhaften Ausführungsform. Die Übertragungscharakteristik von dem ersten Anschluss 707 zum gemeinsamen Anschluss 708 zeigt, dass wenn der Bias EIN ist, die Einfügedämpfung geringer ist als 0,5 dB sowohl in dem ersten Band M1 als auch in dem zweiten Band M2, wohingegen wenn der Bias aus ist, eine Isolation von mehr als 25 dB in beiden Bändern M1 und M2 erreicht werden kann. Die Übertragungscharakteristik von dem gemeinsamen Anschluss 708 zum zweiten Anschluss 709 zeigt, dass wenn der Bias AUS ist, die Einfügedämpfung in sowohl dem ersten Band M1 als auch in dem zweiten Band M2 geringer ist als 0,25 dB, wohingegen wenn der Bias EIN ist, eine Isolation von mehr als 25 dB in beiden Bändern M1 und M2 erreicht werden kann. Die Schaltung aus 7 ermöglicht daher die Realisierung eines Dualbandumschalters, der in zwei Bändern (z.B. M1 und M2) funktioniert, indem die erste PIN-Diode 701, die zweite PIN-Diode 822 und z.B. die dritte PIN-Diode 826 gleichzeitig in einen aktiven oder einen inaktiven Zustand versetzt werden. Dieser Dualbandumschalter funktioniert mit einer Biasschaltung und wenn der zweite Schalter 828 eingeschaltet ist, kann ein Gleichstrom nicht notwendigerweise angeschlossen sein. Demzufolge hat ein derartiger Dualbandschalter den Vorteil, den Verbrauch eines elektrischen Stroms einzusparen.
Der erste Schalter 827 aus 7 wird durch die in 1 gezeigte Schaltung gebildet. Ein derartiger Schalter kann jedoch auch z.B. durch in 4 gezeigte Schaltung gebildet werden.
Außerdem kann, obwohl die erste Phasenverschiebungsschaltung 829 und die zweite Phasenverschiebungsschaltung 830 dieser beispielhaften Ausführungsform einen Kondensator und eine Induktivität, die beide diskrete Bauelemente sind, enthaften, diese Phasenverschiebungsschaltungen auch mit Übertragungsstrecken gebildet werden, die verteilte Elemente sind. Im letzteren Falle kann eine Verringerung der Zahl der Bauelemente realisiert werden und eine Phasenverschiebungsschaltung kann ideal gebildet werden.
Zusätzlich kann, obwohl die Kathode der dritten Diode 826 aus 7 direkt geerdet ist, die Kathode auch über eine Kompensationsschaltung geerdet sein, die eine Parallelresonanzschaltung enthält, die z.B. aus einem Kondensator und eine Induktivität gebildet wird. In diesem Fall kann im aktiven Zustand der dritten PIN-Diode 826 der Verbindungspunkt der zweiten Phasenverschiebungsschaltung 830 und der dritten PIN-Diode 826 in einen Zustand hinreichend kleiner Impedanz versetzt werden. In einem Dualbandumschalter wie in dieser beispielhaften Ausführungsform kann eine Biasschaltung mit einem Widerstand, einer Induktivität und einem Bypasskondensator nützlich sein, um eine PIN-Diode in einen EIN-Zustand zu versetzen. Darüber hinaus kann ein Gleichstromsperrkondensator an jedem der Anschlüsse nützlich sein, um einen Gleichstrom zu verhindern. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht durch die Einzelheiten der verschiedenen möglichen Werte und der Struktur dieser zusätzlichen Komponenten eingeschränkt.
Zum Beispiel in einem tragbaren Telefonendgerät, in dem zwei Frequenzbänder verwendet werden, kann der Aufbau einer Hochfrequenzschaltschaltung des Endgeräts vereinfacht werden durch die Verwendung eines Dualbandschalters in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Endgerät dann daher sowohl in Größe und Gewicht verkleinert werden.
Vierte beispielhafte Ausführungsform
10 zeigt einen Dualbandantennenduplexer einer vierten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Ein Dualbandschalter 900, der in 10 gezeigt ist, des Dualbandantennenduplexers der vierten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann denselben Aufbau haben, wie die in 7 gezeigte Schaltung in Übereinstimmung mit der dritten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Schaltungsdiagramm und die detaillierte Erläuterung des Schalters werden daher ausgelassen.
