JP2007097148A - 電子回路、分周器及び無線機 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷回路の可変制御を行うことなく、分周可能な周波数帯を広帯域化する。
【解決手段】マスター段１０１は、トランジスタ１とトランジスタ２からなる差動回路と、トランジスタ３とトランジスタ４からなる差動回路とトランジスタ５とトランジスタ６からなる差動回路と、負荷回路７（第１の負荷回路）と、負荷回路８（第２の負荷回路）と、電流源トランジスタ９とから構成されている。負荷回路７（第１の負荷回路）は、インダクタ７Ａ（第１のインダクタ）と、インダクタ７Ｂ（第５のインダクタ）と、容量７Ｃ（第１の容量）から構成されている。インダクタ７Ｂと容量７Ｃで並列共振回路（第１のＬＣ並列共振回路）を構成し、インダクタ７Ａと直列接続している。
【選択図】図１

Description

本発明は、分周可能な入力周波数帯域を可変化及び広帯域化するための電子回路、分周器及びそれを用いて複数の無線通信システムを使用できる無線機に関するものである。

従来、分周可能な入力周波数帯域を可変させる分周器としては、特許文献１に記載されているものがあった。図９は、前記特許文献１に記載された従来の分周器を示すものである。

図９において、分周器７００は、入力された信号を１／２周波数の信号に分周して出力する２分周器である。分周器７００は、マルチプライヤ回路を２段接続したマスター・スレーブ方式のＤフリップフロップである。

マスター段７０１は、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２からなる差動回路と、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４からなる差動回路と、トランジスタＱ９とトランジスタＱ１０からなる差動回路と、電流源トランジスタＱ１３と、負荷抵抗Ｒ１Ａと負荷抵抗Ｒ１ＢとトランジスタスイッチＱ１ＡとトランジスタスイッチＱ１Ｂからなる負荷回路と、負荷抵抗Ｒ２Ａと負荷抵抗Ｒ２ＢとトランジスタスイッチＱ２ＡとトランジスタスイッチＱ２Ｂからなる負荷回路から構成されている。

スレーブ段７０２は、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６からなる差動回路と、トランジスタＱ７とトランジスタＱ８からなる差動回路と、トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２からなる差動回路と、電流源トランジスタＱ１４と、負荷抵抗Ｒ３Ａと負荷抵抗Ｒ３ＢとトランジスタスイッチＱ３ＡとトランジスタスイッチＱ３Ｂからなる負荷回路と、負荷抵抗Ｒ４Ａと負荷抵抗Ｒ４ＢとトランジスタスイッチＱ４ＡとトランジスタスイッチＱ４Ｂからなる負荷回路から構成されている。

入力端子ＩＮは、トランジスタＱ９とトランジスタＱ１２のベースに接続している。入力端子ＩＮＢは、トランジスタＱ１０とトランジスタＱ１１のベースに接続している。マスター段７０１の出力は、スレーブ段７０２のトランジスタＱ５とトランジスタＱ６のベースに入力される。

スレーブ段７０２の出力は、トランジスタＱ１５とトランジスタＱ１６のベースに入力されると共に、マスター段７０１のトランジスタＱ１とトランジスタＱ２のベースに入力される。入力信号は、差動信号の形態で入力端子ＩＮと入力端子ＩＮＢに入力される。フリップフロップの出力は、トランジスタＱ１５とトランジスタＱ１６のエミッタから得られる。

電流源トランジスタＱ１３と電流源トランジスタＱ１４のベースは、プログラマブルバンドギャップレギュレータ７１１に接続されている。プログラマブルバンドギャップレギュレータ７１１は、出力電位ＶＲＥＧを選択的に可変することができる。これにより、電流源トランジスタＱ１３と電流源トランジスタＱ１４のベース電位を可変し、マスター段、スレーブ段に流れる電流ＩＢＩＡＳを選択的に可変できる。

トランジスタスイッチＱ１ＡとトランジスタスイッチＱ２ＡとトランジスタスイッチＱ３ＡとトランジスタスイッチＱ４Ａは、抵抗選択信号端子ＶＡに接続している。トランジスタスイッチＱ１ＢとトランジスタスイッチＱ２ＢとトランジスタスイッチＱ３ＢとトランジスタスイッチＱ４Ｂは、抵抗選択信号端子ＶＢに接続している。

抵抗選択信号端子ＶＡと抵抗選択信号端子ＶＢに入力される信号に応じて、負荷抵抗Ｒ１Ａ〜Ｒ４Ａ、又は、負荷抵抗Ｒ１Ｂ〜Ｒ４Ｂに切り替えられる。抵抗選択信号端子ＶＡに与えられる電位がＶｃｃ、抵抗選択信号端子ＶＢに与えられる電位が０Ｖのときは、トランジスタスイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａはオン状態となり、トランジスタスイッチＱ１Ｂ〜Ｑ４Ｂはオフ状態となる。負荷は、負荷抵抗Ｒ１Ａ〜Ｒ４Ａが選択された状態となる。

また、抵抗選択信号端子ＶＡに与えられる電位が０Ｖ、抵抗選択信号端子ＶＢに与えられる電位がＶｃｃのときは、トランジスタスイッチＱ１Ａ〜Ｑ４Ａはオフ状態となり、トランジスタスイッチＱ１Ｂ〜Ｑ４Ｂはオン状態となる。負荷は、負荷抵抗Ｒ１Ｂ〜Ｒ４Ｂが選択された状態となる。これにより、動作振幅を選択的に可変できる。

