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Die Erfindung betrifft eine Impedanzanpassungsschaltung
für einen
Mehrband-Leistungsverstärker.
Eine Impedanzanpassungsschaltung mit einem auf mehrere Pfade kann
eine Hochfrequenz (HF) von einem Eingangsport zu einem entsprechenden
Ausgangsport effizient übertragen.
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Bei drahtloser Kommunikation wird
in weitem Umfang Mehrband-Betrieb verwendet. Typischerweise werden
einzelne Leistungsverstärker
verwendet, die in verschiedenen Frequenzbändern arbeiten. Jedoch werden
hierdurch Kosten und Größe einer Mehrband-Sender-Empfänger-Anordnung
vergrößert. Andererseits
kann die Verwendung eines Leistungsverstärkers in einer Viehlzahl von
Frequenzbändern,
wie in 1 dargestellt,
Kosten und Größe für eine derartige
Anordnung verringern. Wie es in der 1 beispielsweise dargestellt
ist, kann ein Dualband-GSM/DCS-Funktelefon mit einem Leistungsverstärker 120 sowohl
in dem bei 900 MHz arbeitenden GSM (Global System for Mobile Communications)
als auch in dem DCS (Digital Communication System) betrieben werden,
das dem GSM mit der Ausnahme ähnlich
ist, dass es bei 1.800 MHz arbeitet. Eine derartige Anordnung kann
Kosten und Platz einsparen, jedoch ist die Schaltungsanordnung kompliziert.
Bei diesem Beispiel liefert der Leitungsverstärker 120 eine gewünschte Leistung
zu den Lasten an den Ausgangsports 151, 152, zum Beispiel
an Eingänge
eines Diplexers mit 50 Ohm Impedanz, durch die Anpassungschaltung 140 die
die Lasten auf einen geeigneten Impedanzwert am Ausgang 130 des
Leistungsverstärkers 120 in
zwei verschiedenen Frequenzbändern
transformiert. Ferner kann eine Anpassungsschaltung mit einem eins-zu-eins Pfad
unter Benutzung von Schaltern oder Resonanzkreisen auch benutzt
werden, um eine einzelne Last an geeignete Impedanzwerte am Verstärkerausgang für unterschiedliche
Frequenzbänder
anzupassen. Jedoch ist eine Anpassungsschaltung mit eins-zu-mehrere
Pfaden 140 in 1 in
einem Multibandsystem bevorzugt, da es leichter mit folgenden separaten
Filtern und Sende/Empfangs-Schaltern für Vielbandanwendungen verbunden
werden kann.
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Um ein Mehrband-Anpassungsnetzwerk
mit mehreren Ausgangsports aufzubauen, kann ein gesondertes, geschaltetes
Hochpass- und Tiefpass-Anpas sungsnetzwerk am Ausgang eines Verstärkers verwendet
werden. Jedoch erfordert eine derartige Struktur einen Schalter
mit Leitungshandhabungsfähigkeiten
und niedrigen Einfügungsverlusten,
der Mehrraum belegt und die Kosten erhöht.
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Daher ist es eine Lösung zur
Vermeidung des Schalterproblems einen Resonanzkreis mit verschiedenen
Betriebsbändern
in einer Anpassungsschaltung mit vielen Übertragungspfaden für Multibandanwendungen
zu benutzen (
US 5,969,582 ). Nichts
desto trotz kann solche eine Lösung
nicht genügend
Flexibilität
im Schaltungsdesign für
Vielfachbandimpedanzanpassung bereitstellen.
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Aus der
DE 198 23 060 A1 ist eine
Leistungsverstärkeranpassungsschaltung
für ein
Dualband-Mobiltelefon bekannt, bei der der Ausgang eines Leistungsverstärkers über eine
beispielsweise als Tiefpass geschaltete Impedanzanpassungsschaltung
und erste und zweite Schalter an erste und zweite Übertragungspfade
angelegt wird. Die beiden parallelen Übertragungspfade die zu unterschiedlichen Ausgängen führen, umfassen
weitere Impedanzanpassungsschaltkreise.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Impedanzanpassungsschaltung für
einen Mehrband-Leistungsverstärker
mit einem Eingangsport und mehreren Ausgangsports zu schaffen, die
einen flexiblen Schaltungsentwurf ermöglicht, um die beste Impedanzanpassung
in einem Multibandsystem zu erzeugen.
