JP4574743B2 - ダイオードミキサ - Google Patents
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Description
例えば、通信用レーザ装置において、ミキサの雑音特性が良好でないと、S/N値が低下し、信号光の最大到達距離が低下し、システムの信頼度を高く維持するためにはシステムのコストが増加するなどの不利益が生じる。
また車載レーダなどのようにミリ波帯から低周波雑音あるいは1/f雑音が雑音特性に大きく影響する低い周波数帯、例えば100kHzなどに直接ダウンコンバートするシステムでは、そのミキサにおいて中間周波信号(以下IF信号という)のIF周波数が低いホモダイン方式が使用される。
ミキサの公知技術としてアンチパラレルダイオードペアを用いた偶高調波ミキサを開示した公知例がある。(例えば、特許文献1、第2〜3欄及び図6、第4〜5欄及び図1参照)
また電子高周波スイッチの公知技術として、ダイオードにコイルを並列に接続し、ダイオードの逆バイアス容量と上記コイルとで構成される共振回路の共振周波数を使用高周波信号の周波数の近傍になるようにして使用周波数近傍でのインピーダンスを高くしてアイソレーションを良くしようとする例が開示されている(例えば、特許文献2、第54頁左下欄及び第6図参照)。
またλ/4形スイッチ回路の公知技術として、ダイオードの容量と並列共振を起こすインダクタンス値を有するインダクタと直流カット用のコンデンサとが直列接続された回路を並列に接続した例が開示されている(例えば、特許文献4、第2頁右下欄及び第1図参照)。
また、周波数変換回路の公知例として、偶高調波ミキサのアンチパラレルダイオードペアを構成するダイオードそれぞれに直列にコイルを接続しダイオードの接合容量を補償して周波数変換時の損失を低減する例が開示されている(例えば、特許文献5、第1図参照)。
ダイオードの等価回路は可変抵抗成分と可変容量成分とが並列接続したものとして表現される。
そしてpnダイオードの容量は式(1)のように示される。
Cj=(Cj0/(1−(V/Vf ))M )
+((qτIs)/(nkT))exp(qV/(nkT))・・(1)
ここで、Cj0は0V時の容量成分、Vf はビルトイン電圧、Mは傾斜係数、qは電荷素量、τは遷移時間、Is は飽和電流、nは理想係数、kはボルツマン定数である。
ダイオードの容量成分には接合容量の他に、アノード電圧に伴って指数関数に変化する拡散容量が存在する。従って、ダイオードの容量成分には、アノード電圧の増加に伴い指数関数的に増加する領域が存在する。
pnダイオードを用いたダイオードミキサにおいては、局部発振信号(以下、LO信号という)の電力が増加する場合、すなわちアノード電圧振幅が増加すると、式(1)の第2項に従って順バイアス時のビルトイン電圧(あるいはオン電圧あるいはしきい値電圧)近傍でダイオードの容量成分が指数関数的に増加する。
一方ビルトイン電圧近傍の電流−電圧特性の非線形性がミキシングには重要であり、LO信号のアノード電圧振幅が、このビルトイン電圧近傍の電流が最も急激に変化する領域に達したときに、変換利得が最も大きくなり、この領域よりも若干低いアノード電圧振幅においては、変換利得は急激に減少する。
この発明は上記の問題点を解決するためになされたもので、第1の目的は簡単な構成で、周波数変換効率が高く、雑音特性が良いダイオードミキサを提供することである。
また単なるpnダイオードだけではなく、半導体増幅器や半導体発振器などと同一基板上に作成可能なFETのドレインとソースを接続したショットキダイオードを用いても良い。またHBTのベース・コレクタ間のpnダイオードを用いてもよいし、ベース・エミッタ間のpnダイオードを用いてもかまわない。
また以下の実施の形態では、ホモダイン方式で使用されるIF信号の周波数が低いダイオードミキサについて説明するが、必ずしもこの方式のダイオードミキサに限らない。
図1はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
なお各図において、同じ符号は同じものかまたは同等のものであることを示す。
図1において、ダイオードミキサ10はシングルエンド型のダイオードミキサで、第1のダイオードとしてのダイオード12とこのダイオード12に並列に接続され、直列に接続されたインダクタとキャパシタとを含む第1の回路要素部としての第1インダクタ回路14とから構成された半導体部としてのミキサダイオード部16と、このミキサダイオード部16におけるダイオード12のアノードとインダクタ回路14とが接続された第1接続部18に第1分波回路20を介して接続された第1の信号入出力端としてのLO信号ポート22と、ミキサダイオード部16におけるダイオード12のカソードとインダクタ回路14とが接続された第2接続部24に第2分波回路26を介して接続された第2の信号入出力端としてのIF信号ポート28と、第2接続部24に第3分波回路30を介して接続された第3の信号入出力端としての高周波信号(以下、RF信号という)ポート32とから構成されている。
