JP4527469B2 - ダイオードミキサ - Google Patents

Description

この発明は、ダイオードミキサに関するもので、特に、電子機器、移動体通信、無線通信用などのマイクロ波帯、ミリ波帯の通信機器に用いられるダイオードミキサに関する。

近年、マイクロ波帯、ミリ波帯において使用される通信機器はますます小形で高出力な機器が要求され、これに伴って周波数変換効率の高いミキサが求められるようになってきた。しかしながら同時に雑音特性のよいミキサが求められる。
例えば、通信用レーザ装置において、ミキサの雑音特性が良好でないと、Ｓ／Ｎ値が低下し、信号光の最大到達距離が低下し、システムの信頼度を高く維持するためにはシステムのコストが増加するなどの不利益が生じる。
また車載レーダなどのようにミリ波帯から低周波雑音あるいは１／ｆ雑音が雑音特性に大きく影響する低い周波数帯、例えば１００ｋＨｚなどに直接ダウンコンバートするシステムでは、そのミキサにおいて中間周波信号（以下ＩＦ信号という）のＩＦ周波数が低いホモダイン方式が使用される。

このホモダイン方式のミキサにおいては、低周波雑音の少ないｐｎダイオードを用いることが良好な雑音特性を得るために有効である。
ミキサの公知技術としてアンチパラレルダイオードペアを用いた偶高調波ミキサを開示した公知例がある。（例えば、特許文献１、第２〜３欄及び図６、第４〜５欄及び図１参照）
また電子高周波スイッチの公知技術として、ダイオードにコイルを並列に接続し、ダイオードの逆バイアス容量と上記コイルとで構成される共振回路の共振周波数を使用高周波信号の周波数の近傍になるようにして使用周波数近傍でのインピーダンスを高くしてアイソレーションを良くしようとする例が開示されている（例えば、特許文献２、第５４頁左下欄及び第６図参照）。

またダイオードスイッチ回路の公知技術として、ダイオードの両端に、インダクタンスとコンデンサとの直列接続回路を含むリアクタンス回路をダイオードに対して並列に接続することにより、高周波特性の優れたダイオードスイッチ回路を構成する例が開示されている（例えば、特許文献３、第１０８頁左下欄及び第１図参照）。
またλ／４形スイッチ回路の公知技術として、ダイオードの容量と並列共振を起こすインダクタンス値を有するインダクタと直流カット用のコンデンサとが直列接続された回路を並列に接続した例が開示されている（例えば、特許文献４、第２頁右下欄及び第１図参照）。
また、周波数変換回路の公知例として、偶高調波ミキサのアンチパラレルダイオードペアを構成するダイオードそれぞれに直列にコイルを接続しダイオードの接合容量を補償して周波数変換時の損失を低減する例が開示されている（例えば、特許文献５、第１図参照）。

特許第２７９５９７２号公報 特開昭５５−４２４１２号公報 特開昭６１−６１５２４号公報 特開平２−１０８３０１号公報 特開２００４−１４０４３８号公報

しかしながら、ｐｎダイオードを用いたミキサは、ダイオードに拡散容量が存在するので、場合によっては周波数変換効率が低くなることがあった。
ダイオードの等価回路は可変抵抗成分と可変容量成分とが並列接続したものとして表現される。
そしてｐｎダイオードの容量は式（１）のように示される。

Ｃj＝（Ｃj_０／（１−（Ｖ／Ｖf ））^Ｍ ）
＋（（ｑτＩs）／（ｎｋＴ））exp（ｑＶ／（ｎｋＴ））・・（１）

ここで、Ｃj_０は０Ｖ時の容量成分、Ｖf はビルトイン電圧、Ｍは傾斜係数、ｑは電荷素量、τは遷移時間、Ｉs は飽和電流、ｎは理想係数、ｋはボルツマン定数である。

式（１）の右辺第１項は接合容量、第２項は拡散容量である。
ダイオードの容量成分には接合容量の他に、アノード電圧に伴って指数関数に変化する拡散容量が存在する。従って、ダイオードの容量成分には、アノード電圧の増加に伴い指数関数的に増加する領域が存在する。
ｐｎダイオードを用いたダイオードミキサにおいては、局部発振信号（以下、ＬＯ信号という）の電力が増加する場合、すなわちアノード電圧振幅が増加すると、式（１）の第２項に従って順バイアス時のビルトイン電圧（あるいはオン電圧あるいはしきい値電圧）近傍でダイオードの容量成分が指数関数的に増加する。
一方ビルトイン電圧近傍の電流−電圧特性の非線形性がミキシングには重要であり、ＬＯ信号のアノード電圧振幅が、このビルトイン電圧近傍の電流が最も急激に変化する領域に達したときに、変換利得が最も大きくなり、この領域よりも若干低いアノード電圧振幅においては、変換利得は急激に減少する。

このためＬＯ信号の電力が増加し、ＬＯ信号のアノード振幅電圧を増大させ、周波数変換の変換利得を高めようとしても、ダイオードの容量成分が指数関数的に増加し、ミキサ回路における周波数変換に寄与するダイオードの可変抵抗成分へＬＯ信号の電力が効果的に入力されず、良好な周波数変換効率が得られないという問題点があった。
この発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、第１の目的は簡単な構成で、周波数変換効率が高く、雑音特性が良いダイオードミキサを提供することである。

