DE60315646T2

DE60315646T2 - Antennenumschaltungsvorrichtung

Info

Publication number: DE60315646T2
Application number: DE60315646T
Authority: DE
Inventors: Brian Kearns
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2003-08-15
Filing date: 2003-08-15
Publication date: 2008-07-17
Anticipated expiration: 2023-08-16
Also published as: EP1515450A1; US20050035824A1; DE60315646D1; JP2005065277A; ATE370553T1; EP1515450B1; US7075386B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis für die Verwendung an der Antenne eines zellularen Mehrband-Handsets zum Wählen zwischen dem TX- und dem RX-Modus der Bänder.

Der kürzliche Trend in der zellularen Kommunikationshandsettechnik ging in Richtung auf eine zunehmende Verbreitung von Mehrband-GSM-Handsets. Für europäische GSM-Netze sind Handsets üblich geworden, die auf dem zellularen EGSM-System und dem zellularen DCS-System arbeiten; für amerikanische GSM-Netze sind Handsets üblich geworden, die auf den zellularen AGSM- und PCS-Systemen arbeiten; und für weltweite Anwendungen sind Handsets populär geworden, die auf drei oder vier der zellularen AGSM, EGSM, DCS- und PCS-Systemen arbeiten (siehe Tabelle 1).

System		TX-Frequenzbereich/MHz	RX-Frequenzbereich/MHz
AGSM	Amerikanisches GSM	824–849 MHz	869–894 MHz
EGSM	Erweitertes GSM	880–915 MHz	925–960 MHz
DCS	Digitales Zellularsystem	1710–1785 MHz	1805–1880 MHz
PCS	Persönliches Kommunikationssystem	1850–1910 MHz	1930–1990 MHz

