WO2010023167A1 - Antennenanpassschaltung - Google Patents

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WO2010023167A1
WO2010023167A1 PCT/EP2009/060839 EP2009060839W WO2010023167A1 WO 2010023167 A1 WO2010023167 A1 WO 2010023167A1 EP 2009060839 W EP2009060839 W EP 2009060839W WO 2010023167 A1 WO2010023167 A1 WO 2010023167A1
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resonators
circuit
parallel
antenna
filter
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Andreas Link
Stephan Marksteiner
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Epcos Ag
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Publication date
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    • H03H9/706—Duplexers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/50—Structural association of antennas with earthing switches, lead-in devices or lightning protectors
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    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
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    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • All 3rd generation (3G) mobile systems relevant to the mass market operate in the frequency (full) duplex mode FDD, i. it is transmitted and received on different frequency channels.
  • the transmission methods used in this case are practically exclusively code division multiplexing methods CDMA, which require "true” simultaneous transmission and reception of the telephones and the base stations, by way of example the mobile radio standards CDMA2000 and W-CDMA (UMTS) in Band II (1.9 GHz) and W CDMA (UMTS) in Volume I (2.1GHz), used on the American and European continents, among others.
  • duplexers are necessary which permanently connect both the transmit (TX) and receive paths (RX) to the antenna AN, see Figure 1.
  • the transmit path Tx has at least one Tx filter TXF or a corresponding filter circuit on.
  • the reception path RX has at least one RX filter RXF or a corresponding filter circuit.
  • the main job of the duplexer is to isolate the TX path and RX path from each other. In this way, the transmission power of the own PA is prevented from affecting the sensitivity of the receiver.
  • duplexers for mobile phones are manufactured almost exclusively in SAW or BAW technology. Both approaches allow component heights that meet the requirements of flat end devices, and in both approaches, two single bandpass filters are connected to one antenna node. The two individual filters themselves consist of several appropriately interconnected resonators. In the case of SAW, depending on the design, also from an additional DMS track, several DMS tracks or only one or more DMS tracks.
  • the resonators and / or strain gage tracks are each integrated monolithically and both filters are manufactured on a common or on two different substrates. This results in a single chip or two individual chips, which are preferably hermetically connected in housing connect to the duplexer.
  • duplexer With other duplexers and single filters in a single module on ceramic, FR4 or any other substrate. These filters then share in groups one each of several antenna nodes or all together a single antenna node.
  • a duplexer can be interconnected on a module of two individual filters, which are each housed individually. Also, a duplexer of unpackaged chips (bare-die) on a suitable substrate is possible.
  • passive components are housed on the filter substrate (s), in the housing, on the module (FEM) or externally on the board of the phone.
  • these are inductors, capacitances and line sections.
  • resonators and suitable electrical (conductive or capacitive) or Magnetic couplings between elements and nodes in the matching network are common.
  • PA and LNA it is necessary to adapt the ports, PA and LNA, to the desired filter impedance. In the case referred to mass this is in almost all cases 50 ohms, in the symmetrical case 100 ohms.
  • serial or parallel inductances are used, but also L-networks of inductance and capacitance.
  • both filters in the respective counter-band for all frequencies have the highest possible impedance and are adapted in its own passband for all frequencies to the required filter impedance.
  • a reflection factor V of +1 results for all frequencies of the opposite band and 0 for all frequencies of the own pass band.
  • a duplexer consists of a send filter and a receive filter. Most of the transmission band is below the frequency of reception band. Each filter is usually designed so that it is well adapted in the own transmission band at the antenna port, and as bad as possible in the respective counterpart band. Each filter then has a passband in its own band and a stopband in the opposite band.
  • each filter is connected via a phase shifter ⁇ ⁇ ⁇ y ⁇ x or with the antenna for solving a problem of this kind. In each case, a rotation of the fitting curves takes place at the antenna port around the center of the Smith chart.
  • the phase shifters are designed so that by the centric rotation in the respective counter-band of each filter specifically the condition idle T ⁇ +1 is met.
  • a first possibility is a delay line (continuous line).
  • a continuous line turns clockwise in the Smith chart and can be used as a phase shifter.
  • Such a continuous line is described for example in US 6,262,637 Bl.
  • Delay line can also be realized with a discrete line, which can be simulated as Laddertypeähnliche circuit of multiple inductors and capacitors.
  • a discrete line which can be simulated as Laddertypeähnliche circuit of multiple inductors and capacitors.
  • three elements that are interconnected in a symmetrical ⁇ or T arrangement are sufficient for realizing a discrete line. This makes a total of four different configurations possible. Depending on the configuration Turning such a discrete line in the Smith chart clockwise or counterclockwise.
  • phase shifter can be realized by an antenna coil. For example
  • Antenna connector a phase rotator, which is similar to a discrete line.
  • a parallel coil can also be switched to a series resonator.
  • another series coil is used for this parallel connection and, via the resulting circuit, leads the filter to the antenna node.
  • Such a circuit may be used by one or both filters. It is particularly useful with a duplexer when TX and RX bands have a large duplex spacing. The disadvantage is that with a small duplex spacing, the serial coil requires a high inductance value, which can not be integrated.
  • An object of the present invention is to provide a
  • An antenna matching circuit which has at least one antenna terminal connected to an antenna. At least two signal paths are connected to the latter, each having a passband for transmitting and / or receiving RF signals, in particular signal paths for wireless communication and information systems.
  • a matching circuit is integrated in at least one of the signal paths on the antenna side, which comprises a discrete line for the phase rotation of a signal in this branch.
  • the discrete line is realized as ladder-type similar circuit of at least three elements, which are selected from inductors and capacitors. It is now proposed to realize the capacitances of this discrete line at least partially in the form of microacoustic resonators. The resonance frequencies of the
  • Resonators are chosen so that their resonances are outside the passband of the respective signal path. Thus, the resonators in the pass band act purely capacitive.
  • the parallel element on the antenna can be omitted in the discrete line.
  • the discrete line consists of at least three elements.
  • the microacoustic resonators may be formed as SAW or BAW elements. These have the advantage that they can be formed harnessgütig. In this way succeeds it to provide in addition to the function as a capacity in the discrete line additional poles in the transfer function, which can filter out certain interfering frequencies by appropriate positioning, without the need for additional components are required.
  • microacoustic resonators may be formed in other technologies.
  • MIM metal insulator metal
  • Such capacitors are particularly advantageous if in the signal path, a filter is connected, which has resonators and is formed, for example, in Laddertypetechnik of microacoustic resonators. It may then be possible to integrate into the manufacturing process of the resonators used for the filters also the production of the MIM capacitors by using corresponding manufacturing steps for the deposition of metals or dielectrics for the production of the MIM capacitors.
  • each of the at least two signal paths filter circuits may be included, which are realized at least partially on a chip. On this chip, e.g. on whose
  • the antenna matching circuit may comprise filter circuits implemented on a plurality of chips. Then, the capacitances or the microacoustic resonators of the matching circuit used for this purpose can also be realized on a plurality of chips carrying these filter circuits.
  • a ⁇ circuit may be provided which has a serial capacitance and two inductors parallel thereto. Also possible is a ⁇ circuit consisting of a serial inductor and two parallel capacitors.
  • the discrete line can also be designed as a T-circuit.
  • it has, for example, two serial capacitors and a parallel inductance.
  • a T-circuit with two serial inductors and a parallel capacitance.
  • a complex impedance can be connected in parallel to the microacoustic resonators.
  • these complex impedances are arranged in a parallel series branch of the signal path.
  • the complex impedances are arranged in a parallel shunt branch of the matching circuit.
  • general complex impedances can also be used.
  • a complex impedance is at least one
  • the complex impedance can also represent an interconnection of several impedance elements.
  • the individual impedance elements of the complex impedance can be formed from capacitances, inductances, resistors and microacoustic resonators.
  • the proposed matching circuit has the advantage that it can dispense with a continuous line with relatively high space consumption and relatively large electrical losses.
  • the matching circuit has significantly more
  • the capacities of the matching network can be accommodated in a space-saving manner on one or more of the chips present in the antenna matching circuit, in particular the chips with the filter circuits.
  • Duplexer are used, wherein a first signal path includes the transmission path and a corresponding transmission filter, while a second signal path includes the reception path with a corresponding reception filter.
