WO1998056060A1 - Commutateur a deux frequences, dispositif utilisant une antenne a deux frequences commune, et equipement de radiocommunication mobile pour deux bandes de frequence, utilisant ledit dispositif - Google Patents

Commutateur a deux frequences, dispositif utilisant une antenne a deux frequences commune, et equipement de radiocommunication mobile pour deux bandes de frequence, utilisant ledit dispositif Download PDF

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WO1998056060A1
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terminal
circuit
frequency
dual
frequency switch
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PCT/JP1998/002428
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Inventor
Hiroshi Kushitani
Naoki Yuda
Hiroshi Takahashi
Makoto Fujikawa
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
    • H01P1/15—Auxiliary devices for switching or interrupting by semiconductor devices

Definitions

  • Dual-frequency switch, dual-frequency antenna duplexer, and dual-frequency band mobile communication device using the same
  • the present invention relates to a dual-frequency switch, a dual-frequency antenna duplexer, and a dual-frequency band mobile communication device using the dual-frequency switch, which is mainly used for mobile communication such as a mobile phone.
  • this kind of conventional high-frequency switch is known as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 7-321692.
  • the circuit configuration is composed of a parallel connection of a PIN diode 1001 and its compensation circuit 1002, and this compensation circuit 1002 is composed of a capacitor 1003 And Ink 1004 are connected in series.
  • the compensation circuit 1002 sets the switch circuit to the 0FF state when the PIN diode 1001 is not conducting, and reduces the parasitic capacitance of the PIN diode 1001 when not conducting.
  • the inductor 1004 is set so as to cancel and resonate in a desired band.
  • the capacitor 1003 is a so-called DC cut element for cutting off the DC current path of the compensation circuit when the PIN diode 1001 becomes conductive and the switch circuit is brought to the 0N state.
  • the compensation circuit 1002 is capacitive at frequencies near the direct current and inductive at the desired band. It becomes a circuit having a dance and having one series resonance point between them.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to realize a two-frequency switch capable of obtaining a sufficient 0 FF state in two bands with a simple configuration. Disclosure of the invention
  • the present invention comprises a parallel connection of a diode and its compensation circuit, and the compensation circuit is constituted by a circuit having at least two series resonance points and one parallel resonance point.
  • the impedance of the compensation circuit which is capacitive at low frequencies near DC, becomes inductive through the first series resonance point, and cancels the parasitic capacitance of the diode in the first band. At the same time, it becomes inductive again from the parallel resonance point to the next series resonance point, and again in the second band, Since the parasitic capacitance can be canceled, a two-frequency switch that can obtain a sufficient 0FF state in two bands with a simple configuration can be realized.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a dual-frequency switch according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a diagram showing a frequency characteristic of a reactance when the dual-frequency switch is turned off
  • FIG. 3 is a dual-frequency switch.
  • FIG. 4 is a diagram showing transmission characteristics of the switch
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing another example of the configuration of the dual-frequency switch in the first embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a dual-frequency switch in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing transmission characteristics of the dual-frequency switch
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the dual-frequency switch according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a dual-frequency switch.
  • FIG. 9 is a diagram showing the impedance characteristic of the switch when the second switch is OFF
  • FIG. 9 is a diagram showing the transmission characteristics of the same two-frequency switch
  • FIG. 10 is a diagram showing the fourth embodiment of the present invention.
  • Circuit diagram of dual-frequency antenna duplexer Fig. 11 shows transmission characteristics on the transmitting side of dual-frequency antenna duplexer
  • Fig. 12 shows dual-frequency antenna. Shows the transmission characteristics of the receiving use device, the first FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional high-frequency scan I pitch.
  • FIG. 1 shows a two-frequency switch according to the first embodiment of the present invention.
  • the two-frequency switch is composed of a parallel connection of a PIN diode 101 and its compensating circuit 102
  • the compensating circuit 102 is composed of a first capacitor 103 and a first capacitor 103. It is composed of a series connection of a series resonance circuit consisting of an inductor 104 and a parallel resonance circuit consisting of a second capacitor 105 and a second inductor 106.
  • the impedance of the compensation circuit 102 is capacitive at a low frequency near DC where the effect of the first capacitor 103 is dominant.
  • the combined impedance of the first inductor 104, the second capacitor 105, and the second inductor 106 and the series resonance formed by the first capacitor 103 After the point, the impedance of the compensation circuit 102 becomes inductive, cancels the parasitic capacitance of the PIN diode 101 when it is not conducting in the first band, and the switch is sufficient. 0FF state.
  • the impedance of the compensation circuit 102 becomes capacitive again, and After the combined impedance of the capacitor 103 and the first inductor 104 and the series resonance point formed by the parallel resonance circuit, the impedance of the compensation circuit 102 becomes inductive again. In the second band, the parasitic capacitance of the PIN diode 101 at the time of non-conduction is canceled, and the switch is turned to the sufficient 0FF state again.
  • the first capacitor 103 has a PIN diode 101 When the switch is turned on and enters the 0 N state, it acts as a so-called DC power cut element for cutting off the DC current path of the compensation circuit 102.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing a reactance characteristic of the dual-frequency switch according to the present embodiment at the time of OFF.
  • XI in the figure is the reactance due to the parasitic capacitance of the PIN diode 101 when not conducting, and X2 is the reactance of the compensation circuit 102 .
  • the parasitic capacitance is canceled by connecting circuits having the same absolute value and opposite polarities in parallel, so that two series resonance points r 1 and r 2 and one parallel resonance point a 1
  • By connecting the compensating circuits 102 in parallel with each other it is possible to cancel the parasitic capacitance at the two frequencies of the first band Ml and the second band M2 in the figure. .
  • the transmission characteristics of this two-frequency switch are as shown in Fig. 3. That is, the input loss when the switch is ON is 0.5 dB or less in the entire band, and the isolation when the switch is OFF is in the first band Ml (890 to 960 MHz). z) and in the second band M 2 (171 0 to 188 MHz), more than 25 dB is obtained.
  • this embodiment operates as a two-frequency switch capable of obtaining a sufficient OFF state in two bands.
  • the compensating circuit 102 in the present embodiment is constituted by a series connection composed of a series resonance circuit and a parallel resonance circuit, but this is a parallel connection composed of two series resonance circuits as shown in FIG. It may be composed of a connector. That is, the two series resonant circuits are respectively connected to the first capacitor 403 and the first inductor 404, and the second capacitor 405 and the second inductor 406. More composed These are connected in parallel to form the compensation circuit 102.
  • This circuit shows another configuration method that is capacitive at low frequencies near DC and has two series resonance points and one parallel resonance point.
  • the compensation circuit in FIG. 4 is obtained by converting the compensation circuit 102 in FIG. 1, and is equivalent in circuit. Therefore, the impedance characteristics are the same as in Fig. 2 and the transmission characteristics are the same as in Fig. 3. In this configuration as well, a two-frequency switch capable of obtaining a sufficient OFF state in the two bands M1 and M2 is provided. Can be realized.
  • a piezo circuit composed of a resistor for making the PIN diode conductive, an inductor, and a pi bus capacitor, and a dc current external to each terminal.
  • the present invention is not limited to these numerical values and details of the configuration.
  • a high-frequency switch circuit of the terminal can be configured with a simple circuit, and the terminal can be configured. It can be small and lightweight.
  • FIG. 5 shows a two-frequency switch according to the second embodiment of the present invention.
  • a first PIN diode 701 is connected between the first terminal 707 and the common terminal 708, and a first PIN diode 701 is connected between the second terminal 709 and the common terminal 708. Is connected to the second PIN diode 710, and both PIN diodes are connected to the common terminal 708 Have been.
  • a first compensating circuit 702 is formed by a series connection with the resonant circuit, and this is connected in parallel to a first PIN diode 701 to form a first switch 717. ing.
  • a second compensating circuit 711 is formed by a series connection with the parallel resonance circuit, and this is connected in parallel to a second PIN diode 710 to form a second switch 718. are doing.
  • a choke coil 716 is connected between the common terminal 708 and the ground.