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Diese Aufgabe wird durch die Impedanzanpassungsschaltung
nach Anspruch 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgastaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
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Die erfindungsgemaße Anpassungsschaltung
verfügt über einen
Eingangsport und mehrere Ausgangsports sowie über mehrere Frequenzpfade, von
denen jeder einen Resonanzkreis, einen Nebenschlussresonanzkreis
und ein Impedanzanpassungsnetzwerk umfasst. Der Nebenschlussresonanzkreis
in jedem Pfad wirkt als eine Fallenschaltung, die benutzt wird,
um HF-Signale in anderen Frequenzbändern des Multbandsystems als
das Frequenzband, für
das der Pfad vorgesehen ist, herauszufiltern. Der Nebenschlussresonanzkreis
kann durch einen Reihenresonanzkreis, der mit Masse verbunden ist,
eine offene Blindleitung mit einer Länge von einer viertel Wellenlänge oder
eine kur ze Blindleitung mit einer Länge von einer halben Wellenlänge implementiert
werden. Der Resonanzkreis liefert in verschiedenen Frequenzbändern eine äquivalente
Reaktanz von unterschiedlichen Größen und Vorzeichen (induktiv
oder kapazitiv). Daher können sowohl
die induktiven als auch die kapazitiven Bauelemente in dem Resonanzkreis
für eine
Multibandanpassung geeignet gewählt
werden, was zu höherer Designflexibilität führt. Zusätzlich wirkt
der Resonanzkreis als ein Puffer zwischen dem Nebenschlussresonanzkreis
und dem Eingangsport, um zu verhindern, dass der Eingangsport durch
den Nebenschlussresonanzkreis in einem gewünschten Frequenzband kurzgeschlossen
wird.
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Das Impedanzanpassungsnetzwerk in
jedem Übertragungspfad
der einszu-mehrere Anpassungschaltung wird benutzt, um die entsprechende Ausgangslast
auf geringere Impedanz in dem gewünschten Frequenzband zu transformieren.
Das Impedanzanpassungsnetzwerk kann dabei vom L-Typ, vom π-Typ, P-Typ
oder vom Leitertyp sein.
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Die Erfindung wird unter Bezugnahme
auf die folgende detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen deutlich werden.
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1 ist
ein schematisches Diagramm zum Veranschaulichen eines typischen
Partialsenders mit einer Mehrband-Anpassungsschaltung und einem Leistungsverstärker;
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2 ist
ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen einer Mehrband-Impedanzanpassungsschaltung
gemäß der Erfindung;
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3(a) zeigt
eine Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Dualband-Anpassungsschaltung;
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3(b) zeigt
ein Ersatzschaltbild der in einem Band betriebene Schaltung gemäß der 3a;
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3(c) zeigt
ein Ersatzschaltbild der in einem anderen Band betriebenen Schaltung
gemäß der 3a;
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4 zeigt
eine andere Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Dualband-Anpassungsschaltung;
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5 zeigt
eine weitere Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Dualband-Anpassungsschaltung;
und
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6 und 7 zeigen die Abhängigkeit
der Einfügungsverluste
von der Frequenz für
die erste bzw. zweite Ausführungsform.
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Nachfolgend bezeichnen gleiche Zahlen
in der Beschreibung und den Zeichnungen gleiche Elemente.
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Die 2 ist
ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen einer erfindungsgemäßen Mehrband-Impedanzanpassungsschaltung.