  • a distribution of the capacities of the matching network to the chips containing the transmitting filter or the receiving filter allows a balanced space consumption in the matching circuit.
  • the resonances and anti-resonances of the capacitances of a discrete line comprising matching circuits formed as microacoustic resonators may be selected so that poles for the filter transfer function or for better isolation of the two filters can be used in particular in a duplexer. By combining with other elements that are present in the matching circuit, on the one hand, the resonances of these poles can be moved. In addition, in addition to the resonance and anti-resonance of the microacoustic resonators, additional resonances can be forced, which generate further poles suitable for improving the transfer function.
  • the poles may be suitably selected in the stop band of the respective filter circuit so as to improve the isolation of the antenna matching circuit comprising, for example, a duplexer.
  • the microacoustic resonators in the matching circuit, and in particular in the discrete line, as well as all the resonators used in filter circuits can be "doubled".
  • serially connected resonators are cascaded.
  • Cascading means a series connection of several resonators, which in total corresponds to the properties of a non-doubled resonator. This is due to speaking enlargement of the resonator in the cascaded resonators possible.
  • Resonators arranged in parallel branches can be "doubled” by connecting additional resonators in parallel.
  • the resonators are formed so that the characteristics of the parallel circuit correspond to those of a single conventional resonator.
  • Inductors necessary for the antenna matching circuit may be implemented on the at least one chip carrying the filter or filter circuits in the filter housing, in the duplexer housing, in the module substrate or integrated on the PCB (printed circuit board) used for the antenna matching circuit or externally as a discrete element be.
  • the antenna matching circuit comprises a discrete line in the form of a ⁇ -circuit, in which one of the parallel elements is connected directly to the antenna terminal.
  • the parallel element may be an inductor or a capacitor, depending on the design of the ⁇ -circuit.
  • filter circuits are provided in the signal paths, which comprise resonators.
  • the microacoustic resonators of the matching circuit may then have the same structure as individual resonators of the filter circuit, but slightly by an additional, a omitted or a layer thickness changed layer of these differ. This makes it possible to construct the microacoustic resonators with little or no additional process outlay. In addition, it is ensured that the resonant frequency of the microacoustic resonator is outside the resonant frequency used for the filter circuit resonators.
  • the at least two signal paths have filter circuits and resonators and that all resonators of the filter circuits are designed as SAW resonators.
  • the microacoustic resonators of the matching circuit which act as capacitances in the discrete line, are also in To realize SAW technology.
  • Such a resonator then has a resonant frequency which lies outside the passband of the respective filter circuits. This can be achieved by a suitably selected finger spacing of the interdigital transducers used in the resonators, so that the resonators have a purely capacitive effect only in the region of the pass bands.
  • Real filter matching circuits may further comprise further signal paths and further filter circuits, matching circuits or discrete elements in each of the illustrated signal paths.
  • FIG. 1 shows a known duplexer circuit
  • FIG. 2 shows an antenna matching circuit according to the invention
  • FIGS. 3A to 3D show different embodiments of discrete lines
  • FIG. 4 shows an antenna matching circuit with a notch
  • FIGS. 5A to 5E show various embodiments of band-stop filters
  • FIGS. 6A to 6C show various possibilities for "doubling" serial and parallel resonators
  • FIG. 7 shows an antenna matching circuit with a multi-stage adaptation
  • FIG. 8 shows a variant of a discrete line with impedances connected in parallel
  • FIG. 9 shows a further variant with discrete lines with parallel-connected series impedances
  • FIG. 10 shows an antenna matching circuit with a resonator connected directly to the antenna terminal
  • FIG. 11 shows an antenna matching circuit in which a discrete line is divided equally into two signal branches.
  • FIG. 12 shows an antenna matching circuit with a discrete line in a signal path
  • FIG. 13 shows a further variant of an antenna matching circuit
  • FIG. 14 is a generalized view of a positive-rotating-type discrete line extended by additional impedance elements.
  • FIG. 15 is a generalized view of a negative-rotating-type discrete line extended by additional impedance elements.
  • FIG. 16 shows a simplification of FIG. 10 in which the TX filter is capacitively designed.
  • Figure 17 shows a simplification of Figure 10 in which the TX filter and the RX filter are capacitively designed.
  • FIG. 1 schematically shows a simple duplexer circuit in which an antenna terminal AN is connected to a transmission path TX and to a reception path RX.
  • a receive filter RXF and an input amplifier LNA is interconnected in the receive path.
  • a transmission filter TXF and a power amplifier PA is connected in the transmission path TX. Not shown is a phase shifter between one of the signal paths and the antenna, with the mutual influence of the two
  • FIG. 2 shows in a schematic form a simple embodiment of the antenna matching circuit according to the invention.
  • An antenna terminal AN connected to an antenna is connected to two signal paths SP1 and SP2.
  • a first filter circuit Fl and a matching circuit AS is connected in series.
  • a second filter circuit F2 is arranged in the second signal path SP2.
  • the matching circuit AS comprises at least one discrete line, in which at least one of the discrete line forming capacitive elements is formed as a microacoustic resonator.
  • FIG. 3 shows various possibilities, such as a discrete one
  • FIGS. 3A and 3B show positively discrete lines rotating in the Smith chart while the discrete lines of the Turn figures 3C and 3D negative.
  • Figures 3A and 3C show discrete lines formed as a ⁇ -circuit.
  • a series inductance LS is connected in parallel with two capacitors CP1 and CP2, which together form a .pi. Element.
  • a serial capacitor CS is connected in parallel with two inductors LP1, LP2, which together form a ⁇ -element.
  • FIGS. 3B and 3D show two discrete lines designed as T-links.
  • FIG. 3A and 3B show positively discrete lines rotating in the Smith chart while the discrete lines of the Turn figures 3C and 3D negative.
  • Figures 3A and 3C show discrete lines formed as a ⁇ -circuit.
  • a series inductance LS is connected in parallel with two capacitors CP1 and CP2, which together form a .pi. Element.
  • two series-connected serial inductors LS1, LS2 are connected to a parallel capacitor CP via a central node.
  • two series-connected serial capacitors CS1, CS2 are connected to a parallel inductance LP via a node arranged therebetween.
  • each link being a serial or parallel element selected as capacitance and inductance.
  • FIG. 4 shows an antenna matching circuit in which an antenna is connected via an antenna connection AN to a transmission path TX and a reception path RX.
  • the antenna terminal AN is arranged within a first impedance matching circuit M1.
  • a transmission filter TXF is arranged in the transmission path, while in the reception path a band-stop filter (also called notch) is connected in series with a second impedance matching circuit M2 and a reception filter RXF in series is.
  • the corresponding amplifier circuits PA and LNA are arranged.
  • the two impedance circuits and the bandstop filter are designed to cause a phase rotation such as a discrete line.
  • the impedance circuits provide matching between TX filter and band-stop filter on the antenna and between band-stop filter and RX filter.
  • FIG. 5 shows various possibilities of how a band-stop filter can be realized in the embodiment shown in FIG. 4, for example.
  • the respective bandstop filter NO can be arranged independently of the other components in at least one of the signal paths, in one embodiment also in both signal paths.
  • the band stop filter is disposed near the antenna terminal.
  • the band-stop filter comprises a single microacoustic resonator X in the signal path.
  • a symmetrical second signal line or alternatively a ground path is arranged.
  • FIG. 5B shows a band-stop filter NO which comprises a parallel resonator X which checks the two signal paths in parallel.
  • FIG. 5C shows a band-stop filter NO comprising a series resonator X1 and a parallel resonator X2.
  • FIG. 5D shows a mirror-symmetrical arrangement with respect to FIG. 5C.
  • FIG. 5E shows a band-stop filter consisting of two series resonators X1 and X3 and one parallel thereto Resonator X2 exists.
  • the band-stop filters shown in FIGS. 5A to E can also be extended as desired by further elements and in particular by further resonators.
  • a band blocking effect results from a corresponding arrangement of the resonance and anti-resonance frequencies of the resonators.
  • the frequency position of the band-stop filters is arranged, for example, in the region of the antiresonance of a serial resonator or in the region of the resonance of a parallel resonator.
  • the bandstop filter can be constructed of a plurality of microacoustic resonators in ladder-type circuit which start from the antenna side with either a series or parallel resonator.