In dem Dualbandantennenduplexer aus 10 können der Ausgangsanschluss 902 des Kombinators 901 direkt über einen Gleichstramabschneidekondensator 911 mit dem ersten Anschluss 707 des Dualbandschalters 900 verbunden sein und der Eingangsanschluss 906 des zweiten Teilers 905 kann durch den Gleichstromsperrkondensator 912 mit dem zweiten Anschluss 709 verbunden sein. Darüber hinaus sind Steueranschlüsse 909 zur Weiterleitung eines Steuersignals zum Dualbandschalter 900 und eine Biasschaltung 910 vorgesehen, um einen Dualbandantennenduplexer zu bilden. Der Kombinator 901 kann dazu dienen, in einem ersten Band M1 ein Sendesignal zu übertragen, dass von dem ersten sendeseitigen Anschluss 903 zum Ausgangsanschluss 902 geleitet wird. Der Kombinator 901 kann auch dazu dienen, ein Sendesignal in einem zweiten Band M2 zu übertragen, das von dem zweiten sendeseitigen Anschluss 904 zum Ausgangsanschluss 902 geleitet wird. Der Teiler 905 kann dazu dienen, ein Empfangssignal in einem ersten Band M1 zu übertragen, das vom Eingangsanschluss 906 zum ersten empfangsseitigen Anschluss 907 geleitet wird. Die Trennschaltung 905 kann auch dazu dienen, ein Empfangssignal im zweiten Band M2 zu übertragen, das vom Eingangsanschluss 906 zum empfangsseitigen Anschluss 908 geleitet wird.
Im Kombinator 901 kann die Strecke vom ersten empfangsseitigen Anschluss 903 zum Ausgangsanschluss 902 durch einen leiterartigen Tiefpassfilter gebildet werden, der zum Beispiel aus vier Elementen gebildet wird, die ein Signal, das in das erste Band M1 fällt, durchlassen, und ein Signal, das in das zweite Band M2 fällt, sperren. Die Strecke vom zweiten sendeseitigen Anschluss 904 zum Ausgangsanschluss 902 kann mit einem leiterartigen Hochpassfilter gebildet werden, der z.B. vier Elemente umfasst, um ein Signal, das in das erste Band M1 fällt, zu sperren und Signale, die in das zweite Band M2 fallen, durchzulassen. Mit dieser Anordnung kann ein Sendesignal im ersten Band M1, das von dem ersten sendeseitigen Anschluss 903 eingespeist wird, an den Ausgangsanschluss 902 übertragen werde, ohne an den zweiten sendeseitigen Anschluss 904 gelangen zu können, während ein Sendesignal in einem zweiten Band M2, das von dem zweiten sendeseitigen Anschluss 904 eingespeist wird, an den Ausgangsanschluss 902 übertragen werden kann, ohne an den ersten sendeseitigen Anschluss 903 gelangen zu können.
Für den Teiler 905 kann die gleiche Schaltung wie für den Kombinator 901 verwendet werden. Demzufolge kann ein Empfangssignal, das vom Eingangsanschluss 906 eingespeist wird, so fortgepflanzt werden, dass eine Komponente im ersten Band M1 zu dem ersten empfangsseitigen Anschluss 907 übertragen wird und eine Komponente in dem zweiten Band M2 an den zweiten ausgangsseitigen Anschluss 908 übertragen werden; und keine der beiden Komponenten kann in die andere übersprechen.
Die Funktionsweise eines Dualbandantennenduplexers mit der oben besprochenen Schaltungsanordnung wird unten beschrieben.