Anhand der 2 wird der
Deutlichkeit halber eine Dualband-Impedanzanpassungsschaltung als
Beispiel erläutert. Die
Schaltung verfügt über drei
Teile: einen Resonanzkreis (212, 222); einen Nebenschlussreszonanzkreis
gegen Masse (214, 224) und ein Anpassungsnetzwerk
(218, 228). Der Resonanzkreis sorgt für verschiedene
Reaktanzvorzeichen und -größen in verschiedenen
Bändern
für mehrere
Funktionen. Der Resonanzkreis dient als Brücke zwischen dem zwischen Masse
und dem Eingangsport geschalteten Nebenschlussresonanzkreis, um
zu verhindern, dass durch den Nebenschlussresonanzkreis gegen Masse unerwünschte Signale
reflektiert werden. Der Nebenschlussresonanzkreis gegen Masse ist
eine Trennschaltung, die dazu verwendet wird, Hochfrequenz(HF)signale
im unerwünschten
Band herauszufiltern, und sie kann durch einen Reihenresonanzkreisen
gegen Masse, eine offene Viertelwellenlängen-Blindleitung oder eine
kurzgeschlossene Halbwellenlängen-Blindleitung
oder Anderes realisiert sein. Das Anpassungsnetzwerk wird dazu verwendet die
jeweilige Ausgangslast auf geringere Impedanz im gewünschten
Freq1 Band zu transformieren, und es kann vom L-, vom pi-, vom T-,
vom Leitertyp und von anderem Typ sein.
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Wie in 2 dargestellt
ist, wird das Signal am Ausgang 130 des Leistungsverstärkers in 1 aufgeteilt auf einen ersten
Frequenzbandpfad 210 und einen zweiten Frequenzbandpfad 220.
Der erste Bandpfad 210 verläuft durch einen ersten Resonanzschaltkreis 212,
einen ersten Nebenschlussresonanzkreis 214, der auf dem
zweiten Frequenzband f2 schwingt, und durch
ein erstes Anpassungsnetzwerk 218 für ein erstes Frequenzband f1 zum ersten Ausgangsport 151. Entsprechenderweise
verläuft
der zweite Frequenzbandpfad 220 durch einen zweiten Resonanzkreis 222,
einen zweiten Nebenschlussresonanzkreis 224, der bei einer
Frequenz f1 schwingt, und ein zweites Anpassungsnetzwerk 228 für das erste
Frequenzband f1, zum zweiten Ausgangsport 152.
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Die folgenden Schaltungen wurden
gemäß der Erfindung
im Detail realisiert.
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[Erste Ausführungsform]
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Die 3(a) zeigt
eine Ausführungsform
der Erfindung zur Impedanzanpassung in einem Dualband-Leistungsverstärker. Die
Dualband-Anpassungsschaltung 300 verfügt über einen ersten Pfad 310 zum Übertragen
von HF-Signalen in einem f1-Band an einen
Ausgangsport 151 sowie einen zweiten Pfad 320 zum Übertragen
von HF-Signalen in einem f2-Band an einen
Ausgangsport 152. Die Frequenz f1 ist
niedriger als die Frequenz f2.
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Der Pfad 310 enthält einen
Parallelresonanzkreis 311 aus einer Induktivität L1 und
einer Kapazität C1,
einen Nebenschlussresonanzkreis 322 aus einer Induktivität L2 und
einer Kapazi tät
C2, die in Reihe geschaltet sind, sowie ein Anpassungsnetzwerk mit einer
seriellen Induktivität
L5 und einer Nebenschlusskapazität
C5. Der Resonanzkreis 322 im Pfad 310 zeigt Resonanz
im f2-Band, und er zeigt bei einer vorbestimmten
Frequenz im f2-Band eine Bandstoppkerbe.
Die Kerbbandbreite sollte entsprechend der Systemspezifikation gewählt werden.
Dieser Reihenresonanzkreis 322 sorgt für hohe Reflexion für das f2-Band und verhindert dadurch, dass ein Signal
im f2-Band an den Ausgangsport 151 gekoppelt
wird. Ferner trennt er auch die am Port 151 angeschlossene
Last vom Pfad 320, so dass die sich am Eingangsport 130 im
f2-Band zeigende Impedanz nicht durch die
Last am Port 151 beeinflusst wird. Andererseits zeigt der
Resonanzkreis 322 im f1-Band eine
Kapazität,
die dann als Anpassungselement gesehen wird. Im Resonanzkreis 311 sind
die Induktivität
L1 und die Kapazität
C1 so gewählt,
dass dieser Kreis 311 zwischen f1 und
f2 Resonanz zeigt und sich demgemäß im f1-Band induktiv und im f2-Band
kapazitiv verhält.