  • the second PIN diode 7 10 When a DC current is applied to the first switch 7 17 to turn it on, the second PIN diode 7 10 is in the opposite direction, and the second compensation circuit 7 11 Since the capacitor 712 of the capacitor cuts the DC component, all the DC current flows to the check coil 716, and the second switch 718 becomes the 0FF state. Also, as described in the first embodiment, the second compensation circuit 711 cancels the parasitic capacitance of the second PIN diode 710 in the two bands (M l, M 2). However, in these bands, the impedance when the second switch 718 is viewed from the common terminal 708 becomes extremely high. This result As a result, in the two bands, the signal input from the first terminal 707 is output only to the common terminal 708 and not output to the second terminal 709.
  • the first PIN diode 70 1 is in the opposite direction, and the first compensation circuit 70 0 In No. 2, since the first capacitor 703 cuts the DC component, all the DC current flows to the tie coil 716, and the first switch 717 is turned off. Also, the first compensating circuit 702 cancels the parasitic capacitance of the first PIN diode 71 in two bands (Ml, M2), so that the common terminal 70 The impedance of the first switch 7 17 from 8 becomes extremely high, and as a result, the signal input from the common terminal 708 in the two bands is output only to the second terminal 709. It is not output to the first terminal 707.
  • the first switch 717 and the second switch 718 are individually set to the 0 N state, and thus two bands (M l, A two-frequency SPDT switch operating on M 2) can be realized.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing the transmission characteristics of this dual frequency SPDT switch.
  • the transmission characteristic from the first terminal 707 to the common terminal 708 is such that when the first switch 717 is 0 N, the insertion loss is 0 in the first band M1 and the second band M2. 5 dB or less, and when the first switch 7 17 is OFF, an isolation of 25 dB or more is also obtained at Ml and M2.
  • the transmission characteristic from the common terminal 708 to the second terminal 709 is determined by the second switch 711 Is 0 N, the insertion loss in the first band M 1 and the second band M 2 is 5 dB or less, and when the second switch 7 18 is OFF, M l, In M2, an isolation of 25 dB or more can be obtained.
  • the first switch 717 and the second switch 718 are constituted by the circuit shown in FIG. 1, but this is constituted by the circuit shown in FIG. Is also good.
  • a bias circuit including a resistor for making the PIN diode conductive, an inductor, and a pino capacitor is required for each switch.
  • a DC cut capacitor is required to prevent DC current from flowing outside each terminal, but the present invention is not limited to these numerical values and details of the configuration.
  • a high-frequency switch circuit of the terminal can be configured with a simple circuit, and the terminal can be configured. It can be small and lightweight.
  • FIG. 7 shows a two-frequency switch according to the third embodiment of the present invention.
  • the first switch 827 is the first switch 717 of the second embodiment shown in FIG. Since the configuration is the same as that described above, the same portions are denoted by the same reference numerals and detailed description is omitted.
  • one end of a first switch 827 is connected to a common terminal 708, and one end of a third capacitor 817 and a third inductor 8 One end of 18 is connected, and the other end of the third capacitor 8 17 is grounded.
  • the other end of the third inductor 818 is connected to one end of the fourth capacitor 819, one end of the fourth inductor 820 and the second PIN diode 822.
  • the node is connected, and the other end of the fourth capacitor 819 is grounded.
  • the other end of the fourth inductor 820 becomes the second terminal 709, and one end of the fifth capacitor 821 and the anode of the third PIN diode 826 And the other end of the fifth capacitor 821 is grounded.
  • the force source of the second PIN diode 82 is connected to one end of a second compensation circuit 82 composed of a parallel resonance circuit of a sixth capacitor 82 and a fifth inductor 82. Are connected, and the other end of the second compensation circuit 823 is grounded.
  • the power source of the third PIN diode 826 is grounded.
  • the third capacitor 81 7, the third inductor 8 18 and the fourth capacitor 8 19 constitute a first phase shift circuit 8 29, and the fourth capacitor 8 19
  • the fourth inductor 82 0 and the fifth capacitor 8 21 constitute a second phase shift circuit 8 30.
  • the first phase shift circuit 82 9 is set to have a phase of about 90 ° in the second band (M 2 in the second embodiment), and the first phase shift circuit 82 9
  • the sum of the phase of 9 and the phase of the second phase shift circuit 830 is about 90 ° in the first band (M 1 in the second embodiment). It is set as follows.
  • the second compensation circuit 8 23 enters a parallel resonance state in the first band M 1, and enters a series resonance state with the second PIN diode 8 22 during conduction in the second band M 2. It is set to be
  • the first switch 827 When a bias is applied in the forward direction of the first PIN diode 701 and a direct current flows, the first switch 827 is in the 0 N state as described in the first embodiment. At this time, the DC current flows into the second PIN diode 822 and the third PIN diode 826, and both are brought into conduction.
  • the conducting second PIN diode 822 and the second compensating circuit 823 are in series resonance, and the first phase shifting circuit 8 Since the phase is rotated by 90 °, the impedance when the second switch 8288 side is viewed from the common terminal 708 is a high impedance.
  • the second PIN diode 822 can be ignored in high frequency because the second compensation circuit 823 is in a parallel resonance state. Since the sum of the phase of the phase shift circuit 829 and the phase of the second phase shift circuit 830 is 90 °, the second switch 828 is connected from the common terminal 7 08 to the second switch 8 2 8 side. The impedance that has been seen becomes a high impedance state.
  • FIG. 8 shows the impedance characteristic when the second switch 8288 side is viewed from the common terminal 708 at this time. In FIG. 8, the area between marker 1 and marker 2 is the first band Ml (890 to 960 MHz), and marker 3 and marker 1 Between the force 4 is the second band M2 (1710 to 1880 MHz).
  • the first switch 827 is set to 0 in the first band Ml and the second band M2 as described in the first embodiment.
  • the impedance when the first switch 827 is viewed from the common terminal 708 becomes a high impedance in these two bands.
  • the second PIN diode 822 and the third PIN diode 826 are both in a non-conductive state, and the second switch 828 is in the first phase shift state. Since only the circuit 829 and the second phase shift circuit 830 are provided, the signal from the common terminal 708 is directly transmitted to the second terminal 709. As a result, the second switch 828 is in the ON state.
  • FIG. 9 is a characteristic diagram showing the transmission characteristics of the two-frequency SPDT switch.
  • the transmission characteristic from the first terminal 707 to the common terminal 708 is such that when the bias is N, the insertion loss is 0.5 dB or less in the first band M1 and the second band M2. In the case of the bias 0 FF, an isolation of 25 dB or more is obtained for Ml and M2.
  • the transmission characteristic from the common terminal 708 to the second terminal 709 is less than 0.5 dB in the first band M 1 and the second band M 2 when the bias is 0 FF. In the case of bias 0 N, the isolation is also 25 M dB at Ml and M 2. The above is obtained.
  • the first PIN diode 70 1, the second PIN diode 82 2, and the third PIN diode 82 26 are simultaneously in a conductive state or a non-conductive state.
  • a two-frequency SPDT switch that operates in two bands, M1 and M2 can be realized.
  • This dual frequency SPDT switch requires only one bias circuit, and does not need to supply a DC current when the second switch 828 is ON, so the current consumption is kept low.
  • the first switch 827 in the present embodiment is constituted by the circuit shown in FIG. 1, it may be constituted by the circuit shown in FIG.
  • first phase shift circuit 829 and the second phase shift circuit 830 in the present embodiment are composed of a lumped constant element capacitor and an inductor. It may be formed by a transmission line. In this case, the number of elements can be reduced and the phase shift circuit can be ideally configured.
  • the force source of the third PIN diode 826 in the present embodiment is directly grounded, but this is via a compensation circuit consisting of a parallel resonance circuit composed of a capacitor and an inductor. It may be grounded.
  • the third PIN diode 826 when the third PIN diode 826 is turned on, the connection point between the second phase shift circuit 830 and the third PIN diode 826 is set to a sufficiently low impedance state. There is an effect that can be.