この発明に係るダイオードミキサは、直列に接続されたインダクタおよび直流遮断を行うキャパシタを含む第１の回路要素部と、この第１の回路要素部に並列に接続された第１のダイオードとを有し、第１の回路要素部の一端と第１のダイオードのアノードとが接続された第１の接続部および第１の回路要素部の他端と第１のダイオードのカソードとが接続された第２の接続部を含む半導体部と、この半導体部の第１の接続部に接続され局部発振信号が入力される第１の信号入出力端と、この第１の信号入出力端と上記半導体部の第１の接続部との間に配設された第１の分波回路と、第２の分波回路を介して半導体部の第１の接続部または第２の接続部と接続された第２の信号入出力端と、第３の分波回路を介して半導体部の第２の接続部と接続された第３の信号入出力端と、を備えるとともに、局部発振信号に対してインダクタと第１のダイオードの容量成分とが共振回路を構成するものである。

この発明に係るダイオードミキサにおいては、第１の信号に対してインダクタと第１のダイオードの容量成分とが共振回路を構成するので、順バイアス時のビルトイン電圧近傍で急激に増加する容量とインダクタとにより、第１の信号の周波数において並列共振を発生させ、これによりＬＯ信号の電力増加に伴って増加するダイオードの容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するとともに、ダイオードミキサにおける周波数変換に寄与するダイオードの抵抗成分にＬＯ信号を効果的に入力させることによりダイオードミキサ周波数変換利得を向上させることができる。

以下の説明においては、一般的にｐｎダイオードを用いたダイオードミキサについて説明する。しかし必ずしもｐｎダイオードには限らず、ショットキダイオードでも良い。
また単なるｐｎダイオードだけではなく、半導体増幅器や半導体発振器などと同一基板上に作成可能なＦＥＴのドレインとソースを接続したショットキダイオードを用いても良い。またＨＢＴのベース・コレクタ間のｐｎダイオードを用いてもよいし、ベース・エミッタ間のｐｎダイオードを用いてもかまわない。
また以下の実施の形態では、ホモダイン方式で使用されるＩＦ信号の周波数が低いダイオードミキサについて説明するが、必ずしもこの方式のダイオードミキサに限らない。
実施の形態１．

図１はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
なお各図において、同じ符号は同じものかまたは同等のものであることを示す。
図１において、ダイオードミキサ１０はシングルエンド型のダイオードミキサで、第１のダイオードとしてのダイオード１２とこのダイオード１２に並列に接続され、直列に接続されたインダクタとキャパシタとを含む第１の回路要素部としての第１インダクタ回路１４とから構成された半導体部としてのミキサダイオード部１６と、このミキサダイオード部１６におけるダイオード１２のアノードとインダクタ回路１４とが接続された第１接続部１８に第１分波回路２０を介して接続された第１の信号入出力端としてのＬＯ信号ポート２２と、ミキサダイオード部１６におけるダイオード１２のカソードとインダクタ回路１４とが接続された第２接続部２４に第２分波回路２６を介して接続された第２の信号入出力端としてのＩＦ信号ポート２８と、第２接続部２４に第３分波回路３０を介して接続された第３の信号入出力端としての高周波信号（以下、ＲＦ信号という）ポート３２とから構成されている。

ダイオードミキサ１０においては、第２分波回路２６とＩＦ信号ポート２８とが第２接続部２４に接続された例を示しているが、第２分波回路２６とＩＦ信号ポート２８とを第２接続部２４に代えて第１接続部１８に接続してもかまわない。
図２はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図２のダイオードミキサ３４はダイオードミキサ１０の一例で、例えば障害物などの検知に用いられる７６ＧＨｚ帯の車載ミリ波レーダーの受信ミキサとして使用されるダウンコンバータのシングルエンド型ミキサである。
ダイオードミキサ３４においては、ＬＯ信号ポート２２からＬＯ信号が入力され、ＲＦ信号ポート３２からＲＦ信号が入力され、ＩＦ信号ポート２８からは周波数の低い、例えば１００ｋＨｚのＩＦ信号が出力される。
ミキサダイオード部１６のダイオード１２はｐｎダイオードである。
第１インダクタ回路１４は直流遮断のためのキャパシタ１４ａおよびＬＯ信号の周波数においてダイオード１２の可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するインダクタ１４ｂが含まれている。

インダクタ１４ｂのインダクタンス値は、ＬＯ信号によるダイオード１２のアノード電圧振幅がダイオード１２のビルトイン電圧近傍の値となりこれに伴ってダイオード１２の可変容量成分が大きな値をもつ容量と並列共振回路を構成するように設定される。
第１分波回路２０は、ＬＯ信号の波長をλLOとしたときに、λLO／４の電気長を有するショートスタブ２０ａで構成されている。
第２分波回路２６は第２接続部２４に接続されたλLO／４の電気長を有するオープンスタブ２９と、同じく第２接続部２４に接続され、ＲＦ信号の波長をλRFとしたときにλRF／４の電気長を有し、直流遮断のキャパシタ２６ａを介して接地されたショートスタブ２６ｂとにより構成されている。
第３分波回路３０は、第２分波回路２６と共有するオープンスタブ２９とフィルタ３０ａとから構成されている。
ショートスタブ２０ａ、すなわち第１分波回路２０は、ＬＯ信号ポート２２に対してＲＦ信号およびＩＦ信号を遮断し、ＬＯ信号をＬＯ信号ポート２２に対して通過する働きをする。