Beim Senden eines Signals kann ein Bias an den Steueranschluss 909 angelegt werden, um einen Schalter, der den ersten Anschluss 707 und den gemeinsamen Anschluss 708 des Dualbandschalters 900 verbindet, in einen EIN-Zustand zu versetzen. Ein Sendesignal in dem ersten Band M1 kann dann von dem ersten sendeseitigen Anschluss 903 durch den Kombinator 901 und über den ersten Anschluss 707 des Dualbandschalters 900 zum gemeinsamen Anschluss 708 geleitet werden. Zusätzlich kann ein Sendesignal im zweiten Band M2 von dem zweiten sendeseitigen Anschluss 904 durch den Kombinator 901 und über den ersten Anschluss 707 des Dualbandschalters 900 zum gemeinsamen Anschluss 708 geleitet werden (der gemeinsame Anschluss 708 kann typischerweise mit einer Antenne einer Kommunikationsvorrichtung verbunden sein). Man beachte, dass ein Sendesignal in jedem Band aufgrund der Funktionsweise des Kombinators 901 nicht zu dem anderen sendeseitigen Anschluss übersprechen kann. Darüber hinaus können die Signale aufgrund der Funktionsweise des Dualbandschalters 900 nicht zu dem ersten empfangsseitigen Anschluss 907 und zu dem zweiten empfangsseitigen Anschluss 908 übersprechen. Sodann wird, wenn ein Signal empfangen wird, ein Bias für den Steueranschluss 909 aufgehoben, um einen Schalter, der den gemeinsamen An schluss 708 an den zweiten Anschluss 709 des Dualbandschalters 900 verbindet, in einen EIN-Zustand zu versetzen. Ein Empfangssignal kann dann von dem gemeinsamen Anschluss 708 durch den zweiten Anschluss 709 des Dualbandschalters 900 weiter zu dem Teiler 905 geleitet werden, wobei das Signal derart übertragen wird, dass eine Signalkomponente im ersten Band M1 an dem ersten empfangsseitigen Anschluss 907 ausgegeben wird und eine Signalkomponente im zweiten Band M2 vom zweiten empfangsseitigen Anschuss 908 ausgegeben wird. Man beachte, dass ein Empfangssignal in beiden Bändern aufgrund der Funktionsweise des Teilers 905 nicht zu einem anderen empfangsseitigen Anschluss übersprechen kann. Darüber hinaus können die Signale aufgrund der Funktionsweise des Dualschalters 900 nicht zu dem ersten sendeseitigen Anschluss 903 und dem zweiten sendeseitigen Anschluss 904 übersprechen.
11A und 11B und 12A und 12B zeigen Durchlasscharakteristiken des Dualbandantennenduplexers. Das erste Band M1 kann zum Beispiel auf 890 bis 960 MHz gesetzt werden, und das zweite Band M2 kann beispielsweise auf 1710 bis 1880 MHz gesetzt werden. Wie in 11A gezeigt, ist die Übertragungscharakteristik von dem ersten sendeseitigen Anschluss 903 zu dem gemeinsamen Anschluss 708 derart, dass beim Senden eines Signals die Einfügedämpfung im ersten Band M1 kleiner sein kann als 1 dB und eine Dämpfung von mehr als 25 dB im zweiten Band M2 erreicht werden kann, wobei ein Sendesignal im ersten Band M1 zu dem gemeinsamen Anschluss übertragen werden kann. Außerdem kann beim Übertragen eines Signals eine Isolation von mehr als 25 dB in beiden Bändern erzielt werden. Die Übertragungscharakteristik im zweiten sendeseitigen Anschluss 904 zum gemeinsamen Anschluss 708 ist derart, wie in 11B gezeigt, dass beim Senden eines Signals die Dämpfung im ersten Band M1 größer sein kann als 25 dB und die Einfügedämpfung im zweiten Band M2 kleiner sein kann als 1 dB, wobei ein Sendesignal im zweiten Band M2 zum gemeinsamen Anschluss 708 übertragen werden kann. Beim Empfangen eines Signals kann eine Isolation von mehr als 25 dB erzielt werden. Außerdem ist die Übertragungscharakteristik vom gemeinsamen Anschluss 708 zum ersten empfangsseitigen Anschluss 907 derart, wie in 12A gezeigt, das beim Empfangen eines Signals eine Einfügedämpfung im ersten Band M1 kleiner sein kann als 1 dB und Dämpfung im zweiten Band M2 größer sein kann als 25 dB, wobei ein Empfangssignal im ersten Band M1, das vom gemeinsamen Signal 708 eingespeist wird, zum ersten empfangsseitigen Anschluss 907 übertragen werden kann. Außerdem kann beim Senden eines Signals die Isolation von mehr als 25 dB in beiden Bändern erzielt werden. Schließlich ist die Übertragungscharakteristik vom ge meinsamen Anschluss 708 zum zweiten empfangsseitigen Anschluss 908 derart, wie in 12B gezeigt, dass beim Empfangen eines Signals die Dämpfung im ersten Band M1 größer sein kann als 25 dB und eine Einfügedämpfung im zweiten Band M2 kleiner sein kann als 1 dB, wobei ein Empfangssignal im zweiten Band M2, das vom gemeinsamen Anschluss 708 eingespeist wird, zum zweiten empfangsseitigen Anschluss 908 übertragen werden kann. Außerdem kann beim Senden eines Signals eine Isolation von mehr als 25 in beiden Bändern erzielt werden. Wie oben beschrieben, hat der Dualbandantennenduplexer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Charakteristik, die geeignet ist für ein tragbares Kommunikationsendgerät vom Mehrsystemtyp, in dem ein erstes Band M1 und ein zweites Band M2 verwendet werden.