以上から、バイアス電流を複数可変させる構成、あるいは動作振幅を複数可変させる構成を備えたことにより同一チップ、同一電源電圧においても、回路を飽和させることなく分周可能な周波数帯域を大幅に可変させることができるとしていた。
特許第２９７３８５８号明細書（第３−４頁、図１）

しかしながら、前記特許文献１に記載された従来の構成にあっては、分周可能な周波数帯を可変させるためには、バイアス電流に合わせて負荷抵抗を切り替える制御を必要としていた。このため、広帯域で連続的に分周動作させるには、多数の負荷抵抗を用意し切り替える必要があった。また、入力周波数が高くなると消費電流が大きくなるという事情があった。

また、従来、集積回路上でのインダクタは製作誤差が大きく、ＬＣ共振器を作成した場合に設計した周波数で共振を得られないといった事情があった。

本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、負荷抵抗の可変制御を行うことなく、分周可能な周波数帯を可変化及び広帯域化することを可能にする電子回路、分周器及びそれを用いた無線機を提供することを目的としている。

また、インダクタの製作誤差の許容範囲を広げ、インダクタ値を小さくして集積回路上の占有面積を削減することを可能にする電子回路、分周器及びそれを用いた無線機を提供することを目的としている。

本発明の電子回路は、分周器を構成するマスター・スレーブ方式のＤフリップフロップに接続される電子回路であって、前記Ｄフリップフロップの負荷回路とした場合のフリーラン周波数が第１のフリーラン周波数となる第１の回路要素と、前記Ｄフリップフロップの負荷回路とした場合のフリーラン周波数が前記第１のフリーラン周波数と異なる第２のフリーラン周波数となる第２の回路要素と、を備え、前記第１の回路要素と前記第２の回路要素とを直列接続したものである。

上記構成によれば、第１のフリーラン周波数と第２のフリーラン周波数を所望の周波数帯に設定することにより、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、第１のフリーラン周波数と第２のフリーラン周波数の複数のフリーラン周波数を持ち、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。また、負荷回路の可変制御がないので、分周器の回路規模を小さくし、回路構成を簡易化することができる。

また、本発明の電子回路は、前記第１の回路要素をインダクタとし、前記第２の回路要素をＬＣ並列共振回路とし、第１のインダクタと第１のＬＣ並列共振回路とを直列接続した第１の負荷回路と、第２のインダクタと第２のＬＣ並列共振回路を直列接続した第２の負荷回路とを備えたマスター段と、第３のインダクタと第３のＬＣ並列共振回路を直列接続した第３の負荷回路と、第４のインダクタと第４のＬＣ並列共振回路を直列接続した第４の負荷回路とを備えたスレーブ段と、を備える。

上記構成によれば、マスター・スレーブ方式のＤフリップフロップの負荷回路が、インダクタとＬＣ並列共振回路の直列接続で構成されるため、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、インダクタによるフリーラン周波数とＬＣ並列共振回路によるフリーラン周波数の複数のフリーラン周波数を持ち、低いＱ値でそれぞれのフリーラン周波数における分周可能周波数帯が広がり、それらが重なるため、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。また、負荷回路に、インダクタとＬＣ並列共振回路とを用いて回路が飽和しないことで、分周可能な周波数をより広い範囲で電流制御できる。また、負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくして簡易化するとともに、雑音特性を改善することができる。この場合、広帯域特性を得るために、共振回路の共振特性を鋭くする必要はなく、インダクタのＱ値は低くてよい。また、共振回路の共振特性を鋭くする必要がないので、インダクタのＬ値に製作誤差があっても広帯域特性は損なわれない。

また、本発明の電子回路は、前記第１のＬＣ並列共振回路の容量と前記第２のＬＣ並列共振回路の容量とを仮想接地で共用した第１の容量と、前記第３のＬＣ並列共振回路の容量と前記第４のＬＣ並列共振回路の容量とを仮想接地で共用した第２の容量と、を備える。

上記構成によれば、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化するとともに、２つのＬＣ並列共振回路の容量を仮想接地で共用した容量を用いることにより、回路規模を小さくして簡易化し、雑音特性を改善することができる。

また、本発明の電子回路は、前記第１のＬＣ並列共振回路のインダクタと前記第２のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第３のＬＣ並列共振回路のインダクタと前記第４のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成したものである。

上記構成によれば、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化するとともに、回路規模を小さくして雑音特性を改善することができる。また、トランスを構成することでＬ値を小さくできるため、集積回路上の占有面積を削減することができる。

また、本発明の電子回路は、前記第１のインダクタと前記第１のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第２のインダクタと前記第２のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第３のインダクタと前記第３のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第４のインダクタと前記第４のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成したものである。

上記構成によれば、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化するとともに、回路規模をさらに小さくして雑音特性を改善することができる。