オープンスタブ２９はＲＦ信号およびＩＦ信号を通過させ、ＬＯ信号を遮断する働きを有している。またショートスタブ２６ｂはＩＦ信号ポート２８に対してＲＦ信号を遮断する働きをする。従って、第２分波回路２６はＩＦ信号ポート２８に対してＲＦ信号とＬＯ信号とを遮断し、ＩＦ信号を通過させる。
フィルタ３０ａはＩＦ信号を遮断しＲＦ信号を通過させる働きをするので、フィルタ３０ａとオープンスタブ２９とを合わせることにより、第３分波回路３０はＲＦ信号ポート３２に対してＩＦ信号とＬＯ信号とを遮断し、ＲＦ信号を通過させる。
次にダイオードミキサ３４の動作について説明する。
図３はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されたダイオードの等価回路図である。
ダイオードミキサ３４において使用されているミキサダイオード部１６のダイオード１２は、図３に示されるように可変抵抗成分１３と可変容量成分１５とが並列接続したものとして表現される。

図４はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されたダイオードの順方向アノード電圧に対するダイオードの可変容量成分の容量値の変化を示すグラフである。図４において、曲線ａはｐｎダイオードに関する実測値で、曲線ｂはショットキダイオードに関する実測値である。
ダイオードミキサ３４のミキサダイオード部１６に第１分波回路２０を介してＬＯ信号ポート２２からＬＯ信号が、また第３分波回路３０を介してＲＦ信号ポート３２からＲＦ信号が入力される。
ＬＯ信号およびＲＦ信号がミリ波帯の信号で、例えば１００ｋＨｚなどの低い周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする場合には、雑音特性は使用するダイオードの低周波雑音（あるいは１／ｆ雑音）に大きく依存する。この低周波雑音特性はｐｎダイオードが優れた特性を示す。このためにダイオードミキサ３４ではダイオード１２としてｐｎダイオードを使用しているので良好な雑音特性を有するダイオードミキサとなっている。
ダイオードミキサ３４においてＬＯ信号とＲＦ信号とをミキシングする場合、ＬＯ信号の信号電力は、ダイオード１２の順方向アノード電圧がダイオード１２のビルトイン電圧（Ｖa＝１．２Ｖ近傍）になる程度まで増加される。

この順方向アノード電圧が印加されたダイオード１２が有するビルトイン電圧近傍の電流−電圧特性の非線形性により、ＬＯ信号とＲＦ信号とのミキシングが行われる。このミキシングされた混合波から第２分波回路２６を介して希望する周波数を有する信号をＩＦ信号としてＩＦ信号ポート２８から出力させる。
そしてＬＯ信号の電圧振幅がダイオード１２のビルトイン電圧近傍（Ｖa＝１．２Ｖ近傍）になり、ダイオード１２のアノード電圧に対して電流が最も急激に変化する領域において、周波数変換の変換利得が極めて大きい。ちなみにＬＯ信号の電圧振幅が１．１Ｖ以下であると変換利得は極めて小さくなる。
しかしながら図４から分かるように、ダイオード１２の可変容量成分１５の容量ＣｊはＶa＝１．１Ｖ以下の領域では２０〜３０ｆＦであるが、Ｖa＝１．１Ｖを越してビルトイン電圧が含まれるＶa＝１．１Ｖ〜１．３Ｖ程度の領域で、容量Ｃｊ は３０ｆＦから最大４５０ｆＦに急峻に変化する。
このために従来のダイオードミキサであれば、この可変容量成分１５の容量Ｃｊの増大によりＬＯ信号が可変抵抗成分１３に入力されにくくなり、周波数変換特性が劣化していたのである。

しかしダイオードミキサ３４は、ミキサダイオード部１６にダイオード１２と並列に第１インダクタ回路１４が接続されている。この第１インダクタ回路１４はキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有している。
そしてＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２のビルトイン電圧近傍の値となり、これに伴ってダイオード１２の可変容量成分１５が大きな容量値をもち、この大きな容量を有する可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとが、ＬＯ信号の周波数に対して並列共振回路を構成するようにインダクタ１４ｂのインダクタンス値は設定されている。
このために、ＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２のビルトイン電圧近傍になる程度に電力が増加させられたＬＯ信号がミキサダイオード部１６に印加されると、可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大する可変容量成分１５の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ３４において周波数変換に寄与するダイオード１２の可変抵抗成分１３にＬＯ信号が効果的に入力させられことになり、ダイオードミキサ３４の周波数変換利得を向上させることができる。