  • a band-stop filter need not consist of a whole number of links, each consisting of a serial and a parallel microacoustic resonator, but may also comprise individual resonators. The number of links is not limited in a band-stop filter.
  • FIG. 6 shows various ways in which resonators of filter circuits or resonators of band-stop filters or of resonators serving as capacitances in discrete lines can be "doubled".
  • FIG. 6A shows a doubled-up serial resonator, which here comprises a cascade of two series-connected microacoustic resonators X1 and X2. This arrangement is supplemented in FIG. 6B by a further microacoustic resonator X3 connected in parallel thereto.
  • FIG. 6C shows a basic element of a band-stop filter, a filter circuit or a discrete line, in which a first series resonator X1 and two parallel resonators X2, X3 are connected.
  • FIG. 6D shows a further variation of FIG. 6C, in which also the serial resonator X1 is doubled up.
  • Two parallel serial resonators X1, X2 are connected in parallel with two resonators X3, X4.
  • FIG. 7 shows, as a further embodiment of the invention, an antenna matching circuit with multilevel adaptation. This comprises in each of the two signal paths RX, TX its own matching circuit AS ⁇ x and ASj ⁇ ⁇ , each one discrete
  • the two matching circuits are connected directly to the antenna terminal and thus arranged on the antenna side in each signal path.
  • the discrete line included in each of the matching circuits AS includes capacitances formed as microacoustic resonators, the discrete lines including structures as shown in FIG. A portion of the capacitance required for the discrete lines can also be replaced as a metal-dielectric-metal structure with a predominantly capacitive effect.
  • a corresponding filter or a corresponding filter circuit TX, RX is contained in each of the signal paths, each of which has a passband.
  • a corresponding filter or a corresponding filter circuit TX, RX is contained in each of the signal paths, each of which has a passband.
  • another impedance matching circuit M ⁇ , Mp ⁇ is the impedance matching circuit M ⁇ , Mp ⁇ .
  • the ground connections of all the components in the signal paths namely those of the impedance matching circuits, the filter circuits and the matching circuits, together form a multi-port complex impedance Z Q Q , which any elements, electrical connections between these elements and may include electrical and magnetic couplings between the elements.
  • Micro-acoustic resonators may also be included in the multi-port complex impedances Z Q ⁇ .
  • the impedance adjustments Mp ⁇ and M ⁇ are optional and may be omitted.
  • the supply line to the antenna AN via a complex two-pole Z ⁇ NT ' may contain any passive elements.
  • Z ⁇ NT is an impedance-affected supply line.
  • FIG. 8 shows discrete lines designed according to the invention, as can be used in the matching circuits AS or the impedance adaptations M of, for example, FIG.
  • the illustrated discrete lines are variations of the discrete lines shown in Figs. 3A and 3B.
  • In the figure 7 are all parallel capacity through micro-acoustic resonators Xl, X2 to Xn replaced.
  • a general complex impedance ZpI, Zp ⁇ to Zp n is connected.
  • the cross-connection of the parallel branches with the microacoustic resonators and the complex impedances parallel thereto is realized by general complex impedances 2 L ' 2 S ⁇ ' 2 S ⁇ to Zg n , if all ground connections of the parallel elements are over a multi-gate complex impedance Zg ⁇ respectively.
  • the complex impedances may include other microacoustic resonators.
  • the matching circuit AS comprises at least one basic element GG, as it is designated in more detail in the figure, as well as an arbitrary number of additional elements ZG, which are correspondingly connected to the basic element GG.
  • FIG. 9 shows a discrete line designed according to the invention, as shown in principle in FIGS.
  • the general complex impedances Z ⁇ and ZR are provided.
  • the complex impedances Z p I, Z p ⁇ to Z p n are arranged.
  • the complex impedances shown here may also comprise further microacoustic resonators.
  • FIG 10 shows an embodiment of an antenna matching circuit according to the invention, in which the discrete line is realized as a simple ⁇ -member of a type as shown in Figure 3A.
  • the transmission filter TXF is connected to the antenna connection AN without a matching network.
  • the receive filter RXF is connected to the antenna AN via a discrete line in the form of a CLC circuit in .pi. Form, the capacitances of this .pi. Element being designed as microacoustic resonators X1 and X2.
  • the ⁇ -member acts as a phase rotator.
  • An antenna matching circuit as shown here represents a duplexer, as may be included in a Band II duplexer, for example.
  • the microacoustic resonators X1 and X2 can be realized on a chip on which the filter circuit of the transmission filter or of the reception filter is realized. It is also possible to place the microacoustic resonators of the discrete line on two separate chips, each carrying the filter circuits for RX and TX filters.
  • the transmission filter TXF is connected to the antenna AN via a serial resonator, which is part of the filter circuit.
  • the receive filter RXF begins with a serial resonator on its side facing the antenna AN.
  • at least one of the impedance matching circuits at the ports Mp ⁇ and M ⁇ or also the antenna impedance Z ⁇ NT is designed as a series inductance.
  • the microacoustic resonator of the ⁇ -member is designed as a serial or parallel resonator from the filter circuit of the transmission filter TXF.
  • the parallel microacoustic resonator of the ⁇ -member may also additionally have a ground pad on its upper electrode to lower the resonant frequency of this resonator and move it out of the passband of the TX filter.
  • the microacoustic resonator X2 may also be formed like a serial or parallel resonator of the transmission filter TXF.
  • the microacoustic resonator X2 can also be designed as a parallel resonator of the RX filter, while Xl how a parallel resonator of the transmission filter TXF can be formed.
  • the parallel microacoustic resonator X2 of the ⁇ -member may have an additional ground pad to prevent the
  • the impedance matching circuits M at the antenna sides facing away from the signal paths which ensure the adaptation to the respective amplifiers PA and LNA, are optional and can also be omitted. They are not required for the duplexer function itself.
  • duplexers it may be possible to adapt the duplexer both on the transmit path side and on the receive path side in order to ensure the function of the duplexer.
  • This can then be done with a ⁇ -member, which is arranged on both sides of the antenna node, wherein the respective antenna side parallel microacoustic resonator X2 is common to the ⁇ -members.
  • the antenna matching circuit shown in FIG. 11 is the same or similar to that shown in FIG.
  • the microacoustic resonators of the matching circuit AS can be realized on one or more chips on which at least parts of the filter circuits for the transmission filter TXF or the reception filter RXF are realized.
  • the matching circuit AS in FIG. 12 is designed as a T-element consisting of two serial microacoustic resonators X1 and X2 and a parallel inductance L arranged therebetween.
  • FIG. 13 shows a further embodiment of an antenna matching circuit in which the matching circuit AS is designed as a discrete line of negative rotating type (similar to the type shown in FIG. 3C).
  • the TXF transmit filter is connected directly to the antenna without a matching circuit or phase shifter.
  • the reception filter RXF is implemented via an LCL ⁇ -member, in which the serial capacitance is embodied as a microacoustic resonator X1.
  • the parallel inductance L2 is small and can be realized in a simple manner on a chip, for example, an additional parallel resonator X2 is used, which is connected in parallel to the inductance L2 of the ⁇ -gate.
  • the resonator X2 may be formed as a microacoustic resonator and be identical in construction with the resonator Xl.
  • a typical application for the circuit shown here is a Band II duplexer.
  • the filter circuits of transmit and receive filters of the illustrated duplexers are constructed of resonators.
  • all resonators of the Filter circuits BAW resonators be.
  • At least one resonator of the reception filter RXF may be a SAW resonator.
  • GBAW guided bulk acoustic wave.
  • all the resonators of transmit and receive filters, but not the microacoustic resonators of the discrete line and the impedance adjustments are designed as SAW resonators.
  • the microacoustic resonators which represent the capacitances of the discrete line, are preferably realized as BAW resonators.
  • BAW resonators all the resonators of the filter circuits of the duplexer, as well as the matching circuit and the discrete line contained therein, as SAW resonators.
  • SAW resonators It is also possible to design all resonators of the filter circuits of the duplexer as GBAW resonators, whereas the resonators of the matching circuit are designed as BAW resonators.
  • all the resonators of the duplexer and the matching circuit are designed as GBAW resonators.
  • Figure 14 shows a generalized way of realizing a discrete line of the type used in a matching circuit according to the invention, as shown in Figures 3A and B.
  • all the parallel capacitances have been replaced by the microacoustic resonators X1 to Xn.