また、本発明の電子回路は、第１のスパイラルインダクタが、前記第１のインダクタ及び前記第１のＬＣ並列共振回路のインダクタを構成し、第２のスパイラルインダクタが、前記第２のインダクタ及び前記第２のＬＣ並列共振回路のインダクタを構成し、前記第１の容量が前記第１のスパイラルインダクタと前記第２のスパイラルインダクタとを接続し、第３のスパイラルインダクタが、前記第３のインダクタ及び前記第３のＬＣ並列共振回路のインダクタを構成し、第４のスパイラルインダクタが、前記第４のインダクタ及び前記第４のＬＣ共振回路のインダクタを構成し、前記第２の容量が前記第３のスパイラルインダクタと前記第４のスパイラルインダクタを接続するものである。

上記構成によれば、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化するとともに、回路規模をさらに小さくして雑音特性を改善することができる。

また、本発明の電子回路は、前記第１のフリーラン周波数が、前記第２のフリーラン周波数より高いものである。

上記構成によれば、本発明の電子回路を負荷回路として接続した分周器において、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。

また、本発明の分周器は、本発明の電子回路を備える。

上記構成によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができ、マルチバンド分周器として有用である。

また、本発明の分周器は、前記マスター・スレーブ方式のＤフリップフロップのバイアス電流を可変する制御部を備える。

上記構成によれば、マスター・スレーブ方式のＤフリップフロップのバイアス電流を可変することにより、トランジスタの周波数特性を可変し、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。

また、本発明の無線機は、本発明の分周器を搭載したものである。

上記構成によれば、電圧制御発振器の出力を広帯域に分周することにより、無線部の簡易化、小型化、低コスト化が可能である。また、雑音特性の改善により受信特性を改善することができる。

本発明によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を可変化及び広帯域化することができる。また、負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくして簡易化するとともに、雑音特性を改善することができる。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態１では、分周器の負荷切り替え制御を必要とせず、分周可能な周波数帯を可変化及び広帯域化するマルチバンド分周器について説明する。

図１は、本発明の実施の形態１におけるマルチバンド分周器の回路図である。図１において、マルチバンド分周器１００は、入力された信号を１／２周波数の信号に分周して出力する２分周器である。分周器１００は、マルチプライヤ回路を２段接続したマスター・スレーブ方式のＤフリップフロップである。

マスター段１０１は、トランジスタ１とトランジスタ２からなる差動回路と、トランジスタ３とトランジスタ４からなる差動回路とトランジスタ５とトランジスタ６からなる差動回路と、負荷回路７（第１の負荷回路）と、負荷回路８（第２の負荷回路）と、電流源トランジスタ９とから構成されている。

トランジスタ１とトランジスタ２のエミッタは、トランジスタ５のコレクタと接続している。トランジスタ３とトランジスタ４のエミッタは、トランジスタ６のコレクタと接続している。トランジスタ５とトランジスタ６のエミッタは、電流源トランジスタ９のコレクタと接続している。

トランジスタ１とトランジスタ３のコレクタは、負荷回路７を介して電源電圧Ｖｃｃに接続していると共に、トランジスタ４のベースに接続している。トランジスタ２とトランジスタ４のコレクタは、負荷回路８を介して電源電圧Ｖｃｃに接続していると共に、トランジスタ３のベースに接続している。

スレーブ段１０２は、トランジスタ１１とトランジスタ１２からなる差動回路と、トランジスタ１３とトランジスタ１４からなる差動回路と、トランジスタ１５とトランジスタ１６からなる差動回路と、負荷回路１７（第３の負荷回路）と、負荷回路１８（第４の負荷回路）と、電流源トランジスタ１９とから構成されている。

トランジスタ１１とトランジスタ１２のエミッタは、トランジスタ１５のコレクタに接続している。トランジスタ１３とトランジスタ１４のエミッタは、トランジスタ１６のコレクタに接続している。トランジスタ１５とトランジスタ１６のエミッタは、電流源トランジスタ１９のコレクタに接続している。

トランジスタ１１とトランジスタ１３のコレクタは、負荷回路１７を介して電源電圧Ｖｃｃに接続していると共に、トランジスタ１４のベースに接続している。トランジスタ１２とトランジスタ１４のコレクタは、負荷回路１８を介して電源電圧Ｖｃｃに接続していると共に、トランジスタ１３のベースに接続している。

入力端子２１は、トランジスタ５とトランジスタ１６のベースに接続している。入力端子２２は、トランジスタ６とトランジスタ１５のベースに接続している。バイアス端子２３は、電流源トランジスタ９と電流源トランジスタ１９のベースに接続している。電流源トランジスタ９と電流源トランジスタ１９のエミッタは、グラウンドに接続している。

バイアス端子２３に与える電位により、マルチバンド分周器１００のバイアス電流を制御できる。制御部１０３は、バイアス端子２３にバイアス制御信号を与え、発振器１０４に発振制御信号を与えている。

発振器１０４は、発振制御信号に応じた周波数の入力信号を入力端子２１と入力端子２２に差動信号の形態で入力する。電流源トランジスタ９は、バイアス制御信号に応じたバイアス電流をマスター段１０１に供給する。電流源トランジスタ１９は、バイアス制御信号に応じたバイアス電流をスレーブ段１０２に供給する。