Tabelle 1

Für das zellulare GSM-System werden TX- und RX-Signale vom Handset nicht gleichzeitig verarbeitet; daher wird ein elektronischer Schaltkreis als Schnittstelle zwischen den verschiedenen TX- und RX-Schaltungen des Handsets mit einer einzigen Antenne verwendet. Dieser Schaltkreistyp wird typischerweise als ASM (Antenna Switch Module = Antennenumschaltmodul) bezeichnet.
Beispiele für Doppelband-ASM sind in der EP 1126624 A3 , die dem Oberbegriff von Anspruch 1 entspricht, und in der US 20010027119 A1 offenbart. 1 zeigt ein Schaltkreisschema eines typischen Doppelband-ASM. Dieses Modul beinhaltet einen Antennenport 1, ein Paar TX-Eingänge 2, 2' und ein Paar RX-Ausgänge 3, 3'. Der Antennenport ist mit dem Eingang eines Diplexers DPX verbunden, einem Dreiport-Bauelement, das das ASM in zwei Teile unterteilt: einen Tiefbandteil LB und einen Hochbandteil HB.
Der Hochbandteil HB hat einen RX-Ausgang 3 und eine TX-Schaltung, die einen TX-Eingang 2 und ein TX-Tiefpassfilter LPF₁ umfasst. Zusätzlich weist dieser Teil einen einpoligen Umschalter (SP2T) auf, über den der TX-Hochband- oder der RX-Hochbandbetriebsmodus gewählt werden kann. Der SP2T-Schalter wird gewöhnlich mit einem Paar PIN-Dioden ausgeführt: einer Diode D₁, die über das Tiefpassfilter LPF₁ in Serie mit dem TX-Eingang 2 geschaltet ist, und einer Diode D₂, die parallel zum RX-Ausgang 3 geschaltet ist. Ein LC-Resonator, der L₁ und C₁ umfasst, ist in Serie mit der Diode D₂ geschaltet; dieser Resonator ist so abgestimmt, dass seine Resonanz in der Mitte des TX-Hochbandfrequenzbereichs liegt (es ist zu bemerken, dass die Induktanz L₁ einfach die parasitäre Induktanz der eingeschalteten Diode D₂ sein kann). Der SP2T-Schalter beinhaltet ferner ein Phasenverschiebungsnetzwerk P₁, das sich zwischen der Seriendiode D₁, am TX-Hochbandport 2, und der Nebenschlussdiode D₂ am RX-Hochbandport 3 befindet. Schließlich beinhaltet der Hochbandteil des ASM eine Reihe von Gleichstrom-Vorspannungskomponenten, die das Ein- und Ausschalten der Dioden D₁ und D₂ ermöglichen. Die Gleichstrom-Vorspannungskomponenten umfassen einen Eingang VC₁ für eine Steuergleichspannung, eine DC-Drossel L_C, einen DC-Sperrkondensator C_B und einen Glättungskondensator C_S.
Der Tiefbandteil LB beinhaltet auch einen RX-Ausgang 3' und eine TX-Schaltung, die einen TX-Eingang 2' und ein TX-Tiefpassfilter LPF₂ umfasst. Dieser Teil hat auch einen SP2T-Schalter, mit dem der TX- oder der RX-Betriebsmodus für das Tiefband gewählt werden kann. Der SP2T-Schalter wird ebenfalls mit einem Paar PIN-Dioden implementiert, einer Diode D₃, die über das Tiefpassfilter LPF₂ in Serie mit dem TX-Tiefbandeingang 2' geschaltet ist, und einer Diode D₄, die parallel zum RX-Tiefbandausgang 3' geschaltet ist. Ein LC-Resonator, der L₂ und C₂ umfasst, ist in Serie mit der Diode D₄ geschaltet; dieser Resonator ist so abgestimmt, dass seine Resonanz in der Mitte des TX-Tiefbandfrequenzbereichs liegt (wie oben, kann die Induktanz L₂ einfach die parasitäre Induktanz der eingeschalteten Diode D₄ sein). Der SP2T-Schalter beinhaltet ferner ein Phasenverschiebungsnetzwerk P₂, das sich zwischen der Seriendiode D₃, am TX-Tiefbandport 2', und der Nebenschlussdiode D₄, am RX-Tiefbandport 3', befindet. Wie oben, beinhaltet der Tiefbandteil des ASM eine Reihe von Komponenten, die das Ein- und Ausschalten der Dioden D₃ und D₄ ermöglichen; diese Komponenten umfassen einen Eingang VC₂ für eine Gleichspannung, eine DC-Drossel L_C, einen DC-Sperrkondensator C_B und einen Glättungskondensator C_S.
Das ASM von 1 lässt sich durch Hinzufügen eines DCS-Bandpassfilters am RX-Port 3 und ferner durch Hinzufügen eines EGSM-Bandpassfilters am RX-Tiefbandport 3' leicht in ein Doppelband-FEM (Front-End-Modul) für den Betrieb auf dem zellularen EGSM- und DCS-Band konvertieren. Eine solche Schaltung ist in der EP 01089449 A2 offenbart. Ebenso lässt sich das ASM von 1 durch Hinzufügen eines DCS/PCS-Duplexers am RX-Port 3 und durch weiteres Hinzufügen eines EGSM-Bandpassfilters am RX-Tiefbandport 3' leicht in ein Dreifachband-FEM für den Betrieb auf dem zellularen EGSM, DCS und PCS-Band konvertieren; ein Beispiel für eine solche Schaltung ist in der US 20020032038 A1 offenbart.
Eine Diode hat im Einschaltzustand idealerweise null Widerstand und null Reaktanz und ist daher für durch sie geleitete RF-Signale elektrisch unsichtbar; dagegen sollte eine Diode im Ausschaltzustand eine sehr hohe Impedanz haben und wird daher als offener Stromkreis erscheinen und ihr zugeführte RF-Signale sperren. In der Praxis hat eine Diode im Einschaltzustand einen Widerstand R_S von ungleich null (gewöhnlich in der Größenordnung von 1 Ω–2 Ω) und eine Reiheninduktanz L_S von ungleich null (gewöhnlich in der Größenordnung von 0,5 nH). Ebenso hat eine ausgeschaltete Diode einen finiten Widerstand R (gewöhnlich in der Größenordnung von 1000 Ω–10.000 Ω) und hat auch eine geringe parasitäre Kapazität C_P (typischerweise im Bereich von 0,2 pF bis 0,4 pF). Die beiden äquivalenten Schaltungen einer PIN-Diode, eine für den Einschaltzustand und eine für den Ausschaltzustand, sind in 2 zu sehen.
Die SP2T-Schalter, die zum Auswählen zwischen dem TX-Tiefband und dem RX-Tiefband im Tiefbandteil des ASM sowie zum Auswählen zwischen dem TX-Hochband und dem RX-Hochband im Hochbandteil des ASM verwendet werden, werden typischerweise mit einem Paar PIN-Dioden und einem Viertelwellen-Phasenverschiebungsnetzwerk implementiert. Ein solcher Schalter ist in 2 der US 04637065 illustriert. Der Betrieb eines SP2T-PIN-Schalters wird beim Betrachten von 3 verständlich, die den Hochbandteil HB der Schaltung von 1, ohne das Tiefpassfilter LPF₁, repräsentiert. Der in 3 dargestellte Schalter ist im TX-Modus, wenn die beiden Dioden D₁ und D₂ im Einschaltzustand sind; umgekehrt ist der Schalter von 3 im RX-Modus, wenn die beiden Dioden im Ausschaltzustand sind (siehe Tabelle 2).