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Der Pfad 320 enthält einen
Reihenresonanzkreis 333 aus einer Induktivität L3 und
einer Kapazität C3
, einen Nebenschlussresonanzkreis 344 mit einer Induktivität L4 und
einer Kapazität
C4, die in Reihe geschaltet sind, sowie ein Anpassungsnetzwerk 399 mit
einer Reiheninduktivität
L6 und zwei Nebenschlusskapazitäten
C6 und C7. Ähnlich
wie im Pfad 310 zeigt der Resonanzkreis 344 im
Pfad 320 Resonanz im f1-Band, und
er bildet eine Bandstoppkerbe bei einer vorbestimmten Frequenz im
f1-Band, was für hohe Reflexion für das f1-Band sorgt und demgemäß verhindert, dass ein Signal
im f1-Band an den Ausgangsport 152 gekoppelt
wird. Ferner trennt er auch die an den Port 152 angeschlossene
Last vom Pfad 310, so dass die sich am Eingangsport 130 im f1-Band zeigende Impedanz nicht durch die
Last am Port 152 beeinflusst wird. Indessen verhält sich
der Resonanzkreis 344 im f2-Band
als Induktivität,
die dann als Anpassungselement gesehen wird. Im Resonanzkreis 333 sind
die Induktivität
L3 und die Kapazität
C3 so ausgewählt,
dass dieser Kreis
333 zwischen f1 und
f2 Resonanz zeigt und sich demgemäß im f1-Band kapazitiv und im f2-Band
induktiv verhält.
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Wenn ein Signal im fl-Band
am Port 130 in der 3(a) eingegeben
wird, ergibt sich ein Ersatzschaltbild, wie es in der 3(b) dargestellt ist. Der Resonanzkreis 311 im
Pfad 310 aus der Induktivität L1 und der Kapazität C1 wirkt
als serielle Induktivität L11.
Der aus der Induktivität
L2 der Kapazität
C2 bestehende Reihenresonanzkreis 322 wirkt als Nebenschlusskapazität C22. Im
Pfad 320 zeigt der Reihenresonanzkreis 344 aus
der Induktivität
L4 und der Kapazität
C4 Resonanz als als Kurzschluss und er verhindert, dass das Signal
f1 an den Ausgangsport 152 gekoppelt
wird. Daher wirkt der durch die Induktivität L3 und die Kapazität C3 gebildete
Resonanzkreis 333 als Nebenschlusskapazität C33. Es
wird darauf hingewiesen, dass das Signal f1 am
Eingangsport 130 kurzgeschlossen wird, wenn der Resonanzkreis 333 fehlt.
Im Ergebnis bilden die serielle Induktivität L11 und die Nebenschlusskapazitäten C22,
C33, die mit dem Netzwerk L5 und C5 kombiniert sind, ein Tiefpass-Anpassungsnetzwerk,
um die Last am Port 151 an die gewünschte Impedanz am Port 130 im f1-Band
anzupassen.
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Wenn ein Signal im f2-Band
am Port 130 in der 3(a) eingegeben
wird, ergibt sich ein Ersatzschaltbild, wie es in der 3(c) dargestellt ist. Im Pfad 320 wirkt
der durch die Induktivität
L3 und die Kapazität
C3 gebildete Resonanzkreis resonator 333 als serielle Induktivität L33, während der
durch die Induktivität
L4 und die Kapazität
C4 gebildete Reihenresonanzkreis 344 als Nebenschlussinduktivität L44 wirkt.