Ｉ出力端子２４は、トランジスタ２とトランジスタ４のコレクタと接続している。ＩＢ出力端子２５は、トランジスタ１とトランジスタ３のコレクタと接続している。Ｑ出力端子２６は、トランジスタ１１とトランジスタ１３のコレクタと接続している。ＱＢ出力端子２７は、トランジスタ１２とトランジスタ１４のコレクタと接続している。

入力信号は差動信号の形態で入力端子２１と入力端子２２から入力される。マスター段１０１の出力は、Ｉ出力端子とＩＢ出力端子から差動信号の形態で差動Ｉ信号として出力されると共に、スレーブ段１０２のトランジスタ１１とトランジスタ１２のベースに入力される。

スレーブ段１０２の出力は、Ｑ出力端子２６とＱＢ出力端子２７から差動信号の形態で差動Ｑ信号として出力されると共に、マスター段１０１のトランジスタ１とトランジスタ２のベースに入力される。差動Ｉ信号と差動Ｑ信号は９０度の位相差を持つ。

負荷回路７（第１の負荷回路）は、インダクタ７Ａ（第１のインダクタ）と、インダクタ７Ｂ（第５のインダクタ）と、容量７Ｃ（第１の容量）から構成されている。インダクタ７Ｂと容量７Ｃで並列共振回路（第１のＬＣ並列共振回路）を構成し、インダクタ７Ａと直列接続している。

負荷回路８、１７、１８（第２、第３、第４の負荷回路）についても同様の構成である。インダクタ７Ａ、８Ａ、１７Ａ及び１８Ａは、同一のＬ値である。インダクタ７Ｂ、８Ｂ、１７Ｂ及び１８Ｂは、同一のＬ値である。容量７Ｃ、８Ｃ、１７Ｃ及び１８Ｃは同一のＣ値である。これにより、マルチバンド分周器１００は、インダクタ７Ａ、８Ａ、１７Ａ及び１８Ａによるフリーラン周波数と、インダクタ７Ｂ、８Ｂ、１７Ｂ及び１８Ｂと容量７Ｃ、８Ｃ、１７Ｃ及び１８Ｃからなる並列共振回路によるフリーラン周波数との複数のフリーラン周波数を持つことで、分周可能な周波数を広帯域化することができる。

図２は、入力周波数に対する分周に必要な最小入力電力を示した解析結果である。図２において、本実施の形態１の解析結果を「負荷：Ｌ＋共振回路」のグラフで示す。また、負荷回路がインダクタのみの解析結果を「負荷：Ｌ」で示す。このときのインダクタのＬ値は、インダクタ７Ａ、８Ａ、１７Ａ及び１８Ａと同一である。

負荷回路が並列共振回路のみの解析結果を「負荷：共振回路」で示す。このときの並列共振回路のインダクタのＬ値は、インダクタ７Ｂ、８Ｂ、１７Ｂ及び１８Ｂと同一であり、同じく並列共振回路の容量のＣ値は、容量７Ｃ、８Ｃ、９Ｃ及び１０Ｃと同一である。すべてのグラフでバイアス電流は同一である。

一般的に、分周器は、最小入力電力（分周に必要な最小の入力電力）が、発振器から入力される電力以下である周波数帯で分周可能である。例えば、発振器１０４からマルチバンド分周器１００に入力される信号の入力電力が−１０ｄＢｍ程度とする。この場合、図２のグラフに示す、分周に必要な最小入力電力が−１０ｄＢｍ以下に対応する周波数帯域（おおよそ、３ＧＨｚ〜１７ＧＨｚ）がマルチバンド分周器１００の分周可能な周波数となる。

本実施の形態１のマルチバンド分周器１００は、負荷回路がインダクタのみの分周器とほぼ同じフリーラン周波数を持つ。また、マルチバンド分周器１００は、負荷回路が並列共振回路のみの分周器のフリーラン周波数付近でも、分周に必要な最小入力電力は−１０ｄＢｍ以下なので信号を分周できることがわかる。したがって、マルチバンド分周器１００は、負荷回路がインダクタのみの分周器の分周可能な周波数帯と、負荷回路が並列共振回路のみの分周器の分周可能な周波数帯との両方の帯域で分周可能である。また、図２の解析結果では、負荷回路がインダクタのみの分周器のフリーラン周波数と、負荷回路が並列共振回路のみの分周器のフリーラン周波数の間の周波数帯も分周可能である。

よって、負荷回路がインダクタのみの分周器のフリーラン周波数と、負荷回路が並列共振回路のみの分周器のフリーラン周波数を異なる周波数帯に設計することで、マルチバンド分周器１００の分周可能な周波数帯域を広帯域化することができる。

また、インダクタ７Ａ、８Ａ、１７Ａ及び１８Ａのみを負荷回路に使用したときのフリーラン周波数は、インダクタ７Ｂ、８Ｂ、１７Ｂ及び１８Ｂと容量７Ｃ、８Ｃ、１７Ｃ及び１８Ｃで、それぞれ構成された並列共振回路のみを負荷回路に使用したフリーラン周波数より高く設定したほうが良い。

また、負荷回路がインダクタのみの分周器のフリーラン周波数と、負荷回路が並列共振回路のみの分周器のフリーラン周波数との間の周波数帯において、分周に必要な最小入力電力が発振器１０４の入力電力を超えないように設計すると、広帯域にわたって連続的に分周動作させることができる。