このようにダイオードミキサ３４においては、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
なお、ダイオード１２と直列にインダクタを挿入すると、特にミリ波帯のＬＯ信号については変換利得が低下すると考えられる。
図５はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図５においては、インダクタ１４ｂとしてマイクロストリップ線路３８が使用されている。このマイクロストリップ線路３８は、コプレーナ線路やその他の線路で構成してもよい。この場合には回路面積を小さくすることができる。

図６はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図６においては、インダクタ１４ｂとしてスパイラルインダクタ４０が使用されている。この場合には、ダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとがＬＯ信号の周波数に対して並列共振回路を構成する際に、高インダクタンス値が必要とされる場合においても、回路面積を小さくすることができる。
図７はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図７においては、インダクタ１４ｂとしてボンディングワイヤ４２が使用された場合が示されている。この場合は、予め配設したボンディング用パッド４４を用いて、ボンディングワイヤ４２とキャパシタ１４ａとしてのチップコンデンサ４６が直列に接続されている。これによりインダクタンス及びキャパシタンスを組み立て時に選択することが可能となり、ダイオード１２の可変容量成分１５と並列共振回路を構成する場合によりきめ細かく対応することができる。

図８はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図８においては、キャパシタ１４ａとしてインタデジタルキャパシタ４８を使用して第１インダクタ回路１４が構成されている。この場合には、低キャパシタンスのキャパシタ１４ａが必要なダイオード１２の場合でも、ミキサダイオード部１６を構成することができる。
図９はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図９においては、第１インダクタ回路１４はキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路にさらに直列に接続された抵抗１４ｃが配設されている。抵抗１４ｃは第１インダクタ回路１４と並列に接続されているダイオード１２の可変抵抗成分１３よりも大きい抵抗値の抵抗である。これによりダイオード１２のアノードとカソード間のアイソレーションを向上させることができる。

なお、図２に示されたダイオードミキサ３４は、ダウンコンバータのダイオードミキサとして説明したが、全く同じ構成で、ＬＯ信号ポート２２からＬＯ信号が入力され、ＩＦ信号ポート２８からはＩＦ信号が入力された場合には、ＲＦ信号ポート３２からＲＦ信号が出力され、アップコンバータとしての送信ミキサとして構成することができる。この場合でもダウンコンバータの受信ミキサの場合と同様の効果を奏する。

図１０はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図１０に示されたダイオードミキサ５０は、第２分波回路２６とＩＦ信号ポート２８とが第２接続部２４に代えて第１接続部１８に接続された例である。
第１分波回路２０は、第１接続部１８に接続されたλRF／４の電気長を有するオープンスタブ２０ｂとキャパシタ２０ｃとから構成されている。キャパシタ２０ｃはオープンスタブ２０ｂとＬＯ信号ポート２２との間に接続されている。
第２分波回路２６は、第１分波回路２０と共有するオープンスタブ２０ｂとλLO／４の電気長を有するショートスタブ２６ｃとにより構成されている。
第３分波回路３０は、第２接続部２４に接続されたλLO／４の電気長を有するオープンスタブ２９と第２接続部２４に接続されたλRF／４の電気長を有するショートスタブ３０ｂとから構成されている。

オープンスタブ２０ｂはＬＯ信号およびＩＦ信号を通過させ、ＲＦ信号を遮断する働きをする。またキャパシタ２０ｃは周波数の低いＩＦ信号に対しては大きなインピーダンスになり、ＬＯ信号ポート２２に対してＬＯ信号を通過させる。従って第１分波回路２０はＬＯ信号ポート２２に対してＬＯ信号を通過させる。
オープンスタブ２０ｂはＬＯ信号およびＩＦ信号を通過させ、ＲＦ信号を遮断する働きをし、ショートスタブ２６ｃはＩＦ信号ポート２８に対してＬＯ信号を遮断しＩＦ信号を通過させる。従って第２分波回路２６は、ＩＦ信号ポート２８に対してＩＦ信号を通過させる。
オープンスタブ２９はＲＦ信号およびＩＦ信号を通過させ、ＬＯ信号を遮断する働きを有している。またショートスタブ３０ｂはＲＦ信号ポート３２に対してＩＦ信号を遮断し、ＲＦ信号を通過させる。従ってＲＦ信号ポート３２に対してＲＦ信号を通過させる。

このように構成されたダイオードミキサ５０は、ダイオードミキサ３４と同様にミキサダイオード部１６にダイオード１２と並列に第１インダクタ回路１４が接続されている。この第１インダクタ回路１４はキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有している。
このために、ＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２のビルトイン電圧近傍となるまで増加させられたＬＯ信号がミキサダイオード部１６に印加されると可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大する可変容量成分１５の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ３４において周波数変換に寄与するダイオード１２の可変抵抗成分１３にＬＯ信号が効果的に入力させられることになり、ダイオードミキサ３４の周波数変換利得を向上させることができる。

このようにダイオードミキサ５０においては、ダイオードミキサ３４と同様にキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。

