WO2012117072A2 - Verstärkermodul - Google Patents

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Definitions

  • the invention relates to an amplifier module with a
  • Antenna port a send port, a receive port and
  • At least one amplifier At least one amplifier.
  • FIG. 1 shows an amplifier module known in the prior art. This features two amplifiers, two 90 ° hybrids HYB1, HYB2 and a duplexer DPX1. Furthermore, the amplifier module has an antenna port ANT, a transmission port TX and a reception port RX.
  • the transmit port TX is immediacy ⁇ bar connected to one of the 90 ° hybrid HYB1.
  • the 90 ° hybrid HYB1 divides a signal applied to the transmit port TX, into two output signals, which each have a relative Phasenver ⁇ shift of 90 °.
  • the two output signals of the first 90 ° hybrid HYB1 are each output in an output path API, AP2, wherein in each of the two output paths API, AP2 each an amplifier PA1, PA2 is arranged.
  • the signal in the first output ⁇ signal path API is compared to the signal in the second output ⁇ signal path AP2 phase-shifted by 90 °.
  • the two amplifiers PA1, PA2 amplify the respective signal.
  • Amplifier PA1, PA2 is connected to a port 1, 2 of the second 90 ° hybrid HYB2.
  • this second 90 ° hybrid HYB2 the two output signals are added, with the output signal in the first output path API undergoes relative to the output signal in the second output path AP2 a Phasenver ⁇ shift of -90 °. Accordingly, both outputs are now in phase and interfere constructively with each other.
  • Port 3 of the second 90 ° hybrid HYB2 is connected to an input of duplexer DPX1. The other two
  • Inputs of the duplexer DPX1 are connected to the antenna port ANT and the reception port RX, respectively.
  • the output signal of the transmission port TX is first divided into two branches, with a 90 ° between the two branches
  • Phase shift is present. Subsequently, the signal is amplified in each branch and the amplified signals are now added in such a way that the phase shift is canceled again and the two signals overlap constructively.
  • this circuit Compared to a circuit without a 90 ° hybrid, this circuit has the advantage that the overall amplification is more robust in its behavior. Dividing the signal into two sub-signals provides a signal that is less distorted after amplification than would be the case for a 90-degree hybrid circuit.
  • An amplifier module which has at least one amplifier, an antenna port, a transmission port, a reception port and a circuit arrangement, wherein the circuit arrangement has at least three 90 ° hybrids, each of which divides an input signal into two output signals, the two output signals having a relative phase offset ⁇ have shift of 90 ° to each other, and further wherein the antenna, the transmitting and the receiving port are each connected to at least one 90 ° hybrids. At least one of the amplifiers is connected in series between the transmit port and one of the 90 ° hybrids.
  • the module according to the invention can greatly reduce the effects of a mismatch on an antenna. Accordingly, the reception sensitivity in a reception path can be significantly increased. Furthermore, the circuit arrangement according to the invention improves the isolation between a transmitting and a receiving port.
  • the circuitry further includes at least two duplexers.
  • the duplexers can be connected in such a way that the two output signals which the 90 ° hybrid, which is connected to the transmission port, constructively interfere at the antenna port. Accordingly, a transmission signal is first into two signal paths ⁇ shares. Accordingly, only half the signal strength is applied to each of the two duplexers compared to a circuit with only one duplexer, as shown in FIG.
  • duplexers can be used which have a 3 dB reduced varnish ⁇ compatibility. This immediately results in a reduced space requirement for the module. Furthermore, resonator cascades in the duplexers can be dispensed with, at least in part, so that both the isolation of transmitting and receiving circuits
  • the three ports of each of the two duplexers are each connected to one of the three 90 ° hybrids.
  • the connections can be directly connected to the respective 90 ° hybrid.
  • one or more elements of the circuit arrangement can be arranged between the 90 ° hybrid and the respective duplexer connection.
  • an amplifier may be arranged between a 90 ° hybrid and a duplexer.
  • elements for adapting the individual stages can be contained among each other.
  • one of the two duplexers is connected to the 90 ° hybrid connected to the receive port and the 90 ° hybrid connected to the transmit port such that these two 90 ° hybrids each have a relative to output signal to its phase-shifted by an angle ⁇ output signal to the duplexer.
  • the other of the two duplexers may be connected to the 90 ° hybrid connected to the receive port and to the 90 ° hybrid connected to the transmit port such that these two 90 ° hybrids each have a relative to their input ⁇ output signal by the angle ⁇ 2 shifted output signal to the duplexer.
  • the amount of the difference between the two angles ⁇ and ⁇ 2 can be almost 90 ° and the two duplexers can each be connected to one of the outputs of the connected to the antenna port 90 ° hybrid.
  • Such interconnection guarantees that constructively interfere at the transmitting ⁇ port coupled signals at the antenna port and interfere destructively at the receive port. A certain proportion of the transmitted signals always reaches the receiving port as a parasitic signal. Due to the destrukti ⁇ ven interference of the parasitic signals, the receiver sensitivity and the isolation of transmit and receive port can be increased.
  • the duplexers may be constructed of discrete elements or contain acoustic components.
  • the duplexers can be acoustic components, in particular SAW duplexers
  • duplexer (Surface Acoustic Wave) or BAW Duplexer (Bulk Acoustic Wave).
  • a hybrid duplexer having SAW and BAW converters can also be used.
  • duplexers made of discrete elements are also possible, as well as duplexers whose transmit and receive filters use different technologies, so-called hybrid duplexers.
  • the duplexers may also have combinations of high passes and low passes.
  • the duplexers may be designed such that they can be tuned in their frequency. Such a so-called “tunable duplexer” makes it possible to shift the passband of the duplexer within a tuning range and thus to adapt it to the respectively required transmit and receive channels.This duplexer has tunable elements.
  • the module according to the invention can also be designed without the use of frequency-tunable duplexers for different frequency bands, the circuit arrangement per
  • Frequency band comprises two duplexers and has means for switching between the various duplexers and frequency bands.
  • the circuit arrangement for each frequency band has a separate reception port and a separate 90 ° hybrid, wherein the means for switching the transmission port selectively connect to the under Kunststoff ⁇ union frequency bands associated with duplexers.
  • duplexers and / or the 90 ° hybrids can be mounted as discrete components on the module substrate or at least partially integrated in the module substrate in the form of structured metallizations. Further, may be integrated into the module substrate ⁇ components which make it possible to adjust di duplexer to different frequencies. These include, for example, switches or tunable components. Duplexers and 90 ° hybrids can be integrated in a multilayered module substrate, in particular in the form of L, C and R members.
  • a 90 ° hybrid is a circuit network with four
  • Terminals 101, 102, 103, 104 The operation is explained with reference to a 90 ° hybrid of discrete elements, as shown in FIG.
  • the 90 ° hybrid is symmetrical built up.
  • a signal is applied to terminal 101.
  • the connection of the terminal 101 with the terminal 102 then becomes the main line 105.
  • the main line has a
  • Inductance 106 on. This inductance 106 is connected to a further inductance 107 in a secondary line 108
  • the terminal 104 is connected to an impedance Z0 and terminated by this impedance.
  • the impedances of the ports 102 and 103 adjusted accordingly ⁇ speaking, it is almost all at port
  • the signals output at the two terminals 102 and 103 are phase shifted relative to each other.
  • the relative phase shift to each other is 90 ° + ⁇ .
  • ⁇ is 0 ° for an ideal 90 ° hybrid.
  • ⁇ is about ⁇ 3 °.
  • the 90 ° hybrid is at the connector
  • a signal which is phase-shifted by the angle ⁇ with respect to the input signal while at the terminal 103, a signal is output, which is phase-shifted by the angle ⁇ 2 relative to the input signal.
  • 90 °.
  • the angles ⁇ and ⁇ 2 may for example assume the values 0 ° and 90 ° or the values - 45 ° and + 45 °.
  • the coupling constant of the magnetic or inductive coupling can be used to set which signal component of the main line 105 is coupled and coupled into the secondary line 108.
  • a 90 ° hybrid made up of discrete elements are known.
  • a 90 ° for example, be constructed of microstrip conductors, such as the so-called Lange Coupler or at least microstrip conductor comprise.
  • Another option is a branch-line coupler.
  • the functional principle always remains unchanged. From a main line becomes a certain
  • the 90 ° hybrid is essentially used for the following two functions: an input signal applied to a first terminal of a 90 ° hybrid will be represented as two output signals at two other terminals
  • the output signals each have about half the signal strength of the input signal and therefore have a signal strength which is in each case about 3 dB lower than the signal strength of the input signal.
  • the signal strength of the two output signals is exactly 3 dB lower.
  • this value is not exactly reached due to losses.
  • a 90 ° hybrid can also be used to add two signals applied to two terminals. In this case, one of the signals is phase-shifted by 90 ° before addition.
  • a 90 ° hybrid has a fourth port.
  • an input signal is applied to a first terminal, an output signal having a signal strength lower by about 3dB is output at the second and third terminals. Normally, no signal is output at the fourth connection. In this case, however, assumed that an impedance ⁇ adjustment between all four terminals of the 90 ° hybrid is. If the impedance of the connections is not adjusted, a non-negligible signal component is output via the fourth connection.
  • the four ports are often according to their function with "Input”, “Output 1", “Output 2” and “Isolated” designated ⁇ net. Since a 90 ° hybrid is symmetrical, each of the four ports can accept any of the functions "Input”, “Output 1", “Output 2" or “Isolated”. This only depends on which port an input signal is applied.
  • each of the two duplexers are each connected to a 90 ° hybrid.
  • a 90 ° hybrid is arranged between transmitting, receiving ⁇ and antenna port and the two duplexers. Accordingly, lies at the two
  • Duplexers each have a signal with an approximately 3dB lower signal strength compared to a circuit in which transmit, receive and antenna ports are connected directly to a duplexer. It follows that it is now possible is to use duplexers that only withstand a lower maximum power. Such duplexers often offer advantages, such as a smaller size, a simpler structure and thus a lower price or alternatively at the same price better insertion loss in the passband.
  • one of the two duplexers is connected to the 90 ° hybrid at the receiving port such that this 90 ° hybrid outputs a relative to its input signal from the receiving port ⁇ a phase-shifted by the angle ⁇ output signal to the duplexer.
  • This first duplexer is also connected to the 90 ° hybrid at the send port in such a way that this 90 ° hybrid outputs a output signal phase-shifted relative to its input signal from the transmit port by the angle ⁇ to the duplexer.
  • a first signal path from send port to receive port is defined on which a
  • the other of the two duplexer is so connected to the end connected to the reception port 90 ° hybrid that these 90 ° hybrid outputs a relatively phase shifted to its input signal from the receiving port to the angle ⁇ 2 output ⁇ signal to the duplexer.
  • This other of the two duplexers is furthermore connected to the 90 ° hybrid connected to the transmit port in such a way that this 90 ° hybrid outputs a output signal phase-shifted relative to its input signal from the transmit port by the angle ⁇ 2 to the duplexer. Also in this second path between receiving port and
  • both duplexers are each connected to one of the outputs of the hybrid connected to the antenna port.
  • the circuit arrangement according to the invention makes it possible to improve the isolation of transmitting and receiving channel.