Im Pfad 310 zeigt der Reihenresonanzkreis 322 aus
der Induktivität
L4 und der Kapazität
C4 Resonanz als Kurzschlussschaltung, und er verhindert, dass das
Signal f2 an den Ausgangsport 151 gekoppelt wird. Daher wirkt
der durch die Induktivität
L1 und die Kapazität
C1 gebildete Resonanzkreis 311 als Nebenschlusskapazität C11. Es
ist ersichtlich, dass das Signal f2 am Eingangsport 130 kurzgeschlossen würde, wenn
der Resonanzkreis 311 fehlen würde. Im Ergebnis bilden die
serielle Induktivität
L33 und die Nebenschlusskapazität
C11 in Kombination mit dem Netzwerk L44, C6, L6 und C7 ein Tiefpass-Anpassungsnetzwerk,
um für
eine Anpassung der Last am Port 151 an eine gewünschte Impedanz
am Port 130 im f2-Band zu sorgen.
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Der Resonanzkreis 311 im
Pfad 310 aus der Induktivität L1 und der Kapazität C1 ist
dazu ausgelegt, zwischen den Betriebsbändern für f1 und
f2 in Resonanz zu schwingen. Daher wirkt
der Kreis 311 wie eine serielle Induktivität L11 im
f1-Band, wie in der 3(b) dargestellt, und wie eine serielle
Kapazität C11
im f2-Band, wie in der 3(c) dargestellt. In ähnlicher Weise ist auch der
Resonanzkreis 333 im Pfad 320 aus der Induktivität L3 und
der Kapazität
C3 so konzipiert, dass er zwischen den zwei Betriebsbändern für f1 und f2 in Resonanz
schwingt. Der Kreis 333 wirkt im f1-Band
wie eine serielle Kapazität
C33, wie es in der 3(b) dargestellt
ist, und im f2-Band wie eine serielle Induktivität L33, wie
es in der 3(c) dargestellt
ist. Durch geeignete Wahl von C1, L1, C3 und L3 kann für gewünschte Werte
von L11, C11, L33 und C33 für
optimale Impedanzanpassung gesorgt werden. So wird der Grad an Designflexibilität erhöht und eine
Optimierung der Schaltungsfunktion kann einfacher erzielt werden.
Im folgenden Beispiel wird eine Dualbandanpassungsschaltung nach
der Erfindung gemäß 3 für GSM (900 MHz) und DCS (1800
MHz) beschrieben.
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Die Impedanz am Port 130,
wie sie vom Leistungsverstärker
gesehen wird, beträgt
4,2 Ohm in beiden GSM und DCS Bändern.
während
die Lastimpedanz am Port 151 und am Port 152 50
Ohm beträgt.
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Die Induktivitäten und Kapazitäten in 3 sind folgende:
L1
= 0,63 nH; C1 = 21 pF; L2 = 0,7 nH; C2 = 12 pF;
L3 = 1,6 nH;
C3 = 9 pF; L4 = 15 nH;, C4 = 2 pF;
L5 = 3,84 nH; C5 = 5,8 pF;
L6 = 1,8 nH; C6 = 2,63 pF C7 = 7,8 pF;
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Das Simulationsergebnis hierfür ist in
der 6 dargestellt, und
es zeigt niedrige Einfügungsverluste
und gutes Funktionsvermögen
in den beiden Bändern
GSM und DCS.
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[Zweite Ausführungsform]
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Die 4 veranschaulicht
die zweite Ausführungsform
der Erfindung zur Impedanzanpassung in einem Dualband-Leistungsverstärker. Die
dargestellte Dualband-Anpassungsschaltung 400 verfügt über einen
Pfad 410 zum Übertragen
von HF-Signalen in einem f1-Band an einen
Ausgangsport 151 sowie einen zweiten Pfad 420 zum Übertragen
von HF-Signalen in einem f2-Band an einen Ausgangsport 152.