また、図２は、バイアス電流を一定にしたときの解析結果であるが、制御部１０３のバイアス制御信号でバイアス電流を可変することで分周可能な周波数帯を可変することができる。このとき、負荷回路で電圧降下がないので、回路が飽和することはない。また、雑音特性を改善できる。

また、本実施の形態による電子回路は、共振回路の共振特性を鋭くする必要なく広帯域特性を得ることができるため、インダクタのＱ値は低くてよい。これにより、共振回路の共振特性が鋭くないので、インダクタのＬ値に製作誤差があっても、広帯域特性は損なわれない。マルチバンド分周器の負荷回路に用いるインダクタと容量はＱ値が１〜３程度と低いほうが良い。

以上から、本実施の形態のマルチバンド分周器によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくでき、簡易化できる。また、雑音特性を改善できる。

なお、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いたマルチバンド分周器について説明したが、ＦＥＴを用いても良い。また、本実施の形態ではインダクタと並列共振回路1個を直列接続した負荷回路として説明したが、並列共振回路を複数使用した負荷回路でも良い。これにより、さらに分周可能な周波数帯域を広帯域化できる。また、本実施の形態では、２分周するマルチバンド分周器について説明したが、分周数は２以外となる構成でも良い。

（実施の形態２）
本実施の形態２では、分周器の負荷切り替え制御を必要とせず、分周可能な周波数帯を可変化及び広帯域化するマルチバンド分周器の別構成について説明する。

図３は、本発明の実施の形態２におけるマルチバンド分周器の回路図である。図３において、マルチバンド分周器２００は、入力された信号を１／２周波数の信号に分周して出力する２分周器である。本発明の実施の形態１で説明した回路と同一のものについては、同一の符号を付することで説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、マスター段２０１に負荷回路３１を用いている点と、スレーブ段２０２に負荷回路３２を用いている点である。

負荷回路３１は、インダクタ３１Ａとインダクタ３１Ｂとインダクタ３１Ｃとインダクタ３１Ｄと容量３１Ｅ（第５の容量）とから構成される。インダクタ３１Ａとインダクタ３１Ｃは、直列接続している。トランジスタ１とトランジスタ３のコレクタは、インダクタ３１Ａとインダクタ３１Cを介して電源電圧Ｖｃｃと接続している。

インダクタ３１Ｂとインダクタ３１Ｄは、直列接続している。トランジスタ２とトランジスタ４のコレクタは、インダクタ３１Ｂとインダクタ３１Ｄを介して電源電圧Ｖｃｃと接続している。

容量３１Ｅは、インダクタ３１Ａとインダクタ３１Ｃの接続点と、インダクタ３１Ｂとインダクタ３１Ｄの接続点との間に接続している。容量３１Ｅは、インダクタ３１Ａ、３１Ｃの接続点とインダクタ３１Ｂ、３１Ｄの接続点との間を仮想接地している。したがって、インダクタ３１Ｃと容量３１Ｅからなる共振回路とインダクタ３１Ａが直列接続している。インダクタ３１Ｄと容量３１Ｅからなる共振回路とインダクタ３１Ｂが直列接続している。

また、負荷回路３２も同様の構成をしている。インダクタ３１Ａ、インダクタ３１Ｂ、３２Ａ及び３２Ｂは同一のＬ値である。インダクタ３１Ｃ、３１Ｄ、３２Ｃ及び３２Ｄは同一のＬ値である。容量３１Ｅ、３２Ｅは、同一のＣ値である。

これより、本発明の実施の形態１の負荷回路から容量を１つ減らして同等の特性を得ることができる。また、マルチバンド分周器の負荷回路に用いるインダクタと容量はＱ値が１〜３程度と低いほうが良い。

以上から、本実施の形態のマルチバンド分周器によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくでき、簡易化できる。また、雑音特性を改善できる。

なお、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いたマルチバンド分周器について説明したが、ＦＥＴを用いても良い。また、本実施の形態では、２分周するマルチバンド分周器について説明したが、分周数は２以外となる構成でも良い。

（実施の形態３）
本実施の形態３では、分周器の負荷切り替え制御を必要とせず、分周可能な周波数帯を広帯域化するマルチバンド分周器の別構成について説明する。

図４は、本発明の実施の形態３におけるマルチバンド分周器の回路図である。図４において、マルチバンド分周器３００は、入力された信号を１／２周波数の信号に分周して出力する２分周器である。本発明の実施の形態１で説明した回路と同一のものについては、同一の符号を付することで説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、マスター段３０１に負荷回路３３を用いている点と、スレーブ段３０２に負荷回路３４を用いている点である。

負荷回路３３は、インダクタ３３Ａとインダクタ３３Ｂとインダクタ３３Ｃとインダクタ３３Ｄと容量３３Ｅとから構成される。インダクタ３３Ａとインダクタ３３Ｃは、直列接続している。トランジスタ１とトランジスタ３のコレクタは、インダクタ３３Ａとインダクタ３３Ｃを介して電源電圧Ｖｃｃと接続している。

インダクタ３３Ｂとインダクタ３３Ｄは、直列接続している。トランジスタ２とトランジスタ４のコレクタは、インダクタ３３Ｂとインダクタ３３Ｄを介して電源電圧Ｖｃｃと接続している。