  • duplexers In addition, EVM (Error Vector Magnitude), VSWR Tx and VSWR Rx, the stability of the suppression (remote selection) with load changes to the antenna and the amplitude ripple in the passband are improved and the group delay stabilized. Accordingly, the use of duplexers is now possible that, taken alone, do not provide adequate isolation of the two channels. These include in particular duplexers which are tuned in frequency tunable. Such a so-called tuneable duplexer makes it possible to shift the pass band of this duplexer within a tuning range (tuning range) and adapted to the respective erfor ⁇ sary transmit and receive channels. The inventive circuit arrangement can also tunable at Duplexers maximize the isolation between transmit and receive ports.
  • the 90 ° hybrids may be constructed of discrete elements or microstrip conductors. 90 ° hybrid, which as
  • Microstrip are configured, are also referred to as Lange- coupler.
  • the amplifier module has two amplifiers, with the first amplifier in series between the 90 °
  • Hybrid which is connected to the transmission port, and the first duplexer is connected and wherein the second amplifier in series between the connected to the transmitting port 90 ° hybrids and the second duplexer is connected.
  • the amplifier module has only one amplifier, which is connected in series between the transmission port and one of the 90 ° hybrid. In one embodiment, one of the ports is balanced
  • Connections both of which are each connected to a 90 ° hybrid. This can be both the send port and the
  • ports may be provided in the amplifier circuit of the amplifier module, all of which are each connected to a hybrid. Does one of the ports have another?
  • N hybrids are provided for N ports, where N is an integer greater than or equal to three.
  • the circuit according to the invention can, for example, for
  • the LTE frequency band XI has a
  • the transmission range of the LTE frequency band VII extends from 2500 to 2570 MHz and the associated reception range from 2620 to 2690 MHz.
  • Next offers the circuit in the band XIII, whose transmission band from 777 to 787 MHz and its receiving band from 746 to 756 MHz ranges use.
  • the circuit is also suitable for other LTE tapes in principle.
  • 90 ° hybrids or the amplifiers, to a certain impedance, eg. B. 50 ⁇ , have adapted inputs and outputs.
  • At least one amplifier of the amplifier module and / or at least one 90 ° hybrid comprises a low-impedance output stage.
  • power amplifiers generally have an output impedance that is less than 50 ⁇ .
  • Amplifiers or their output stages may have output impedances in the range of about 2 ⁇ to 10 ⁇ .
  • I / Q amplifiers may have a higher output impedance, which may still be less than 50 ⁇ .
  • I / Q amplifiers may e.g. B. Output impedances with values ⁇ 20 ⁇ , z. B. 10 to 20 ⁇ have.
  • an amplifier module includes an impedance transformation network for one of the amplifiers and / or one of the 90 ° hybrids.
  • the amplifier module includes an I / Q amplifier with two amplifier units in parallel and two 90 ° hybrids.
  • An I / Q amplifier is an amplifier that includes two amplifier units that can be connected in parallel and two 90 ° hybrids. In general, the two amplifier units are connected in parallel paths between two 90 ° hybrids.
  • the amplifier units of the amplifier and the 90 ° hybrids can have input impedances and output impedances that are lower than 50 ⁇ , so that a
  • the amplifier module includes a first, with a first output of a 90 ° hybrid
  • Impedance transformation networks can be connected on the output side with the two duplexers of the amplifier module and transform the working impedance of the amplifier and / or the interconnected with the amplifier 90 ° hybrid to the operating frequency of the duplexer. In this solution, it is necessary to provide two different impedance transformation networks; the advantage of an improved
  • the amplifier module comprises a first amplifier unit connected between a first output of a 90 ° hybrid and a first impedance transformation network and a second, between a second Output of a 90 ° hybrid and a second impedance transformation network interconnected amplifier unit.
  • Impedances can be lower than 50 ⁇ . In any case, the output impedance of the amplifier units is determined by the
  • Impedance transformation networks to the working impedance of the interconnected duplexer transformed.
  • the amplifier module comprises a voltage modulator for an amplifier or a
  • a key component of the supply voltage modulation may be a voltage modulator, which preferably has a high voltage
  • Efficiency and is itself a power amplifier, which amplifies a low-pass signal as opposed to the RF amplifier.
  • the output power changes with frequencies resulting from the tones derived from the transmitted acoustic signals. Therefore, the frequencies of voltage modulation are generally at audio frequencies. At low frequencies, it's easier to build efficient power amplifiers, so it's easy to get a high-efficiency voltage modulator.
  • Supply voltage modulation is, for example, from the article "Enhanced Class-A / AB Mobile Terminal Power Amplifier Efficiency by Input Envelope Injection And, Seif Envelope Tracking" by Alireza Kheirkhahi, Peter M. Asbeck and
  • Amplifier must muster, indicates, corrupts. Thus, the operation of the supply voltage modulation is severely limited.
  • impedance matching circuits mean higher
  • Antenna takes place. In this case, via impedance elements, such as. As resistors, grounded connections of the hybrid derive the reflected signals.
  • the amplifier module comprises a coupler for coupling a control signal for one
  • a certain percentage of the power of the RF signal is extracted from the signal path and used to determine the power level of the amplifier.
  • Signal in turn itself amplified, is the amplifier or amplifier unit of the amplifier as Supply voltage provided.
  • Supply voltage the supply voltage of the amplifier is power-dependent, so that the amplifier itself always operates at an optimum operating point.
  • the amplifier module comprises a detector for detecting the necessary supply voltage of an amplifier or an amplifier unit.
  • the detector may comprise an interconnection of diodes and / or semiconductor switches.
  • the amplifier module comprises a delay element in the signal path in front of an amplifier or an amplifier voltage.
  • Determining the current supply voltage requires a certain period of time At, by which the RF signal in the signal path must be delayed, so that the adjusted supply voltage ⁇ and the RF signal in the signal path, in which the
  • Power amplifier is connected, synchronously applied to the amplifier.
  • the amplifier module includes
  • Supply voltage modulation circuit elements and a switch for disabling the supply voltage modulation circuit elements.
  • Figure 1 shows a known in the art
  • FIG. 3 shows a first embodiment of the invention
  • FIG. 4 shows the transmission characteristic and isolation of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a section from FIG. 4.
  • FIG. 6 shows the reflection of the circuit according to FIG. 3.
  • FIG. 7 shows a second embodiment of the invention
  • FIG. 8 shows the transmission characteristics and isolation
  • FIG. 9 shows a section from FIG. 8.
  • FIG. 10 shows the reflection of an amplifier module according to FIG. 10
  • FIG. 11 shows a block diagram of an amplifier module with two amplifier units between two 90 ° hybrids.
  • Figure 12 shows a block diagram of an amplifier module having two impedance transformation networks between a 90 ° hybrid and two duplexers.
  • Figure 13 shows a block diagram of an amplifier module having two amplifier units of an amplifier between a 90 ° hybrid and two
  • FIG. 14 shows the temporal dependence of the amplitude of the
  • Figure 15 shows a block diagram of a simple one
  • FIG. 16 shows an embodiment of circuit elements of a supply voltage modulation.
  • FIG. 17 shows a further embodiment of FIG
  • FIG. 18 shows circuit elements of FIG.
  • Figure 19 shows the block diagram of a balanced Rx port gain module.
  • FIG. 3 shows a first exemplary embodiment of the amplifier module according to the invention.
  • the amplifier module has a transmission port TX, an antenna port ANT and a reception port RX.
  • Such a circuit arrangement can be used for example in mobile communications.
  • send and receive are sent and
  • Receive port TX, RX connected via different paths to the same antenna port ANT.
  • Decisive characteristics of such a circuit are the selection and the isolation.
  • the isolation is a measure of what proportion of a transmit signal from the transmit port TX reaches the receive port RX. Such a signal is usually undesirable.
  • Receive port RX received signals have in mobile only a very small signal strength. Therefore, it is crucial that these signals are not additionally disturbed by a parasitic signal from the TX TX.
  • An amplifier module should be designed such that it as independent as possible from variations in the antenna impedance.
  • the amplifier module according to the invention also has two
  • the transmit port TX is connected to a port 4 of a 90 ° hybrid.
  • An input signal applied to this terminal 4 is output from the 90 ° hybrid HYB1 at the terminals 5 and 6, with the output signals
  • Signals are mutually phase shifted by 90 ° and have a signal strength lower by about 3 dB compared to the input signal.
  • a signal is output that is phase shifted by ⁇ 2 from the input signal of the 90 ° hybrid.
  • the signal output at terminal 6 is phase-shifted by the angle ⁇ with respect to the input signal.
  • a load impedance ⁇ for example, a load resistance of 50 ⁇ .
  • the load impedance may also include other elements selected from R, L and C members. This load impedance provides for impedance matching.
  • the terminals 5 and 6 of the 90 ° hybrid HYB1 are each connected to an amplifier PA1, PA2.
  • the outputs of the amplifiers PA1, PA2 are in turn each connected to one of the two duplexers DPX1, DPX2.
  • the receiving port RX is also connected to a 90 ° hybrid HYB2 with a port 8 of this 90 ° hybrid HYB2.
  • the terminals 9 and 10 of this 90 ° hybrid are just ⁇ if each connected to one of the two duplexers DPXL, DPX2.
  • the fourth port 11 of the 90 ° hybrid HYB2 is grounded through a load impedance.
  • the antenna port ANT is connected to a 90 ° hybrid HYB3, namely to port 12 of the 90 ° hybrid.
  • Two further connections 13, 14 of this 90 ° hybrid HYB3 are each connected to a duplexer.
  • the fourth port 15 of the 90 ° hybrid HYB3 is grounded via a load impedance.
  • the 90 ° hybrids HYB1, HYB2, HYB3 and the duplexers DPX1, DPX2 are connected to one another in such a way that send signals, which reach the receive port RX due to a finite isolation of the duplexer DPX1, DPX2, ideally cancel each other out. At the same time transmit signals, which reach the antenna port ANT on different signal paths, constructively interfere.
  • FIG. 4 shows the transmission characteristic for a
  • Amplifier module according to the first embodiment. It is considered an amplifier module, in which at the antenna
  • the curve S21 describes the insertion loss of the TX filter, ie the transmission from the transmission port TX to the antenna port ANT as a function of the frequency of the signal.
  • the curve S32 describes the insertion loss of the RX filter, ie the transmission from the antenna port ANT to the reception port RX as a function of the frequency of the signal.
  • the curve S31 describes the isolation of the duplexer, that is, the Trans mission ⁇ the signal from the transmit port TX to the reception port RX.
  • FIG. 5 shows an enlargement of a detail of the transmission characteristic shown in FIG.
  • FIG. 6 shows the curves Sn and S 33 for an amplifier module shown in FIG. Again, one of them
  • the curve Sn describes the signal component, which at a
  • TX port TX is reflected.
  • the curve S 33 describes the signal component which is reflected at a reception port RX.
  • Figure 7 shows a second embodiment of the present ⁇ the invention. Compared to the first exemplary embodiment, the two amplifiers PA1, PA2 have been removed and replaced by a single amplifier PA, which is arranged in series between the transmission port TX and the 90 ° hybrid HYB1 connected to the transmission port TX.