図2はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図2のダイオードミキサ34はダイオードミキサ10の一例で、例えば障害物などの検知に用いられる76GHz帯の車載ミリ波レーダーの受信ミキサとして使用されるダウンコンバータのシングルエンド型ミキサである。
ダイオードミキサ34においては、LO信号ポート22からLO信号が入力され、RF信号ポート32からRF信号が入力され、IF信号ポート28からは周波数の低い、例えば100kHzのIF信号が出力される。
ミキサダイオード部16のダイオード12はpnダイオードである。
第1インダクタ回路14は直流遮断のためのキャパシタ14aおよびLO信号の周波数においてダイオード12の可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するインダクタ14bが含まれている。
第1分波回路20は、LO信号の波長をλLOとしたときに、λLO/4の電気長を有するショートスタブ20aで構成されている。
第2分波回路26は第2接続部24に接続されたλLO/4の電気長を有するオープンスタブ29と、同じく第2接続部24に接続され、RF信号の波長をλRFとしたときにλRF/4の電気長を有し、直流遮断のキャパシタ26aを介して接地されたショートスタブ26bとにより構成されている。
第3分波回路30は、第2分波回路26と共有するオープンスタブ29とフィルタ30aとから構成されている。
ショートスタブ20a、すなわち第1分波回路20は、LO信号ポート22に対してRF信号およびIF信号を遮断し、LO信号をLO信号ポート22に対して通過する働きをする。
フィルタ30aはIF信号を遮断しRF信号を通過させる働きをするので、フィルタ30aとオープンスタブ29とを合わせることにより、第3分波回路30はRF信号ポート32に対してIF信号とLO信号とを遮断し、RF信号を通過させる。
次にダイオードミキサ34の動作について説明する。
図3はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されたダイオードの等価回路図である。
ダイオードミキサ34において使用されているミキサダイオード部16のダイオード12は、図3に示されるように可変抵抗成分13と可変容量成分15とが並列接続したものとして表現される。
ダイオードミキサ34のミキサダイオード部16に第1分波回路20を介してLO信号ポート22からLO信号が、また第3分波回路30を介してRF信号ポート32からRF信号が入力される。
LO信号およびRF信号がミリ波帯の信号で、例えば100kHzなどの低い周波数のIF信号にダウンコンバートする場合には、雑音特性は使用するダイオードの低周波雑音(あるいは1/f雑音)に大きく依存する。この低周波雑音特性はpnダイオードが優れた特性を示す。このためにダイオードミキサ34ではダイオード12としてpnダイオードを使用しているので良好な雑音特性を有するダイオードミキサとなっている。
ダイオードミキサ34においてLO信号とRF信号とをミキシングする場合、LO信号の信号電力は、ダイオード12の順方向アノード電圧がダイオード12のビルトイン電圧(Va=1.2V近傍)になる程度まで増加される。
そしてLO信号の電圧振幅がダイオード12のビルトイン電圧近傍(Va=1.2V近傍)になり、ダイオード12のアノード電圧に対して電流が最も急激に変化する領域において、周波数変換の変換利得が極めて大きい。ちなみにLO信号の電圧振幅が1.1V以下であると変換利得は極めて小さくなる。
しかしながら図4から分かるように、ダイオード12の可変容量成分15の容量CjはVa=1.1V以下の領域では20〜30fFであるが、Va=1.1Vを越してビルトイン電圧が含まれるVa=1.1V〜1.3V程度の領域で、容量Cj は30fFから最大450fFに急峻に変化する。
このために従来のダイオードミキサであれば、この可変容量成分15の容量Cjの増大によりLO信号が可変抵抗成分13に入力されにくくなり、周波数変換特性が劣化していたのである。
そしてLO信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード12のビルトイン電圧近傍の値となり、これに伴ってダイオード12の可変容量成分15が大きな容量値をもち、この大きな容量を有する可変容量成分15とインダクタ14bとが、LO信号の周波数に対して並列共振回路を構成するようにインダクタ14bのインダクタンス値は設定されている。