図１１はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
図１１において、ダイオードミキサ５５においては、ＬＯ信号ポート２２が第１分波回路２０を介して、またＩＦ信号ポート２８が第２分波回路２６を介して、またＲＦ信号ポート３２が第３分波回路３０を介して、それぞれミキサダイオード部１６におけるダイオード１２のアノードと第１インダクタ回路１４とが接続された第１接続部１８に接続され、ミキサダイオード部１６におけるダイオード１２のカソードと第１インダクタ回路１４とが接続された第２接続部２４が接地されている。
この構成もシングルエンド型のダイオードミキサであり、ダイオードミキサ３４と同様にミキサダイオード部１６にダイオード１２と並列に第１インダクタ回路１４が接続されている。この第１インダクタ回路１４はキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有している。

このために、ＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２のビルトイン電圧近傍となるまで増加させられたＬＯ信号がミキサダイオード部１６に印加されると可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大する可変容量成分１５の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ３４において周波数変換に寄与するダイオード１２の可変抵抗成分１３にＬＯ信号が効果的に入力させられることになり、ダイオードミキサ３４の周波数変換利得を向上させることができる。
このようにダイオードミキサ５５においては、ダイオードミキサ３４と同様にキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。

以上のように、この実施の形態に係るダイオードミキサにおいては、雑音特性のよいダイオード１２を使用するとともに、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２と並列に接続されたミキサダイオード部１６を有し、ダイオード１２のビルトイン電圧近傍のアノード電圧に対応する容量値をもつときのダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとが、ＬＯ信号の周波数に対して並列共振回路を構成するように設定されている。
このためにダイオードミキサのダイオード１２に印加されるＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅が周波数変換利得の高いダイオード１２のビルトイン電圧近傍に設定され、ダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとがＬＯ信号により共振することによりビルトイン電圧近傍で増大するダイオード１２の可変容量成分１５の容量の増大に伴う入力電力の漏洩が抑制されるので、周波数変換の高い変換利得を得ることができる。
従って、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
実施の形態２．

図１２はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
ダイオードミキサ６０は基本的には実施の形態１のダイオードミキサ１０と同じであるが、ダイオードミキサ６０がダイオードミキサ１０と相異する点はミキサダイオード部１６におけるダイオード１２に加えてアンチパラレルに接続された第２のダイオードとしてのダイオード６２がさらに追加された点である。
図１２において、ダイオード６２はダイオード１２に対してアンチパラレルに接続されている。すなわちダイオード６２のカソードが第１接続部１８に、またダイオード６２のアノードが第２接続部２４に、それぞれ接続されている。従って直列に接続されたインダクタとキャパシタとを含む第１インダクタ回路１４は、ダイオード１２およびダイオード６２とそれぞれ並列に接続されている。
ダイオードミキサ１０と同様に、ダイオードミキサ６０においては、第２分波回路２６とＩＦ信号ポート２８とが第２接続部２４に接続された例を示しているが、第２分波回路２６とＩＦ信号ポート２８とを第２接続部２４に代えて第１接続部１８に接続してもかまわない。

図１３はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図１３のダイオードミキサ６４はダイオードミキサ６０の一例で、例えば障害物などの検知に用いられる７６ＧＨｚ帯の車載ミリ波レーダーの受信ミキサとして使用されるダウンコンバータの偶高調波ミキサである。
ダイオードミキサ６４においては、ＬＯ信号ポート２２から、例えば３８ＧＨｚのＬＯ信号が入力され、ＲＦ信号ポート３２から例えば７６．０００１ＧＨｚのＲＦ信号が入力され、ＩＦ信号ポート２８からは周波数の低い、例えば１００ｋＨｚのＩＦ信号が出力される。
このダイオードミキサ６４におけるミキサダイオード部１６のダイオード１２はｐｎダイオードである。またダイオードミキサ３４と同様に、ダイオードミキサ６４の第１インダクタ回路１４は直流遮断のためのキャパシタ１４ａおよびＬＯ信号の周波数においてダイオード１２の可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するインダクタ１４ｂが含まれている。

第１分波回路２０は、λLO／４の電気長を有するショートスタブ２０ａで構成されている。
第２分波回路２６は第２接続部２４に接続されたλLO／４の電気長を有するオープンスタブ２９と、同じく第２接続部２４に接続されλRF／４の電気長を有し、直流遮断のキャパシタ２６ａを介して接地されたショートスタブ２６ｂとにより構成されている。ダイオードミキサ６４においてはλLO≒２λRFであるので、オープンスタブ２９はλLO／４の電気長を有するとともにλRF／２の電気長を有するオープンスタブとなっている。
第３分波回路３０は、第２分波回路２６と共有するオープンスタブ２９とλRF／４の電気長を有する結合線路から構成されたフィルタ３０ａとから構成されている。
従って、第１分波回路２０は、ＬＯ信号ポート２２に対してＲＦ信号およびＩＦ信号を遮断し、ＬＯ信号をＬＯ信号ポート２２に対して通過する働きをする。第２分波回路２６はＩＦ信号ポート２８に対してＲＦ信号とＬＯ信号とを遮断し、ＩＦ信号を通過させる。また第３分波回路３０はＲＦ信号ポート３２に対してＩＦ信号とＬＯ信号とを遮断し、ＲＦ信号を通過させる。