  • FIG. 8 shows the
  • FIG. 9 shows a detail of the transmission characteristic shown in FIG. 8, and FIG. 10 shows the curves S 33 and S 11 for a circuit arrangement shown in FIG. Again, it is assumed that a standing wave ratio of 3: 1 at the antenna and the phase angle is increased in steps of 20 ° from 0 ° to 360 °.
  • FIGS. 4 and 8 shows that for a circuit arrangement according to the second exemplary embodiment, the isolation between the transmitting and receiving ports is improved by more than 10 dB.
  • Figure 10 also shows that even with Albertan- adjustments of the antenna, the variation of the standing wave behaves ⁇ Nisses is improved. The fluctuation of the insertion loss is accordingly very small.
  • FIG. 5 shows a reduction in the amplitude ripple in the respective passband, which is an important prerequisite, in particular for LTE signals.
  • FIG. 11 shows a block circuit diagram (equivalent circuit diagram) of an amplifier module, wherein an I / Q amplifier is connected between the transmission port TX and the TX-soapy, 90 ° hybrids HYB connected to the two duplexers.
  • the I / Q amplifier includes a TX-side hybrid HYB and an antenna-side hybrid HYB. Between the output terminals of the TX-side hybrid HYB and the input terminals of the antenna-side hybrid HYB, the two amplifier units of the amplifier PA are connected in parallel paths. These amplifier units can be low impedance inputs or
  • the 90 ° hybrids HYB interconnected therewith can be adapted accordingly so that no impedance transformation network must be provided directly after the amplifier units. So can one
  • Amplifier which need not be specially adapted to a 50 ⁇ output impedance, and therefore
  • FIG. 12 shows a block diagram of an amplifier module in which a switch is connected between one and the TX port TX
  • the impedance transformation switching mechanisms MN are interconnected in each case between one output of the 90 ° hybrid and one of the two duplexers.
  • FIG. 13 shows a block diagram of an amplifier module, in which a 90 ° hybrid, two amplifier units of the amplifier PA and two impedance transformation networks MN are connected between the transmission port TX and the two duplexers.
  • the 90 ° hybrid HYB is directly connected to the TX transmit port.
  • One of each of the impedance transformation networks MN is connected to one of the two duplexers.
  • the two amplifier units are interconnected in parallel paths between the 90 ° hybrid HYB and the impedance transformation networks MN.
  • Figure 14 shows an example of the time dependence of Ampli tude ⁇ the envelope of the output signal of an amplifier and illustrated here, the supply voltage modulation VM.
  • the supply voltage of the amplifier of the amplifier module between different amplitudes AI and A2 can be adjusted according to the current power to be transmitted. It is also possible for a short time to exceed the larger amplitude A2.
  • the amplifier is supplied with a voltage that is selected or adapted to the RF signal to be transmitted, that the amplifier always works in an optimal working range and thus very energy efficient.
  • the curve shown in Figure 14 thus represents the envelope of an RF signal to be transmitted, which determines the supply voltage of the amplifier.
  • Figure 15 shows a simple embodiment of a with
  • Supply voltage modulation operating amplifier module which comprises as circuit components VMC an amplifier PA, which is connected in the signal path SP, and an envelope tracker ET (English: envelope tracker).
  • FIG. 16 shows an embodiment of an amplifier module which comprises delay components DC in the signal path SP.
  • a driver circuit DRV is connected in the signal path SP.
  • a driver circuit DRV is connected in the signal path SP.
  • PA At the output of the amplifier PA is a
  • Impedance transformation network MN interconnected.
  • FIG. 17 shows a block diagram of an amplifier module, wherein the supply voltage modulation components VMC comprise a switch SW with which the envelope tracker ET can be coupled to or disconnected from the signal path SP. Furthermore, there is a switch SW with which the amplifier PA, which receives its supply voltage from the envelope tracker ET, can be bypassed if supply voltage modulation is to be dispensed with.
  • the supply voltage modulation components VMC comprise a switch SW with which the envelope tracker ET can be coupled to or disconnected from the signal path SP. Furthermore, there is a switch SW with which the amplifier PA, which receives its supply voltage from the envelope tracker ET, can be bypassed if supply voltage modulation is to be dispensed with.
  • Bridging switch SW is connected to an impedance transformation network MN whose output is connected to the TX filter of the duplexer DPX.
  • All signal paths of a gain module can be balanced, i. H. earth-symmetric, or unbalanced, d. H. Earth-symmetrical, be formed.
  • the TX signal path is unbalanced, while an RX output of the RX filter of the duplexer DPX is balanced
  • Figure 18 shows an embodiment of the circuit elements of the supply voltage modulation VMC, wherein in the signal path SP, a coupler C is connected to a specific
  • Figure 19 shows the block diagram of a balanced Rx port gain module. Compared to the comments with
  • the amplifier module has two duplexers DPX1, DPX2 and four 90 ° hybrids HYB1, HYB2, HYB3, HYB4.
  • the transmit port TX is connected to a first port of the 90 ° hybrid HYB4.
  • An input signal applied to this port is re-output from the 90 ° Hybrid HYB4 at two other ports, with the output signals being 90 ° out of phase with each other and one about 3 dB lower
  • the other hybrids can also be designed to be similar or identical, and in each case emit an input signal in the form of two out-of-phase outputs.
  • the antenna-side outputs of the two duplexers DPX1, DPX2 are merged by means of another hybrid HYB1 at the antenna ANT.
  • the duplexers DPX1, DPX2 each have a balanced Rx output with two connections (for a symmetrical Signal routing). One of the connections of the Rx output of the two duplexers is connected to the input of each hybrid HYB2, HYB3. There are the two signals
  • an amplifier PA is arranged between the Tx Port TX and the first hybrid HYB4. Otherwise, the same principles of operation and advantages also apply here as explained with reference to the previous exemplary embodiments. It turns out that an amplifier module with a symmetrical Rx port with only one additional hybrid (compared to a

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verstärkermodul, das aufweisendzumindest einen Verstärker (PA),einen Antennenport (ANT), einen Sendeport (TX),einen Empfangsport (RX), und eine Schaltungsanordnung mit zumindest drei 90° Hybriden (HYB1, HYB2, HBY3), die jeweils ein Eingangssignal in zwei Ausgangssignale aufteilen, wobei die beiden Ausgangssignale eine relative Phasenverschiebung von 90° zueinander aufweisen, aufweist, wobei der Antennen-, der Sende- und der Empfangsport (ANT, TX, RX) jeweils mit zumindest einem 90° Hybrid (HYB1, HYB2, HBY3) verbunden sind.

Description

Beschreibung
Verstärkermodul
Die Erfindung betrifft ein Verstärkermodul mit einem
Antennenport, einem Sendeport, einem Empfangsport und
zumindest einem Verstärker.
Figur 1 zeigt ein im Stand der Technik bekanntes Verstärkermodul. Dieses weist zwei Verstärker, zwei 90° Hybride HYB1, HYB2 und einen Duplexer DPX1 auf. Ferner weist das Verstärkermodul einen Antennenport ANT, einen Sendeport TX und einen Empfangsport RX auf. Der Sendeport TX ist unmittel¬ bar mit einem der 90° Hybride HYB1 verbunden. Der 90° Hybrid HYB1 teilt ein Signal, das am Sendeport TX anliegt, in zwei Ausgangssignale auf, die zueinander eine relative Phasenver¬ schiebung von 90° aufweisen.
Die beiden Ausgabesignale des ersten 90° Hybriden HYB1 werden jeweils in einen Ausgangspfad API, AP2 ausgegeben, wobei in jedem der beiden Ausgangspfade API, AP2 jeweils ein Verstärker PA1, PA2 angeordnet ist. Das Signal im ersten Ausgangs¬ signalpfad API ist gegenüber dem Signal im zweiten Ausgangs¬ signalpfad AP2 um 90° phasenverschoben. Die beiden Verstärker PA1, PA2 verstärken das jeweilige Signal. Jeder der beiden
Verstärker PA1, PA2 ist mit einem Anschluss 1, 2 des zweiten 90° Hybriden HYB2 verbunden. In diesem zweiten 90° Hybrid HYB2 werden die beiden Ausgangssignale addiert, wobei das Ausgangssignal im ersten Ausgangspfad API relativ zu dem Ausgangssignal im zweiten Ausgangspfad AP2 eine Phasenver¬ schiebung von -90° erfährt. Dementsprechend sind nunmehr beide Ausgangssignale in Phase und interferieren konstruktiv miteinander . Der Anschluss 3 des zweiten 90° Hybrids HYB2 ist mit einem Eingang des Duplexers DPX1 verbunden. Die zwei weiteren
Eingänge des Duplexers DPX1 sind mit dem Antennenport ANT bzw. dem Empfangsport RX verbunden.
Bei dem in Figur 1 gezeigten Modul handelt es sich um eine sogenannte I/Q-Schaltung (I = in-phase, Q = Quadratur) . Das Ausgabesignal des Sendeports TX wird zunächst in zwei Zweige aufgeteilt, wobei zwischen den beiden Zweigen eine 90°
Phasenverschiebung vorliegt. Anschließend wird in jedem Zweig das Signal verstärkt und die verstärkten Signale werden nunmehr derart addiert, dass sich die Phasenverschiebung wieder aufhebt und die beiden Signale sich konstruktiv überlagern .
Diese Schaltung besitzt gegenüber einer Schaltung ohne 90° Hybride den Vorteil, dass die Verstärkung insgesamt robuster in ihrem Verhalten ist. Durch die Aufteilung des Signals in zwei Teilsignale wird ein Signal geliefert, das nach der Verstärkung weniger verzerrt ist als dies für eine Schaltung ohne 90° Hybride der Fall wäre.
Weitere Verstärkermodule für Tx Signale, die zwei Hybride und in der Folge zwei Verstärkerpfade aufgeteilte Teilsignale nutzen, sind beispielsweise aus den US Patenten US 3371284 A und US 4656434 A bekannt.
Ein wesentliches Problem bei einer Schaltung gemäß Figur 1 ist es jedoch, dass jegliche Fehlanpassung an der Antenne unmittelbar an die nachfolgende Schaltung weitergegeben wird.
Die Anpassung der Verstärker an die Antenne ist schwierig und kann ferner durch die 90° Hybride oder die beiden parallel geschalteten Verstärker noch problematischer werden. Eine Fehlanpassung der Antenne wirkt sich darüber hinaus negativ auf den Verstärker selbst aus. Dementsprechend müssen die beiden Verstärker sehr robust im Hinblick auf Fehlanpassungen der Antennenimpedanz entworfen werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es nunmehr, ein
Verstärkermodul bereitzustellen, das von einer Fehlanpassung der Antennenimpedanz weniger stark beeinflusst wird.
Die Aufgabe wird durch ein Verstärkermodul gemäß dem
vorliegenden Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus weiteren Ansprüchen.
Es wird ein Verstärkermodul vorgeschlagen, das zumindest einen Verstärker, einen Antennenport, einen Sendeport, einen Empfangsport und eine Schaltungsanordnung aufweist, wobei die Schaltungsanordnung zumindest drei 90° Hybride aufweist, die jeweils ein Eingangssignal in zwei Ausgangssignale aufteilen, wobei die beiden Ausgangssignale eine relative Phasenver¬ schiebung von 90° zueinander aufweisen, und wobei ferner der Antennen-, der Sende- und der Empfangsport jeweils mit zumindest einem 90° Hybriden verbunden sind. Zumindest einer der Verstärker ist in Serie zwischen dem Sendeport und einem der 90° Hybriden verschaltet.