  • the cross connection in the serial branch, that is, in the signal line is effected by the general, complex, multi-port impedance z memorill 'while the ground connection of the parallel branches through the general Routorige impedance Zg ⁇ takes place.
  • connection between the complex impedance Z ser - j _ e] _ ] _ and Zg ⁇ takes place via the complex impedance Z 3 ⁇ n - ) -, which can then also include, for example, impedances, which in each case to individual Resonators are connected in parallel.
  • Each of the complex impedances may include additional microacoustic resonators.
  • a discrete line of the type used in a matching circuit according to the present invention is generalized in Fig. 15 accordingly.
  • all serial capacitances are replaced by microacoustic resonators X1, X2 to Xn.
  • the cross-connection is made by the general complex multi-gate impedance Z ser -j_ e ] _] _, while the ground is supplied by the general multi-gate complex impedance Zg ⁇ .
  • the connection between Z ser -j_ e ] _] _ and 2 GND is made with the general multi-gate complex impedance Z g] - ⁇ n - ) -. All of the complex impedances may include additional resonators.
  • FIGS. 14 and 15 take into account the possibility of expanding the basic types shown in FIG. 3 from discrete lines and any impedance elements which can ultimately be combined to form the complex multi-port impedances.
  • one of the basic elements shown in Figure 3 is realized, wherein in each case at least one of the capacitors is realized by a microacoustic resonator.
  • Figures 16 and 17 show a simplification of Figure 10.
  • the TX filter ( Figure 16) or / and the RX filter (both filters in Figure 16) are capacitively designed. In this way one can dispense with the discrete line on the antenna side parallel microacoustic resonators Xl and / or X2.
  • Both filters are only connected via an inductance.
  • the capacitively adjusted filters are marked with an arrow.
  • the antenna matching circuit is not limited to the concretely illustrated and described embodiments in the embodiments or figures.
  • the invention may be limited to the specified basic elements or supplemented by any further elements in the signal paths or in the antenna path.
  • the antenna matching circuit can not only be applied to duplexers, but allows the interconnection of any number for transmitting or receiving usable signal paths with an antenna, in particular to a multiplexer.

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Abstract

Es wird eine Antennenanpassschaltung vorgeschlagen, bei der zumindest zwei Signalpfade mit einem Antennenanschluss verbunden sind. Die Signalpfade sind zum Senden und/oder Empfangen von HF-Signalen ausgebildet und in zumindest einem der Signalpfade ist antennenseitig eine Anpassschaltung integriert, die eine diskrete Leitung zur Phasendrehung umfasst. Dabei ist zumindest eine der in der diskreten Leitung enthaltenen Kapazität als mikroakustischer Resonator ausgebildet, dessen Resonanz so weit verschoben ist, dass sie außerhalb des Durchlassbereichs der jeweiligen Signalpfade liegen.

Description

Beschreibung
AntennenanpassSchaltung
Alle für den Massenmarkt relevanten Mobilfunksysteme der 3. Generation (3G) arbeiten im Frequenz- (Voll-) Duplexmodus FDD, d.h. es wird auf unterschiedlichen Frequenzkanälen gesendet und empfangen. Die dabei verwendeten Übertragungsverfahren sind praktisch ausschließlich Codemultiplexverfahren CDMA, welche „echtes" gleichzeitiges Senden und Empfangen der Telefone und der Basisstationen erfordern. Genannt seien hierzu beispielhaft die Mobilfunkstandards CDMA2000 und W- CDMA (UMTS) in Band II (1,9GHz) und W-CDMA (UMTS) in Band I (2,1GHz) . Sie werden u.a. auf dem amerikanischen bzw. europäischen Kontinent eingesetzt.
Bei Frequenz-Duplexmodus wie dem CDMA-Verfahren sind Duplexer notwendig, die sowohl Sende- (TX) als auch Empfangspfad (RX) permanent mit der Antenne AN verbinden, siehe Figur 1. Der Sendepfad Tx weist zumindest ein Tx Filter TXF oder eine entsprechende Filterschaltung auf. Der Empfangspfad RX weist zumindest ein RX Filter RXF oder eine entsprechende Filterschaltung auf. Die Hauptaufgabe des Duplexers ist dabei, den TX-Pfad und RX-Pfad voneinander zu isolieren. Auf diese Art und Weise wird verhindert, dass die Sendeleistung der eigenen PA die Empfindlichkeit des Empfängers beeinträchtigt. Weiterhin wird eine möglichst geringe Dämpfung in den jeweiligen Pfaden durch den Duplexer gefordert, um einerseits den Stromverbrauch durch die PA klein zu halten und um andererseits das Signal-Störleistungs- Verhältnis im Empfangspfad nicht unnötig zu verschlechtern. Duplexer für Mobiltelefone werden heute praktisch ausschließlich in SAW- bzw. BAW-Technologie gefertigt. Beide Ansätze erlauben Bauteilhöhen, welche den Anforderungen flacher Endgeräte gerecht werden, und bei beiden Ansätzen werden zwei einzelne Bandpassfilter mit einem Antennenknoten verbunden. Die beiden Einzelfilter selbst bestehen aus mehreren geeignet verschalteten Resonatoren. Im Falle von SAW abhängig vom Entwurf auch aus einer zusätzlichen DMS-Spur, mehreren DMS-Spuren oder ausschließlich aus einer oder mehreren DMS-Spuren. Die Resonatoren und/oder DMS-Spuren werden jeweils monolithisch integriert und beide Filter auf einem gemeinsamen oder auch auf zwei verschiedenen Substraten gefertigt. So ergeben sich ein einzelner Chip oder zwei einzelne Chips, welcher bzw. welche in Gehäuse vorzugsweise hermetisch abgeschirmt zum Duplexer verschalten werden.
Weiterhin ist es heute üblich, einen Duplexer zusammen mit anderen Duplexern und Einzelfiltern in einem einzigen Modul auf Keramik-, einem FR4- oder einem beliebig anderen Substrat zu kombinieren. Diese Filter teilen sich dann gruppenweise jeweils einen von mehreren Antennenknoten oder auch alle zusammen einen einzigen Antennenknoten. Ein Duplexer kann auf einem Modul aus zwei Einzelfiltern, welche jeweils individuell gehaust sind, zusammengeschaltet werden. Auch ein Duplexer aus nicht gehäusten Chips (bare-die) auf einem geeigneten Substrat ist möglich.
Zur Funktionalität und zur Optimierung des elektrischen Verhaltens des Duplexers sind weitere passive Bauelemente notwendig, die auf den Filtersubstrat (en) , im Gehäuse, auf dem Modul (FEM) oder extern auf der Platine des Telefons untergebracht sind. In der Regel sind dies Induktivitäten, Kapazitäten und Leitungsstücke. Auch Resonatoren und geeignete elektrische (leitend oder kapazitiv) oder magnetische Kopplungen zwischen Elementen und Knoten im Anpassnetzwerk sind üblich. Weiterhin ist eine Anpassung der Ports, PA und LNA, an die gewünschte Filterimpedanz notwendig. Im auf Masse bezogenen Fall sind das in praktisch allen Fällen 50 Ohm, im symmetrischen Fall 100 Ohm. Hier kommen üblicherweise serielle oder parallele Induktivitäten zum Einsatz, aber auch L-Netzwerke aus Induktivität und Kapazität. Speziell beim Duplexer ist es schließlich an der Antenne notwendig, dass beide Filter im jeweiligen Gegenband für alle Frequenzen eine möglichst hohe Impedanz aufweisen und im eigenen Passband für alle Frequenzen an die geforderte Filterimpedanz angepasst sind. Im Idealfall einer Anpassung ergibt sich ein Reflexionsfaktor V von +1 für alle Frequenzen des Gegenbandes und von 0 für alle Frequenzen des eigenen Passbandes.
Ein Duplexer besteht aus einem Sende- und einem Empfangsfilter. Meist liegt das Sendeband frequenzmäßig unterhalb des Empfangsbandes. Jedes Filter für sich wird in der Regel so entworfen, dass es im eigenen Sendeband am Antennenport gut angepasst ist, und im jeweiligen Gegenband möglichst schlecht. Jedes Filter hat dann im eigenen Band ein Passband und im Gegenband ein Stoppband.