Schalterzustand Diode D1 Diode D2 An VC₁ angelegte Steuerspannung

TX-Modus EIN EIN +V

RX-Modus AUS AUS 0V

Tabelle 2
Zum Einschalten der Dioden D₁ und D₂ wird eine geeignete Gleichspannung an den Steuerspannungsanschluss VC₁ angelegt (siehe Tabelle 2). Der Kondensator C_S dient als Glättungskondensator für diese Gleichstromversorgung, die Komponenten C_B und L_C fungieren gemeinsam als Bias-T-Netz, und der Widerstand R_G reguliert den durch die Dioden D₁ und D₂ fließenden Strom. Im TX-Modus bildet die eingeschaltete Diode D₁ einen niederohmschen Pfad für TX-Signale, die am TX-Port 2 in den Schalter eintreten und zum Knoten X passieren. Die eingeschaltete Diode D₂ bildet zusammen mit der Resonanzschaltung, die L₁ und C₁ umfasst, ebenso einen niederohmschen Pfad zu Masse vom Knoten Y. Das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ ist so ausgelegt, dass es dieselben elektrischen Kennwerte hat wie eine ideale Übertragungsleitung, mit einer elektrischen Länge von einem Viertel einer Wellenlänge und mit einer charakteristischen Impedanz von 50 Ohm für RF-Signale in der Mitte des Hochband-TX-Frequenzbereichs. Eine Viertelwellen-Übertragungsleitung hat den Effekt des Drehens des an einem Ende der Leitung gemessenen komplexen Reflexionskoeffizienten um einen Winkel von 180°, gemessen am anderen Ende der Leitung. So scheint der Kurzschluss am Knoten Y im TX-Modus am Knoten X elektrisch als offener Schaltkreis, so dass der die Diode D₁ und das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ enthaltende Zweig der Schaltung vom Knoten X elektrisch isoliert ist. Demzufolge passieren vom TX-Port 2 in den Schalter eintretende TX-Signale direkt zum Antennenport 1 und laufen nicht über den Pfad zum RX-Port 3.
Im RX-Modus ist der TX-Port 2 durch die abgeschaltete Diode D₁ vom Knoten X isoliert. Ebenso ist der Pfad vom Knoten Y zu Masse über die Diode D₂ von der Schaltung durch die sehr hohe Impedanz der abgeschalteten Diode D₂ isoliert. Zudem ist das Phasenverschiebungsnetzwerk P1 innerhalb des RX-Betriebsfrequenzbereichs so ausgelegt, dass es eine Impedanz von 50 Ohm hat, wenn es durch eine Impedanz von 50 Ohm am RX-Port 3 terminiert ist. Demzufolge erscheint der Zweig der den terminierten RX-Port 3, die Diode D₂ und das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ enthaltenden Schaltung als eine 50 Ω Last am Knoten X, so dass in diesem Modus am Antennenport 1 in den Schalter eintretende RF-Signale durch das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ zum RX-Ausgang 3 passieren.
Der SP2T-Schalter im Tiefbandteil LB des ASM (d. h. der Schalter mit den Dioden D₃ und D₄) arbeitet im Wesentlichen in derselben Weise, wie oben für den Schalter im Hochbandteil beschrieben wurde. Der Hauptunterschied ist, dass das Phasenverschiebungsnetzwerk P₂ des Tiefbandschalters so ausgelegt ist, dass es eine elektrische Länge von einem Viertel einer Wellenlänge für RF-Signale in der Mitte des TX-Tiefbandfrequenzbereichs hat.
Für die Verwendung in einem ASM oder FEM muss der in 3 gezeigte SP2T-PIN-Schalter die folgenden Anforderungen erfüllen: geringe Eingangsverluste von TX zur Antenne im TX-Modus, geringe Verluste von der Antenne zu RX im RX-Modus, hohe Isolation von TX zur Antenne im RX-Modus und hohe Isolation von TX zu RX im TX-Modus.
Im Hochbandteil eines ASM eines Dreiband-GSM-Handsets, das auf dem DCS- und dem PCS-Band arbeitet, ist das Isolationsniveau von TX zu RX, wenn das ASM im TX-Modus ist, von besonderer Bedeutung, weil sich das TX-Hochband über die Frequenzbereiche 1710 MHz bis 1785 MHz und 1850 MHz bis 1910 MHz erstreckt und weil sich das RX-Hochband über die Frequenzbereiche 1805 MHz bis 1880 MHz und 1930 MHz bis 1990 MHz erstreckt (siehe Tabelle 1). Es ist ersichtlich, dass es eine Überlappung des TX- und des RX-Bandes von 1850 MHz bis 1880 MHz gibt; demzufolge wird ein von TX zu RX leckendes Signal, wenn der Schalter im TX-Hochbandmodus ist, im Frequenzbereich von 1850 MHz bis 1880 MHz nicht vom Empfangsteil des Handsets gedämpft. Wenn man das oben Gesagte mit der Tatsache verknüpft, dass die TX-Hochbandsignalpegel typischerweise bei +30 dBm liegen und die RX-Empfindlichkeit des Handsets typischerweise –100 dBm beträgt, dann bedeutet dies, dass eine sehr hohe Isolation vom Hochbandschalter verlangt wird, um zu verhindern, dass hohe TX-Signale in die RX-Schaltung des Handsets eintreten und sie sättigen.
Die Isolation des SP2T-PIN-Diodenschalters von 3 kann mit elektrischen Daten von handelsüblichen PIN-Dioden geschätzt werden.
Wenn die Schaltung von 3 im TX-Modus ist, dann sind die Dioden D₁ und D₂ im Einschaltzustand. In diesem Fall ist die Impedanz zu Masse am Knoten Y von 3 eine reine reale Impedanz und hat einen Wert von R_S (s. 2). Über den TX-Frequenzbereich ist das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ so ausgelegt, dass es dieselben elektrischen Kennwerte hat wie eine ideale Übertragungsleitung, mit einer elektrischen Länge von einem Viertel einer Wellenlänge und mit einer charakteristischen Impedanz von 50 Ohm. Demzufolge wird die Impedanz am Knoten X aufgrund des Zweiges der die Diode D₂ und die Phasenverschiebungsschaltung P₁ enthaltenden Schaltung durch den Ausdruck in Gleichung 1 unten angegeben.
Das Isolationsniveau von TX zu RX, im TX-Modus der Schaltung von 3, wird durch zwei Faktoren bestimmt:

(1) Das Verhältnis zwischen der Impedanz zu Masse am Knoten Y über die Diode D₂ und der Impedanz zu Masse Z_RX am RX-Port 3; dies wird durch den Ausdruck für K₁ in Gleichung 2a unten angegeben.
(2) Das Verhältnis zwischen der Impedanz zu Masse am Knoten X aufgrund des Zweigs der die Diode D₂ und das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ enthaltenden Schaltung und der Impedanz zu Masse Z_ANT am Antennenport; dies wird durch den Ausdruck für K₂ in Gleichung 2b unten angegeben.

Die Impedanz am Antennenport ist typischerweise dieselbe wie die Impedanz am RX-Port 3 und hat einen Wert von 50 Ω. In diesem Fall ist K₁ gleich K₂ und wird durch die Gleichung 2c unten angegeben.
Für Werte von K >> 1 wird die Isolation von TX zu RX des SP2T-PIN- Diodenschalters von 3 etwa durch die Gleichung 3 unten angegeben.
Typische handelsübliche PIN-Dioden haben einen parasitären Widerstand R_S von etwa 2 Ω im Einschaltzustand. Für eine solche Diode beträgt die Impedanz am Knoten X von 3, im TX-Modus, aufgrund des Zweigs der die Diode D₂ und das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ enthaltenden Schaltung 1250 Ω (siehe Gleichung 1). Die Last am Antennenport beträgt theoretisch 50 Ω; daher beträgt das Verhältnis K 1:25. In diesem Fall beträgt die Isolation von TX zu RX im TX-Modus etwa 28 dB (siehe Gleichung 3).
Zuweilen ist eine höhere Isolation notwendig, wie z. B. dort, wo der Schalter PCS-TX-Leistungslecks zur DCS-RX-Schaltung im TX-Hochbandbetriebsmodus eines zellularen Dreiband-GSM-Handsets minimieren soll (siehe oben).
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen SP2T-Schaltkreis bereitzustellen, der eine hohe Isolation von TX zu RX im TX-Modus bewirken kann.
Demgemäß stellt die vorliegende Erfindung einen Hochisolationsschaltkreis zum selektiven Verbinden eines gemeinsamen Antennenports mit einem TX-Port oder einem RX-Port eines zellularen Mehrband-Handsets bereit, wobei der Schaltkreis eine erste und eine zweite Festkörperdiode aufweist; wobei die Anode der ersten Diode mit dem TX-Port und ihre Kathode mit einem ersten Knoten verbunden ist, der sowohl mit dem Antennenport als auch mit einer Seite einer Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung verbunden ist, deren andere Seite mit einem zweiten Knoten verbunden ist, wobei die Anode der zweiten Diode mit dem zweiten Knoten und ihre Kathode mit Masse über eine Resonanzschaltung verbunden ist und wobei der zweite Knoten mit dem RX-Port über eine Impedanztransformationsvorrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung die Aufgabe hat, die Impedanz der Schaltung am zweiten Knoten, gemessen am ersten Knoten, zu senken, und die Impedanztransformationsvorrichtung die Aufgabe hat, die Impedanz des RX-Ports, gemessen am zweiten Knoten, zu erhöhen.
Ausgestaltungen der Erfindung werden nun beispielhaft mit Bezug auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
1 ein Schaltschema eines herkömmlichen Doppelband-ASM;
2 die äquivalente Schaltung einer PIN-Diode im Aus- und im Einschaltzustand;
3 einen herkömmlichen SP2T-PIN-Schalter;
4 ein Schaltschema einer ersten Ausgestaltung der Erfindung;
5 ein Schaltschema einer zweiten Ausgestaltung der Erfindung;
6 ein Schaltschema einer Modifikation der zweiten Ausgestaltung;
7 ein Schaltschema einer dritten Ausgestaltung der Erfindung;
8 ein Schaltschema einer Modifikation der dritten Ausgestaltung der Erfindung.
Wie zuvor angegeben, wird die Isolation des SP2T-PIN-Diodenschalters von 3 durch zwei Faktoren bestimmt:

(1) Das Verhältnis zwischen der Impedanz zu Masse am Knoten Y über die Diode D₂ und der Impedanz zu Masse Z_RX am RX-Port 3; dies wird durch K₁ in Gleichung 2a angegeben.
(2) Das Verhältnis zwischen der Impedanz zu Masse am Knoten X aufgrund des Zweigs der die Diode D₂ und das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ enthaltenden Schaltung und der Impedanz zu Masse Z_ANT am Antennenport; dieses Verhältnis wird durch K₂ in Gleichung 2b angegeben.

4 zeigt eine Schaltung gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung, die beide Verhältnisse K₁ und K₂ erhöht. Zur Erzielung einer Erhöhung des Verhältnisses K₁ wurde ein Aufwärtstransformator T₂ mit einem Wicklungsverhältnis von 1:N zwischen den RX-Port 3 und die Nebenschlussdiode D₂ geschaltet. Dieser Transformator hat den Effekt, dass er die Impedanz zu Masse über den RX-Port 3, gemessen bei Y, um einen Faktor von N² und dadurch das Verhältnis K₁ um einen Faktor von N² erhöht.
Die Schaltung von 4 hat auch einen Abwärtstransformator T₁ mit einem Wicklungsverhältnis N:1, der sich zwischen der Diode D₂ und dem Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ befindet. Das Zwischenschalten des Transformators T₁ hat den Effekt, dass die Impedanz der eingeschalteten Diode D₂, gemessen am Punkt W in 4, um einen Faktor von N² reduziert und ebenso die Impedanz der eingeschalteten Diode D₂, gemessen bei X (auf der fernen Seite des Phasenverschiebungsnetzwerks P₁), um einen Faktor von N² erhöht werden (siehe Gleichung 1). Daher hat das Zwischenschalten des Transformators T₁ zwischen die Diode D₂ und das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ den Effekt, dass das Verhältnis K₂ um einen Faktor von N² erhöht wird.
Durch Hinzufügen eines Aufwärtstransformators T₂ und eines Abwärtstransformators T₁ auf beiden Seite der Diode D₂ wird sichergestellt, dass die Impedanz des RX-Ports bei 50 Ω, gemessen am Knoten X, im RX-Modus des Schalters bleibt, aber es kommt zu einer Erhöhung der Isolation von TX zu RX im TX-Modus des Schalters. Die Isolation von TX-Port 2 zu RX-Port 3 der Schaltung von 4, wenn im TX-Modus, ist in Gleichung 4 angegeben.
Zum Beispiel, zum Erhöhen der Isolation des SP2T-PIN-Diodenschalters von 3 um etwa 6 dB müsste der Transformator T₂ in 4 ein Wicklungsverhältnis von 1:√2 und der Transformator T₁ müsste ein Wicklungsverhältnis von √2:1 haben.
Es ist zu bemerken, dass das Hinzufügen eines Aufwärtstransformators T₂ und eines Abwärtstransformators T₁ auf beiden Seiten der Diode D₂ auch zu einer Reduzierung des parasitären Widerstands R_P der abgeschalteten Diode, gemessen am Knoten X, im RX-Modus des Schalters führt. Dies hat den nachteiligen Effekt, dass die Verluste des Schalters im RX-Modus erhöht werden.
Es ist ferner zu bemerken, dass die DC-Sperrkondensatoren C_B an den beiden Massepunkten der Transformatoren T1 und T2 in der Schaltung von 4 nötig sind, um sicherzustellen, dass die Dioden D₁ und D₂ durch Anlegen einer geeigneten Gleichspannung an den Steuerspannungsanschluss VC₁ ein- und ausgeschaltet werden können (siehe Tabelle 2).
Die Schaltung von 4 kann auch so konfiguriert werden, dass das Wicklungsverhältnis N der beiden Transformatoren einen anderen Wert als √2 hat. Eine Erhöhung von N auf einen Wert größer als √2 führt zu einer weiteren Erhöhung der TX-zu-RX-Isolation im TX-Modus. Der Nachteil einer Erhöhung von N auf Werte über √2 ist, dass auch der parallele Widerstand R_P der abgeschalteten Diode reduziert wird, und dies hat den Effekt, dass die Verluste des Schalters im RX-Modus weiter erhöht werden.