Durch das erfindungsgemäße Modul können die Auswirkungen einer Fehlanpassung an eine Antenne stark reduziert werden. Dementsprechend kann die Empfangsempfindlichkeit in einem Empfangspfad deutlich erhöht werden. Ferner verbessert die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung die Isolation zwischen einem Sende- und einem Empfangsport. In einem Ausführungsbeispiel weist die Schaltungsanordnung ferner zumindest zwei Duplexer auf. Die Duplexer können derart verschaltet sein, dass die beiden Ausgangssignale, die der an den Sendeport angeschlossenen 90° Hybrid ausgibt, an dem Antennenport konstruktiv interferieren. Dementsprechend wird ein Sendesignal zunächst in zwei Teilsignalpfade aufge¬ teilt. An jedem der beiden Duplexer liegt dementsprechend nur die halbe Signalstärke an gegenüber einer Schaltung mit nur einem Duplexer, wie in Figur 1 gezeigt. Daher können Duplexer verwendet werden, die eine um 3 dB verringerte Leistungsver¬ träglichkeit aufweisen. Daraus resultiert unmittelbar ein reduzierter Platzbedarf für das Modul. Ferner kann zumindest teilweise auf Resonator-Kaskaden in den Duplexern verzichtet werden, sodass sowohl die Isolation von Sende- und
Empfangsport als auch ein Stehwellenverhältnis VSWR der
Duplexer verbessert werden kann. Zusätzlich wird die
Linearität der Duplexer verbessert.
In einem Ausführungsbeispiel sind die drei Anschlüsse jedes der beiden Duplexer jeweils mit einem der drei 90° Hybride verbunden. Die Anschlüsse können dabei unmittelbar mit dem jeweiligen 90° Hybrid verbunden sein. Alternativ können zwischen dem 90° Hybrid und dem jeweiligen Duplexeranschluss auch ein oder mehrere Elemente der Schaltungsanordnung angeordnet sein. Beispielsweise kann zwischen einem 90° Hybrid und einem Duplexer ein Verstärker angeordnet sein. Weiterhin können Elemente zur Anpassung der einzelnen Stufen untereinander enthalten sein.
In einer Ausführung ist einer der beiden Duplexer derart mit dem 90° Hybrid, der mit dem Empfangsport verbunden ist, und dem 90° Hybrid, der mit dem Sendeport verbunden ist, verbunden, dass diese beiden 90° Hybride jeweils ein relativ zu ihrem Eingangssignal um einen Winkel Φι phasenverschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgeben. Ferner kann der andere der beiden Duplexer derart mit dem 90° Hybrid, der mi dem Empfangsport verbunden ist, und mit dem 90° Hybrid, der mit dem Sendport verbunden ist, verbunden sein, dass diese beiden 90° Hybride jeweils ein relativ zu ihrem Eingangssig¬ nal um den Winkel Φ2 verschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgeben. Der Betrag der Differenz der beiden Winke Φι und Φ2 kann nahezu 90° betragen und die beiden Duplexer können jeweils mit einem der Ausgänge des mit dem Antennenport verbundenen 90° Hybrids verbunden sein.
Eine solche Verschaltung garantiert, dass die an dem Sende¬ port eingekoppelten Signale am Antennenport konstruktiv interferieren und an dem Empfangsport destruktiv interferieren. Ein gewisser Anteil der Sendesignale erreicht stets als parasitäres Signal den Empfangsport. Aufgrund der destrukti¬ ven Interferenz der parasitären Signale kann die Empfangsempfindlichkeit und die Isolation von Sende- und Empfangsport erhöht werden.
Die Duplexer können aus diskreten Elementen aufgebaut sein oder akustische Bauelemente enthalten. Die Duplexer können akustische Bauelemente sein, insbesondere SAW-Duplexer
(Surface Acoustic Wave) oder BAW-Duplexer (Bulk Acoustic Wave) . Ferner kann auch ein Hybrid-Duplexer eingesetzt werden, der SAW- und BAW-Wandler aufweist. Alternativ sind auch Duplexer aus diskreten Elementen möglich, sowie Duplexer, deren Sende- und Empfangsfilter unterschiedliche Technologien verwenden, so genannte Hybrid-Duplexer. Ferner können die Duplexer auch Kombinationen von Hochpässen und Tiefpässen aufweisen. Ferner können die Duplexer derart ausgebildet sein, dass sie in ihrer Frequenz abstimmbar sind. Ein solcher sogenannter „tunable Duplexer" erlaubt es, das Passband des Duplexers innerhalb eines Abstimmbereichs zu verschieben und so an die jeweils erforderlichen Sende- und Empfangskanäle anzupassen. Ein solcher Duplexer weist abstimmbare Elemente auf.
Das erfindungsgemäße Modul kann auch ohne den Einsatz von frequenzabstimmbaren Duplexern für verschiedene Frequenzbänder ausgelegt sein, wobei die Schaltungsanordnung pro
Frequenzband zwei Duplexer umfasst und Mittel zum Umschalten zwischen den verschiedenen Duplexern und Frequenzbändern aufweist. Hierbei ist es ferner möglich, dass die Schaltungs anordnung für jedes Frequenzband einen getrennten Empfangsport und einen eigenen 90° Hybrid aufweist, wobei die Mittel zum Umschalten den Sendeport wahlweise mit den unterschied¬ lichen Frequenzbändern zugeordneten Duplexern verbinden.
Die Duplexer und/oder die 90° Hybride können als diskrete Bauelemente auf dem Modulsubstrat montiert oder in Form von strukturierten Metallisierungen zumindest teilweise in das Modulsubstrat integriert sein. Ferner können in das Modul¬ substrat Bauelemente integriert sein, die es ermöglichen, di Duplexer auf verschiedene Frequenzen einzustellen. Hierzu zählen beispielsweise Schalter oder abstimmbare Komponenten. Duplexer und 90° Hybride können insbesondere in Form von L-, C- und R-Gliedern in ein mehrschichtiges Modulsubstrat integriert sein.
Ein 90° Hybrid ist ein Schaltungsnetzwerk mit vier
Anschlüssen 101, 102, 103, 104. Die Funktionsweise wird anhand eines 90° Hybrids aus diskreten Elementen erläutert, wie in Figur 2 dargestellt. Der 90° Hybrid ist symmetrisch aufgebaut. Es wird am Anschluss 101 ein Signal angelegt. Die Verbindung des Anschlusses 101 mit dem Anschluss 102 wird dann zur Hauptleitung 105. Die Hauptleitung weist eine
Induktivität 106 auf. Diese Induktivität 106 ist mit einer weiteren Induktivität 107 in einer Nebenleitung 108
magnetisch gekoppelt. Dementsprechend wird ein Anteil des Eingangssignals aus der Hauptleitung 105 ausgekoppelt und in die Nebenleitung 108 eingekoppelt. Der Anschluss 104 ist mit einer Impedanz Z0 verbunden und durch diese Impedanz termi- niert. Sind die Impedanzen der Anschlüsse 102 und 103 ent¬ sprechend angepasst, so wird fast das gesamte am Anschluss
101 eingekoppelte Signal an diesen beiden Anschlüssen 102, 103 ausgekoppelt. Dementsprechend wird am Anschluss 104 fast kein Signalanteil ausgegeben und dieser ist praktisch isoliert.
Die Signale, die an den beiden Anschlüssen 102 und 103 ausgegeben werden, sind relativ zueinander phasenverschoben. Die relative Phasenverschiebung zueinander beträgt 90° + Δη. Δη beträgt für einen idealen 90° Hybriden 0°. In einem realen 90° Hybrid sind für Δη etwa ±3° üblich.
Im allgemeinsten Fall gibt der 90° Hybrid an dem Anschluss
102 ein Signal aus, das um den Winkel Φι gegenüber dem Ein- gangssignal phasenverschoben ist, während am Anschluss 103 ein Signal ausgegeben wird, das um den Winkel Φ2 gegenüber dem Eingangssignal phasenverschoben ist. Bei einem idealen 90° Hybrid gilt ferner 1 Φ2 - Φι | = 90°. Die Winkel Φι und Φ2 können beispielsweise die Werte 0° und 90° oder die Werte - 45° und +45° annehmen.
Über die Kopplungskonstante der magnetischen oder induktiven Kopplung kann eingestellt werden, welcher Signalanteil von der Hauptleitung 105 ausgekoppelt und in die Nebenleitung 108 eingekoppelt wird.
Es sind verschiedene Alternativen zu einem 90° Hybrid, der aus diskreten Elementen aufgebaut ist, bekannt. Ein 90° kann beispielsweise aus Mikrostreifenleitern aufgebaut sein, wie der sogenannter Lange Coupler oder zumindest Mikrostreifen- leiter umfassen. Eine weitere Möglichkeit ist ein Branch- Line-Coupler . Das Funktionsprinzip bleibt jedoch stets unverändert. Aus einer Hauptleitung wird ein gewisser
Signalanteil ausgekoppelt und in eine Nebenleitung eingekop¬ pelt. Ein Anschluss dieser Nebenleitung ist in seiner
Impedanz angepasst, so dass hier ein phasenverschobenes
Signal ausgegeben wird. Der andere Anschluss ist isoliert. Wird keine Impedanzanpassung vorgenommen, so wird auch an dem isolierten Anschluss ein nicht zu vernachlässigender
Signalanteil ausgegeben.
Der 90° Hybrid wird im Wesentlichen für die folgenden zwei Funktionen verwendet: ein Eingangssignal, das an einem ersten Anschluss eines 90° Hybrids anliegt, wird in Form von zwei Ausgangssignalen an zwei weiteren Anschlüssen wieder
ausgegeben. Die Ausgangssignale weisen je etwa die halbe Signalstärke des Eingangssignals auf und haben daher eine Signalstärke, die jeweils um etwa 3 dB geringer ist als die Signalstärke des Eingangssignals. Bei einem idealen 90° Hybrid ist die Signalstärke der beiden Ausgangssignale um genau 3 dB geringer. Bei einem realen 90° Hybrid wird dieser Wert jedoch auf Grund von Verlusten nicht exakt erreicht. Außerdem liegt eine relative Phasenverschiebung zwischen den beiden Ausgangssignalen von etwa 90° vor. Komplementär dazu kann ein 90 ° Hybrid auch dazu verwendet werden, zwei Signale, die an zwei Anschlüssen anliegen, zu addieren. Dabei wird eines der Signale vor der Addition um 90° phasenverschoben.
Ferner weist ein 90° Hybrid einen vierten Anschluss auf. Wird ein Eingangssignal an einem ersten Anschluss angelegt, so wird an dem zweiten und dritten Anschluss ein Ausgangssignal mit einer um etwa 3dB geringeren Signalstärke ausgegeben. Am vierten Anschluss wird im Regelfall kein Signal ausgegeben. Dabei wird allerdings davon ausgegangen, dass eine Impedanz¬ anpassung zwischen allen vier Anschlüssen des 90° Hybrids besteht. Ist die Impedanz der Anschlüsse nicht angepasst, so wird ein nicht zu vernachlässigender Signalanteil über den vierten Anschluss ausgegeben.