Verbindet man ohne weitere Maßnahmen beide Filter direkt mit einem gemeinsamen Antennenknoten, so kommt es im Allgemeinen durch den gegenseitigen Einfluss zur Zerstörung der Passbänder. Der Grund für dieses Verhalten liegt darin, dass zwar in beiden Fällen im jeweiligen Gegenband die Bedingung F = 1 erfüllt ist, allerdings nur in Ausnahmefällen der benötigte Leerlauf F ≡ +1 im Gegenband vorliegt. Üblicherweise wird zur Lösung eines Problems dieser Art jedes Filter über einen Phasenschieber Φτx bzw. Φ^y mit der Antenne verbunden. Dabei erfolgt jeweils eine Drehung der Anpasskurven am Antennenport um das Zentrum des Smith-Chart. Die Phasenschieber werden dabei so ausgelegt, dass durch die zentrische Drehung im jeweiligen Gegenband eines jeden Filters gezielt die Bedingung Leerlauf T ≡ +1 erfüllt wird. Die Anpassung des eigenen Bandes bleibt davon praktisch unberührt, da die Anpasskurve des Passbandes nur um den Ursprung gedreht wird und es gilt weiterhin T ≡ 0. In einem einfachen Beispiel ist nur ein Phasenschieber auf der RX- Seite notwendig, d.h. das TX-Filter wird direkt mit der Antenne verbunden und das RX-Filter über einen Phasenschieber. Andere Möglichkeiten zur Anpassung in einem Duplexer sind nur für Spezialfälle anwendbar, beispielsweise für Duplexer mit kleinem Duplexerabstand und ansonsten zumeist mit anderen Nachteilen verbunden.
Um einen Phasenschieber zu realisieren, sind drei Möglichkeiten bekannt. Eine erste Möglichkeit besteht in einer Verzögerungsleitung (kontinuierliche Leitung) . Eine kontinuierliche Leitung dreht im Smithchart im Uhrzeigersinn und kann so als Phasenschieber eingesetzt werden. Eine solche kontinuierliche Leitung ist beispielsweise in der US 6,262,637 Bl beschrieben.
Das Phasen drehende Verhalten einer kontinuierlichen
Verzögerungsleitung kann auch mit einer diskreten Leitung realisiert werden, die als laddertypeähnliche Schaltung aus mehreren Induktivitäten und Kapazitäten nachgebildet werden kann. Im einfachsten Falle reichen zur Realisierung einer diskreten Leitung drei Elemente, die in symmetrischer π- oder T-Anordnung verschaltet sind. Damit sind insgesamt vier verschiedene Konfigurationen möglich. Je nach Konfiguration dreht eine solche diskrete Leitung im Smith-Chart im oder gegen den Uhrzeigersinn.
Eine weitere Möglichkeit für einen Phasenschieber kann durch eine Antennenspule realisiert werden. Beispielsweise ein
Sende- oder Empfangsfilter, welches antennenseitig mit einem Serienelement endet und welches im eigenen Passband geeignet kapazitiv wirkt, genügt es zur Phasenschiebung, den Antennenanschluss direkt mit einer Parallelinduktivität gegen Masse zu schalten. Diese bewirkt auf beiden Seiten des
Antennenanschlusses einen Phasendreher, der einer diskreten Leitung ähnlich ist.
Anstatt eines Phasenschiebers kann auch zu einem Serienresonator eine Parallelspule geschalten werden. Zu dieser Parallelschaltung verwendet man optional eine weitere Serienspule und führt über die so entstehende Schaltung das Filter zum Antennenknoten. Eine solche Schaltung kann von einem oder von beiden Filtern verwendet werden. Sie eignet sich besonders bei einem Duplexer, wenn TX- und RX-Band einen großen Duplexabstand aufweisen. Nachteilig ist, dass bei kleinem Duplexabstand die serielle Spule einen hohen Induktivitätwert benötigt, der nicht integriert werden kann.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine
Antennen-Anpassschaltung für mehrere mit einer gemeinsamen Antenne verbundene Signalleitungen zum Senden und Empfangen von HF Signalen anzugeben, die die aktuellen Ansprüche an eine Miniaturisierung erfüllt und für die Massenfertigung geeignet ist. Diese Aufgabe wird mit einer Antennen-Anpassschaltung nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind weiteren Ansprüchen zu entnehmen.
Es wird eine Antennenanpassschaltung angegeben, die zumindest einen mit einer Antenne verbundenen Antennenanschluss aufweist. An diesem sind zumindest zwei Signalpfade angeschlossen, die jeweils einen Durchlassbereich entweder zum Senden und/oder zum Empfangen von HF-Signalen aufweisen, insbesondere Signalpfade für drahtlose Kommunikations- und Informationssysteme. Um die Signalpfade gegenseitig zu isolieren, ist in zumindest einem der Signalpfade antennenseitig eine Anpassschaltung integriert, die eine diskrete Leitung zur Phasendrehung eines Signals in diesem Zweig umfasst. Die diskrete Leitung ist als ladder-type ähnliche Schaltung aus zumindest drei Elementen realisiert, die ausgewählt sind aus Induktivitäten und Kapazitäten. Es wird nun vorgeschlagen, die Kapazitäten dieser diskreten Leitung zumindest teilweise in Form mikroakustischer Resonatoren zu realisieren. Die Resonanzfrequenzen der
Resonatoren sind so gewählt, dass deren Resonanzen außerhalb des Durchlassbereichs des jeweiligen Signalpfads liegen. Damit wirken die Resonatoren im Passband rein kapazitiv.
In wenigen Sonderfällen, bei denen das TX-Filter stark kapazitiv entworfen ist, kann in der diskreten Leitung das parallele Element an der Antenne weggelassen werden. In der Regel besteht die diskreten Leitung aus zumindest drei Elementen .
Die mikroakustischen Resonatoren können als SAW- oder BAW- Elemente ausgebildet sein. Diese haben den Vorteil, dass sie hochgütig ausgebildet werden können. Auf diese Weise gelingt es, neben der Funktion als Kapazität in der diskreten Leitung zusätzlich Polstellen in der Übertragungsfunktion zu schaffen, die durch geeignete Positionierung bestimmte störende Frequenzen ausfiltern können, ohne dass dazu zusätzliche Bauelemente erforderlich sind.
Die mikroakustischen Resonatoren können jedoch auch in anderen Technologien ausgebildet sein. Die Kapazitäten, die nicht als mikroakustische Resonatoren in der diskreten Leitung vorhanden sind, können als MIM-Kondensatoren (MIM = Metall Isolator Metall) ausgebildet werden. Solche Kondensatoren sind besonders dann vorteilhaft, wenn im Signalpfad ein Filter verschaltet ist, welches Resonatoren aufweist und beispielsweise in Laddertypetechnik aus mikroakustischen Resonatoren ausgebildet ist. Dann kann es gelingen, in den Herstellprozess der für die Filter verwendeten Resonatoren auch die Herstellung der MIM- Kondensatoren zu integrieren, indem entsprechende Herstellschritte zur Abscheidung von Metallen oder von Dielektrika zur Herstellung der MIM-Kondensatoren verwendet werden .
In jedem der zumindest zwei Signalpfade können Filterschaltungen enthalten sein, die zumindest zum Teil auf einem Chip realisiert sind. Auf diesem Chip, z.B. auf dessen
Oberfläche kann dann zumindest ein Teil der Anpassschaltung realisiert sein. Möglich ist es auch, dass die gesamte Filterschaltung sowie die gesamte Anpassschaltung auf der Oberfläche des Chips realisiert ist. Ausnahme sind hochgütige Elemente, die als diskrete Bauelemente ausgebildet sind und nicht integriert mit dem Chip gefertigt sind. Die Antennenanpassschaltung kann Filterschaltungen aufweisen, die auf mehreren Chips realisiert sind. Dann können die Kapazitäten oder die dafür angesetzten mikroakustischen Resonatoren der Anpassschaltung ebenfalls auf mehreren dieser Filterschaltungen tragenden Chips realisiert sein.
Möglich ist es jedoch auch, die Kapazitäten der diskreten Leitung oder die dafür eingesetzten Resonatoren auf einem separaten Chip unabhängig von den Filterschaltungen zu realisieren und diese erst in der Antennenanpassschaltung zu verbinden .