  • the dual frequency SPDT switch Requires a bias circuit consisting of a resistor, a inductor, and a bypass capacitor to set the PIN diode to the 0 N state, and also to prevent DC current from flowing outside each terminal.
  • a DC cut capacitor is required, the invention is not limited to these numbers or configuration details.
  • the high-frequency switch circuit of the terminal can be configured with a simple circuit, Can be small and lightweight.
  • FIG. 10 shows a dual-frequency antenna duplexer according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the dual-frequency switch 900 of the dual-frequency antenna duplexer of Embodiment 4 of the present invention shown in FIG. 10 has the same configuration as the dual-frequency switch 900 of Embodiment 3 shown in FIG. Therefore, detailed circuit diagrams and descriptions are omitted.
  • the output terminal 902 of the synthesizer 901 is connected to the first terminal 707 of the dual-frequency switch 900 by a DC power capacitor 91.
  • the input terminal 906 of the second duplexer 905 is connected to the second terminal 709 via a DC cut capacitor 912. Further, a control terminal 909 for inputting a control signal to the dual-frequency switch 900 and a bias circuit 910 are provided to constitute a dual-frequency antenna duplexer.
  • the combiner 90 1 transmits the transmission signal of the first band M 1 input from the first transmission side terminal 90 3 to the output terminal 90 2, and also transmits the second transmission side terminal 90 2 Second input from 4 It also has a function of transmitting a transmission signal of the band M2 to the output terminal 902.
  • One demultiplexer 905 transmits the received signal of the first band Ml input from the input terminal 906 to the first receiving terminal 907, and the same as the input terminal. It has a function of transmitting the reception signal of the second band M2 input from the 906 to the reception terminal 908.
  • the path from the first transmitting terminal 903 to the output terminal 902 has a four-element path in order to pass through the first band M1 and block the second band M2. It is a ladder-type low-pass filter, and the path from the second transmitting terminal 904 to the output terminal 902 blocks the first band M1 and the second band M2 It is a ladder-type high-pass filter with four elements to pass through.
  • the transmission signal of the first band Ml input from the first transmission terminal 903 is transmitted to the output terminal 902 without leaking to the second transmission terminal 904.
  • the transmission signal of the second band M2 input from the second transmission terminal 904 is transmitted to the output terminal 902 without leaking to the first transmission terminal 903.
  • the demultiplexer 905 may use the synthesizer 901 in the opposite direction, and the configuration is exactly the same.
  • the received signal input from the input terminal 906 receives the component of the first band Ml to the first receiving terminal 907 and the component of the second band M2 to the second receiving terminal 907.
  • the signal is branched to the side terminal 908, and none of them leaks to the other.
  • the transmission signal of each band does not leak to the other transmission side terminal by the function of the synthesizer 9001, and the first reception is performed by the function of the dual-frequency switch 900. There is no leakage to the side terminal 907 and the second receiving terminal 908.
  • the bias of the control terminal 909 is released, and the state between the common terminal 708 and the second terminal 709 of the dual-frequency switch 900 is turned on.
  • the received signal input from the common terminal 708 passes through the second terminal 709 of the dual-frequency switch 900, and the first band M
  • the signal component of 1 can be output to the first receiving terminal 907, and the signal component of the second band M2 can be output to the second receiving terminal 908.
  • the received signal of each band does not leak to the other receiving terminal by the function of the duplexer 905, and the function of the two-frequency switch 900 causes the first transmitting terminal 9 There is no leakage to 03 and the second transmitting terminal 904.
  • FIG. 11 and FIG. 12 are characteristic diagrams showing the transmission characteristics of the dual-frequency antenna duplexer.
  • the first band M1 is set to 890 to 960 MHz
  • the second band M2 is set to 1710 to: L880 MHz.
  • the first transmitting terminal 9 0 3 The transmission characteristics from the first band to the common terminal 708 are as follows: During transmission, the first band M1 has an insertion loss of 1 dB or less and the second band has an attenuation of 25 dB or more.
  • the transmission signal of M1 is transmitted to the common terminal 708. At the time of reception, an isolation of 25 dB or more is obtained in any band.
  • the transmission characteristic from the second transmitting terminal 904 to the common terminal 708 is, as shown in FIG. 11 (b), an attenuation of 25 dB in the first band M1 during transmission.
  • the insertion loss is equal to or less than ldB in the second band M2, and the transmission signal in the second band M2 is transmitted to the common terminal 708.
  • the isolation at the time of reception is 25 dB or more in any band.
  • the transmission characteristic from the common terminal 708 to the first receiving terminal 907 is, as shown in FIG. 12 (a), an insertion loss of 1 dB in the first band M1 during reception.
  • the attenuation in the second band M2 is equal to or more than 25 dB, and the received signal of the first band Ml input from the common terminal 708 is transmitted to the first receiving terminal 90. 7 is to be transmitted. In transmission, an isolation of 25 dB or more is obtained in any band.
  • the transmission characteristic from the common terminal 708 to the second receiving terminal 908 is, as shown in FIG. 12 (b), the attenuation 25 dB in the first band Ml during reception.
  • the insertion loss in the second band M2 is 1 dB or less, and the reception signal of the second band M2 input from the common terminal 708 is transmitted to the second reception terminal 908. It is supposed to be done.
  • the dual-frequency antenna duplexer of the present invention is composed of the system of the first band Ml and the system of the first band Ml. It has characteristics that make it suitable as an antenna duplexer for portable terminals compatible with complex systems that handles systems with a bandwidth of M2.
  • both the combiner 901 and the duplexer 905 are composed of a composite circuit of a low-pass filter and a high-pass filter, but unnecessary frequency components are eliminated. Some or all of them may be configured with bandpass filters to remove them. For example, on the transmitting side, harmonics of signal components often pose a problem, but high-pass filters cannot eliminate this problem. Therefore, the synthesizer may be configured as a band-pass filter. On the receiving side, on the other hand, it is necessary to remove the local frequency image frequency and the like during frequency conversion in addition to the harmonic components, so that the duplexer is divided into a band-pass filter and a band-pass filter. A complex circuit may be used to remove unnecessary high and low frequency components of the signal component.
  • the configuration of the third embodiment is used as the dual-frequency switch 900, but the configuration of the second embodiment may be used as well.
  • two control terminals and two bypass circuits are required, and one of them is always biased, which increases current consumption.However, only two PIN diodes are used, which is very simple. Circuit configuration.
  • the antenna duplexer of the terminal can be configured with a simple circuit, and the terminal is small and lightweight. Can be.
  • the present invention provides a dual-frequency switch composed of a parallel connection of a diode and its compensation circuit, wherein the compensation circuit is composed of a circuit having at least two series resonance points and one parallel resonance point. It is something to be called.
  • the impedance of the compensation circuit which is capacitive at low frequencies near DC, becomes inductive through the first series resonance point, canceling the parasitic capacitance of the diode in the first band.
  • the parallel resonance point passes through the next series resonance point, becomes inductive again, and the parasitic capacitance of the PIN diode can be canceled again in the second band.
  • a two-frequency switch capable of obtaining a state can be configured with one PIN diode, and a small and inexpensive two-frequency switch can be realized.