このために、LO信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード12のビルトイン電圧近傍になる程度に電力が増加させられたLO信号がミキサダイオード部16に印加されると、可変容量成分15とインダクタ14bとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大する可変容量成分15の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ34において周波数変換に寄与するダイオード12の可変抵抗成分13にLO信号が効果的に入力させられことになり、ダイオードミキサ34の周波数変換利得を向上させることができる。
なお、ダイオード12と直列にインダクタを挿入すると、特にミリ波帯のLO信号については変換利得が低下すると考えられる。
図5はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図5においては、インダクタ14bとしてマイクロストリップ線路38が使用されている。このマイクロストリップ線路38は、コプレーナ線路やその他の線路で構成してもよい。この場合には回路面積を小さくすることができる。
図6においては、インダクタ14bとしてスパイラルインダクタ40が使用されている。この場合には、ダイオード12の可変容量成分15とインダクタ14bとがLO信号の周波数に対して並列共振回路を構成する際に、高インダクタンス値が必要とされる場合においても、回路面積を小さくすることができる。
図7はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図7においては、インダクタ14bとしてボンディングワイヤ42が使用された場合が示されている。この場合は、予め配設したボンディング用パッド44を用いて、ボンディングワイヤ42とキャパシタ14aとしてのチップコンデンサ46が直列に接続されている。これによりインダクタンス及びキャパシタンスを組み立て時に選択することが可能となり、ダイオード12の可変容量成分15と並列共振回路を構成する場合によりきめ細かく対応することができる。
図8においては、キャパシタ14aとしてインタデジタルキャパシタ48を使用して第1インダクタ回路14が構成されている。この場合には、低キャパシタンスのキャパシタ14aが必要なダイオード12の場合でも、ミキサダイオード部16を構成することができる。
図9はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサに使用されるミキサダイオード部の模式図である。
図9においては、第1インダクタ回路14はキャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路にさらに直列に接続された抵抗14cが配設されている。抵抗14cは第1インダクタ回路14と並列に接続されているダイオード12の可変抵抗成分13よりも大きい抵抗値の抵抗である。これによりダイオード12のアノードとカソード間のアイソレーションを向上させることができる。
図10に示されたダイオードミキサ50は、第2分波回路26とIF信号ポート28とが第2接続部24に代えて第1接続部18に接続された例である。
第1分波回路20は、第1接続部18に接続されたλRF/4の電気長を有するオープンスタブ20bとキャパシタ20cとから構成されている。キャパシタ20cはオープンスタブ20bとLO信号ポート22との間に接続されている。
第2分波回路26は、第1分波回路20と共有するオープンスタブ20bとλLO/4の電気長を有するショートスタブ26cとにより構成されている。
第3分波回路30は、第2接続部24に接続されたλLO/4の電気長を有するオープンスタブ29と第2接続部24に接続されたλRF/4の電気長を有するショートスタブ30bとから構成されている。
オープンスタブ20bはLO信号およびIF信号を通過させ、RF信号を遮断する働きをし、ショートスタブ26cはIF信号ポート28に対してLO信号を遮断しIF信号を通過させる。従って第2分波回路26は、IF信号ポート28に対してIF信号を通過させる。
オープンスタブ29はRF信号およびIF信号を通過させ、LO信号を遮断する働きを有している。またショートスタブ30bはRF信号ポート32に対してIF信号を遮断し、RF信号を通過させる。従ってRF信号ポート32に対してRF信号を通過させる。
このために、LO信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード12のビルトイン電圧近傍となるまで増加させられたLO信号がミキサダイオード部16に印加されると可変容量成分15とインダクタ14bとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大する可変容量成分15の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ34において周波数変換に寄与するダイオード12の可変抵抗成分13にLO信号が効果的に入力させられることになり、ダイオードミキサ34の周波数変換利得を向上させることができる。