In der Schaltung aus 10 werden sowohl der Kombinator 901 als auch der Teiler 905 jeweils durch eine zusammengesetzte Schaltung aus Tiefpassfiltern und Hochpassfiltern gebildet. Um unerwünschte Frequenzkomponenten zu eliminieren, können die zusammengesetzten Schaltungen jedoch auch zum Teil oder zur Gänze mit Bandpassfiltern gebildet werden. Zum Beispiel können an der Empfangsseite in vielen Fällen höhere Harmonische ein Problem verursachen, wobei jedoch der Hochpassfilter ein derartiges Problem nicht eliminiert. Demzufolge kann ein Kombinator als Bandpassfilter gebildet werden. Andererseits kann es auf der Empfangsseite erforderlich sein, eine lokale Frequenz, eine Spiegelfrequenz od. dgl. zu eliminieren, die neben den höheren Harmonischen während der Frequenzumwandlung erzeugt wird, so dass ein Teiler aus einer zusammengesetzten Schaltung mit Bandpassfiltern gebildet werden kann. Diese Filter können dazu dienen, bei der Eliminierung unerwünschter Wellen im Hoch- und Tiefband der Signalkomponenten zu helfen.
Zusätzlich kann in der Schaltung aus 10 die Anordnung der dritten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung als Dualbandschalter 900 verwendet werden. Der Aufbau der zweiten beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann jedoch auch verwendet werden. In diesem Fall können jeweils zwei Steueranschlüsse und zwei Biasschaltungen vorgesehen werden und ein Bias kann jederzeit an einem davon angelegt sein. Demzufolge kann der Verbrauch von elektrischem Strom vergleichsweise groß werden. Da die Zahl der verwendeten PIN-Dioden 2 ist, kann die Schaltung mit einer einfachen Anordnung gebildet werden.
In einem tragbaren Telefonendgerät, in dem z.B. zwei Frequenzbänder verwendet werden, kann die Schaltung eines Antennenduplexers des Endgeräts mit einer einfachen Anordnung gebildet werden, indem der Dualbandantennenduplexer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Das Endgerät kann daher in Größe und Gewicht verkleinert werden.
Wie oben beschrieben, umfasst ein Dualbandschalter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Schaltung, die eine Diode und eine Kompensationsschaltung parallel verbindet. Die Kompensationsschaltung kann durch eine Schaltung gebildet werden, die zwei Serienresonanzpunkte und einen Parallelresonanzpunkt hat. Die zuvor genannte Anordnung ermöglicht eine Impedanz der Kompensationsschaltung, die kapazitiv ist bei niedrigen Frequenzen nahe am Gleichstrom, und nach einem ersten Serienresonanzpunkt induktiv wird, wobei eine parasitäre Kapazität der Diode in einem ersten Frequenzband aufgehoben wird. Außerdem kann es die zuvor genannte Anordnung eine Impedanz der Kompensationsschaltung ermöglichen, nach einem Parallelresonanzpunkt und einem nachfolgenden Serienresonanzpunkt wieder induktiv zu werden, wobei eine parasitäre Kapazität einer PIN-Diode in einem zweiten Band aufgehoben wird. Ein Dualbandschalter, der einen ausreichenden AUS-Zustand in zwei verschiedenen Bändern sicherstellt, kann mit einer PIN-Diode bereitgestellt werden. Demzufolge kann ein Schalter mit geringerer Größe und Gewicht realisiert werden.