ダイオードミキサ６４においてＬＯ信号ポート２２からＬＯ信号（周波数ｆLO）が入力され、ＲＦ信号ポート３２からＲＦ信号（周波数ｆRF）が入力され、ＬＯ信号の信号電力は、ダイオード１２及びダイオード６２の順方向アノード電圧がダイオード１２のビルトイン電圧（Ｖa＝１．２Ｖ近傍）になる程度まで増加される。この順方向アノード電圧が印加されたダイオード１２及びダイオード６２が有するビルトイン電圧近傍の電流−電圧特性の非線形性により、ＬＯ信号とＲＦ信号とのミキシングが行われる。
このミキシングされた混合波から第２分波回路２６を介して希望する周波数を有する信号をＩＦ信号（周波数ｆIF）としてＩＦ信号ポート２８から出力させる。この時ｆIF＝ｆRF−２ｆLOとなるＩＦ信号が取り出される。

ＬＯ信号の電圧振幅がダイオード１２及びダイオード６２のビルトイン電圧近傍（Ｖa＝１．２Ｖ近傍）になり、ダイオード１２及びダイオード６２のアノード電圧に対して電流が最も急激に変化する領域において、周波数変換の変換利得が極めて大きい。
しかしながらダイオード１２及びダイオード６２のビルトイン電圧近傍でダイオード１２及びダイオード６２の可変容量成分１５の容量Ｃｊは先の実施の形態１のダイオードミキサ３４において、図４について説明したように３０ｆＦから最大４５０ｆＦに急峻に変化する。

このために従来のダイオードミキサであれば、ダイオード１２及びダイオード６２の可変容量成分１５の容量Ｃｊの増大により、ＬＯ信号がダイオード１２及びダイオード６２の可変抵抗成分１３に入力されにくくなり、周波数変換特性が劣化していたのである。
しかし、ダイオードミキサ６４は、ミキサダイオード部１６にダイオード１２及びダイオード６２それぞれと並列に第１インダクタ回路１４が接続されている。この第１インダクタ回路１４はキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有している。
そしてＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２及びダイオード６２のビルトイン電圧近傍の値となり、これに伴ってダイオード１２及びダイオード６２の可変容量成分１５が大きな容量値をもち、この大きな容量を有するダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとが、あるいは大きな容量を有するダイオード６２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとが、ＬＯ信号の周波数に対して並列共振回路を構成するように、つまりダイオード１２及びダイオード６２の各々個別の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより並列共振回路が構成されるように、インダクタ１４ｂのインダクタンス値は設定されている。

このために、ＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２及びダイオード６２のビルトイン電圧近傍になる程度に電力が増加させられたＬＯ信号がミキサダイオード部１６に印加されると、ダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより、またダイオード６２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより、それぞれ並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大するダイオード１２及びダイオード６２各々の可変容量成分１５の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ３４において周波数変換に寄与するダイオード１２及びダイオード６２の可変抵抗成分１３にＬＯ信号が効果的に入力させられることになり、ダイオードミキサ６４の周波数変換利得を向上させることができる。

図１４はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのミキサダイオード部の局部発振信号電力に対する変換利得の関係を示すグラフである。
図１４において、縦軸の単位はｄＢ、横軸の単位はｄＢｍである。但しｄＢｍは電力の単位ｍＷのデシベル表示で、１ｍＷが０ｄＢｍで、１０００ｍＷが３０ｄＢｍである。
図１４の曲線ａがダイオードミキサ６４のアンチパラレルダイオードペアを有するミキサダイオード部においてインダクタ１４ｂを付加した場合について計算したミキサダイオード部１６の局部発振信号電力に対する変換利得の関係である。
なお比較のためにミキサダイオード部１６からインダクタ１４ｂを除いた場合についての計算値を曲線ｂに示している。
図１４から分かるように、インダクタ１４ｂを挿入しなかった場合は局部発振信号電力が８ｄＢｍを越すと変換利得Ｇｃが急激に低下する。しかしインダクタ１４ｂを付加すると変換利得Ｇｃは局部発振信号電力が８ｄＢｍを越えても高い変換利得を保ったまま１４ｄＢｍ程度まで局部発振信号電力を増加することができる。

このようにダイオードミキサ６４においては、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２およびダイオード６２それぞれと並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高い偶高調波型のダイオードミキサを構成することができる。
なお、ダイオードミキサ６４の第１インダクタ回路１４としての具体的な回路は、実施の形態１の図５から図９において示したものが適用される。

図１５はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図１５に示されたダイオードミキサ６６は、第２分波回路２６とＩＦ信号ポート２８とが第２接続部２４に代えて第１接続部１８に接続され例である。
ダイオードミキサ６６においては分波回路６８が第１分波回路と第２分波回路とが共有された型式になっている。
分波回路６８はキャパシタ６８ａを介して一端が接地されるとともに他端が第１接続部１８に接続されたλLO／４の電気長を有するショートスタブ６８ｂと、このショートスタブ６８ｂとＬＯ信号ポート２２との間に接続されキャパシタ６８ｃとから構成されている。
ショートスタブ６８ｂはλLO／４の電気長を有するのでＲＦ信号にとってはλRF／２の電気長を有することになるので、ＲＦ信号はショートスタブ６８ｂのショートスタブ端でショートされているのと同じである。またＬＯ信号にとってはショートスタブ６８ｂのショートスタブ端でオープンとなる。キャパシタ６８ｃについてはＬＯ信号のような高周波ではインピーダンスが低いのでＬＯ信号ポート２２から入力可能となる。