Die vier Anschlüsse werden oft entsprechend ihrer Funktion mit „Input", „Output 1", „Output 2" und „Isolated" bezeich¬ net. Da ein 90° Hybrid symmetrisch aufgebaut ist, kann jeder der vier Anschlüsse jede der Funktionen „Input", „Output 1", „Output 2" oder „Isolated" übernehmen. Dieses ist lediglich davon abhängig, an welchen Anschluss ein Eingangssignal angelegt wird.
In einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung sind die drei Anschlüsse jedes der beiden Duplexer jeweils mit einem 90° Hybrid verbunden. Dabei ist zwischen Sende-, Empfangs¬ und Antennenport und den beiden Duplexern jeweils ein 90° Hybrid angeordnet. Dementsprechend liegt an den beiden
Duplexern jeweils ein Signal mit einer um etwa 3dB geringeren Signalstärke an verglichen mit einer Schaltung, bei der Sende-, Empfangs- und Antennenport direkt mit einem Duplexer verbunden sind. Daraus ergibt sich, dass es nunmehr möglich ist, Duplexer zu verwenden, die nur einer kleineren Maximalleistung standhalten. Solche Duplexer bieten häufig Vorteile, etwa eine geringere Größe, einen einfacheren Aufbau und damit einen geringeren Preis oder alternativ bei gleichem Preis eine bessere Einfügedämpfung im Durchlassbereich.
In dieser Ausgestaltung wird einer der beiden Duplexer mit dem 90° Hybrid am Empfangsport derart verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Empfangs¬ port ein um den Winkel Φι phasenverschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgibt. Dieser erste Duplexer ist ferner derart mit dem 90° Hybrid am Sendeport verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Sendeport um den Winkel Φι phasenverschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgibt. Auf diese Weise wird ein erster Signalpfad von Sendeport zu Empfangsport definiert, auf dem eine
Gesamtphasenverschiebung von zweimal Φι entsteht.
Ferner ist hier der andere der beiden Duplexer derart mit dem mit dem Empfangsport verbundenen 90° Hybrid verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Empfangsport um den Winkel Φ2 phasenverschobenes Ausgangs¬ signal an den Duplexer ausgibt. Dieser andere der beiden Duplexer ist des Weiteren derart mit dem mit dem Sendeport verbundenen 90° Hybrid verbunden, dass dieser 90° Hybrid ein relativ zu seinem Eingangssignal vom Sendeport um den Winkel Φ2 phasenverschobenes Ausgangssignal an den Duplexer ausgibt. Auch in diesem zweiten Pfad zwischen Empfangsport und
Sendeport addieren sich die Phasenverschiebungen so, dass sich insgesamt für das Signal eine Phasenverschiebung von zweimal Φ2 ergibt. Dementsprechend liegen nun zwei Signalpfade zwischen Sende- und Empfangsport vor, die eine Phasenverschiebung von zweimal Φι bzw. zweimal Φ2 relativ zum Signal, das vom Sendeport aus¬ gegeben wurde, aufweisen. Die 90° Hybride sind derart einge¬ stellt, dass der Betrag der Differenz der Winkel Φι und Φ2 etwa 90° \ Φ - Φ2 \ ~ 90° beträgt. In diesem Fall weisen die beiden Signalpfade eine relative Phasenverschiebung von 180° zueinander auf. Daher ergibt sich am Empfangsport eine destruktive Interferenz, so dass sich die beiden Signale quasi auslöschen. Idealerweise löschen sich bei einem
symmetrischen Aufbau mit zwei baugleichen Duplexern und gleicher Pfadlänge der Signalpfade die beiden Signale zu 100% aus .
Ferner sind in dieser Ausgestaltung beide Duplexer jeweils mit einem der Ausgänge des mit dem Antennenport verbundenen Hybrids verbunden.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht es, die Isolation von Sende- und Empfangskanal zu verbessern.
Zusätzlich werden EVM (Error Vector Magnitude) , VSWR Tx und VSWR Rx, die Stabilität der Unterdrückung (Fernabselektion) bei Laständerungen an der Antenne und das Amplituden Ripple im Passband verbessert und die Gruppenlaufzeit stabilisiert. Dementsprechend ist nunmehr auch der Einsatz von Duplexern möglich, die für sich alleine genommen keine hinreichende Isolation der beiden Kanäle liefern. Hierzu zählen insbesondere Duplexer, die in der Frequenz abstimmbar ausgebildet sind. Ein solcher so genannten tuneable Duplexer erlaubt es, das Passband dieses Duplexers innerhalb eines Abstimmbereichs (Tuningbereichs) zu verschieben und so an die jeweils erfor¬ derlichen Sende- und Empfangskanäle anzupassen. Durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch bei tunable Duplexern die Isolation zwischen Sende- und Empfangsport maximiert werden.
Die 90° Hybride können aus diskreten Elementen oder als Mikrostreifenleiter aufgebaut sein. 90° Hybride, die als
Mikrostreifenleiter ausgestaltet sind, werden auch als Lange- Coupler bezeichnet.
In einer Ausführung weist das Verstärkermodul zwei Verstärker auf, wobei der erste Verstärker in Serie zwischen dem 90°
Hybriden, der mit dem Sendeport verbunden ist, und dem ersten Duplexer verschaltet ist und wobei der zweite Verstärker in Serie zwischen dem mit dem Sendeport verbundenen 90° Hybriden und dem zweiten Duplexer verschaltet ist.
In einer weiteren Ausführung weist das Verstärkermodul lediglich einen Verstärker auf, der in Serie zwischen dem Sendeport und einem der 90° Hybride verschaltet ist. In einer Ausgestaltung ist einer der Ports balanced
ausgebildet ist und weist zwei zueinander symmetrische
Anschlüsse auf, die beide mit je einem 90° Hybrid verbunden sind. Dies kann sowohl der Sendeport als auch der
Empfangsport sein. Möglich ist es auch, beide Ports balanced auszubilden und die entsprechenden zueinander symmetrischen Anschlüsse mit je einem 90° Hybrid zu verbinden.
Allgemein können in der Verstärkerschaltung des Verstärkermoduls weitere Ports vorgesehen sein, die alle mit je einem Hybrid verbunden sind. Weist einer der Ports einen weiteren
Anschluss auf, so ist auch dieser weitere Anschluss mit einem Hybrid verbunden. Es gilt also als allgemeinste Ausführung, dass für N Anschlüsse N Hybride vorgesehen sind, wobei N eine ganze Zahl größer gleich drei ist.
Unter Abweichung von dem Prinzip der 90° Hybride ist es auch möglich, unsymmetrische Hybride einzusetzen, die andere
Phasendrehungen erzeugen, so dass | Φι - Ί>2 I 90°. Diese unsymmetrischen Hybride können dann so miteinander
verschaltet werden, dass sich die für die Verbesserung der Isolation benötigte Phasendrehung von etwa 180° durch die Verschaltung ergibt. Auch in diesem Fall wird die Isolation verbessert .
Die erfindungsgemäße Schaltung kann beispielsweise für
Signalübertragung in den LTE-Frequenzbändern XI und VII Verwendung finden. Das LTE-Frequenzband XI weist einen
Sendebereich von 1427,9 bis 1452,9 MHz und einen
Empfangsbereich von 1475,9 bis 1500,9 MHz auf. Der
Sendebereich des LTE-Frequenzbandes VII erstreckt sich von 2500 bis 2570 MHz und der dazugehörige Empfangsbereich von 2620 bis 2690 MHz. Weiter bietet sich an, die Schaltung im Band XIII, dessen Sendeband von 777 bis 787 MHz und dessen Empfangsband von 746 bis 756 MHz reicht, einzusetzen. Doch auch für andere LTE Bänder ist die Schaltung prinzipiell geeignet .
Oftmals weisen Mobiltelefone Verstärkerschaltungen auf, die entweder für einen Frequenzbereich um 1 GHz oder für einen Frequenzbereich um 2 GHz abgestimmt sind. Solche Verstärkerschaltungen können die LTE-Frequenzbänder XI und VII nicht abdecken. Daher könnten sie durch ein erfindungsgemäßes Verstärkermodul ideal ergänzt werden, das genau für die
Frequenzen dieser Frequenzbänder ausgelegt ist. Es ist möglich, dass alle Schaltungselemente, z. B. die
90°-Hybride oder die Verstärker, an eine bestimmte Impedanz, z. B. 50 Ω, angepasste Ein- bzw. Ausgänge aufweisen.
In einer Aus führungs form umfasst zumindest ein Verstärker des Verstärkermoduls und/oder zumindest ein 90°-Hybrid eine niederohmige Ausgangsstufe.
Insbesondere Leistungsverstärker weisen im Allgemeinen eine Ausgangsimpedanz auf, die niedriger als 50 Ω ist. Verstärker bzw. ihre Ausgangsstufen können Ausgangsimpedanzen im Bereich von etwa 2 Ω bis 10 Ω aufweisen. I/Q-Verstärker können eine höhere Ausgangsimpedanz aufweisen, welche trotzdem kleiner als 50 Ω sein kann. I/Q-Verstärker können z. B. Ausgangsimpedanzen mit Werten < 20 Ω, z. B. 10 bis 20 Ω, aufweisen.
Es ist deshalb möglich, ein Verstärkermodul mit verbesserter Leistungsfähigkeit und insbesondere verbessertem Wirkungsgrad zu erhalten, wenn Verstärker mit einer von 50 Ω verschiedenen Ausgangsimpedanz verwendet werden.
Es ist möglich, ein Impedanzanpass-Netzwerk an den
niederohmigen Ausgang eines Verstärkers anzuschließen, um die Impedanz auf die für die übrige Schaltung vorgesehene 50 Ω Impedanz anzupassen. Es ist aber auch möglich, die dem entsprechenden Verstärker nachfolgende Schaltung so
anzupassen, dass ihre Eingangsimpedanz mit der niedrigen Ausgangsimpedanz des Verstärkers übereinstimmt.
In einer Aus führungs form umfasst ein Verstärkermodul ein Impedanztransformations-Netzwerk nach einem der Verstärker und/oder einem der 90°-Hybride. In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul einen I/Q-Verstärker mit zwei parallel geschalteten Verstärkereinheiten und zwei 90 ° -Hybriden . Ein I/Q-Verstärker ist dabei ein Verstärker, der zwei Verstärkereinheiten, die parallel geschaltet sein können, sowie zwei 90°-Hybride umfasst. Dabei sind die zwei Verstärkereinheiten im Allgemeinem in parallel geschalteten Pfaden zwischen zwei 90°-Hybriden verschaltet.
Die Verstärkereinheiten des Verstärkers und die 90°-Hybride können dabei Eingangsimpedanzen und Ausgangsimpedanzen aufweisen, welche niedriger als 50 Ω sind, damit eine
verbesserte Leistungsfähigkeit und insbesondere ein
verbesserter Wirkungsgrad erhalten wird.