図11において、ダイオードミキサ55においては、LO信号ポート22が第1分波回路20を介して、またIF信号ポート28が第2分波回路26を介して、またRF信号ポート32が第3分波回路30を介して、それぞれミキサダイオード部16におけるダイオード12のアノードと第1インダクタ回路14とが接続された第1接続部18に接続され、ミキサダイオード部16におけるダイオード12のカソードと第1インダクタ回路14とが接続された第2接続部24が接地されている。
この構成もシングルエンド型のダイオードミキサであり、ダイオードミキサ34と同様にミキサダイオード部16にダイオード12と並列に第1インダクタ回路14が接続されている。この第1インダクタ回路14はキャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有している。
このようにダイオードミキサ55においては、ダイオードミキサ34と同様にキャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有する第1インダクタ回路14がダイオード12と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
このためにダイオードミキサのダイオード12に印加されるLO信号の順方向アノード電圧振幅が周波数変換利得の高いダイオード12のビルトイン電圧近傍に設定され、ダイオード12の可変容量成分15とインダクタ14bとがLO信号により共振することによりビルトイン電圧近傍で増大するダイオード12の可変容量成分15の容量の増大に伴う入力電力の漏洩が抑制されるので、周波数変換の高い変換利得を得ることができる。
従って、キャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有する第1インダクタ回路14がダイオード12と並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
図12はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
ダイオードミキサ60は基本的には実施の形態1のダイオードミキサ10と同じであるが、ダイオードミキサ60がダイオードミキサ10と相異する点はミキサダイオード部16におけるダイオード12に加えてアンチパラレルに接続された第2のダイオードとしてのダイオード62がさらに追加された点である。
図12において、ダイオード62はダイオード12に対してアンチパラレルに接続されている。すなわちダイオード62のカソードが第1接続部18に、またダイオード62のアノードが第2接続部24に、それぞれ接続されている。従って直列に接続されたインダクタとキャパシタとを含む第1インダクタ回路14は、ダイオード12およびダイオード62とそれぞれ並列に接続されている。
ダイオードミキサ10と同様に、ダイオードミキサ60においては、第2分波回路26とIF信号ポート28とが第2接続部24に接続された例を示しているが、第2分波回路26とIF信号ポート28とを第2接続部24に代えて第1接続部18に接続してもかまわない。
図13のダイオードミキサ64はダイオードミキサ60の一例で、例えば障害物などの検知に用いられる76GHz帯の車載ミリ波レーダーの受信ミキサとして使用されるダウンコンバータの偶高調波ミキサである。
ダイオードミキサ64においては、LO信号ポート22から、例えば38GHzのLO信号が入力され、RF信号ポート32から例えば76.0001GHzのRF信号が入力され、IF信号ポート28からは周波数の低い、例えば100kHzのIF信号が出力される。
このダイオードミキサ64におけるミキサダイオード部16のダイオード12はpnダイオードである。またダイオードミキサ34と同様に、ダイオードミキサ64の第1インダクタ回路14は直流遮断のためのキャパシタ14aおよびLO信号の周波数においてダイオード12の可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するインダクタ14bが含まれている。
第2分波回路26は第2接続部24に接続されたλLO/4の電気長を有するオープンスタブ29と、同じく第2接続部24に接続されλRF/4の電気長を有し、直流遮断のキャパシタ26aを介して接地されたショートスタブ26bとにより構成されている。ダイオードミキサ64においてはλLO≒2λRFであるので、オープンスタブ29はλLO/4の電気長を有するとともにλRF/2の電気長を有するオープンスタブとなっている。
第3分波回路30は、第2分波回路26と共有するオープンスタブ29とλRF/4の電気長を有する結合線路から構成されたフィルタ30aとから構成されている。
従って、第1分波回路20は、LO信号ポート22に対してRF信号およびIF信号を遮断し、LO信号をLO信号ポート22に対して通過する働きをする。第2分波回路26はIF信号ポート28に対してRF信号とLO信号とを遮断し、IF信号を通過させる。また第3分波回路30はRF信号ポート32に対してIF信号とLO信号とを遮断し、RF信号を通過させる。