容量３３Ｅは、インダクタ３３Ａとインダクタ３３Ｃの接続点と、インダクタ３３Ｂとインダクタ３３Ｄの接続点との間に接続している。インダクタ３３Ｃとインダクタ３３Ｄは、極性が逆向き（差動接続）のトランス（第１のトランス）を形成している。

また、負荷回路３４も同様の構成をしている。インダクタ３３Ａ、３３Ｂ、３４Ａ及び３４Ｂは、同一のＬ値である。インダクタ３３Ｃ、３３Ｄ、３４Ｃ及び３４Ｄは、同一のＬ値である。容量３３Ｅ及び３４Ｅは、同一のＣ値である。

これより、本発明の実施の形態１の負荷回路から容量を１つ減らし、トランスを形成したインダクタのＬ値を小さくできるので回路面積を削減して、同等の特性を得ることができる。また、マルチバンド分周器の負荷回路に用いるインダクタと容量はＱ値が１〜３程度と低いほうが良い。

以上から、本実施の形態のマルチバンド分周器によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくでき、簡易化できる。また、雑音特性を改善できる。

なお、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いたマルチバンド分周器について説明したが、ＦＥＴを用いても良い。また、本実施の形態では、２分周するマルチバンド分周器について説明したが、分周数は２以外となる構成でも良い。

（実施の形態４）
本実施の形態４では、分周器の負荷切り替え制御を必要とせず、分周可能な周波数帯を広帯域化するマルチバンド分周器の別構成について説明する。

図５は、本発明の実施の形態４におけるマルチバンド分周器の回路図である。図５において、マルチバンド分周器４００は、入力された信号を１／２周波数の信号に分周して出力する２分周器である。本発明の実施の形態１で説明した回路と同一のものについては、同一の符号を付することで説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、マスター段４０１に負荷回路３５を用いている点と、スレーブ段４０２に負荷回路３６を用いている点である。

負荷回路３５は、インダクタ３５Ａとインダクタ３５Ｂとインダクタ３５Ｃとインダクタ３５Ｄと容量３５Ｅとから構成される。インダクタ３５Ａとインダクタ３５Ｃは、直列接続している。トランジスタ１とトランジスタ３のコレクタは、インダクタ３５Ａとインダクタ３５Ｃを介して電源電圧Ｖｃｃと接続している。

インダクタ３５Ｂとインダクタ３５Ｄは、直列接続している。トランジスタ２とトランジスタ４のコレクタは、インダクタ３５Ｂとインダクタ３５Ｄを介して電源電圧Ｖｃｃと接続している。

容量３５Ｅは、インダクタ３５Ａとインダクタ３５Ｃの接続点と、インダクタ３５Ｂとインダクタ３５Ｄの接続点との間に接続している。インダクタ３５Ａとインダクタ３５Ｃは、極性が逆向きのトランス（第３のトランス）を形成している。インダクタ３５Ｂとインダクタ３５Ｄは、極性が逆向きのトランス（第４のトランス）を形成している。

また、負荷回路３６も同様の構成をしている。インダクタ３５Ａ、３５Ｂ、３６Ａ及び３６Ｂは、同一のＬ値である。インダクタ３５Ｃ、３５Ｄ、３６Ｃ及び３６Ｄは、同一のＬ値である。容量３５Ｅ及び３６Ｅは、同一のＣ値である。

図６に、負荷回路３５の等価回路図を示す。一般に、一方の端子を共通化したトランスは、相互インダクタンスがない３つのインダクタンスからなるＴ形の等価回路として扱えることが知られている。インダクタ３５Ａとインダクタ３５Ｃで構成したトランスは、インダクタ３５Ａ´とインダクタ３５Ｃ´とインダクタ３５Ｆに置き換えられる。また、インダクタ３５Ｂとインダクタ３５Ｄで構成したトランスは、インダクタ３５Ｂ´とインダクタ３５Ｄ´とインダクタ３５Ｇに置き換えられる。

したがって、負荷回路３５において、インダクタ３５Ｃ´、インダクタ３５Ｆ及び容量３５Ｅからなる共振回路と、インダクタ３５Ａ´が直列接続した構成であるとわかる。また同様に、インダクタ３５Ｄ´、インダクタ３５Ｇ、容量３５Ｅからなる共振回路と、インダクタ３５Ｂ´が直列接続した構成である。

このように、本実施の形態では、実施の形態１の負荷回路から容量を１つ減らし、トランスを形成したインダクタのＬ値を小さくできるので回路面積を削減して、同等の特性を得ることができる。また、マルチバンド分周器の負荷回路に用いるインダクタと容量はＱ値が１〜３程度と低いほうが良い。

以上から、本実施の形態のマルチバンド分周器によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくでき、簡易化できる。また、雑音特性を改善できる。

なお、本実施の形態では、バイポーラトランジスタを用いたマルチバンド分周器について説明したが、ＦＥＴを用いても良い。また、本実施の形態では、２分周するマルチバンド分周器について説明したが、分周数は２以外でも良い。