Als diskrete Leitung kann eine π-Schaltung vorgesehen sein, die eine serielle Kapazität und zwei dazu parallele Induktivitäten aufweist. Möglich ist auch eine π-Schaltung aus einer seriellen Induktivität und zwei dazu parallelen Kapazitäten .
Die diskrete Leitung kann auch als T-Schaltung ausgebildet sein. Dazu weist sie beispielsweise zwei serielle Kapazitäten und eine dazu parallele Induktivität auf. Möglich ist auch eine T-Schaltung mit zwei seriellen Induktivitäten und einer dazu parallelen Kapazität.
In der Antennenanpassschaltung kann parallel zu den mikroakustischen Resonatoren je eine komplexe Impedanz geschaltet sein. Bei Resonatoren, die serielle Kapazitäten der diskreten Leitung darstellen, sind diese komplexen Impedanzen in einem parallelen Serienzweig des Signalpfads angeordnet. Bei mikroakustischen Resonatoren, die parallele Kapazitäten der diskreten Leitung darstellen, sind die komplexen Impedanzen in einem parallelen Querzweig der Anpassschaltung angeordnet. Anstatt den Induktivitäten können auch allgemeine komplexe Impedanzen verwendet werden.
Unter einer komplexen Impedanz versteht man zumindest ein
Impedanzelement. Die komplexe Impedanz kann jedoch auch eine Verschaltung mehrerer Impedanzelemente darstellen. Die einzelnen Impedanzelemente der komplexen Impedanz können dabei aus Kapazitäten, Induktivitäten, Widerständen und mikroakustischen Resonatoren ausgebildet sein.
Die vorgeschlagene Anpassschaltung hat den Vorteil, dass sie auf eine kontinuierliche Leitung mit relativ hohem Platzverbrauch und relativ großen elektrischen Verlusten verzichten kann. Die Anpassschaltung weist deutlich mehr
Freiheitsgrade auf, sodass im Vergleich zu einer einfachen Antennenspule Filterschaltungen am Antennenanschluss wesentlich besser angepasst werden können.
Die Kapazitäten des Anpassnetzwerks können Platz sparend auf einem oder mehreren der in der Antennenanpassschaltung vorhandenen Chips, insbesondere den Chips mit den Filterschaltungen untergebracht werden.
Die Antennenanpassschaltung kann vorteilhaft in einem
Duplexer eingesetzt werden, wobei ein erster Signalpfad den Sendepfad und ein entsprechendes Sendefilter umfasst, während ein zweiter Signalpfad den Empfangspfad mit einem entsprechenden Empfangsfilter umfasst. Eine Verteilung der Kapazitäten des Anpassnetzwerks auf die das Sendefilter beziehungsweise das Empfangsfilter enthaltenden Chips ermöglicht einen ausgewogenen Platzverbrauch in der AnpassSchaltung. Die Resonanzen und Antiresonanzen der als mikroakustische Resonatoren ausgebildeten Kapazitäten der eine diskrete Leitung umfassenden Anpassschaltung können so ausgewählt sein, dass Polstellen für die Filterübertragungsfunktion beziehungsweise zur besseren Isolation der beiden Filter insbesondere in einen Duplexer eingesetzt werden können. Durch Kombination mit weiteren Elementen, die in der Anpassschaltung vorhanden sind, können zum einen die Resonanzen dieser Polstellen verschoben werden. Außerdem können dabei zusätzlich zur Resonanz und Antiresonanz der mikroakustischen Resonatoren zusätzliche Resonanzen erzwungen werden, die weitere zur Verbesserung der Übertragungsfunktion geeignete Polstellen erzeugen.
Die Übertragung des (Nutz-) Signals in den Passbändern der Filter oder Filterschaltungen bleibt von diesen Polstellen praktisch unbeeinflusst . So wird gewährleistet, dass die mikroakustischen Resonatoren in erster Näherung allein als hochgütige statische Kapazitäten wirken.
Die Polstellen können in das Stoppband der jeweiligen Filterschaltung geeignet so gewählt werden, dass die Isolation der zum Beispiel einen Duplexer umfassenden Antennenanpassschaltung verbessern.
Die mikroakustischen Resonatoren in der Anpassschaltung und insbesondere in der diskreten Leitung sowie alle in Filterschaltungen verwendeten Resonatoren können "aufgedoppelt" sein. Dazu sind seriell geschaltete Resonatoren kaskadiert. Kaskadiert bedeutet eine Serienschaltung mehrerer Resonatoren, die in der Summe den Eigenschaften eines nicht aufgedoppelten Resonators entspricht. Dies ist durch ent- sprechende Vergrößerung der Resonatorfläche in den kaska- dierten Resonatoren möglich. In Parallelzweigen angeordnete Resonatoren können durch Parallelschaltung weiterer Resonatoren "aufgedoppelt" werden. Auch in dieser Parallelschaltung sind die Resonatoren so ausgebildet, dass die Eigenschaften der Parallelschaltung denen eines einzelnen herkömmlichen Resonators entsprechen. Möglich ist es jedoch auch, bei der Aufdoppelung von Resonatoren die Resonanzfrequenzen innerhalb der Kaskade beziehungsweise der Parallelverschaltung gegeneinander zu verschieben. Auf diese Weise gelingt eine
Variation der Eigenschaften, die vorteilhaft für die Funktion der Antennenanpassschaltung ausgenutzt werden kann.
Für die Antennenanpassschaltung notwendige Induktivitäten können auf dem zumindest einen Chip, der das Filter oder die Filterschaltungen trägt, im Filtergehäuse, im Duplexer- gehäuse, im Modulsubstrat oder integriert auf dem für die Antennenanpassschaltung verwendeten PCB (printed circuit board) oder extern als diskretes Element ausgeführt sein.
In einer Ausführung weist die Antennenanpassschaltung eine diskrete Leitung in Form einer π-Schaltung auf, bei der eines der parallelen Elemente direkt mit dem Antennenanschluss verbunden ist. Das parallele Element kann je nach Ausbildung der π-Schaltung eine Induktivität oder eine Kapazität sein.
In einer weiteren Ausführung der Antennenanpassschaltung sind in den Signalpfaden Filterschaltungen vorgesehen, die Resonatoren umfassen. Die mikroakustischen Resonatoren der Anpassschaltung können dann den gleichen Aufbau wie einzelne Resonatoren der Filterschaltung aufweisen, sich aber geringfügig durch eine zusätzliche, eine weggelassene oder eine in der Schichtdicke veränderte Schicht von diesen unterscheiden. Damit ist ein Aufbau der mikroakustischen Resonatoren ohne oder mit nur wenig zusätzlichem Verfahrensaufwand möglich. Außerdem wird so gewährleistet, dass die Resonanzfrequenz des mikroakustischen Resonators außerhalb der Resonanzfrequenz für die Filterschaltung verwendeten Resonatoren liegt.
In einer Ausführung der Antennenanpassschaltung sind in beiden Signalpfaden Resonatoren umfassende Filterschaltungen vorgesehen. Alle Resonatoren der Filterschaltung und alle Resonatoren der zumindest einen Anpassschaltung sind dabei als BAW-Resonatoren (BAW = bulk acoustic wave) ausgebildet. Durch die Verwendung einer einheitlichen Technologie für die Resonatoren der Filterschaltungen und die Resonatoren der Anpassschaltung gelingt es, deren Herstellung in einem
Prozess integrieren, wodurch der Verfahrensaufwand reduziert wird. Vielmehr wird durch die zusätzliche Herstellung der mikroakustischen Resonatoren für die Anpassschaltung der Aufwand, der so und so für die Herstellung der Resonatoren der Filterschaltungen erforderlich ist, nicht erhöht.
Eine Antennenanpassschaltung, die einen Signalpfad mit einer Filterschaltung aufweist, die zum Empfang von HF-Signalen vorgesehen ist, umfasst vorteilhaft zumindest einen SAW- (= surface acoustic wave) oder GBAW- (guided bulk acoustic wave) Resonator .