In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul ein erstes, mit einem ersten Ausgang eines 90°-Hybrids
verschaltetes Impedanztransformations-Netzwerk und ein zweites, mit einem zweiten Ausgang eines 90°-Hybrids
verschaltetes Impedanztransformations-Netzwerk . Die
Impedanztransformations-Netzwerke können dabei ausgangsseitig mit den beiden Duplexern des Verstärkermoduls verschaltet sein und die Arbeitsimpedanz des Verstärkers und/oder des mit dem Verstärker verschalteten 90°-Hybrids auf die Arbeitsfrequenz der Duplexer transformieren. Bei dieser Lösung ist es zwar notwendig, zwei verschiedene Impedanztransformations- Netzwerke vorzusehen; der Vorteil eines verbesserten
Wirkungsgrads wiegt diesen Nachteil durch zusätzliche
Mehrkosten i. A. wieder auf. In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul eine erste, zwischen einem ersten Ausgang eines 90°-Hybrids und einem ersten Impedanztransformations-Netzwerk verschaltete Verstärkereinheit sowie eine zweite, zwischen einem zweiten Ausgang eines 90°-Hybrids und einem zweiten Impedanztransf or- mations-Netzwerk verschaltete Verstärkereinheit.
Dann ist es möglich, dass der 90°-Hybrid eine Ausgangsimpe¬ danz aufweist, die mit der Eingangsimpedanz der Verstärkereinheiten des Verstärkers übereinstimmt, wobei diese
Impedanzen niedriger als 50 Ω sein können. In jedem Fall wird die Ausgangsimpedanz der Verstärkereinheiten durch die
Impedanztransformations-Netzwerke auf die Arbeitsimpedanz der damit verschaltbaren Duplexer transformiert.
In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul einen Spannungsmodulator für einen Verstärker oder eine
Verstärkereinheit .
Es wurde herausgefunden, dass die oben genannten Ausführungsformen von Verstärkermodulen noch leistungseffizienter arbeiten können, wenn die Versorgungsspannung der Verstärker an die jeweilige Leistungssituation angepasst ist. Bei dieser Versorgungsspannungsmodulation (englisch: envelope tracking) wird die Versorgungsspannung eines HF-Verstärkers der
momentanen Ausgangsleistung angepasst. Ist die Ausgangsleistung gering, so wird die Versorgungsspannung reduziert. Ist die Ausgangsleistung dagegen hoch, wird die Versorgungsspannung entsprechend erhöht. Dadurch arbeitet der
Leistungsverstärker im Idealfall immer nahe seiner maximalen Ausgangsleistung und damit sehr effizient. Eine Schlüsselkomponente der Versorgungsspannungs-Modulation kann dabei ein Spannungsmodulator sein, welcher vorzugsweise eine hohe
Effizienz aufweist und selbst ein Leistungsverstärker ist, der im Gegensatz zum HF-Verstärker ein Tiefpass-Signal verstärkt. Bei der Versorgungsspannungs-Modulation ändert sich die Ausgangsleistung mit Frequenzen, die aus den Tönen der zu übertragenden akustischen Signale abgeleitet sind. Deshalb liegen die Frequenzen der Spannungsmodulation im Allgemeinen bei Audiofrequenzen. Bei tiefen Frequenzen ist es einfacher, effiziente Leistungsverstärker aufzubauen, sodass leicht ein hocheffizienter Spannungsmodulator erhalten werden kann .
Es ist möglich, für die Spannungsmodulatoren Techniken von DC/DC-Wandlern oder aus der Audiotechnik bekannten
Verstärkerprinzipien zu benutzen .
Versorgungsspannungs-Modulation ist beispielsweise aus dem Artikel "Enhanced Class-A/AB Mobile Terminal Power Amplifier Efficiency by Input Envelope Injection And , Seif Envelope Tracking" von Alireza Kheirkhahi, Peter M. Asbeck und
Laurence E. Larson (C2011 IEEE) bekannt. Bisher problematisch waren allerdings Rückkopplungen durch von der Antenne
reflektierte TX-Signale, die sich mit dem eigentlichen, direkt vom Verstärker gelieferten TX-Signal überlagern. Aus der Überlagerung resultieren Fehlanpassungen, die die
Hüllkurve, welche die entsprechende Leistung, die ein
Verstärker aufbringen muss, angibt, korrumpiert. So ist die Wirkungsweise der Versorgungsspannungs-Modulation stark limitiert .
Es ist prinzipiell möglich, die Impedanz des Signalpfads und der Antenne über eine Impedanzanpassschaltung anzupassen, sodass die Hüllkurve weniger korrumpiert wird. Solche
Impedanz-Anpassschaltungen bedeuten allerdings höhere
Herstellungskosten. Ferner fehlt oft schlicht der Platz in dem Trend zur Miniaturisierung unterworfenen mobilen
Kommunikationsgeräten . Die Verwendung der Versorgungsspannungs-Modulation zusammen mit einem der oben genannten Verstärkermodule macht die Verwendung einer Impedanz-Anpassschaltung überflüssig, da di Verschaltung aus Hybriden und Duplexern eine intrinsische Impedanzanpassung bewirkt, die den Anforderungen an eine Versorgungsspannungs-Modulation genügt. Mit anderen Worten: Das Vorsehen eines der oben genannten Verstärkermodule mit der Verschaltung aus Hypriden/ 90 ° -Hybriden und Duplexern bewirkt, dass der Abschlusswiderstand des Verstärkers kaum variiert, sodass der Verstärker optimal belastet wird und keine Korruption des TX-Signals durch Reflexion an der
Antenne erfolgt. Dabei können über Impedanzelemente, wie z. B. Widerstände, mit Masse verschaltete Anschlüsse der Hybrid die reflektierten Signale ableiten.
Obwohl zusätzliche Schaltungskomponenten für die Versorgungs spannungs-Modulation vorgesehen werden müssen, welche ihrerseits einen gewissen Stromverbrauch aufweisen, kann insgesamt ein verbrauchsoptimiertes Verstärkermodul erhalten werden, was insbesondere bei der Verwendung von LTE- Übertragungssystemen Vorteile bzgl. der Benutzungsdauer der Stromversorgung bewirkt.
In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul einen Koppler zum Auskoppeln eines Steuersignals für eine
Modulation der Versorgungsspannung eines Verstärkers oder einer Verstärkereinheit.
Dabei wird ein bestimmter Prozentsatz der Leistung des RF- Signals aus dem Signalpfad ausgekoppelt und zur Bestimmung des Leistungsniveaus des Verstärkers verwendet. Dieses
Signal, seinerseits selbst verstärkt, wird dem Verstärker oder einer Verstärkereinheit des Verstärkers als Versorgungsspannung zur Verfügung gestellt. Damit ist die Versorgungsspannung des Verstärkers leistungsabhängig, sodass der Verstärker selbst immer an einem optimalen Betriebspunkt arbeitet .
In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul einen Detektor zum Detektieren der notwendigen Versorgungsspannung eines Verstärkers oder einer Verstärkereinheit.
Der Detektor kann dabei eine Verschaltung aus Dioden und/oder Halbleiterschaltern umfassen.
In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul ein Verzögerungselement im Signalpfad vor einem Verstärker oder einer Verstärkerspannung.
Das Ermitteln der aktuellen Versorgungsspannung benötigt eine gewisse Zeitspanne At, um welche das RF-Signal im Signalpfad verzögert werden muss, damit die angepasst Versorgungs¬ spannung und das RF-Signal im Signalpfad, in dem der
Leistungsverstärker verschaltet ist, synchron am Verstärker anliegt .
In einer Aus führungs form umfasst das Verstärkermodul
Schaltungselemente für eine Versorgungsspannungs-Modulation und einen Schalter zum Deaktivieren der Schaltungselemente für die Versorgungsspannungs-Modulation .
Ist abzusehen, dass die Versorgungsspannungs-Modulation nicht benötigt wird, etwa, weil vorherzusehen ist, welches
Leistungsniveau vom Verstärker abgerufen werden wird, so kann weiterhin Energie gespart werden, indem die entsprechenden Schaltungselemente der Versorgungsspannungs-Modulation deaktiviert werden. Es ist natürlich möglich, die Schaltungs¬ elemente zur Versorgungsspannungs-Modulation wieder zu aktivieren, falls diese wieder zur Energieeinsparung
beitragen können.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei¬ spielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert. Die Figuren zeigen anhand schematischer und nicht maßstabsgetreuer Darstellungen verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung.
Figur 1 zeigt ein im Stand der Technik bekanntes
Verstärkermodul . Figur 2 zeigt einen bekannten 90° Hybrid aus diskreten
Elementen .
Figur 3 zeigt eine erste Ausführung des erfindungsgemäßen
Verstärkermoduls .
Figur 4 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation der in Figur 3 gezeigten Schaltung.
Figur 5 zeigt einen Ausschnitt aus Figur 4.
Figur 6 zeigt die Reflektion der Schaltung gemäß Figur 3.
Figur 7 zeigt eine zweite Ausführung des erfindungsgemäßen
Verstärkermoduls .
Figur 8 zeigt die Durchlasscharakteristik und Isolation
eines Verstärkermoduls gemäß Figur 7. Figur 9 zeigt einen Ausschnitt aus Figur 8.
Figur 10 zeigt die Reflektion eines Verstärkermoduls gemäß
Figur 9.
Figur 11 zeigt ein Blockschaltbild eines Verstärkermoduls mit zwei Verstärkereinheiten zwischen zwei 90°- Hybriden .
Figur 12 zeigt ein Blockschaltbild eines Verstärkermoduls mit zwei Impedanztransformations-Netzwerken zwischen einem 90°-Hybriden und zwei Duplexern.
Figur 13 zeigt ein Blockschaltbildeines Verstärkermoduls mit zwei Verstärkereinheiten eines Verstärkers zwischen einem 90°-Hybriden und zwei
Impedanztransformations-Netzwerken .
Figur 14 zeigt die zeitliche Abhängigkeit der Amplitude der
Verstärkung bei der Versorgungsspannungs- Modulation .
Figur 15 zeigt ein Blockschaltbildeiner einfachen
Aus führungs form der Versorgungsspannungs- Modulation .
Figur 16 zeigt eine Ausgestaltung von Schaltungselementen einer Versorgungsspannungs-Modulation .
Figur 17 zeigt eine weitere Ausgestaltung der
Schaltungselernente einer Versorgungsspannungs- Modulation . Figur 18 zeigt Schaltungselemente einer
Versorgungsspannungs-Modulation mit einem Koppler.
Figur 19 zeigt das Blockdiagramm eines Verstärkermoduls mit symmetrischem Rx Port.
Figur 3 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungs¬ gemäßen Verstärkermoduls. Das Verstärkermodul weist einen Sendeport TX, einen Antennenport ANT und einen Empfangsport RX auf. Eine solche Schaltungsanordnung kann beispielsweise im Mobilfunk eingesetzt werden. Hier sind Sende- und
Empfangsport TX, RX über verschiedene Pfade mit dem gleichen Antennenport ANT verbunden. Entscheidende Kenngrößen einer solchen Schaltung sind die Selektion sowie die Isolation. Die Isolation ist ein Maß dafür, welcher Anteil eines Sendesignals vom Sendeport TX den Empfangsport RX erreicht. Ein solches Signal ist üblicherweise unerwünscht. Die vom
Empfangsport RX empfangenen Signale weisen im Mobilfunk lediglich eine sehr kleine Signalstärke auf. Daher ist es entscheidend, dass diese Signale nicht zusätzlich noch durch ein parasitäres Signal vom Sendeport TX gestört werden.