101: PIN-Diode
102: Kompensationsschaltung
103: Erster Kondensator
104: Erste Induktivität
105: Zweiter Kondensator
106: Zweite Induktivität
403: Erster Kondensator
404: Erste Induktivität
405: Zweiter Kondensator
406: Zweite Induktivität
701: Erste PIN-Diode
702: Erste Kompensationsschaltung
703: Erster Kondenstor
704: Erste Induktivität
705: Zweiter Kondensator
706: Zweite Induktivität
707: Erster Anschluss
708: Gemeinsamer Anschluss
709: Zweiter Anschluss
710: Zweite PIN-Diode
711: Zweite Kompensationsschaltung
712: Dritter Kondensator
713: Dritte Induktivität
714: Vierter Kondensator
715: Vierte Induktivität
716: Drosselspule
717: Erster Schalter
718: Zweiter Schalter
817: Dritter Kondensator
818: Dritte Induktivität
819: Vierter Kondensator
820: Vierte Induktivität
821: Fünfter Kondensator
822: Zweite PIN-Diode
823: Zweite Kompensationsschaltung
824: Sechster Kondensator
825: Fünfte Induktivität
826: Dritte PIN-Diode
827: Erster Schalter
828: Zweiter Schalter
829: Erste Phasenverschiebungsschaltung
830: Zweite Phasenverschiebungsschaltung
900: Dualbandschalter
901: Kombinator
902: Ausgangsanschluss des Kombinators
903: Erster sendeseitiger Anschluss
904: Zweiter sendeseitiger Anschluss
905: Teiler
906: Eingangsanschluss des Teilers
907: Erster empfangsseitiger Anschluss
908: Zweiter empfangsseitiger Anschluss
909: Steueranschluss
910: Biasschaltung
911: Gleichstromsperrkondensator
912: Gleichstromsperrkondensator
1001: PIN-Diode
1002: Kompensationsschaltung
1003: Kondensator

Claims

Dualbandschalter mit einer Diode (101); und einer Kompensationsschaltung (102), die parallel zu der Diode (101) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Kompensationsschaltung (102) mindestens zwei Serienresonanzpunkte (r1, r2) und einen Parallelresonanzpunkt (a1) hat, derart, dass eine parasitäre Kapazität der Diode (101) in zwei separaten Frequenzbändern (M1, M2) aufgehoben wird, wobei eines der zwei getrennten Frequenzbänder zwischen dem ersten der Serienresonanzpunkte (r1) und dem Parallelresonanzpunkt (a1) liegt und das andere der zwei getrennten Frequenzbänder nach dem zweiten der Serienresonanzpunkte (r2) liegt.
Dualbandschalter nach Anspruch 1, wobei die Kompensationsschaltung (102) i) eine Serienresonanzschaltung (103, 104) und ii) eine Parallelresonanzschaltung (105, 106) in Reihe zu der Serienresonanzschaltung (103, 104) umfasst.
Dualbandschalter nach Anspruch 1, wobei die Kompensationsschaltung (102) i) eine erste Serienresonanzschaltung (403, 404) und ii) eine zweite Serienresonanzschaltung (405, 406) parallel zu der ersten Serienresonanzschaltung (405, 406) parallel zu der ersten Serienresonanzschaltung (403, 404) umfasst.
Dualbandumschalter mit: einem ersten Anschluss (707); einem zweiten Anschluss (709); einem gemeinsamen Anschluss (708); einem ersten Dualbandschalter (717) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, der zwischen dem ersten Anschluss (707) und dem gemeinsamen Anschluss (708) angeschlossen ist; und einem zweiten Dualbandschalter (718) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, der zwischen dem gemeinsamen Anschluss (708) und dem zweiten Anschluss (709) angeschlossen ist.