Möglich ist es auch, dass die zumindest zwei Signalpfade Filterschaltungen und Resonatoren aufweisen und dass alle Resonatoren der Filterschaltungen als SAW-Resonatoren ausgebildet sind. In diesem Fall ist es vorteilhaft, auch die mikroakustischen Resonatoren der Anpassschaltung, die als Kapazitäten in der diskreten Leitung fungieren, ebenfalls in SAW-Technik zu realisieren. Ein solcher Resonator weist dann eine Resonanzfrequenz auf, die außerhalb des Passbandes der jeweiligen Filterschaltungen liegt. Dies kann durch einen geeignet gewählten Fingerabstand der in den Resonatoren eingesetzten Interdigitalwandler erreicht werden, sodass die Resonatoren nur im Bereich der Passbänder rein kapazitiv wirken .
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei- spielen und der dazugehörigen Figuren näher erläutert. Die Figuren sind rein schematisch ausgeführt und erheben nicht den Anspruch, erfindungsgemäße Antennenanpassschaltungen komplett wiederzugeben, da der besseren Übersichtlichkeit wegen auf die Darstellung teilweise weniger wichtiger EIe- mente verzichtet wurde. Reale Filteranpassschaltungen können darüber hinaus weitere Signalpfade und in jedem der dargestellten Signalpfade darüber hinaus weitere Filterschaltungen, Anpassschaltungen oder diskrete Elemente aufweisen.
Figur 1 zeigt eine bekannte Duplexerschaltung,
Figur 2 zeigt eine erfindungsgemäße Antennenanpass- schaltung,
Figuren 3A bis 3D zeigen verschiedene Ausführungen von diskreten Leitungen,
Figur 4 zeigt eine Antennenanpassschaltung mit einem Notch,
Figuren 5A bis 5E zeigen verschiedene Ausführungsformen von Bandsperren, Figuren 6A bis 6C zeigen verschiedene Möglichkeiten serielle und parallele Resonatoren zu "verdoppeln",
Figur 7 zeigt eine Antennenanpassschaltung mit einer mehrstufigen Anpassung,
Figur 8 zeigt eine Variante einer diskreten Leitung mit parallel geschalteten Impedanzen,
Figur 9 zeigt eine weitere Variante mit diskreten Leitungen mit parallel geschalteten seriellen Impedanzen,
Figur 10 zeigt eine Antennenanpassschaltung mit einem direkt mit dem Antennenanschluss verbundenen Resonator,
Figur 11 zeigt eine Antennenanpassschaltung, bei der eine diskrete Leitung gleichmäßig auf zwei Signalzweige aufgeteilt ist,
Figur 12 zeigt eine Antennenanpassschaltung mit einer diskreten Leitung in einem Signalpfad,
Figur 13 zeigt eine weitere Variante einer Antennenanpassschaltung,
Figur 14 zeigt eine verallgemeinerte Darstellung einer um zusätzliche Impedanzglieder erweiterten diskreten Leitung vom positiv drehenden Typ,
Figur 15 zeigt eine verallgemeinerte Darstellung einer um zusätzliche Impedanzglieder erweiterten diskreten Leitung vom negativ drehenden Typ, Figur 16 zeigt eine Vereinfachung von Figur 10, bei der das TX-Filter kapazitiv entworfen ist,
Figur 17 zeigt eine Vereinfachung von Figur 10, bei der das TX-Filter und das RX-Filter kapazitiv entworfen ist.
Figur 1 zeigt schematisch eine einfache Duplexerschaltung, bei der ein Antennenanschluss AN mit einem Sendepfad TX und mit einem Empfangspfad RX verbunden ist. Im Empfangspfad ist ein Empfangsfilter RXF und ein Eingangsverstärker LNA verschaltet. Im Sendepfad TX ist ein Sendefilter TXF und ein Leistungsverstärker PA verschaltet. Nicht dargestellt ist ein Phasenschieberelement zwischen einem der Signalpfade und der Antenne, mit dem eine gegenseitige Beeinflussung der beiden
Signalpfade durch entsprechende Drehung des Signals vermieden wird.
Figur 2 zeigt in schematischer Form eine einfache Ausführung der erfindungsgemäßen Antennenanpassschaltung. Ein mit einer Antenne verbundener Antennenanschluss AN ist mit zwei Signalpfaden SPl und SP2 verbunden. Im ersten Signalpfad SPl ist eine erste Filterschaltung Fl sowie eine Anpassschaltung AS in Reihe geschaltet. Im zweiten Signalpfad SP2 ist eine zweite Filterschaltung F2 angeordnet. Die Anpassschaltung AS umfasst zumindest eine diskrete Leitung, bei der zumindest eines der diskrete Leitung bildenden kapazitiven Elemente als mikroakustischer Resonator ausgebildet ist.
Figur 3 zeigt verschiedene Möglichkeiten, wie eine diskrete
Leitung aus zumindest drei Elementen dargestellt werden kann. Figuren 3A und 3B zeigen positiv im Smithchart drehende diskrete Leitungen, während die diskrete Leitungen der Figuren 3C und 3D negativ drehen. Figuren 3A und 3C zeigen als π-Schaltung ausgebildete diskrete Leitungen. In Figur 3A ist eine serielle Induktivität LS parallel zu zwei Kapazitäten CPl und CP2 geschaltet, die zusammen ein π-Glied bilden. In Figur 3C ist eine serielle Kapazität CS parallel zu zwei Induktivitäten LPl, LP2 geschaltet, die zusammen ein π-Glied bilden. Die Figuren 3B und 3D zeigen zwei als T-Glied ausgebildete diskrete Leitungen. In Figur 3B sind zwei seriell verschaltete serielle Induktivitäten LSl, LS2 über einen mittleren Knoten mit einer parallelen Kapazität CP verbunden. In Figur 3D sind zwei in Serie verschaltete serielle Kapazitäten CSl, CS2 über einen dazwischen angeordneten Knoten mit einer parallelen Induktivität LP verbunden. Mit jeder dieser diskreten Leitungen ist eine 180 bis 360°-Drehung im Smithchart möglich. Im Gegensatz zu einer kontinuierlichen Leitung, die nicht Gegenstand der Erfindung ist, kann eine diskrete Leitung wie erwähnt negativ drehend ausgebildet werden. In diesem Fall wird gegen den Uhrzeigersinn im Smithchart gedreht.
Die in der Figur 3 dargestellten diskreten Leitungen können um eine beliebige Anzahl weiterer Glieder erweitert werden, wobei jedes Glied ein serielles oder paralleles Element, ausgewählt als Kapazität und Induktivität, sein kann.
Figur 4 zeigt eine Antennenanpassschaltung, bei der eine Antenne über einen Antennenanschluss AN mit einem Sendepfad TX und einem Empfangspfad RX verbunden ist. Der Antennenanschluss AN ist innerhalb einer ersten Impedanzanpass- Schaltung Ml angeordnet. Im Sendepfad ist ein Sendefilter TXF angeordnet, während im Empfangspfad eine Bandsperre (auch Notch genannt) in Serie mit einer zweiten Impedanzanpassschaltung M2 und einem Empfangsfilter RXF in Serie geschaltet ist. Am Ende der jeweiligen Signalpfade sind die entsprechenden Verstärkerschaltungen PA beziehungsweise LNA angeordnet.
In dieser Ausführungsform sind die beiden Impedanzschaltungen und die Bandsperre so ausgelegt, dass sie eine Phasendrehung wie eine diskrete Leitung hervorrufen. Gleichzeitig schaffen die Impedanzschaltungen eine Anpassung zwischen TX Filter und Bandsperre an der Antenne und zwischen Bandsperre und RX Filter.
Figur 5 zeigt verschiedene Möglichkeiten, wie eine Bandsperre in der beispielsweise in Figur 4 dargestellten Ausführungsform realisiert werden kann. Das jeweilige Bandsperrfilter NO kann dabei unabhängig von den übrigen Komponenten in zumindest einem der Signalpfade, in einer Ausführung auch in beiden Signalpfaden angeordnet sein. Vorzugsweise ist das Bandsperrfilter nahe dem Antennenanschluss angeordnet.
In Figur 5A umfasst die Bandsperre einen einzelnen mikroakustischen Resonator X im Signalpfad. Parallel dazu ist eine symmetrische zweite Signalleitung oder alternativ ein Massepfad angeordnet.
Figur 5B zeigt eine Bandsperre NO, welche einen parallelen Resonator X umfasst, der die beiden Signalpfade parallel überprüft .
Figur 5C zeigt eine Bandsperre NO, die einen seriellen Resonator Xl und einen parallelen Resonator X2 umfasst.