Die Selektion beschreibt das Verhältnis zwischen der
Abstrahlleistung im Durchlassbereich und der Dämpfung
außerhalb des Durchlassbereichs. Aufgrund der im Mobilfunk sehr kleinen Empfangsleistungen ist eine hohe Selektion von Empfangssignal und Sendesignal wichtig.
Eine weitere entscheidende Größe ist die Auswirkung einer Fehlanpassung der Antennenimpedanz. Durch Interaktion eines
Nutzers kann die Impedanz einer Antenne verändert werden. Ein Verstärkermodul sollte derart ausgestaltet sein, dass es möglichst unabhängig von Schwankungen der Antennenimpedanz ist .
Das erfindungsgemäße Verstärkermodul weist ferner zwei
Duplexer DPXl, DPX2 und drei 90° Hybride HYB1, HYB2, HYB3 auf. Der Sendeport TX ist an einen Anschluss 4 eines 90° Hybrids angeschlossen. Ein Eingangssignal, das an diesem Anschluss 4 anliegt, wird von dem 90° Hybrid HYB1 an den Anschlüssen 5 und 6 ausgegeben, wobei die ausgegebenen
Signale zueinander um 90° phasenverschoben sind und eine um etwa 3 dB geringere Signalstärke gegenüber dem Eingangssignal aufweisen .
Am Anschluss 5 wird ein Signal ausgegeben, das um Φ2 gegen- über dem Eingangssignal des 90° Hybrids phasenverschoben ist. Das am Anschluss 6 ausgegebene Signal ist um den Winkel Φι gegenüber dem Eingangssignal phasenverschoben. Des Weiteren liegt am vierten Anschluss 7 des 90° Hybrids HYB1 eine Last¬ impedanz an, beispielsweise ein Lastwiderstand von 50 Ω. Die Lastimpedanz kann auch weitere Elemente, ausgewählt aus R, L und C Gliedern, umfassen. Diese Lastimpedanz sorgt für eine Impedanzanpassung. Die Anschlüsse 5 und 6 des 90° Hybrids HYB1 sind jeweils mit einem Verstärker PA1, PA2 verbunden. Die Ausgänge der Verstärker PA1, PA2 sind wiederum jeweils mit einem der beiden Duplexer DPXl, DPX2 verbunden.
Der Empfangsport RX ist ebenfalls mit einem 90° Hybrid HYB2 verbunden und zwar mit einem Anschluss 8 dieses 90° Hybrids HYB2. Die Anschlüsse 9 und 10 dieses 90° Hybrids sind eben¬ falls jeweils mit einem der beiden Duplexer DPXl, DPX2 verbunden. Der vierte Anschluss 11 des 90° Hybrids HYB2 ist über eine Lastimpedanz geerdet. Der Antennenport ANT ist mit einem 90° Hybrid HYB3 verbunden und zwar mit dem Anschluss 12 des 90° Hybrids . Zwei weitere Anschlüsse 13, 14 dieses 90° Hybrids HYB3 sind jeweils mit einem Duplexer verbunden. Der vierte Anschluss 15 des 90° Hybrids HYB3 ist über eine Lastimpedanz geerdet.
Die 90° Hybride HYB1, HYB2, HYB3 und die Duplexer DPXl, DPX2 sind derart miteinander verschaltet, dass sich Sendesignale, die aufgrund einer endlichen Isolation der Duplexer DPXl, DPX2 den Empfangsport RX erreichen, im Idealfall gegenseitig aufheben. Gleichzeitig interferieren Sendesignale, die auf verschiedenen Signalpfaden den Antennenport ANT erreichen, konstruktiv . Figur 4 zeigt die Durchlasscharakteristik für ein
Verstärkermodul gemäß der ersten Ausführung. Es wird ein Verstärkermodul betrachtet, bei dem an der Antenne ein
Stehwellenverhältnis von 3:1 anliegt. Der Phasenwinkel wird schrittweise von 0° bis 360° in 20° Schritten erhöht, so dass sich eine Kurvenschar ergibt, die in Figur 4 dargestellt ist.
Die Kurve S21 beschreibt die Einfügedämpfung des TX-Filters, d. h. die Transmission vom Sendeport TX zum Antennenport ANT in Abhängigkeit von der Frequenz des Signals. Die Kurve S32 beschreibt die Einfügedämpfung des RX-Filters, d. h. die Transmission vom Antennenport ANT zum Empfangsport RX in Abhängigkeit von der Frequenz des Signals. Die Kurve S31 beschreibt die Isolation des Duplexers, d. h. die Trans¬ mission des Signals vom Sendeport TX zum Empfangsport RX .
Figur 5 zeigt eine Vergrößerung eines Ausschnitts aus der Figur 4 gezeigten Durchlasscharakteristik. In Figur 5 der Durchlassbereich des TX-Filters und der Durchlassbereich des RX-Filters dargestellt.
Figur 6 zeigt die Kurven Sn und S33 für ein in Figur 3 dargestelltes Verstärkermodul. Auch hier wird von einem
Stehwellenverhältnis von 3:1 an der Antenne ausgegangen. Der Phasenwinkel wird schrittweise von 0° bis 360° in 20°
Schritten erhöht, so dass sich eine Kurvenschar ergibt, die in Figur 6 dargestellt ist.
Die Kurve Sn beschreibt den Signalanteil, der an einem
Sendeport TX reflektiert wird. Die Kurve S33 beschreibt den Signalanteil, der an einem Empfangsport RX reflektiert wird. Figur 7 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegen¬ den Erfindung. Gegenüber dem ersten Ausführungsbeispiel wurden die beiden Verstärker PA1, PA2 entfernt und durch einen einzigen Verstärker PA ersetzt, der in Serie zwischen dem Sendeport TX und dem mit dem Sendeport TX verbundenen 90° Hybriden HYB1 angeordnet ist.
Diese Schaltungsanordnung verbessert die Isolation von Sende- und Empfangsport TX, RX deutlich. Figur 8 zeigt die
Durchlasscharakteristik und die Isolation des in Figur 7 dargestellten Verstärkermoduls, wobei von einem Stehwellenverhältnis von 3:1 an der Antenne ausgegangen wird und der Phasenwinkel in Schritten von 20° von 0° auf 360° erhöht wird. Figur 9 zeigt einen Ausschnitt der in Figur 8 gezeigten Durchlasscharakteristik, und Figur 10 zeigt die Kurven S33 und S11 für eine in Figur 7 dargestellte Schaltungsanordnung. Wiederum wird von einem Stehwellenverhältnis von 3:1 an der Antenne ausgegangen und der Phasenwinkel wird in Schritten von 20° von 0° auf 360° erhöht. Ein Vergleich der Figuren 4 und 8 zeigt, dass für eine Schaltungsanordnung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel die Isolation zwischen Sende- und Empfangsport um mehr als 10 dB verbessert wird. Figur 10 zeigt ferner, dass auch bei Fehlan- passungen der Antenne die Variation des Stehwellenverhält¬ nisses verbessert wird. Die Fluktuation der Einfügedämpfung ist dementsprechend sehr gering.
Ein Vergleich der Figur 5 mit Figur 9 zeigt eine Verringerung des Amplitudenripple im jeweiligen Passband, was insbesondere für LTE Signale eine wichtige Voraussetzung ist.
Figur 11 zeigt ein Blockschaltbild (Ersatzschaltbild) eines Verstärkermoduls, wobei zwischen Sendeport TX und dem TX- seifigen, mit den beiden Duplexern verschalteten, 90°-Hy- briden HYB ein I/Q-Verstärker verschaltet ist. Der I/Q- Verstärker umfasst einen TX-seitigen Hybriden HYB sowie einen antennenseitigen Hybriden HYB. Zwischen den Ausgangsanschlüssen des TX-seitigen Hybrids HYB und den Eingangsanschlüssen des antennenseitigen Hybrids HYB sind die zwei Verstärkereinheiten des Verstärkers PA in parallelen Pfaden verschaltet. Diese Verstärkereinheiten können niederohmige Ein- bzw.
Ausgangsanschlüsse umfassen. Die damit verschalteten 90°-Hy- bride HYB können entsprechend angepasst sein, sodass kein Impedanztransformations-Netzwerk direkt im Anschluss an die Verstärkereinheiten vorgesehen sein muss. So kann ein
Verstärker erhalten werden, der nicht speziell an eine 50 Ω Ausgangsimpedanz angepasst sein muss und deshalb
energieeffizienter arbeiten kann.
Figur 12 zeigt ein Blockschaltbildeines Verstärkermoduls, bei dem zwischen einem mit dem TX-Port TX verschalteten
Verstärker PA einerseits und den Duplexern andererseits ein 90°-Hybrid und in Serie dazu Impedanztransformations- Netzwerke MN verschaltet sind. Die Impedanz-Transformations- Schaltwerke MN sind dabei zwischen je einem Ausgang des 90°- Hybrids und einem der beiden Duplexer verschaltet.
Figur 13 zeigt ein Blockschaltbildeines Verstärkermoduls, wobei zwischen dem Sendeport TX und den beiden Duplexern ein 90°-Hybrid, zwei Verstärkereinheiten des Verstärkers PA sowie zwei Impedanztransformations-Netzwerke MN verschaltet sind. Der 90°-Hybrid HYB ist dabei direkt mit dem Sendeport TX verschaltet. Je eines der Impedanztransformations-Netzwerke MN ist mit je einem der beiden Duplexer verschaltet. Die zwei Verstärkereinheiten sind in parallelen Pfaden zwischen dem 90°-Hybrid HYB und den Impedanztransformations-Netzwerken MN verschaltet.
Figur 14 zeigt beispielhaft die Zeitabhängigkeit der Ampli¬ tude der Hüllkurve des Leistungssignals eines Verstärkers und illustriert dabei die Versorgungsspannungs-Modulation VM. Bei der Versorgungsspannungs-Modulation kann die Versorgungsspannung des Verstärkers des Verstärkermoduls zwischen unterschiedlichen Amplituden AI und A2 entsprechend der aktuellen zu übertragenden Leistung eingestellt werden. Dabei ist auch kurzzeitig ein Überschreiten der größeren Amplitude A2 möglich. Insgesamt wird der Verstärker mit einer Spannung versorgt, die so ausgewählt bzw. an das zu übertragende RF- Signal angepasst ist, dass der Verstärker stets in einem optimalen Arbeitsbereich und somit sehr energieeffizient arbeitet. Die in Figur 14 dargestellte Kurve stellt somit die Hüllkurve eines zu übertragenden RF-Signals dar, die die Versorgungsspannung des Verstärkers bestimmt. Figur 15 zeigt eine einfache Ausgestaltung eines mit
Versorgungsspannungs-Modulation arbeitenden Verstärkermoduls, das als Schaltungskomponenten VMC einen Verstärker PA, der im Signalpfad SP verschaltet ist, sowie einen Hüllkurven- Verfolger ET (englisch: envelope tracker) umfasst.