Die Frequenz f1 ist niedriger als die Frequenz
f2. Die Pfade 410 und 420 sind
im Wesentlichen den in der 3(a) dargestellten
Pfaden 310 bzw. 320 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme,
dass der LC-Resonanzkreis 322 durch eine offene Nebenschluss-Blindleitung
T1 mit Viertelwellenlänge
bei f2 ersetzt ist und der LC-Resonanzkreis 344 durch
eine offene Nebenschluss-Blindleitung T2 mit Viertelwellenlänge bei
f1 ersetzt ist. Eine Zusatzkapazität C8 im Anpassungsnetzwerk 488 wird
dazu verwendet, die Impedanzanpassung zu erleichtern. Die offene
Nebenschluss-Blindleitung
T1 kann als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen
werden, der im f2-Band Resonanz zeigt und
sich im f1-Band kapazitiv verhält. Die
offene Nebenschluss-Blindleitung T2 kann als mit Masse verbundener
Reihenresonanzkreis angesehen werden, der im f1-Band
Resonanz zeigt und sich im f2-Band induktiv
oder kapazitiv verhält.
Das Verhalten sowohl des Parallelresonanzkreises aus der Induktivität L1 und
der Kapazität C1
als auch des Reihenreso nanzkreises aus der Induktivität L3 und
der Kapazität
C3 ist identisch mit dem gemäß der vorigen
Beschreibung in Zusammenhang mit der 3(a).
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Es folgt ein Beispiel auf Grundlage
der 4 für ein Dualbandsystem
für GSM
bei 900 MHz und DCS bei 1800 MHz. Die vom Leistungsverstärker am Port 130 gesehene
Impedanz beträgt
4,2 Ohm, in beiden Bändern
(GSM und DCS), während
die Lastimpedanz am Port 151 und am Port 152 50 Ohm beträgt. T1 und
T2 sind unter Verwendung von Mikrostreifenleitungsstrukturen realisiert.
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Die Induktivitäten und Kapazitäten in 4 sind folgende:
L1
= 0,61 nH; C1 = 21 pF; L3 = 1,7 nH; C3 = 8 pF;
L5 = 4,19 nH;
C5 = 6 pF; C8 = 10 pF;
L6 = 1,8 nH; C6 = 2,63 pF; C7 = 7,8
pF;
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Substratdicke von T1 und T2 = 14,7
mil (1 mil = 2,54 x 10-5 m); relative Dielektrizitätskonstante
des Substrats = 4,6; Breite von T1 und T2 jeweils 20 mil; Länge von
T1 = 920 mil; Länge
von T2 = 1780 mil.
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Die Simulationsergebnisse sind in
der 7 aufgetragen, und
sie zeigen niedrige Einfügungsverluste
und gutes Funktionsvermögen,
um dem Erfordernis von GSM/DCS-Dualbandanwendungen zu genügen.
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[Dritte Ausführungsform]
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Die 5 veranschaulicht
die dritte Ausführungsform
der Erfindung zur Impedanzanpassung in einem Dualband-Leistungsverstärker. Die
dargestellte Dualband-Anpassungsschaltung 500 verfügt über einen
ersten Pfad 510 zum Übertragen
von HF-Signalen in einem f1-Band an einen
Ausgangsport 151 sowie einen zweiten Pfad 520 zum Übertragen
von HF-Signalen in einem f2-Band an einen
Ausgangsport 152. Die Frequenz f1 ist
niedriger als die Frequenz f2. Die Pfade 510 und 520 sind
den in der 4 dargestellten
Pfaden 410 bzw. 420 im We sentlichen ähnlich,
jedoch mit der Ausnahme, dass die offene Blindleitung 422 durch
eine kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung mit halber Wellenlänge bei
f2 ersetzt ist und die offene Blindleitung 444 durch eine
kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung mit halber Wellenlänge bei
f1 ersetzt ist. Die kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung
T1 kann als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen
werden, der im f2-Band in Resonanz steht
und im f1-Band kapazitives oder induktives
Verhalten zeigen kann. Die kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung
T2 kann auch als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen
werden, der im f1-Band in Resonanz steht
und im f2-Band induktives oder kapazitives
Verhalten zeigen kann. Es sei darauf hingewiesen, dass beim Anwenden
der Dualbandkonstruktion der 5 eine
Situation zu vermeiden ist, bei der eine Betriebsfrequenz ein Vielfaches
einer anderen Betriebsfrequenz ist.