（実施の形態５）
本実施の形態５では、分周器の負荷切り替え制御を必要とせず、分周可能な周波数帯を広帯域化するマルチバンド分周器の別構成について説明する。

図７は、本発明の実施の形態５におけるマルチバンド分周器の回路図である。図７において、マルチバンド分周器５００は、入力された信号を１／２周波数の信号に分周して出力する２分周器である。本発明の実施の形態１で説明した回路と同一のものについては、同一の符号を付することで説明を省略する。実施の形態１と異なる点は、マスター段５０１に負荷回路３７を用いている点と、スレーブ段５０２に負荷回路３８を用いている点である。

負荷回路３７は、インダクタ３７Ａとインダクタ３７Ｂと容量３７Ｃから構成される。インダクタ３７Ａとインダクタ３７Ｂは、スパイラルインダクタ（第１のスパイラルインダクタ）である。トランジスタ１とトランジスタ３のコレクタは、インダクタ３７Ａを介して電源電圧Ｖｃｃに接続している。トランジスタ２とトランジスタ４のコレクタは、インダクタ３７Ｂを介して電源電圧Ｖｃｃに接続している。

容量３７Ｃは、インダクタ３７Ａ上の一点とインダクタ３７Ｂ（第２のスパイラルインダクタ）上の一点の間に接続されている。負荷回路３７では、一例としてインダクタ３７Ａの中点とインダクタ３７Ｂの中点との間を容量３７Ｃ（第５の容量）で接続している。また、負荷回路３８も同様の構成をしている。インダクタ３７Ａ、３７Ｂ、３８Ａ及び３８Ｂは、同一のＬ値である。容量３７Ｃ及び３８Ｃは、同一のＣ値である。

このように、本実施の形態では、実施の形態１の負荷回路から容量を１つ減らし、インダクタを形成する面積を削減して、同等の特性を得ることができる。また、マルチバンド分周器の負荷回路に用いるインダクタと容量はＱ値が１〜３程度と低いほうが良い。

以上から、本実施の形態のマルチバンド分周器によれば、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を広帯域化することができる。負荷回路の可変制御がないので、回路規模を小さくでき、簡易化できる。また、雑音特性を改善できる。

なお、本実施の形態では、バイポーラトランジスタと用いてマルチバンド分周器について説明したが、ＦＥＴを用いても良い。また、本実施の形態では、２分周するマルチバンド分周器について説明したが、分周数は２以外となる構成でもよい。

また、本実施の形態では、負荷回路のインダクタを四角形スパイラルインダクタとして説明したが、八角形、円形等のスパイラルインダクタでも良い。また、本実施の形態では、負荷回路の容量は、スパイラルインダクタの中点に接続した構成で説明したが、スパイラルインダクタ上の他の位置に接続しても良い。

（実施の形態６）
本実施の形態６では、実施の形態１から実施の形態５で説明したマルチバンド分周器を使用したマルチバンド無線機について説明する。

図８は、本発明の実施の形態６におけるマルチバンド無線機のブロック図である。図８において、マルチバンド無線機６００は、複数の無線通信方式を使用して通信を行うことができる無線機である。

アンテナ６０１は、スイッチ６０２と接続している。スイッチ６０２は、アンテナ６０１が受信部６０３または送信部６０４との接続を切り替える。受信部６０３は、低雑音増幅器６０５と復調器６０６とから構成される。送信部６０４は、電力増幅器６０７と変調器６０８とから構成される。発振器６０９は、マルチバンド分周器６１０と接続している。発振器６０９は、例えばＬＣ共振回路を複数備え広帯域に信号を出力できる。マルチバンド分周器６１０は、復調器６０６と変調器６０８に局部発振信号を入力する。信号処理部６１１は、受信部６０３と送信部６０４に接続している。

マルチバンド無線機６００の受信動作について説明する。スイッチ６０２は、受信部６０３に接続する。アンテナ６０１で受信された高周波受信信号は、低雑音増幅器６０５で増幅され、復調器６０６に入力される。復調器６０６は、高周波受信信号と局部発振信号を混合し、ベースバンド受信信号を信号処理部６１１に入力する。

次に、マルチバンド無線機６００の送信動作について説明する。スイッチ６０２は、送信部６０４に接続する。信号処理部６１１は、ベースバンド送信信号を変調器６０８に入力する。変調器６０８は、ベースバンド送信信号と局部発振信号を混合し、高周波送信信号を電力増幅器６０７に入力する。高周波送信信号は、電力増幅器６０７で増幅され、アンテナ６０１から放射される。マルチバンド分周器６１０は、発振器６０９の信号を広帯域に分周し、受信部６０３と送信部６０４に供給できる。

以上より、本実施の形態のマルチバンド無線機によれば、マルチバンド分周器が、発振器の出力を広帯域に分周することで、無線部の簡易化、小型化、低コスト化が可能である。また、雑音特性が改善できるので受信特性が改善できる。

なお、本実施の形態では、分周器が負荷回路を備える例を説明したが、負荷回路が分周器に接続されていればよく、必ずしも分周器に搭載する必要はない。また、本実施の形態では、スイッチを用いて送受信を切り替えたが、デュプレクサを用いても良い。本実施の形態では、無線周波数をベースバンド周波数に直接変換する構成としたが、これ以外の無線部の構成でも良い。

本発明は、負荷回路の可変制御を必要とせずに分周可能な周波数帯を可変化及び広帯域化することができる効果を有し、分周可能な入力周波数帯域を可変化及び広帯域化するための電子回路、分周器及びそれを用いて複数の無線通信システムを使用できる無線機等に有用である。