このミキシングされた混合波から第2分波回路26を介して希望する周波数を有する信号をIF信号(周波数fIF)としてIF信号ポート28から出力させる。この時fIF=fRF−2fLOとなるIF信号が取り出される。
しかしながらダイオード12及びダイオード62のビルトイン電圧近傍でダイオード12及びダイオード62の可変容量成分15の容量Cjは先の実施の形態1のダイオードミキサ34において、図4について説明したように30fFから最大450fFに急峻に変化する。
しかし、ダイオードミキサ64は、ミキサダイオード部16にダイオード12及びダイオード62それぞれと並列に第1インダクタ回路14が接続されている。この第1インダクタ回路14はキャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有している。
そしてLO信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード12及びダイオード62のビルトイン電圧近傍の値となり、これに伴ってダイオード12及びダイオード62の可変容量成分15が大きな容量値をもち、この大きな容量を有するダイオード12の可変容量成分15とインダクタ14bとが、あるいは大きな容量を有するダイオード62の可変容量成分15とインダクタ14bとが、LO信号の周波数に対して並列共振回路を構成するように、つまりダイオード12及びダイオード62の各々個別の可変容量成分15とインダクタ14bとにより並列共振回路が構成されるように、インダクタ14bのインダクタンス値は設定されている。
図14において、縦軸の単位はdB、横軸の単位はdBmである。但しdBmは電力の単位mWのデシベル表示で、1mWが0dBmで、1000mWが30dBmである。
図14の曲線aがダイオードミキサ64のアンチパラレルダイオードペアを有するミキサダイオード部においてインダクタ14bを付加した場合について計算したミキサダイオード部16の局部発振信号電力に対する変換利得の関係である。
なお比較のためにミキサダイオード部16からインダクタ14bを除いた場合についての計算値を曲線bに示している。
図14から分かるように、インダクタ14bを挿入しなかった場合は局部発振信号電力が8dBmを越すと変換利得Gcが急激に低下する。しかしインダクタ14bを付加すると変換利得Gcは局部発振信号電力が8dBmを越えても高い変換利得を保ったまま14dBm程度まで局部発振信号電力を増加することができる。
なお、ダイオードミキサ64の第1インダクタ回路14としての具体的な回路は、実施の形態1の図5から図9において示したものが適用される。
図15に示されたダイオードミキサ66は、第2分波回路26とIF信号ポート28とが第2接続部24に代えて第1接続部18に接続され例である。
ダイオードミキサ66においては分波回路68が第1分波回路と第2分波回路とが共有された型式になっている。
分波回路68はキャパシタ68aを介して一端が接地されるとともに他端が第1接続部18に接続されたλLO/4の電気長を有するショートスタブ68bと、このショートスタブ68bとLO信号ポート22との間に接続されキャパシタ68cとから構成されている。
ショートスタブ68bはλLO/4の電気長を有するのでRF信号にとってはλRF/2の電気長を有することになるので、RF信号はショートスタブ68bのショートスタブ端でショートされているのと同じである。またLO信号にとってはショートスタブ68bのショートスタブ端でオープンとなる。キャパシタ68cについてはLO信号のような高周波ではインピーダンスが低いのでLO信号ポート22から入力可能となる。
第3分波回路30は、λLO/4の電気長を有するオープンスタブ29とDC接地用のλRF/4の電気長を有するショートスタブ30bとから構成されている。
ダイオードミキサ66においてLO信号ポート22からLO信号(周波数fLO)が入力され、RF信号ポート32からRF信号(周波数fRF)が入力され、LO信号の信号電力は、ダイオード12及びダイオード62の順方向アノード電圧がダイオード12のビルトイン電圧(Va=1.2V近傍)になる程度まで増加される。この順方向アノード電圧が印加されたダイオード12及びダイオード62が有するビルトイン電圧近傍の電流−電圧特性の非線形性により、LO信号とRF信号とのミキシングが行われる。
ダイオードミキサ66においても、ミキサダイオード部16にダイオード12及びダイオード62それぞれと並列に第1インダクタ回路14が接続されている。この第1インダクタ回路14はキャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有している。