Description

明 細 書
2周波スィ ツチ、 2周波ア ンテナ共用器およびそれを用いた 2周波帯域用移動体通信機器 技術分野
本発明は、 主と して携帯電話等の移動体通信に用いられる 2 周波スィ ッ チ、 2周波ア ンテナ共用器およびそれを用いた 2周 波帯域用移動体通信機器に関する ものである。 背景技術
一般に、 こ の種の従来の高周波ス ィ ッ チは、 特開平 7 — 3 2 1 6 9 2号公報に開示されているようなものが知られてい る。 その回路構成は第 1 3図に示すように、 P I Nダイ オー ド 1 0 0 1 とその補償回路 1 0 0 2 との並列接続体からなり、 こ の捕償回路 1 0 02はコ ンデンサ 1 003とイ ングク タ 1 004 を直列接続した構成となっている。 捕償回路 1 0 0 2は P I N ダイォー ド 1 0 0 1が非導通の際にスィ ツチ回路を 0 F F状態 にするためのもので、 非導通時の P I Nダイオー ド 1 0 0 1の 寄生容量をィ ンダク タ 1 0 0 4がキャ ンセルして所望の帯域に おいて並列共振するよ う に設定される。 コ ンデンサ 1 0 0 3は P I Nダイオー ド 1 0 0 1が導通してスィ ツチ回路を 0 N状態 と した際に捕償回路の直流電流経路を遮断するためのいわゆる D Cカ ツ ト素子である。 結果と してこの捕償回路 1 0 0 2は直 流近傍の周波数で容量性、 所望帯域において誘導性のィ ンピ— ダンスを有するものとなり、 その間に一つの直列共振点を有す る回路となる。
近年、 移動体通信の利用者が急増するにと もない、 通話チ ヤ ネ ルを確保するために、 二つの周波数帯域のシステ ムを一つの 通信機で使用できるようにする試みが実施されている。 この場 合、 二つの帯域において機能するス ィ ッ チ回路が必要と なる が、 従来の高周波スィ ツチでは P I ダイ才一ドが非導通時で 一つの帯域でしか充分な 0 F F状態が得られなかったため、 こ のようなシス テムを実現しょう とすると、 それぞれの帯域に応 じた高周波スィ ッ チを 2つ用意する必要があり、 回路が複雑で 大き く なると と もにコス ト ア ッ プにつながるといった課題を有 していた。
本発明は上記課題を解決するためのものであり、 簡単な構成 で二つの帯域で充分な 0 F F状態が得られる 2周波スィ ツチを 実現することを目的とする。 発明の開示
本発明は、 ダイ ォー ドとその補償回路との並列接続体からな り、 前記捕償回路が少なく と も二つの直列共振点と一つの並列 共振点を有する回路で構成したものである。
この構成によって、 直流近傍の低周波において容量性である 捕償回路のィ ンピーダンスが最初の直列共振点を経て誘導性と なり、 第 1の帯域においてダイォ一ドの寄生容量をキヤ ンセル することができると と もに、 並列共振点から次の直列共振点を 経て再び誘導性となり、 第 2の帯域において再度ダイ オー ドの 寄生容量をキヤ ンセルすることができるため、 簡単な構成で二 つの帯域で充分な 0 F F状態が得られる 2周波ス ィ ッチを実現 することができる。 図面の簡単な説明
第 1図は実施例 1における 2周波スィ ッチの回路図、 第 2図 は同 2周波スィ ツ チの O F F時のリ アク タ ンスの周波数特性を 示す図、 第 3図は同 2周波スィ ッチの伝送特性を示す図、 第 4 図は本発明の実施例 1 における 2周波スィ ッチの別の構成例を 示す回路図、 第 5図は本発明の実施例 2における 2周波ス ィ ッ チの回路図、 第 6図は同 2周波スィ ッ チの伝送特性を示す図、 第 7図は本発明の実施例 3における 2周波ス ィ ツチの回路図、 第 8図は同 2周波スィ ツ チの第 2のスィ ツ チ O F F時のィ ン ビーダンス特性を示す図、 第 9図は同 2周波スィ ツチの伝送特 性を示す図、 第 1 0図は本発明の実施例 4における 2周波ァ ン テナ共用器の回路図、 第 1 1図は同 2周波ア ンテナ共用器の送 信側の伝送特性を示す図、 第 1 2図は同 2周波ア ンテナ共用器 の受信側の伝送特性を示す図、 第 1 3図は従来の高周波ス ィ ッ チの回路図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施例について、 第 1図から第 1 2図を用い て説明する。
(実施例 1 )
第 1図は本発明の実施例 1 における 2周波ス ィ ツチを示す。 第 1図において、 2周波スィ ツチは P I Nダイオー ド 1 0 1 と その補償回路 1 0 2 との並列接続体から構成され、 補償回路 1 0 2は第 1のコ ンデンサ 1 0 3 と第 1のイ ングク タ 1 0 4か らなる直列共振回路と、 第 2のコ ンデンサ 1 0 5と第 2のィ ン ダク タ 1 0 6からなる並列共振回路の直列接続体で構成されて いる o
以上のように構成された 2周波スィ ツチについて、 以下その 動作を説明する。
捕償回路 1 0 2は第 1のコ ンデンサ 1 0 3の効果が支配的と なる直流近傍の低周波においては、 そのィ ン ピ一ダンスが容量 性を示す。 次に第 1のイ ングク タ 1 0 4、 第 2のコ ンデンサ 1 0 5、 および第 2のィ ンダク タ 1 0 6の合成ィ ン ピーダンス と第 1のコ ンデンサ 1 0 3が形成する直列共振点を経て捕償回 路 1 0 2のィ ン ピーダンスは誘導性となり、 第 1の帯域におい て非導通時の P I Nダイオー ド 1 0 1が持つ寄生容量をキャ ン セルし、 スィ ッ チは充分な 0 F F状態となる。
次に第 2のコ ンデンサ 1 0 5と第 2のィ ンダク タ 1 0 6が形 成する並列共振点を経て捕償回路 1 0 2のイ ン ピーダンスは再 び容量性となり、 さらに第 1のコ ンデンサ 1 0 3および第 1の イ ンダク タ 1 0 4の合成ィ ン ピ一ダンス と並列共振回路が形成 する直列共振点を経て捕償回路 1 0 2のイ ン ピーダンスは再び 誘導性となり、 第 2の帯域において非導通時の P I Nダイ ォ— ド 1 0 1が持つ寄生容量をキヤ ンセルし、 スイ ツ チは再び充分 な 0 F F伏態となる。
なお、 第 1のコ ンデンサ 1 0 3は P I Nダイ オー ド 1 0 1が 導通してスィ ッチが 0 N状態となった際に、 補償回路 1 0 2の 直流電流経路を遮断するためのいわゆる直流力 ッ ト素子と して 作用する。
第 2図は本実施例における 2周波スィ ッ チの O F F時の リ ア ク タ ンス特性を示した特性図である。 図中の X Iは非導通時の P I Nダイ ォ ー ド 1 0 1の寄生容量によ る リ ア ク タ ン スであ り 、 X 2は補償回路 1 0 2の リ ア ク タ ン スである。 寄生容量 は、 絶対値が等しく極性が逆な回路を並列に接続するこ と によ り キ ヤ ンセルされるため、 二つの直列共振点 r 1 , r 2 と一つ の並列共振点 a 1 とを有する補償回路 1 0 2を並列に接続する こ と によ り、 図中の第 1の帯域 M l と第 2の帯域 M 2の 2周波 において寄生容量をキ ャ ンセルする こ とができ る。
この 2周波スィ ツ チの伝送特性は第 3図のよ う になる。 すな わち、 スィ ツ チ O N時の揷入損失は全帯域において 0. 5 d B 以下であり、 スィ ツ チ O F F時のアイ ソ レーショ ンは第 1の帯域 M l (8 90〜 960 MH z ) および第 2の帯域 M 2 ( 1 7 1 0 〜 1 8 8 0 MH z ) において 2 5 d B以上が得られる。
以上のよ う な構成によ り、 本実施例は二つの帯域で充分な O F F状態の得られる 2周波スィ ッ チと して作用する。