Dualbandumschalter mit: einem ersten Anschluss (707); einem zweiten Anschluss (709); einem gemeinsamen Anschluss (708); einem Dualbandschalter (827) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, der zwischen dem ersten Anschluss (707) und dem gemeinsamen Anschluss (708) angeschlossen ist; einer ersten Serienschaltung einer ersten Phasenverschiebungsschaltung (829) und einer zweiten Phasenverschiebungsschaltung (830) in Serie zu der ersten Phasenverschiebungsschaltung (829), wobei die erste Phasenverschiebungsschaltung (829) zwischen dem gemeinsamen Anschluss (708) und einem mittleren Knoten angeschlossen ist, und die zweite Phasenverschiebungsschaltung (830) zwischen dem mittleren Knoten und dem zweiten Anschluss (709) angeschlossen ist; einer zweiten Serienschaltung mit einer zweiten Diode (822) und einer zweiten Kompensationsschaltung (823) für die zweite Diode (822) in Serie zu der zweiten Diode (822), wobei die Serienschaltung zwischen dem mittleren Knoten und einem Masseanschluss angeschlossen ist; und einer dritten Diode (826), die zwischen dem zweiten Anschluss (709) und dem Masseanschluss angeschlossen ist.
Dualbandumschalter gemäß Anspruch 5, wobei die zweite Kompensationsschaltung (823) mindestens einen Parallelresonanzpunkt hat.
Dualbandumschalter nach Anspruch 5, wobei bei einer Frequenz, bei der eine Phase der ersten Phasenverschiebungsschaltung (829) im wesentlichen 90° wird, eine parasitäre Induktivität der zweiten Diode (822) in einem aktiven Zustand und die zweite Kompensationsschaltung (823) eine Serienresonanz erreicht.
Dualbandschalter nach Anspruch 5, wobei bei einer Frequenz, bei der eine Gesamtheit einer Phase der ersten Phasenverschiebungsschaltung (829) und einer Phase der zweiten Phasenverschiebungsschaltung (830) im wesentlichen 90° wird, die zweite Kompensationsschaltung (823) eine Parallelresonanz erreicht.
Dualbandantennenduplexer mit: einem Dualbandumschalter (900) gemäß einem der Ansprüche 4 bis 8; einem Kombinator (901), der einen ersten sendeseitigen Anschluss (903), einen zweiten sendeseitigen Anschluss (904) und einen Ausgangsanschluss (902) hat; und einen Teiler (905), der einen ersten empfangsseitigen Anschluss (907), einen zweiten empfangsseitigen Anschluss (908) und einen Eingangsanschluss (906) hat, wobei der Ausgangsanschluss (902) des Kombinators (901) mit dem ersten Anschluss (707) des Dualbandschalters (900) verbunden ist, und der Eingangsanschluss (906) des Teilers (905) mit dem zweiten Anschluss (709) des Dualbandschalters (900) verbunden ist.
Dualbandantennenduplexer gemäß Anspruch 9, wobei der Kombinator (901) einen Tiefpassfilter enthält, der zwischen dem ersten sendeseitigen Anschluss (903) und dem Ausgangsanschluss (902) angeschlossen ist, und einen Hochpassfilter, der zwischen dem zweiten sendeseitigen Anschluss (904) und dem Ausgangsanschluss (902) angeschlossen ist.
Dualbandantennenduplexer gemäß Anspruch 9, wobei der Kombinator (901) einen Tiefpassfilter enthält, der zwischen dem ersten sendeseitigen Anschluss (903) und dem Ausgangsanschluss (902) angeschlossen ist, und einen Bandpassfilter, der zwischen dem zweiten sendeseitigen Anschluss (904) und dem Ausgangsanschluss (902) angeschlossen ist.
Dualbandantennenduplexer gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei der Teiler (905) einen Tiefpassfilter enthält, der zwischen dem Eingangsanschluss (906) und dem ersten empfangsseitigen Anschluss (907) angeschlossen ist, und einen Hochpassfilter, der zwischen dem Eingangsanschluss (906) und dem zweiten empfangsseitigen Anschluss (908) angeschlossen ist.
Dualbandantennenduplexer gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei der Teiler (905) einen Bandpassfilter enthält, der zwischen dem Eingangsanschluss (906) und dem ersten empfangsseitigen Anschluss (907) angeschlossen ist, und einen Bandpassfilter, der zwischen dem Eingangsanschluss (906) und dem zweiten empfangsseitigen Anschluss (908) angeschlossen ist.
Mobile Dualbandkommunikationsvorrichtung, die den Dualbandschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 8 für die Hochfrequenzschaltung der mobilen Dualbandkommunikationsvorrichtung verwendet.