Figur 16 zeigt eine Ausgestaltung eines Verstärkermoduls, das im Signalpfad SP Verzögerungskomponenten DC umfasst.
Weiterhin ist im Signalpfad SP eine Treiberschaltung DRV verschaltet. An den Ausgang des Verstärkers PA ist ein
Impedanztransformations-Netzwerk MN verschaltet.
Figur 17 zeigt ein Blockschaltbildeines Verstärkermoduls, wobei die Komponenten zur Versorgungsspannungs-Modulation VMC einen Schalter SW umfassen, mit dem der Envelope Tracker ET an den Signalpfad SP gekoppelt bzw. von ihm getrennt werden kann. Weiter existiert ein Schalter SW, mit dem der Verstärker PA, der seine Versorgungsspannung vom Envelope Tracker ET bekommt, umgangen werden kann, falls auf eine Versorgungs- spannungs-Modulation verzichtet werden soll.
Am Ausgangsanschluss des Verstärkers PA bzw. mit dem
Überbrückungsschalter SW ist ein Impedanztransformations- Netzwerk MN verschaltet, dessen Ausgang mit dem TX-Filter des Duplexers DPX verschaltet ist.
Alle Signalpfade eines Verstärkungsmoduls können balanced, d. h. erdsymmetrisch, oder unbalanced, d. h. erdunsymmetrisch, ausgebildet sein. In der beispielhaften Darstellung der Figur 17 ist der TX-Signalpfad unbalanced ausgeführt, während ein RX-Ausgang des RX-Filters des Duplexers DPX balanced
ausgeführt ist. Figur 18 zeigt eine Ausgestaltung der Schaltungselemente der Versorgungsspannungs-Modulation VMC, wobei im Signalpfad SP ein Koppler C verschaltet ist, um einen bestimmten
Prozentsatz der Leistung der TX-Signale auszukoppeln und über den Envelope Tracker ET als Versorgungsspannung dem
Leistungsverstärker PA zuzuführen.
Figur 19 zeigt das Blockdiagramm eines Verstärkermoduls mit symmetrischem Rx Port. Gegenüber den Ausführungen mit
ausschließlich unsymmetrischen Ports wie zum Beispiel anhand der Figur 7 erläutert ist hier ein zusätzlicher Hybrid erforderlich .
Das Verstärkermodul weist zwei Duplexer DPX1, DPX2 und vier 90° Hybride HYB1, HYB2, HYB3, HYB4 auf. Der Sendeport TX ist an einen ersten Anschluss des 90° Hybrids HYB4 angeschlossen. Ein Eingangssignal, das an diesem Anschluss anliegt, wird von dem 90° Hybrid HYB4 an zwei weiteren Anschlüssen wieder ausgegeben, wobei die ausgegebenen Signale zueinander um 90° phasenverschoben sind und eine um etwa 3 dB geringere
Signalstärke gegenüber dem Eingangssignal aufweisen. Diese beiden Ausgänge sind mit jeweils einem Duplexer DPX1, DPX2 verschaltet. Auch die anderen Hybride können ähnlich oder gleich ausgebildet sein und geben jeweils ein Eingangssignal in Form zweier gegeneinander phasenverschobener Ausgänge wieder aus.
Die antennenseitigen Ausgänge der beiden Duplexer DPX1, DPX2 werden mittels eines weiteren Hybriden HYB1 an der Antenne ANT zusammengeführt.
Die Duplexer DPX1, DPX2 weisen jeweils einen symmetrischen Rx Ausgang mit zwei Anschlüssen (für eine symmetrische Signalführung) auf. Je einer der Anschlüsse des Rx Ausgangs der beiden Duplexer wird mit dem Eingang je eines Hybriden HYB2, HYB3 verbunden. Dort werden die beiden Signale
phasenrichtig addiert an einem Ausgang ausgegeben und dem jeweiligen Anschluss des Rx Ports RX zugeführt.
Zwischen dem Tx Port TX und dem ersten Hybrid HYB4 ist ein Verstärker PA angeordnet. Ansonsten gelten auch hier die gleichen Wirkungsprinzipien und Vorteile wie anhand der vorherigen Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigt sich, dass ein Verstärkermodul mit einem symmetrischer Rx Port mit nur einem zusätzlichen Hybriden (gegenüber einem
Verstärkermodul mit einem unsymmetrischer Rx Port)
verwirklicht werden kann.

Claims

Patentansprüche
1. Verstärkermodul, aufweisend
zumindest einen Verstärker (PA) ,
einen Antennenport (ANT) ,
einen Sendeport (TX) ,
einen Empfangsport (RX) , und
eine Schaltungsanordnung mit zumindest drei 90° Hybriden (HYB1, HYB2, HBY3), die jeweils ein Eingangssignal in zwei Ausgangssignale aufteilen, wobei die beiden
Ausgangssignale eine relative Phasenverschiebung von 90° zueinander aufweisen,
wobei der Antennen-, der Sende- und der Empfangsport (ANT, TX, RX) jeweils mit zumindest einem 90° Hybrid (HYB1, HYB2, HBY3) verbunden sind,
bei dem zumindest einer der Verstärker (PA) in Serie zwischen dem Sendeport (TX) und einem der 90° Hybriden (HYB1) verschaltet ist. 2. Verstärkermodul gemäß Anspruch 1,
bei dem die Schaltungsanordnung ferner zumindest zwei Duplexer (DPX1, DPX2) aufweist, die derart verschaltet sind, dass die beiden Ausgangssignale, die der an den Sendeport (TX) angeschlossene 90° Hybrid (HYB1) ausgibt, an dem Antennenport (ANT) konstruktiv interferieren.
3. Verstärkermodul gemäß Anspruch 2,
bei dem die drei Anschlüsse jedes der beiden Duplexer (DPX1, DPX2) jeweils mit einem der drei 90° Hybrid
(HYB1, HYB2, HBY3) verbunden sind. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 2 oder 3, bei dem einer der beiden Duplexer (DPX1) derart mit dem mit dem Empfangsport (RX) verbundenen 90° Hybrid (HYB1) und dem mit dem Sendeport (TX) verbundenen 90° Hybrid (HYB2) verbunden ist, dass die 90° Hybride (HYB1, HYB2) jeweils ein relativ zu ihrem Eingangssignal um den
Winkel Φι phasenverschobenes Ausgangssignal an den
Duplexer (DPX1) ausgegeben,
bei dem der andere der beiden Duplexer (DPX2) derart mit dem mit dem Empfangsport (RX) verbundenen 90° Hybrid (HYB1) und dem mit dem Sendeport (TX) verbundenen 90° Hybrid (HYB2) verbunden ist, dass die 90° Hybride (HYB1, HYB2) jeweils ein relativ zu ihrem Eingangssignal um den Winkel Φ2 phasenverschobenes Ausgangssignal an den
Duplexer (DPX2) ausgegeben,
bei dem der Betrag der Differenz der beiden Winkel Φι und Φ2 nahezu 90° beträgt, und
bei dem beide Duplexer (DPX1, DPX2) jeweils mit einem der Ausgänge des mit dem Antennenport (ANT) verbundenen 90° Hybrids (HYB3) verbunden sind.
Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 2-4,
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) aus diskreten
Elementen aufgebaut sind, oder
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) akustische Bauelemente enthalten .
Verstärkermodul gemäß Anspruch 5,
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) SAW-Duplexer, BAW- Duplexer oder sowohl SAW-Wandler als auch BAW-Wandler aufweisende Hybrid-Duplexer umfassen. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 2-6,
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) Hoch- und Tiefpässe aufweisen . 8. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 2-7,
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) abstimmbare Elemente aufweisen .
9. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 2-8,
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) und/oder die 90°
Hybride (HYB1, HYB2, HYB3) in das Modulsubstrat
integriert sind.
10. Verstärkermodul gemäß Anspruch 9,
bei dem die Duplexer (DPX1, DPX2) und/oder die 90°
Hybride (HYB1, HYB2, HYB3) in Form von L-, C-und R- Gliedern in ein mehrschichtiges Modulsubstrat integriert sind . 11. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 2-10,
das zwei Verstärker (PA1, PA2 ) aufweist, wobei der erste Verstärker (PA1) in Serie zwischen dem mit dem Sendeport (TX) verbundenen 90° Hybriden (HYB1) und dem ersten Duplexer (DPX1) verschaltet ist und wobei der zweite Verstärker (PA2) in Serie zwischen dem mit dem Sendeport
(TX) verbundenen 90° Hybriden (HYB1) und dem zweiten Duplexer (DPX2) verschaltet ist.
12. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 1-11,
bei dem die 90° Hybride (HYB1, HYB2, HYB3) aus diskreten
Elementen aufgebaut sind, oder
bei dem die 90° Hybride (HYB1, HYB2, HYB3)
Mikrostreifenleiter umfassen. Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 1-12,
das für das LTE Frequenzband XI oder das LTE
Frequenzband VII ausgelegt ist.
Verstärkermodul gemäß einem der Ansprüche 1-13,
bei dem einer der Ports balanced ausgebildet ist und zwei zueinander symmetrische Anschlüsse aufweist, wobei jeder der beiden symmetrischen Anschlüsse mit einem 90° Hybrid verbunden ist.
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, dessen Verstärker (PA) und/oder zumindest ein 90° Hybri (HYB) eine niederohmige Ausgangsstufe umfassen.
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend ein Impedanztransformations-Netzwerk (MN) na einem der Verstärker (PA) und/oder einem der 90° Hybri (HYB) .
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend ein I/Q-Verstärker (PA) mit 2 Verstärkereinheiten und zwei 90° Hybriden (HYB) .
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend
- ein erstes, mit einem ersten Ausgang eines 90° Hybrid (HYB) verschaltetes Impedanztransformations-Netzwerk (MN) ,
- ein zweites, mit einem zweiten Ausgang eines 90° Hybrids (HYB) verschaltetes Impedanztransformations- Netzwerk (MN) . Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend
- eine erste, zwischen einem ersten Ausgang eines 90° Hybrids (HYB) und einem ersten Impedanztransformations- Netzwerk (MN) verschaltete Verstärkereinheit,
- eine zweite, zwischen einem zweiten Ausgang eines 90° Hybrids (HYB) und einem zweiten Impedanztransformations Netzwerk (HYB) verschaltete Verstärkereinheit.
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüch umfassend einen Spannungsmodulator (VMC) für einen
Verstärker (PA) oder eine Verstärkereinheit.
21. Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend einen Koppler (C) zum Auskoppeln eines
Steuersignals für eine Modulation der Versorgungs¬ spannung eines Verstärkers (PA) oder einer
Verstärkereinheit .
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend einen Detektor zum Detektieren der notwendigen Versorgungsspannung eines Verstärkers (PA) oder einer Verstärkereinheit .
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend ein Verzögerungselement (DC) im Signalpfad (SP) vor einem Verstärker (PA) oder einer Verstärkereinheit .
Verstärkermodul gemäß einem der vorherigen Ansprüche, umfassend Schaltungselemente (VMC) für eine Versorgungs- spannungs-Modulation und einen Schalter (SW) zum Deaktivieren der Schaltungselemente (VMC) für die Versorgungsspannungs-Modulation .
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