なお、 本実施例における補償回路 1 0 2は直列共振回路と並 列共振回路からなる直列接続体により構成されているが、 これ は第 4図に示すよ う に二つの直列共振回路からなる並列接続体 で構成してもよい。 すなわち、 二つの直列共振回路はそれぞれ 第 1のコ ンデンサ 4 0 3と第 1のィ ンダク タ 4 0 4および第 2 の コ ンデ ンサ 4 0 5 と第 2のイ ン グク タ 4 0 6によ り構成さ れ、 これらを並列に接続して捕償回路 1 0 2を形成してい る。 この回路は直流近傍の低周波で容量性で、 かつ二つの直列 共振点と一つの並列共振点を有する別の構成方法を示してい る。
第 4図の補償回路は第 1図の補償回路 1 0 2を変換して得ら れる ものであるため、 回路的には等価である。 従って、 イ ン ピーダンス特性は第 2図と同じで、 伝送特性は第 3図と同じと なり、 この構成でも二つの帯域 M 1 , M 2で充分な O F F状態 の得られる 2周波スィ ツ チを実現することができる。
なお、 本実施例のようなスィ ッ チにおいては P I Nダイ ォ一 ドを導通とするための抵抗、 イ ングク タ、 およびパイバス コ ン デンサからなるパイ ァス回路や、 各端子の外部に直流電流が流 れないよ う にするための直流力 ッ ト コ ンデンザが必要となる が、 本発明はこれらの数値や構成の細部に限定される ものでは ない。
また二つの周波数帯域を使用でき る携帯電話機端末におい て、 本発明の 2周波スィ ッチを用いることにより、 端末の高周 波スィ ッ チ回路を簡単な回路で構成することができ、 端末を小 型で軽量にできる。
(実施例 2 )
第 5図は本発明の実施例 2における 2周波スィ ツチを示す。 第 5図において、 第 1の端子 7 0 7 と共通端子 7 0 8の間に第 1の P I Nダイ オー ド 7 0 1が接続され、 第 2の端子 7 0 9 と 共通端子 7 0 8の間に第 2の P I Nダイオー ド 7 1 0が接続さ れ、 P I Nダイオー ドは共に共通端子 7 0 8に力 ソー ドが接続 されている。 また第 1のコ ンデンサ 7 0 3および第 1のィ ンダ ク タ 7 0 4で構成した直列共振回路と第 2のコ ンデンサ 7 0 5 および第 2のイ ン グク タ 7 0 6で構成した並列共振回路との直 列接続体により第 1の補償回路 7 0 2を構成し、 これを第 1の P I Nダイ オー ド 7 0 1に並列接続して第 1のスィ ッ チ 7 1 7 を構成している。 さ らに、 第 3のコ ンデンサ 7 1 2および第 3 のイ ンダク タ 7 1 3で構成した直列共振回路と第 4のコ ンデン サ 7 1 4および第 4のイ ンダク タ 7 1 5で構成した並列共振回 路との直列接続体により第 2の補償回路 7 1 1を構成し、 これ を第 2の P I Nダイオー ド 7 1 0に並列接続して第 2のスイ ツ チ 7 1 8を構成している。 なお、 共通端子 7 0 8とグラ ン ドと の間にチ ョ ー ク コイル 7 1 6が接続されている。
以上のように構成された 2周波スィ ツ チについて、 以下その 動作を説明する。 第 1のスィ ツチ 7 1 7および第 2のスィ ツチ 7 1 8は共に単体と しての動作は実施例 1で説明した 2周波ス ィ ツチと同じであるので詳細な説明は省略する。
第 1の スィ ツ チ 7 1 7に直流電流を流して O N状態とする と、 この時、 第 2の P I Nダイオー ド 7 1 0は逆方向であり、 第 2の補償回路 7 1 1は第 3の コ ンデンサ 7 1 2が直流分を カ ッ トするため、 直流電流はすべてチ ヨーク コイ ル 7 1 6に流 れて第 2のスィ ッチ 7 1 8は 0 F F状態となる。 また、 第 2の 捕償回路 7 1 1は、 実施例 1で述べたように二つの帯域 （M l , M 2 ) で第 2の P I Nダイオー ド 7 1 0の持つ寄生容量をキャ ンセルするので、 これらの帯域で共通端子 7 0 8から第 2のス イ ッチ 7 1 8を見たイ ン ピーダンスは極めて高く なる。 この結 果、 上記二つの帯域において第 1の端子 7 0 7から入力された 信号は共通端子 7 0 8にのみ出力され、 第 2の端子 7 0 9には 出力されない。
同様に第 2のスィ ツ チ 7 1 8に直流電流を流して 0 N状態と すると、 この時、 第 1の P I Nダイ オー ド 7 0 1は逆方向であ り、 第 1の補償回路 7 0 2は第 1のコ ンデンサ 7 0 3が直流分 をカ ツ トするため、 直流電流はすべてチヨ ーク コ イ ル 7 1 6に 流れて第 1のスィ ツチ 7 1 7は O F F状態となる。 また第 1の 補償回路 7 0 2は二つの帯域 （M l , M 2 ) で第 1の P I Nダ ィオー ド 7 0 1の持つ寄生容量をキ ャ ンセルするので、 これら の帯域で共通端子 7 0 8から第 1のスィ ツチ 7 1 7を見たィ ン ピーダンスは極めて高く なり、 この結果、 二つの帯域において 共通端子 7 0 8から入力された信号は第 2の端子 7 0 9にのみ 出力され、 第 1の端子 7 0 7には出力されない。
以上のような構成により、 本実施例によれば第 1のスィ ツ チ 7 1 7および第 2のスィ ツチ 7 1 8をそれぞれ個別に 0 N状態 とすることにより、 二つの帯域 （M l , M 2 ) で動作する 2周 波 S P D Tスィ ツ チを実現する こ とができ る。
第 6図は、 この 2周波 S P D Tスィ ッ チの伝送特性を示した 特性図である。 第 1の端子 7 0 7から共通端子 7 08への伝送 特性は、 第 1のスィ ッ チ 7 1 7が 0 Nの場合に第 1の帯域 M 1 と第 2の帯域 M 2において挿入損失 0. 5 d B以下とな り、 第 1のスィ ツチ 7 1 7が O F Fの場合には同じく M l , M 2にお いてアイ ソ レーシ ョ ン 25 d B以上が得られる。 共通端子 7 0 8 から第 2の端子 7 0 9への伝送特性は、 第 2のスィ ッ チ 7 1 8 が 0 Nの場合に第 1の帯域 M 1 と第 2の帯域 M 2において挿入 損失 5 d B以下とな り 、 第 2のスィ ツ チ 7 1 8が O F Fの 場合には同じ く M l， M 2においてア イ ソ レ ー シ ョ ン 2 5 d B 以上が得られる。
以上のように、 本実施例の構成とするこ と によ って、 良好な 2周波 S P D Tスィ ツ チ特性が得られるものである。
なお、 本実施例における第 1のスィ ツチ 7 1 7および第 2の スィ ッ チ 7 1 8は第 1図に示す回路で構成しているが、 これは 第 4図で示す回路で構成してもよい。
また、 本実施例のよ う な 2周波 S P D Tスィ ッ チにおいて は、 P I Nダイオー ドを導通とするための抵抗、 イ ングク タ、 およびパイ ノ スコ ンデンサからなるバイアス回路がスィ ッ チ個 別に必要であり、 また各端子の外部に直流電流が流れないよう にするための直流カ ツ ト コ ンデンサが必要であるが、 本発明は これらの数値や構成の細部に限定されるものではない。
また二つの周波数帯域を使用でき る携帯電話機端末におい て、 本発明の 2周波スィ ツチを用いる ことにより、 端末の高周 波スィ ッチ回路を簡単な回路で構成するこ とができ、 端末を小 型で軽量にできる。
(実施例 3 )