本発明の実施の形態１におけるマルチバンド分周器の回路図 本発明の実施の形態１におけるマルチバンド分周器の解析結果を示す特性図 本発明の実施の形態２におけるマルチバンド分周器の回路図 本発明の実施の形態３におけるマルチバンド分周器の回路図 本発明の実施の形態４におけるマルチバンド分周器の回路図 本発明の実施の形態４における負荷回路３５の等価回路図 本発明の実施の形態５におけるマルチバンド分周器の回路図 本発明の実施の形態６におけるマルチバンド無線機のブロック図 従来の分周器を示す回路図

符号の説明

１，２，３，４，５，１１，１２，１３，１４，１５，１６ トランジスタ
７，８，１７，１８，３１，３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８ 負荷回路
９，１９ 電流源トランジスタ
２１，２２ 入力端子
２３ バイアス端子
２４ Ｉ出力端子
２５ ＩＢ出力端子
２６ Ｑ出力端子
２７ ＱＢ出力端子
１００，２００，３００，４００，５００，６１０，７００ マルチバンド分周器
１０１，２０１，３０１，４０１，５０１，７０１ マスター段
１０２，２０２，３０２，４０２，５０２，７０２ スレーブ段
１０３ 制御部
１０４ 発振器
６００ マルチバンド無線機
６０１ アンテナ
６０２ スイッチ
６０３ 受信部
６０４ 送信部
６０５ 低雑音増幅器
６０６ 復調器
６０７ 電力増幅器
６０８ 変調器
６０９ 発振器
６１１ 信号処理部
７１１ プログラマブルバンドギャップレギュレータ
Ｑ１、Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２ トランジスタ
Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ａ，Ｑ２Ｂ トランジスタスイッチ
Ｑ１３，Ｑ１４ 電流源トランジスタ
Ｒ１Ａ，Ｒ１Ｂ，Ｒ２Ａ，Ｒ２Ｂ，Ｒ３Ａ，Ｒ３Ｂ，Ｒ４Ａ，Ｒ４Ｂ 負荷抵抗

Claims (10)

1. 分周器を構成するマスター・スレーブ方式のＤフリップフロップに接続される電子回路であって、
   前記Ｄフリップフロップの負荷回路とした場合のフリーラン周波数が第１のフリーラン周波数となる第１の回路要素と、
   前記Ｄフリップフロップの負荷回路とした場合のフリーラン周波数が前記第１のフリーラン周波数と異なる第２のフリーラン周波数となる第２の回路要素と、を備え、
   前記第１の回路要素と前記第２の回路要素とを直列接続した電子回路。
2. 前記第１の回路要素をインダクタとし、前記第２の回路要素をＬＣ並列共振回路とし、
   第１のインダクタと第１のＬＣ並列共振回路とを直列接続した第１の負荷回路と、第２のインダクタと第２のＬＣ並列共振回路を直列接続した第２の負荷回路とを備えたマスター段と、
   第３のインダクタと第３のＬＣ並列共振回路を直列接続した第３の負荷回路と、第４のインダクタと第４のＬＣ並列共振回路を直列接続した第４の負荷回路とを備えたスレーブ段と、を備える請求項１に記載の電子回路。
3. 前記第１のＬＣ並列共振回路の容量と前記第２のＬＣ並列共振回路の容量とを仮想接地で共用した第１の容量と、前記第３のＬＣ並列共振回路の容量と前記第４のＬＣ並列共振回路の容量とを仮想接地で共用した第２の容量と、を備える請求項２に記載の電子回路。
4. 前記第１のＬＣ並列共振回路のインダクタと前記第２のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第３のＬＣ並列共振回路のインダクタと前記第４のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成した請求項３に記載の電子回路。
5. 前記第１のインダクタと前記第１のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第２のインダクタと前記第２のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第３のインダクタと前記第３のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成し、前記第４のインダクタと前記第４のＬＣ並列共振回路のインダクタとでトランスを構成した請求項３に記載の電子回路。
6. 第１のスパイラルインダクタが、前記第１のインダクタ及び前記第１のＬＣ並列共振回路のインダクタを構成し、第２のスパイラルインダクタが、前記第２のインダクタ及び前記第２のＬＣ並列共振回路のインダクタを構成し、前記第１の容量が前記第１のスパイラルインダクタと前記第２のスパイラルインダクタとを接続し、
   第３のスパイラルインダクタが、前記第３のインダクタ及び前記第３のＬＣ並列共振回路のインダクタを構成し、第４のスパイラルインダクタが、前記第４のインダクタ及び前記第４のＬＣ共振回路のインダクタを構成し、前記第２の容量が前記第３のスパイラルインダクタと前記第４のスパイラルインダクタを接続する請求項５に記載の電子回路。
7. 前記第１のフリーラン周波数が、前記第２のフリーラン周波数より高い請求項１ないし請求項６のいずれか一項記載の電子回路。
8. 請求項１ないし請求項７のいずれか一項記載の電子回路を備える分周器。
9. 請求項８記載の分周器であって、
   前記マスター・スレーブ方式のＤフリップフロップのバイアス電流を可変する制御部を備える分周器。
10. 請求項９記載の分周器を搭載した無線機。

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