ＩＦ信号の周波数ははＬＯ信号やＲＦ信号の周波数に比べて周波数がずっと低く、キャパシタ６８ｃは大きなインピーダンスとなるためにＩＦ信号ポート２８に出力される。
第３分岐回路３０は、λLO／４の電気長を有するオープンスタブ２９とＤＣ接地用のλRF／４の電気長を有するショートスタブ３０ｂとから構成されている。
ダイオードミキサ６６においてＬＯ信号ポート２２からＬＯ信号（周波数ｆLO）が入力され、ＲＦ信号ポート３２からＲＦ信号（周波数ｆRF）が入力され、ＬＯ信号の信号電力は、ダイオード１２及びダイオード６２の順方向アノード電圧がダイオード１２のビルトイン電圧（Ｖa＝１．２Ｖ近傍）になる程度まで増加される。この順方向アノード電圧が印加されたダイオード１２及びダイオード６２が有するビルトイン電圧近傍の電流−電圧特性の非線形性により、ＬＯ信号とＲＦ信号とのミキシングが行われる。
ダイオードミキサ６６においても、ミキサダイオード部１６にダイオード１２及びダイオード６２それぞれと並列に第１インダクタ回路１４が接続されている。この第１インダクタ回路１４はキャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有している。

従って、ダイオードミキサ６６は、ダイオードミキサ６４と同様の作用・効果を有し、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２およびダイオード６２それぞれと並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高い偶高調波型のダイオードミキサを構成することができる。
以上のように、この実施の形態に係る偶高調波ダイオードミキサにおいては、雑音特性のよいダイオード１２およびダイオード６２を使用するとともに、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２およびダイオード６２それぞれと並列に接続されたミキサダイオード部１６を有し、ダイオード１２およびダイオード６２のビルトイン電圧近傍のアノード電圧に対応する容量値をもつときのダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとが、またダイオード６２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとがそれぞれＬＯ信号の周波数に対して並列共振回路を構成するように設定されている。

このためにダイオードミキサのダイオード１２およびダイオード６２に印加されるＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅が、周波数変換利得の高いダイオード１２およびダイオード６２のビルトイン電圧近傍に設定され、ダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとが、またダイオード６２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとがそれぞれＬＯ信号により共振することによりビルトイン電圧近傍で増大するダイオード１２およびダイオード６２の可変容量成分１５の容量の増大に伴う入力電力の漏洩が抑制されるので、周波数変換の高い変換利得を得ることができる。
従って、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２およびダイオード６２それぞれと並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
実施の形態３．

図１６はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
図１６に示されたダイオードミキサ７０は、バランス型ダイオードミキサで、第１ミキサダイオード部１６に加えて、第１ミキサダイオード部１６のダイオード１２と逆並列に接続された第２のダイオードとしてのダイオード７４と、このダイオード７４に並列に接続された第２の回路要素部としての第２インダクタ回路７６とを含む第２ミキサダイオード部７７をさらに含んでいる。
第２ミキサダイオード部７７のダイオード７４のアノードと第２インダクタ回路７６の一端とが第１ミキサダイオード部１６の第２接続部２４と接続され、ダイオード７４のカソードと第２インダクタ回路７６の他端とが第３接続部７８に接続されている。
そして第１の接続部１８と第３接続部７８が、第１分波回路と第３分波回路とが一体的に形成された分波回路７２を介してＬＯ信号ポート２２およびＲＦ信号ポート３２に接続されている。

一方第２接続部２４は第２分配回路２６を介してＩＦ信号ポート２８と接続されている。
第２インダクタ回路７６は第１インダクタ回路１４と同様に直列に接続されたインダクタとキャパシタとを有している。
図１７はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図１７の回路図のダイオードミキサ８０はダイオードミキサ７０の一例である。ダイオードミキサ８０においては、分波回路７２としてランゲカプラ８２が使用されている。
また第２分波回路２６は第２接続部２４とＩＦ信号ポート２８との間に直列に接続されたインダクタ２６ｄとキャパシタ２６ｅと、さらにこのインダクタ２６ｄとキャパシタ２６ｅとの接続点と接地端との間にシャント接続されたキャパシタ２６ｆを含んでいる。
このダイオードミキサ８０においても、第１インダクタ回路１４と同様に、第２インダクタ回路７６は直流遮断のためのキャパシタ７６ａおよびＬＯ信号の周波数においてダイオード７４の可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するインダクタ７６ｂが含まれている。