第 7図は本発明の実施例 3における 2周波スィ ツチを示す。 なお、 第 7図に示す本発明の実施例 3の 2周波スィ ッ チにおい て、 第 1のスィ ツチ 8 2 7は第 5図に示した実施例 2の第 1の スィ ッ チ 7 1 7と同じ構成であるので、 同一部分には同一番号 を付して詳細な説明を省略する。 第 7図において、 共通端子 7 0 8には第 1のスィ ッ チ 8 2 7 の一端が接続されると と もに、 第 3のコ ンデンサ 8 1 7の一端 と第 3のィ ンダク タ 8 1 8の一端が接続され、 第 3のコ ンデン サ 8 1 7の他端は接地されている。 第 3のイ ングク タ 8 1 8の 他端には第 4のコ ンデ ンサ 8 1 9の一端と第 4のィ ン ダク タ 8 2 0の一端と第 2の P I Nダイオー ド 8 2 2のア ノ ー ドが接 続され、 第 4のコ ンデンサ 8 1 9の他端は接地されている。 第 4のイ ンダク タ 8 2 0の他端は第 2の端子 7 0 9となると と も に、 第 5のコ ンデンサ 8 2 1の一端と第 3の P I Nダイ オー ド 8 2 6のアノ ー ドが接続され、 第 5のコ ンデンサ 8 2 1の他端 は接地されている。 第 2の P I Nダイ オー ド 8 2 2の力ソー ド には第 6のコ ンデンサ 8 2 4と第 5のイ ングク タ 8 2 5の並列 共振回路からなる第 2の補償回路 8 2 3の一端が接続され、 第 2の補償回路 8 2 3の他端は接地されている。 第 3の P I Nダ ィオー ド 8 2 6の力ソー ドは接地されている。 以上の構成によ り共通端子 7 0 8 と第 2の端子 7 0 9の間の第 2のスィ ツ チ 8 2 8が形成される。
第 3のコ ンデンサ 8 1 7 と第 3のイ ンダク タ 8 1 8と第 4の コ ンデンサ 8 1 9 とは第 1の移相回路 8 2 9を構成し、 第 4の コ ンデンサ 8 1 9と第 4のイ ングク タ 8 2 0 と第 5のコ ンデン サ 8 2 1 とは第 2の移相回路 8 3 0を構成している。 こ こで、 第 1の移相回路 8 2 9は第 2の帯域 （実施例 2における M 2 ) において位相が約 9 0 ° となるように設定されており、 第 1の 移相回路 8 2 9の位相と第 2の移相回路 8 3 0の位相との和は 第 1の帯域 （実施例 2における M 1 ) において約 9 0 ° となる ように設定されている。
第 2の補償回路 8 2 3は、 第 1の帯域 M 1において並列共振 状態となり、 第 2の帯域 M 2において導通時の第 2の P I Nダ ィオー ド 8 2 2 との間で直列共振状態となるように設定されて いる。
以上のように構成された 2周波スィ ツチについて、 以下その 動作を説明する。
第 1の P I Nダイ ォー ド 7 0 1の順方向にバイ アスを印加し 直流電流を流すと、 第 1のスィ ッ チ 8 2 7は実施例 1で述べた ように 0 N状態となる。 このとき、 直流電流は第 2の P I Nダ ィオー ド 8 2 2 と第 3の P I Nダイオー ド 8 2 6に流れ込み、 と もに導通状態とする。 こ こで第 2の帯域 M 2においては、 導 通状態の第 2の P I Nダイオー ド 822と第 2の補償回路 823 とが直列共振状態となり、 さ らに第 1の移相回路 8 2 9の位相 が 9 0 ° 回るため、 共通端子 7 0 8から第 2のスィ ッ チ 8 2 8 側を見たイ ン ピーダン スは高ィ ン ピ一ダン スとなる。 一方第 1 の帯域 M lにおいては、 第 2の捕償回路 8 2 3が並列共振状態 となるために第 2の P I Nダイオー ド 8 2 2は高周波的に無視 するこ とができ、 第 1の移相回路 8 2 9の位相と第 2の移相回 路 8 3 0の位相との和が 9 0 ° となるため、 共通端子 7 0 8か ら第 2のスィ ツ チ 8 2 8側を見たィ ン ピーダンスはやは り高ィ ンピーダンス状態となる。 第 8図はこの時の共通端子 7 0 8か ら第 2のスィ ツ チ 8 2 8側を見たィ ン ピーダンス特性を示した ものである。 第 8図において、 マーカ 1 とマーカ 2の間が第 1 の帯域 M l ( 8 9 0〜 9 6 0 MH z ) であ り、 マーカ 3と マ一 力 4の間が第 2の帯域 M 2 ( 1 7 1 0〜 1 8 8 0 MH z ) であ る。 これら二つの帯域で高ィ ンピーダンス状態が得られ、 第 1 の端子 7 0 7から共通端子 7 0 8へ伝送される信号が第 2の端 子 7 0 9には出力されないことがわかる。 この結果、 M l , M 2 の二つの帯域において第 2のスィ ツ チ 8 2 8は充分な O F F状 態となる。
次に第 7図において、 バイ アスを解除した場合には、 第 1の スィ ツチ 8 2 7は実施例 1で述べたように第 1の帯域 M lおよ び第 2の帯域 M 2で 0 F F状態となり、 共通端子 7 0 8から第 1のスィ ツチ 8 2 7側を見たィ ンピーダンスは この二つの帯域 において高ィ ンピ一ダンスとなる。 またこのとき、 第 2の P I N ダイ オー ド 8 2 2と第 3の P I Nダイ オー ド 8 2 6とはと もに 非導通状態となり、 第 2のスィ ツ チ 8 2 8は第 1の移相回路 8 2 9 と第 2の移相回路 8 3 0のみの回路となるため、 共通端 子 7 0 8からの信号はそのまま第 2の端子 7 0 9へ伝送され る。 この結果、 第 2のスィ ツ チ 8 2 8は O N状態となる。
第 9図は、 この 2周波 S P D Tスィ ッ チの伝送特性を示した 特性図である。 第 1の端子 7 0 7から共通端子 7 0 8への伝送 特性は、 バイ アス◦ Nの場合に第 1の帯域 M 1と第 2の帯域 M 2 において挿入損失 0. 5 d B以下となり、 バイ アス 0 F Fの場 合には同じく M l , M 2においてアイ ソ レー シ ョ ン 2 5 d B以 上が得られる。 共通端子 7 0 8から第 2の端子 7 0 9への伝送 特性は、 バイ アス 0 F Fの場合に第 1の帯域 M 1 と第 2の帯域 M 2において揷入損失 0. 5 d B以下となり、 バイ ア ス 0 Nの 場合には同じく M l， M 2においてアイ ソ レー シ ョ ン 2 5 d B 以上が得られる。 以上のように本実施例の構成により、 第 1の P I Nダイオー ド 7 0 1 と第 2の P I Nダイオー ド 8 2 2 と第 3の P I Nダイオー ド 8 2 6を同時に導通状態も しく は非導通 状態とするこ と によ り、 M 1， M 2の二つの帯域で動作する 2 周波 S P D Tスィ ッ チを実現する こ と ができ る。 こ の 2周波 S P D Tスィ ッ チは、 バイ アス回路が一つでよ く 、 また第 2の スィ ッ チ 8 2 8の O N時には直流電流を供給しなく てもよいた め消費電流を小さ く抑えることができるという利点を有してい る
なお、 本実施例における第 1のスィ ツチ 8 2 7は第 1図に示 す回路で構成しているが、 これは第 4図で示す回路で構成して もよい。
また、 本実施例における第 1の移相回路 8 2 9および第 2の 移相回路 8 3 0は集中定数素子のコ ンデンサとイ ンダク タで構 成しているが、 これは分布定数素子の伝送線路で形成してもよ い。 この場合は素子数の削減と共に、 移相回路を理想的に構成 することができる効果がある。
また、 本実施例における第 3の P I Nダイオー ド 8 2 6の力 ソ ー ドは直接接地されているが、 これはコ ンデンサとィ ンダク タで構成される並列共振回路からなる補償回路を介して接地し てもよい。 この場合は第 3の P I Nダイ オ ー ド 8 2 6導通時 に、 第 2の移相回路 8 3 0 と第 3の P I Nダイオー ド 8 2 6の 接続点を充分な低ィ ンピーダンス状態とするこ とができ る効果 がある。
なお、 本実施例のよ う な 2周波 S P D Tスィ ツ チにおいて は、 P I Nダイ才ー ドを 0 N状態とするための抵抗、 ィ ンダク タ、 およびバイパスコ ンデンサからなるバイ アス回路が必要で あり、 また各端子の外部に直流電流が流れないようにするため の直流カ ツ ト コ ンデンサが必要であるが、 本発明はこれらの数 値や構成の細部に限定される ものではない。