In der Praxis sind Transformatoren, die in den mobilen Zellularfrequenzbereichen (1 bis 2 GHz) arbeiten, relativ groß und führen eine relativ hohe Einfügungsdämpfung in den Signalpfad ein. Infolge dessen müsste der Nutzen der mit der Schaltung von 4 erzielbaren hohen Isolation gegen eine Zunahme der Größe des Schalters und eine Zunahme der Verluste über den RX-Pfad des Schalters abgewogen werden.
Für den Fall, in dem der Betriebsfrequenzbereich im Vergleich zur Betriebsfrequenz gering ist, kann die Impedanztransformation mit einem LC-Netzwerk bewirkt werden. Da die Bandbreite für TX und RX der meisten zellularen Kommunikationssysteme im Vergleich zur Betriebsfrequenz relativ schmal ist (5 bis 10%, siehe Tabelle 1), kann eine alternative Schaltung entwickelt werden, die ein Paar impedanzumformende LC-Netzwerke anstelle der Transformatoren T₁ und T₂ im SP2T-PIN-Diodenschalter von 4 verwendet. 5 zeigt einen Hochisolations-SP2T-PIN-Diodenschalter, der ein Paar LC-Netzwerke zur Impedanztransformation verwendet.
In diesem Fall ist das LC-Netzwerk LC₂ so ausgelegt, dass es die Impedanz der Last am RX-Port, gemessen am Knoten Y, erhöht, wenn der Schalter im RX-Modus ist, und das LC-Netzwerk LC₁ ist so ausgelegt, dass es die Impedanz wieder zurück auf ihren ursprünglichen Wert reduziert.
Auf diese Weise ist, wenn die Schaltung von 5 im RX-Modus ist, die Impedanz zu Masse am Punkt W aufgrund des Zweigs der den terminierten RX-Port und die LC-Netzwerke LC₂ und LC₁ enthaltenden Schaltung dieselbe wie die direkt am RX-Port 3 gemessene Impedanz.
Die Impedanztransformationseigenschaften eines LC-Netzwerks sind von der Last abhängig; daher wird im TX-Modus von 5 die Impedanz zwischen dem Knoten Y und Masse, die von dem sehr geringen parasitären Widerstand R_S der eingeschalteten Diode D2 dominiert wird, nicht in derselben Weise reduziert wie dann, wenn der Schalter im RX-Modus ist (siehe oben). Demzufolge müssen für einen optimalen TX-Betrieb die Komponentenwerte des Phasenverschiebungsnetzwerks P₁ von 5 reduziert werden, so dass die kombinierten Effekte von LC₁ und P₁ darin bestehen, den Reflexionskoeffizienten am Knoten Y um einen Winkel von 180°, gemessen am Knoten X, zu drehen.
Um etwa dieselbe TX-zu-RX-Isolation zu erzielen wie der SP2T-PIN-Diodenschalter von 4, sollte das Impedanztransformationsnetzwerk LC₂ den Effekt haben, dass es die Impedanz des RX-Ports 3, gemessen am Knoten Y, verdoppelt, wenn der Schalter im RX-Modus ist, und das Impedanztransformationsnetzwerk LC₁ sollte den Effekt haben, dass es die Impedanz des RX-Ports zurück auf ihren ursprünglichen Wert, gemessen bei W, reduziert, wenn der Schalter im RX-Modus ist.
Die Schaltung von 5 hat den Vorzug einer geringen Größe und den weiteren Vorzug, dass die Kondensatoren und Induktoren der LC-Netzwerke in ein mehrlagiges Substrat integriert werden können, wodurch der zusätzliche Raum, der für einen Hochisolations-PIN-Diodenschalter im Vergleich zu dem herkömmlichen PIN-Schalter von 3 benötigt wird, minimal gehalten wird.
Es ist ersichtlich, dass es am Knoten Y der Schaltung von 5 zwei Kondensatoren gibt, die parallel zu Masse geschaltet sind, von denen einer Teil des Impedanztransformationsnetzwerks LC₁ und der andere Teil des Impedanztransformationsnetzwerks LC₂ ist. Diese beiden Kondensatoren können durch einen einzigen Kondensator mit der doppelten Kapazität der Nebenschlusskondensatoren in den Impedanztransformationsnetzwerken LC₁ und LC₂ ersetzt werden. 6 zeigt eine Schaltung, die einen einzigen Kondensator C_T anstelle der beiden am Knoten Y in 5 angeschlossenen Nebenschlusskondensatoren verwendet. Diese Modifikation hat den vorteilhaften Effekt, dass die Zahl der zum Bewirken einer hohen Isolation nötigen Komponenten weiter reduziert wird. Die Komponenten L_T bedeuten die Induktoren von jedem der Impedanztransformationsnetzwerke LC₁ und LC₂ von 5.