以上のように、この実施の形態に係る偶高調波ダイオードミキサにおいては、雑音特性のよいダイオード12およびダイオード62を使用するとともに、キャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有する第1インダクタ回路14がダイオード12およびダイオード62それぞれと並列に接続されたミキサダイオード部16を有し、ダイオード12およびダイオード62のビルトイン電圧近傍のアノード電圧に対応する容量値をもつときのダイオード12の可変容量成分15とインダクタ14bとが、またダイオード62の可変容量成分15とインダクタ14bとがそれぞれLO信号の周波数に対して並列共振回路を構成するように設定されている。
従って、キャパシタ14aとインダクタ14bとが直列に接続された回路を有する第1インダクタ回路14がダイオード12およびダイオード62それぞれと並列に接続されるという簡単な構成により、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することができる。
図16はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサのブロック線図である。
図16に示されたダイオードミキサ70は、バランス型ダイオードミキサで、第1ミキサダイオード部16に加えて、第1ミキサダイオード部16のダイオード12と逆並列に接続された第2のダイオードとしてのダイオード74と、このダイオード74に並列に接続された第2の回路要素部としての第2インダクタ回路76とを含む第2ミキサダイオード部77をさらに含んでいる。
第2ミキサダイオード部77のダイオード74のアノードと第2インダクタ回路76の一端とが第1ミキサダイオード部16の第2接続部24と接続され、ダイオード74のカソードと第2インダクタ回路76の他端とが第3接続部78に接続されている。
そして第1の接続部18と第3接続部78が、第1分波回路と第3分波回路とが一体的に形成された分波回路72を介してLO信号ポート22およびRF信号ポート32に接続されている。
第2インダクタ回路76は第1インダクタ回路14と同様に直列に接続されたインダクタとキャパシタとを有している。
図17はこの発明の一実施の形態に係るダイオードミキサの回路図である。
図17の回路図のダイオードミキサ80はダイオードミキサ70の一例である。ダイオードミキサ80においては、分波回路72としてランゲカプラ82が使用されている。
また第2分波回路26は第2接続部24とIF信号ポート28との間に直列に接続されたインダクタ26dとキャパシタ26eと、さらにこのインダクタ26dとキャパシタ26eとの接続点と接地端との間にシャント接続されたキャパシタ26fを含んでいる。
このダイオードミキサ80においても、第1インダクタ回路14と同様に、第2インダクタ回路76は直流遮断のためのキャパシタ76aおよびLO信号の周波数においてダイオード74の可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加に伴う入力電力の漏洩を抑制するインダクタ76bが含まれている。
従って、実施の形態1のダイオードミキサ34と同様に、LO信号の順方向アノード電圧振幅がダイオード12およびダイオード74のビルトイン電圧近傍になる程度に電力が増加させられたLO信号がミキサダイオード部16および第2ミキサダイオード部77に印加されるとダイオード12の可変容量成分15とインダクタ14bとにより、またダイオード74の可変容量成分15とインダクタ76bとにより並列共振が起き、アノード電圧の増加に伴って増大するダイオード12およびダイオード74それぞれの可変容量成分15の容量の増加に伴う入力電力の漏洩が抑制されるとともに、ダイオードミキサ80において周波数変換に寄与するダイオード12およびダイオード74それぞれの可変抵抗成分13にLO信号が効果的に入力させられることになり、ダイオードミキサ80の周波数変換利得を向上させることができる。
なお、ダイオードミキサのダイオードと並列に、直流遮断のためのキャパシタとLO信号の周波数においてダイオードの可変容量成分と並列共振させ容量成分の増加を抑制するインダクタとを直列に接続した回路を接続することにより、雑音特性が良好で、周波数変換の変換利得が大きく周波数変換効率の高いダイオードミキサを構成することは、以上の実施の形態において説明したダイオードミキサに限らず他の構成のダイオードミキサにおいても同様の効果を奏する。
また、以上の実施の形態においてダイオードとしてpnダイオードについて説明したが、各種のショットキダイオードにおいても同様の効果を奏する。
Claims (3)
- 直列に接続されたインダクタおよび直流遮断を行うキャパシタを含む回路要素部と、この回路要素部に並列に接続された第1のダイオードとを有し、上記回路要素部の一端と上記第1のダイオードのアノードとが接続された第1の接続部および上記回路要素部の他端と上記第1のダイオードのカソードとが接続された第2の接続部を含む半導体部と、
この半導体部の上記第1の接続部に接続され局部発振信号が入力される第1の信号入出力端と、
この第1の信号入出力端と上記半導体部の第1の接続部との間に配設された第1の分波回路と、
第2の分波回路を介して上記半導体部の第1の接続部と接続された第2の信号入出力端と、