また二つの周波数帯域を使用でき る携帯電話機端末におい て、 本発明の 2周波スィ ッチを用いることにより、 端末の高周 波スィ ッ チ回路を簡単な回路で構成するこ とができ、 端末を小 型で軽量にできる。
(実施例 4 )
第 1 0図は本発明の実施例 4における 2周波ア ンテナ共用器 である。 なお、 第 1 0図に示す本発明の実施例 4の 2周波ァ ン テナ共用器の 2周波スィ ツチ 9 0 0は第 7図に示した実施例 3 の 2周波スィ ツチと同じ構成であるので、 詳細な回路図および 説明は省略する。
第 1 0図の 2周波ア ンテナ共用器において、 2周波スィ ツチ 9 0 0 の第 1 の端子 7 0 7 には合成器 9 0 1 の出力端子 9 0 2 が直流力 ッ ト コ ンデンサ 9 1 1 を介して接続され、 また第 2 の 端子 7 0 9 には第 2の分波器 9 0 5の入力端子 9 0 6が直流 カ ッ ト コ ンデンサ 9 1 2を介して接続されている。 さ らに、 2 周波スィ ツチ 9 0 0に制御信号を入力するための制御端子 9 0 9 およびバイ アス回路 9 1 0を付与して 2周波ア ンテナ共用器を 構成している。 合成器 9 0 1 は、 第 1 の送信側端子 9 0 3から 入力された第 1 の帯域 M 1 の送信信号を出力端子 9 0 2へ伝送 するとと もに、 第 2の送信側端子 9 0 4から入力された第 2の 帯域 M 2の送信信号を同じく 出力端子 9 0 2へ伝送する機能を 有する ものである。 一方の分波器 9 0 5は、 入力端子 9 0 6か ら入力された第 1の帯域 M lの受信信号を第 1の受信側端子 9 0 7へ伝送するとと もに、 同じ く入力端子 9 0 6から入力さ れた第 2の帯域 M 2の受信信号を受信側端子 9 0 8へ伝送する 機能を有している。
合成器 9 0 1において、 第 1の送信側端子 9 0 3から出力端 子 9 0 2への経路は、 第 1の帯域 M 1を通過し第 2の帯域 M 2 を阻止すべく 4素子の梯子型低域通過型フ ィ ルタ となってお り、 第 2の送信側端子 9 0 4から出力端子 9 0 2への経路は、 第 1の帯域 M 1を阻止し第 2の帯域 M 2を通過すべく 4素子の 梯子型高域通過型フ ィ ルタ となっている。 この構成により、 第 1の送信側端子 9 0 3から入力された第 1の帯域 M lの送信信 号は第 2の送信側端子 9 0 4にもれることなく 出力端子 9 0 2 へ伝送され、 一方第 2の送信側端子 9 0 4から入力された第 2 の帯域 M 2の送信信号は第 1の送信側端子 9 0 3にもれる こと なく 出力端子 9 0 2へ伝送される。
分波器 9 0 5は合成器 9 0 1を逆方向に用いればよ く、 構成 は全く 同じである。 これによつて入力端子 9 0 6から入力され た受信信号は、 第 1の帯域 M lの成分が第 1の受信側端子 9 0 7 へ、 第 2の帯域 M 2の成分が第 2の受信側端子 9 0 8へ分波さ れ、 いずれも他へもれることはない。
上記構成の 2周波ァ ンテナ共用器の動作について説明する。 送信時には制御端子 9 0 9にバイ ア スを印加して 2周波スイ ツ チ 9 0 0の第 1の端子 7 0 7 と共通端子 7 0 8 との間を O N状 態とする。 これにより、 第 1の送信側端子 9 0 3から入力した 第 1の帯域 M 1の送信信号は合成器 9 0 1から 2周波スィ ッチ 9 0 0の第 1の端子 7 0 7を通して共通端子 7 0 8に出力さ れ、 また第 2の送信側端子 9 0 4から入力した第 2の帯域 M 2 の送信信号も合成器 9 0 1から 2周波スィ ッチ 9 0 0の第 1の 端子 7 0 7を通して共通端子 7 0 8に出力される （共通端子 7 0 8は通常、 通信機器のァ ンテナに接続される） 。 この際、 合成器 9 0 1の機能によりそれぞれの帯域の送信信号が他方の 送信側端子へ信号がもれる こ とはな く 、 また 2周波スィ ツ チ 9 0 0の機能により第 1の受信側端子 9 0 7および第 2の受信 側端子 9 0 8へもれる こ と もない。 次に受信時には制御端子 9 0 9のパイ ァスを解除して共通端子 7 0 8と 2周波スィ ッチ 9 0 0の第 2の端子 7 0 9との間を O N状態とする。 これによ り、 共通端子 7 0 8から入力された受信信号は 2周波スィ ツチ 9 0 0の第 2の端子 7 0 9を通し、 分波器 9 0 5によ って第 1 の帯域 M 1の信号成分は第 1の受信側端子 9 0 7へ、 第 2の帯 域 M 2の信号成分は第 2の受信側端子 9 0 8へ出力することが できる。 この際、 分波器 9 0 5の機能によりそれぞれの帯域の 受信信号は他方の受信側端子へもれる ことはなく 、 また 2周波 スィ ッ チ 9 0 0の機能により第 1の送信側端子 9 0 3および第 2の送信側端子 9 0 4へもれること もない。
第 1 1図および第 1 2図は、 この 2周波ア ンテナ共用器の通 過特性を示した特性図である。 第 1の帯域 M 1は 890〜 9 6 0 MH zに、 第 2の帯域 M 2は 1 7 1 0〜： L 8 8 0 MH Zに設定 されている。 第 1 1図 (a)に示す如く、 第 1の送信側端子 9 0 3 から共通端子 7 0 8への伝送特性は、 送信時に第 1 の帯域 M 1 で挿入損失 1 d B以下、 第 2の帯域で減衰量 2 5 d B以上が得 られており、 第 1 の帯域 M 1 の送信信号が共通端子 7 0 8 に伝 送されるようになっている。 また、 受信時にはいずれの帯域に おいても 2 5 d B以上のアイ ソ レー シ ョ ンが得られている。 一 方、 第 2の送信側端子 9 0 4から共通端子 7 0 8への伝送特性 は、 第 1 1図 (b)に示す如く 、 送信時に第 1 の帯域 M 1で減衰量 2 5 d B以上、 第 2の帯域 M 2で挿入損失 l d B以下とな って おり、 第 2の帯域 M 2の送信信号が共通端子 7 0 8に伝送され るようになっている。 受信時のアイ ソ レーショ ンはいずれの帯 域においても 2 5 d B以上である。 次に、 共通端子 7 0 8から 第 1 の受信側端子 9 0 7への伝送特性は、 第 1 2図 (a)に示す如 く、 受信時に第 1 の帯域 M 1で挿入損失 1 d B以下、 第 2の帯 域 M 2で減衰量 2 5 d B以上となっており、 共通端子 7 0 8か ら入力された第 1 の帯域 M l の受信信号が第 1 の受信側端子 9 0 7に伝送されるようになつている。 また、 送信時にはいず れの帯域においても 2 5 d B以上のァイ ソ レー シ ョ ンが得られ ている。 最後に、 共通端子 7 0 8から第 2 の受信側端子 9 0 8 への伝送特性は、 第 1 2図 (b)に示す如く、 受信時に第 1 の帯域 M lで減衰量 2 5 d B以上、 第 2 の帯域 M 2で挿入損失 1 d B 以下となっており、 共通端子 7 0 8から入力された第 2の帯域 M 2 の受信信号が第 2の受信側端子 9 0 8に伝送されるように なっている。 また、 送信時にはいずれの帯域においても 2 5 d B 以上のアイ ソ レー シ ョ ンが得られている。 以上のように、 本発 明の 2周波ア ンテナ共用器は、 第 1 の帯域 M l の システム と第 2の帯域 M 2のシステム とを扱う複合シス テム対応の携帯端末 用ア ンテナ共用器と して適した特性を有している。