インダクタ７６ｂのインダクタンス値は、ＬＯ信号によるダイオード７４のアノード電圧振幅がダイオード７４のビルトイン電圧近傍の値となりこれに伴ってダイオード７４の可変容量成分が大きな値をもつ容量と並列共振回路を構成するように設定される。
従って、実施の形態１のダイオードミキサ３４と同様に、ＬＯ信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード１２およびダイオード７４のビルトイン電圧近傍になる程度に電力が増加させられたＬＯ信号がミキサダイオード部１６および第２ミキサダイオード部７７に印加されるとダイオード１２の可変容量成分１５とインダクタ１４ｂとにより、またダイオード７４の可変容量成分１５とインダクタ７６ｂとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大するダイオード１２およびダイオード７４それぞれの可変容量成分１５の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ８０において周波数変換に寄与するダイオード１２およびダイオード７４それぞれの可変抵抗成分１３にＬＯ信号が効果的に入力させられることになり、ダイオードミキサ８０の周波数変換利得を向上させることができる。

このようにダイオードミキサ８０においては、キャパシタ１４ａとインダクタ１４ｂとが直列に接続された回路を有する第１インダクタ回路１４がダイオード１２と並列に接続され、かつキャパシタ７６ａとインダクタ７６ｂとが直列に接続された回路を有する第２インダクタ回路７６がダイオード７４と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
なお、ダイオードミキサのダイオードと並列に、直流遮断のためのキャパシタとＬＯ信号の周波数においてダイオードの可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加を抑制するインダクタとを直列に接続した回路を接続することにより、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することは、以上の実施の形態において説明したダイオードミキサに限らず他の構成のダイオードミキサにおいても同様の効果を奏する。
また、以上の実施の形態においてダイオードとしてｐｎダイオードについて説明したが、各種のショットキダイオードにおいても同様の効果を奏する。

以上のように、この発明に係るダイオードミキサは、車載レーダーミリ波レーダーなどの電子機器や、移動体通信や、無線通信用などのマイクロ波帯やミリ波帯用通信機器などの使用に適している。

この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されたダイオードの等価回路図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されたダイオードの順方向アノード電圧に対するダイオードの可変容量成分の容量値の変化を示すグラフである。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのミキサダイオード部の局部発振信号電力に対する変換利得の関係を示すグラフである。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。 この発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。

符号の説明

１４ 第１インダクタ回路、 １２ ダイオード、 １６ ミキサダイオード部、 ２２ ＬＯ信号ポート、 ２０ 第１分波回路、 ２６ 第２分波回路、 ２８ ＩＦ信号ポート、 ３０ 第３分波回路、 ３２ ＲＦ信号ポート、 ６２ ダイオード、 ７６ 第２インダクタ回路、 ７４ ダイオード、 １４ｃ 抵抗。

Claims (6)

1. 直列に接続されたインダクタおよび直流遮断を行うキャパシタを含む第１の回路要素部と、この第１の回路要素部に並列に接続された第１のダイオードとを有し、上記第１の回路要素部の一端と上記第１のダイオードのアノードとが接続された第１の接続部および上記第１の回路要素部の他端と上記第１のダイオードのカソードとが接続された第２の接続部を含む半導体部と、
   この半導体部の上記第１の接続部に接続され局部発振信号が入力される第１の信号入出力端と、
   この第１の信号入出力端と上記半導体部の第１の接続部との間に配設された第１の分波回路と、
   第２の分波回路を介して上記半導体部の第１の接続部または第２の接続部と接続された第２の信号入出力端と、
   第３の分波回路を介して上記半導体部の第２の接続部と接続された第３の信号入出力端と、
   を備えるとともに、
   上記局部発振信号に対して上記インダクタと上記第１のダイオードの容量成分とが共振回路を構成することを特徴とするダイオードミキサ。
2. 半導体部が、第１の接続部にカソードが、また第２の接続部にアノードが接続された第２のダイオードをさらに備えるとともに、第１のダイオードまたは第２のダイオードの容量成分とインダクタとが局部発振信号に対して共振回路を構成することを特徴とする請求項１記載のダイオードミキサ。
3. 第２の信号入出力端が半導体部の第１の接続部と接続され、第３の信号入出力端が上記半導体部の第２の接続部と接続されたことを特徴とする請求項１または２に記載のダイオードミキサ。
4. 第２の信号入出力端が半導体部の第２の接続部と接続され、第３の信号入出力端が上記半導体部の第２の接続部と接続されたことを特徴とする請求項１または２に記載のダイオードミキサ。
5. 半導体部が、直列に接続されたインダクタおよび直流遮断を行うキャパシタを含む第２の回路要素部と、この第２の回路要素部に並列に接続された第２のダイオードとをさらに含み、上記第２の回路要素部の一端と上記第２のダイオードのアノードとが第２の接続部に接続され、上記第２の回路要素部の他端と上記第２のダイオードのカソードとが接続された第３の接続部とをさらに備え、上記局部発振信号に対して上記第２の回路要素のインダクタと上記第２のダイオードの容量成分とが共振回路を構成するとともに、第１の接続部および第３の接続部が、一体的に形成された第１及び第３の分波回路を介して第１及び第３の信号入出力端に、また第２の接続部が第２の信号入出力端に接続されたことを特徴とする請求項１記載のダイオードミキサ。
6. 半導体部の第１の回路要素部または第１及び第２の回路要素部にさらに、この回路要素部が並列に接続されている第１または第２のダイオードの抵抗成分より大きな抵抗値を有する抵抗が、この回路要素部のインダクタ及びキャパシタと直列に接続されたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のダイオードミキサ。

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