第3の分波回路を介して上記半導体部の第1の接続部と接続された第3の信号入出力端と、
を備えるとともに、
上記半導体部の第2の接続部が接地され、かつ上記局部発振信号に対して上記インダクタと上記第1のダイオードの容量成分とが共振回路を構成することを特徴とするダイオードミキサ。 - 半導体部が、第1の接続部にカソードが、また第2の接続部にアノードが接続された第2のダイオードをさらに備えるとともに、第1のダイオードまたは第2のダイオードの容量成分とインダクタとが局部発振信号に対して共振回路を構成することを特徴とする請求項1記載のダイオードミキサ。
- 半導体部の回路要素部にさらに、この回路要素部が並列に接続されている第1または第2のダイオードの抵抗成分より大きな抵抗値を有する抵抗が、この回路要素部のインダクタ及びキャパシタと直列に接続されたことを特徴とする請求項1または2に記載のダイオードミキサ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010098891A JP4574743B2 (ja) | 2010-04-22 | 2010-04-22 | ダイオードミキサ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010098891A JP4574743B2 (ja) | 2010-04-22 | 2010-04-22 | ダイオードミキサ |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004240458A Division JP4527469B2 (ja) | 2004-08-20 | 2004-08-20 | ダイオードミキサ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010166623A JP2010166623A (ja) | 2010-07-29 |
JP4574743B2 true JP4574743B2 (ja) | 2010-11-04 |
Family
ID=42582358
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010098891A Expired - Fee Related JP4574743B2 (ja) | 2010-04-22 | 2010-04-22 | ダイオードミキサ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4574743B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6076057B2 (ja) * | 2012-11-30 | 2017-02-08 | 三菱電機株式会社 | 整流回路 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50140250A (ja) * | 1974-04-26 | 1975-11-10 | ||
JPH11127034A (ja) * | 1997-10-21 | 1999-05-11 | Japan Radio Co Ltd | シングルバランスドミクサ |
JP2000252753A (ja) * | 1999-02-26 | 2000-09-14 | Mitsubishi Electric Corp | 偶高調波ミクサ,直交ミクサ及びイメージリジェクションミクサ |
JP2002335130A (ja) * | 2001-03-08 | 2002-11-22 | Murata Mfg Co Ltd | ミキサ及びそれを用いたコンバータ |
-
2010
- 2010-04-22 JP JP2010098891A patent/JP4574743B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50140250A (ja) * | 1974-04-26 | 1975-11-10 | ||
JPH11127034A (ja) * | 1997-10-21 | 1999-05-11 | Japan Radio Co Ltd | シングルバランスドミクサ |
JP2000252753A (ja) * | 1999-02-26 | 2000-09-14 | Mitsubishi Electric Corp | 偶高調波ミクサ,直交ミクサ及びイメージリジェクションミクサ |
JP2002335130A (ja) * | 2001-03-08 | 2002-11-22 | Murata Mfg Co Ltd | ミキサ及びそれを用いたコンバータ |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2010166623A (ja) | 2010-07-29 |
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