なお本実施例において、 合成器 9 0 1、 分波器 9 0 5 と もに 低域通過型フ ィ ルタ と高域通過型フ ィ ルタ との複合回路で構成 したが、 不要な周波数成分を取り除く ためにそれらの一部また は全部を帯域通過型フ ィ ルタで構成してもよい。 たとえば送信 側では信号成分の高調波が問題となる場合が多いが高域通過型 フ ィ ルタではこれを取り除く こ とはできない。 このため これを 帯域通過型フ ィ ルタ と して合成器を構成してもよい。 一方受信 側では、 高調波成分以外に周波数変換時のローカ ル周波数ゃィ メ ―ジ周波数等を取り除く必要があるため、 分波器を帯域通過 型フ ィ ルタ と帯域通過型フ ィ ルタ との複合回路で構成して信号 成分の高域および低域の不要波を除去してもよい。
さ らに本実施例において、 2周波スィ ツチ 9 0 0 と して実施 例 3 の構成を用いたが、 それ以外にも実施例 2の構成を用いて もかまわない。 この場合制御端子およびパイ ァス回路がそれぞ れ 2つ必要となり、 常にいずれか一方にバイ ア スがかかるため 消費電流が大き く なるが、 使用する P I Nダイ ォ一 ドは 2個で よく簡素な回路構成とすることができる。
また二つの周波数帯域を使用でき る携帯電話機端末におい て、 本発明の 2周波ア ンテナ共用器を用いることにより、 端末 のアンテナ共用器を簡単な回路で構成することができ、 端末を 小型で軽量にできる。
産業上の利用可能性 以上のように本発明は、 ダイォー ドとその補償回路との並列接 続体からなり、 前記補償回路が少なく と も二つの直列共振点と 一つの並列共振点を有する回路で構成した 2周波スィ ツチとす る ものである。 この構成によって、 直流近傍の低周波において 容量性である捕償回路のィ ン ビーダン スが最初の直列共振点を 経て誘導性となり、 第 1の帯域においてダイォ一ドの寄生容量 をキャ ンセルし、 さ らに並列共振点から次の直列共振点を経て 再び誘導性となって第 2の帯域において再度 P I Nダイ オー ド の寄生容量をキヤ ンセルすることができるため、 二つの帯域で 充分な 0 F F状態が得られる 2周波スィ ツ チを一つの P I Nダ ィォー ドで構成することができ、 小型で安価な 2周波スィ ッチ を実現することができる。

Claims

請 求 の 範 囲 ダイオー ドとその捕償回路との並列接続体からなり、 前記 捕償回路が少なく と も二つの直列共振点と一つの並列共振 点を有することを特徴とする 2周波スィ ッ チ。
補償回路が直列共振回路と並列共振回路からなる直列接続 体により構成されたことを特徴とする請求の範囲第 1項記 載の 2周波スィ ツチ。
補償回路が第 1の直列共振回路と第 2の直列共振回路から なる並列接続体により構成されたことを特徴とする請求の 範囲第 1項記載の 2周波スィ ツチ。
第 1 の端子と第 2の端子と共通端子を有し、 第 1の端子と 共通端子の間に接続された第 1のダイオー ドと第 1の補償 回路からなる第 1 の並列接続体と、 共通端子と第 2 の端子 の間に接続された第 2のダイォー ドと第 2の補償回路から なる第 2 の並列接続体により構成されたことを特徴とする 2周波スィ ツ チ。
第 1の補償回路が少なく と も二つの直列共振点と一つの並 列共振点を有することを特徴とする請求の範囲第 4項記載 の 2周波スィ ッ チ。
第 1の補償回路が直列共振回路と並列共振回路からなる直 列接铳体により構成されたことを特徴とする請求の範囲第 5項記載の 2周波スィ ツ チ。
第 1の捕償回路が第 1 の直列共振回路と第 2 の直列共振回 路からなる並列接続体により構成されたことを特徴とする 請求の範囲第 5項記載の 2周波スィ ッ チ。
8 . 第 2 の捕償回路が少なく と も二つの直列共振点と一つの並 列共振点を有することを特徴とする請求の範囲第 4項記載 の 2周波スィ ツ チ。
9 . 第 2 の補償回路が直列共振回路と並列共振回路からなる直 列接続体により構成されたことを特徴とする請求の範囲第 4項記載の 2周波スィ ツチ。
10. 第 2 の補償回路が第 1 の直列共振回路と第 2 の直列共振回 路からなる並列接続体により構成されたことを特徴とする 請求の範囲第 4項記載の 2周波スィ ツチ。
11. 第 1 の端子と第 2 の端子と共通端子を有し、 第 1 の端子と 共通端子の間に接続された第 1のダイ オー ドと第 1の補償 回路からなる並列接続体と、 共通端子と第 2の端子の間に 接続された第 1の移相回路と第 2の移相回路からなる第 1 の直列接続体と、 第 1の移相回路と第 2の移相回路との接 続点とグラ ン ドとの間に接続された第 2のダイ才一 ドと第 2の補償回路からなる第 2の直列接続体と、 第 2 の端子と グラ ン ドとの間に接続された第 3のダイォー ドにより構成 されたことを特徴とする 2周波スィ ツチ。
12. 第 1 の補償回路が少なく と も二つの直列共振点と一つの並 列共振点を有することを特徵とする請求の範囲第 1 1項記 載の 2周波スィ ツ チ。
13. 第 1の補償回路が直列共振回路と並列共振回路からなる直 列接続体により構成されたことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の 2周波スィ ツチ。
14. 第 1 の捕償回路が第 1 の直列共振回路と第 2 の直列共振回 路からなる並列接続体により構成されたことを特徴とする 請求の範囲第 1 1項記載の 2周波スィ ツチ。
15. 第 2 の捕償回路が少なく と も一つの並列共振点を有するこ とを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の 2周波スイ ツ チ。
16. 第 1の移相回路の位相が 9 0 ° となる周波数において、 導 通時の第 2 のダイォー ドの寄生ィ ンダク タ ンス と第 2 の捕 償回路とが直列共振状態となることを特徴とする請求の範 囲第 1 1項記載の 2周波スィ ッ チ。
17. 第 1 の移相回路の位相と第 2の移相回路の位相との和が 9 0 ° となる周波数において、 第 2の補償回路が並列共振 状態となる ことを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の 2 周波スィ ツ チ。
18. 請求の範囲第 4項ないし第 1 7項のいずれかに記載の 2周 波スィ ッ チと、 第 1 の送信側端子、 第 2 の送信側端子およ び出力端子を有する合成器と、 第 1 の受信側端子、 第 2の 受信側端子および入力端子を有する分波器とからなり、 前 記 2周波スィ ツチの第 1の端子に前記合成器の出力端子を 接続し、 前記 2周波スィ ッ チの第 2の端子に前記分波器の 入力端子を接続した 2周波ア ンテナ共用器。
19. 合成器が、 第 1の送信側端子と出力端子との間に設けられ た低域通過型フ ィ ルタ と、 第 2 の送信側端子と前記出力端 子との間に設けられた高域通過型フ ィ ルタ とにより構成さ れた請求の範囲第 1 8項記載の 2周波ア ンテナ共用器。
20. 合成器が、 第 1の送信側端子と出力端子との間に設けられ た低域通過型フ ィ ルタ と、 第 2 の送信側端子と前記出力端 子との間に設けられた帯域通過型フ ィ ルタ とにより構成さ れた請求の範囲第 1 8項記載の 2周波ァ ンテナ共用器。 21. 分波器が、 入力端子と第 1の受信側端子との間に設けられ た低域通過型フ イ ルク と、 前記入力端子と第 2 の受信側端 子との間に設けられた高域通過型フ ィ ルタ とにより構成さ れた請求の範囲第 1 8項記載の 2周波ア ンテナ共用器。
22. 分波器が、 入力端子と第 1の受信側端子との間に設けられ た帯域通過型フ ィ ルタ と、 前記入力端子と第 2の受信側端 子との間に設けられた帯域通過型フ ィ ルタ とにより構成さ れた請求の範囲第 1 8項記載の 2周波ァ ンテナ共用器。
23. 請求の範囲第 1項、 第 4項または第 1 1項に記載の 2周波 スィ ツチを高周波回路に用いたことを特徴とする 2周波帯 域用移動体通信機器。
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