Die Werte von L_T und C_T in 6, die die benötigten X2 und X0,5 Impedanztransformationen erzielen, sind frequenzabhängig und werden durch die folgenden Gleichungen angegeben:
wobei Z_O die charakteristische Impedanz des Systems (gewöhnlich 50 Ω) und ω_TX die Winkelfrequenz der Mitte des TX-Hochbandes sind.
Die Schaltung von 4 offenbart eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung, deren Aufgabe es war, beide Verhältnisse K₁ und K₂ wie oben beschrieben zu erhöhen. Ebenso wurde in 5 gezeigt, dass der Transformator T₂ von 4 durch das LC-Netzwerk LC₂ ersetzt werden kann, um die Impedanz des RX-Ports, gemessen am Knoten Y, zu erhöhen, und der Transformator T₁ in der Schaltung von 4 kann durch das LC-Netzwerk LC₁ ersetzt werden, was den Effekt des Reduzierens der Impedanz des RX-Ports zurück auf 50 Ω, gemessen an Punkt W, hat.
Wenn die Diode D₂ von 4 im Einschaltzustand ist, dann wird die Impedanz zu Masse am Knoten Y hauptsächlich durch den parasitären Widerstand R_S der eingeschalteten Diode bestimmt. Daher hat der am Knoten Y von 4 gemessene komplexe Reflexionskoeffizienten im TX-Modus einen reinen realen Wert nahe –1. Ebenso hat der am Punkt W von 4 gemessene komplexe Reflexionskoeffizient im TX-Modus einen reinen realen Wert nahe –1. Das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ hat den Effekt, dass es den komplexen Reflexionskoeffizienten am Punkt W von 4 um einen Winkel von 180° dreht, so dass er einen Wert nahe +1, gemessen am Knoten X, hat.
Wenn die Schaltung von 5 im TX-Modus ist, dann hat die Kombination aus Impedanztransformationsnetzk LC₁ und Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ den Effekt, dass sie den Reflexionskoeffizienten am Knoten Y um 180°, gemessen bei X, dreht. Es ist jedoch möglich, die Effekt des Impedanztransformationsnetzwerkes LC₁ und des Phasenverschiebungsnetzwerks P₁ von 5 mit einer einfachereren Schaltung wie in 7 gezeigt zu kombinieren, die eine vierte Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung zeigt. In diesem Fall wurde das Phasenverschiebungsnetzwerk P₁ durch eine andere Schaltung P_Z ersetzt, die die Komponenten C₁, L₁ und C₂ umfasst. Die drei Komponenten C₁, L₁ und C₂ werden so gewählt, dass das Phasenverschiebungsnetzwerk P_Z die Doppelrolle des Transformierens der Impedanz am Knoten Y, im RX-Modus des Schalters, zurück auf 50 Ohm, und des Drehens des komplexen Reflexionskoeffizienten am Knoten Y, im TX-Modus des Schalters, um einen Winkel von 180°, gemessen am Knoten X, erfüllt.
Es ist ersichtlich, dass es zwei Kondensatoren gibt, die vom Knoten Y zu Masse in 7 geschaltet sind. Wie zuvor, können diese beiden Kondensatoren durch einen einzigen Kondensator mit einer Kapazität ersetzt werden, die gleich der Summe der beiden mit dem Knoten Y verbundenen Kapazitäten ist. Eine solche Konfiguration ist in 8 zu sehen, in der die beiden Nebenschlusskondensatoren am Knoten Y in 7 durch einen einzigen Nebenschlusskondensator C_T am Knoten Y in 8 ersetzt wurden. Wie zuvor, bedeutet die Komponente L_T den Induktor vom Impedanztransformationsnetzwerk LC₂ von 7 und die Komponenten L₁ und C₂ sind gegenüber ihren Werten in 7 unverändert.
Aus Gleichung 3 ist ersichtlich, dass für einen SP2T-Schalter wie dem von 3, der so ausgelegt ist, dass er an jedem Port durch eine Impedanz von 50 Ω terminiert wird, die Isolation von TX zu RX, im TX-Modus, vornehmlich durch den parasitären Widerstand R_S der eingeschalteten Diode D₂ bestimmt wird. Daher hat eine Reduzierung des parasitären Widerstands R_S den Effekt des Erhöhen der Isolation des Schalters von TX zu RX, wenn der Schalter im TX-Modus ist.
Die Erfindung ist nicht auf die hierin beschriebenen Ausgestaltungen begrenzt, die modifiziert oder variiert werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.

Claims

Hochisolationsschaltkreis zum selektiven Verbinden eines gemeinsamen Antennenports (ANT) mit einem Sendeport (2) oder einem Empfangsport (3) eines zellularen Mehrband-Handsets, wobei der Schaltkreis eine erste und eine zweite Festkörperdiode (D1, D2) aufweist, wobei die Anode der ersten Diode (D1) mit dem Sendeport (2) und ihre Kathode mit einem ersten Knoten (X) verbunden ist, der sowohl mit dem Antennenport (ANT) als auch mit einer Seite einer Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung (P1, T1) verbunden ist, deren andere Seite mit einem zweiten Knoten (Y) verbunden ist, wobei die Anode der zweiten Diode (D2) mit dem zweiten Knoten (Y) und ihre Kathode mit Masse über eine Resonanzschaltung (L1, C1) verbunden ist und wobei der zweite Knoten (Y) mit dem Empfangsport (3) über eine Impedanztransformationsvorrichtung (T2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung (P1, T1) die Aufgabe hat, die Impedanz der Schaltung am zweiten Knoten (Y), gemessen am ersten Knoten (X), zu senken, und die Impedanztransformationsvorrichtung (T2) die Aufgabe hat, die Impedanz des Empfangsports (3), gemessen am zweiten Knoten (Y), zu erhöhen.
Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung eine Phasenverschiebungsschaltung (P1) und eine zweite Impedanztransformationsvorrichtung (T1) umfasst, die zwischen der Phasenverschiebungsschaltung (P1) und dem zweiten Knoten (Y) geschaltet ist.
Schaltkreis nach Anspruch 2, wobei die Impedanztransformationsvorrichtungen jeweilige Transformatoren (T1, T2) sind.
Schaltkreis nach Anspruch 2, wobei die Impedanztransformationsvorrichtungen jeweilige LC-Schaltungen (LC1, LC2) sind.
Schaltkreis nach Anspruch 4, wobei die LC-Schaltungen einen gemeinsamen Kondensator (CT) benutzen.
Schaltkreis nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei die erstgenannte und die zweite Impedanztransformationsvorrichtung die relevanten Impedanzen jeweils etwa verdoppeln bzw. halbieren.
Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung (PZ) die Funktionen Phasenverschiebung und Impedanztransformation kombiniert.
Schaltkreis nach Anspruch 7, wobei die Impedanztransformationsvorrichtung eine LC-Schaltung (LC2) ist.
Schaltkreis nach Anspruch 8, wobei die LC-Schaltung einen gemeinsamen Kondensator (CT) mit der Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung benutzt.
Schaltkreis nach Anspruch 7, 8 oder 9, wobei die Phasenverschiebungs- und Impedanztransformationsschaltung und die zweite Impedanztransformationsvorrichtung die relevanten Impedanzen jeweils etwa halbieren bzw. verdoppeln.
Schaltkreis nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Festkörperdioden (D1, D2) PIN-Dioden sind.