Figur 5D zeigt eine zur Figur 5C spiegelsymmetrische Anordnung. Figur 5E zeigt eine Bandsperre, die aus zwei seriellen Resonatoren Xl und X3 und einen dazu parallelen Resonator X2 besteht. Auch die in den Figuren 5A bis E dargestellten Bandsperren können beliebig um weitere Elemente und insbesondere um weitere Resonatoren erweitert werden. Eine Bandsperrwirkung ergibt sich durch entsprechende Anordnung der Resonanz und Antiresonanzfrequenzen der Resonatoren. Die Frequenzlage der Bandsperrfilter ist beispielsweise im Bereich der Antiresonanz eines seriellen Resonators oder im Bereich der Resonanz eines parallelen Resonators angeordnet. Finden sich serielle und parallele Resonatoren in einer Bandsperre NO, so sind entsprechende serielle Antiresonanz und parallele Serienresonanz in Übereinstimmung oder nahe benachbart. Allgemein kann die Bandsperre aus mehreren mikroakustischen Resonatoren in Laddertypeschaltung aufgebaut sein, welche von der Antennen- seite her entweder mit einem Serien- oder Parallelresonator beginnen. Eine Bandsperre muss nicht aus einer ganzen Anzahl von Gliedern, jeweils bestehend aus einem seriellen und einem parallelen mikroakustischen Resonator bestehen, sondern kann auch einzelne Resonatoren umfassen. Die Anzahl der Glieder ist bei einer Bandsperre nicht begrenzt.
Figur 6 zeigt verschiedene Möglichkeiten, wie Resonatoren von Filterschaltungen oder Resonatoren von Bandsperren oder von Resonatoren, die als Kapazitäten in diskreten Leitungen dienen, "aufgedoppelt" werden können. Figur 6A zeigt einen aufgedoppelten seriellen Resonator, der hier eine Kaskade aus zwei seriell verschalteten mikroakustischen Resonatoren Xl und X2 umfasst. Diese Anordnung ist in der Figur 6B um einen dazu parallel geschalteten weiteren mikroakustischen Resonator X3 ergänzt. Figur 6C zeigt ein Grundglied einer Bandsperre, einer Filterschaltung oder einer diskreten Leitung, bei der ein erster serieller Resonator Xl und zwei dazu parallele Resonatoren X2, X3 verschaltet sind. Die beiden parallelen Resonatoren sind in der Schaltung direkt benachbart. Figur 6D zeigt eine weitere Variation von Figur 6C, bei der auch der serielle Resonator Xl aufgedoppelt ist. Zwei parallele serielle Resonatoren Xl, X2 sind parallel zu zwei Resonatoren X3, X4 geschaltet.
Figur 7 zeigt als weitere Ausführungsform der Erfindung eine Antennenanpassschaltung mit mehrstufiger Anpassung. Diese umfasst in jedem der beiden Signalpfade RX, TX eine eigene Anpassschaltung AS^x und ASj^χ, die jeweils eine diskrete
Leitung umfassen. Die beiden Anpassschaltungen sind direkt mit dem Antennenanschluss verbunden und somit in jedem Signalpfad antennenseitig angeordnet. Die in jeder der Anpassschaltungen AS enthaltene diskrete Leitung umfasst als mikroakustische Resonatoren ausgebildete Kapazitäten, wobei die diskreten Leitungen wie in Figur 3 dargestellte Strukturen umfassen. Ein Teil der für die diskreten Leitungen erforderlichen Kapazitäten kann auch als Metall-Dielektrikum- Metallaufbau mit vorwiegend kapazitiver Wirkung ersetzt werden.
In jedem der Signalpfade ist darüber hinaus ein entsprechendes Filter beziehungsweise eine entsprechende Filterschaltung TX, RX enthalten, die jeweils ein Passband aufweisen. Über eine weitere Impedanzanpassschaltung M^^^, Mp^ ist der
Signalpfad an den jeweiligen Verstärker PA beziehungsweise LNA angepasst.
Die Masseanschlüsse sämtlicher Komponenten in den Signal- pfaden, nämlich diejenigen der Impedanzanpassschaltungen, der Filterschaltungen und der Anpassschaltungen bilden zusammen eine mehrtorige komplexe Impedanz ZQ^Q, welche beliebige Elemente, elektrische Verbindungen zwischen diesen Elementen und elektrische und magnetische Kopplungen zwischen den Elementen beinhalten kann. In den mehrtorigen komplexen Impedanzen ZQ^^ können auch mikroakustische Resonatoren enthalten sein.
Die Impedanzanpassungen Mp^ und M^^ sind wahlweise und können gegebenenfalls entfallen. Die Zuleitung zur Antenne AN erfolgt über einen komplexen Zweipol Z^NT' der beliebige passive Elemente enthalten kann. Im einfachsten Fall ist Z^NT eine impedanzbehaftete Zuleitung.
Figur 8 zeigt erfindungsgemäße ausgestaltete diskrete Leitungen, wie sie in den Anpassschaltungen AS oder den Impedanzanpassungen M von beispielsweise Figur 7 eingesetzt werden können. Die dargestellten diskreten Leitungen sind Variationen der in den Figuren 3A und 3B dargestellten diskreten Leitungen. In der Figur 7 sind alle parallelen Kapazitäten durch mikroakustische Resonatoren Xl, X2 bis Xn ersetzt. Jeweils parallel zu einem der mikroakustischen Resonatoren ist eine allgemeine komplexe Impedanz ZpI, Zp^ bis Zpn geschaltet. Die Querverbindung der parallelen Zweige mit den mikroakustischen Resonatoren und den dazu parallelen komplexen Impedanzen ist durch allgemeine komplexe Impedanzen 2L' 2S^' 2S^ bis Zgn realisiert, wenn sämtliche Massean- Schlüsse der parallelen Elemente über eine mehrtorige komplexe Impedanz Zg^ erfolgen. Auch hier können die komplexen Impedanzen weitere mikroakustische Resonatoren beinhalten. Die Anpassschaltung AS umfasst zumindest ein Grundglied GG, wie es in der Figur näher bezeichnet ist, sowie eine beliebige Anzahl von Zusatzgliedern ZG, die entsprechend mit dem Grundglied GG verschaltet sind. Figur 9 zeigt eine erfindungsgemäß ausgestaltete diskrete Leitung, wie sie prinzipiell in den Figuren 3C und 3D dargestellt ist, die im Smithchart jeweils negativ drehend sind. In dieser Ausführung sind sämtliche seriellen Kapazitäten der diskreten Leitung durch mikroakustische Resonatoren X]_ bis Xn ersetzt, zu denen jeweils eine allgemeine komplexe Impedanz Zg-*- bis Zgn parallel geschaltet ist .
An den vom Antennenanschluss abgewandten Enden der Signalpfade beziehungsweise an den Ports sind die allgemeinen komplexen Impedanzen Z^ und ZR vorgesehen. In Parallelzweigen, die jeweils über Knoten vor und/oder nach den seriellen Elementen mit Masse verbunden sind, sind die komplexen Impedanzen ZpI, Zp^ bis Zp n angeordnet. Die
Masseverbindung der Parallelzweige erfolgt über die allgemeine mehrtorige Impedanz ZQ^Q. Auch die hier dargestellten komplexen Impedanzen können weitere mikroakustische Resonatoren umfassen.
Figur 10 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Antennenanpassschaltung, in der die diskrete Leitung als einfaches π -Glied eines Typs wie in Figur 3A gezeigt realisiert ist. Das Sendefilter TXF ist ohne Anpassnetzwerk mit dem Antennenanschluss AN verbunden. Das Empfangsfilter RXF hingegen ist über eine diskrete Leitung in Form einer CLC-Schaltung in π -Form an die Antenne AN angebunden, wobei die Kapazitäten dieses π-Glieds als mikroakustische Resonatoren Xl und X2 ausgeführt sind. Das π-Glied fungiert hier als Phasendreher. Eine wie hier dargestellte Antennenanpassschaltung stellt einen Duplexer dar, wie er beispielsweise in einem Band II Duplexer enthalten sein kann.
Die mikroakustischen Resonatoren Xl und X2 können auf einem Chip realisiert sein, auf dem auch die Filterschaltung des Sendefilters oder des Empfangsfilters realisiert ist. Möglich ist es auch, die mikroakustischen Resonatoren der diskreten Leitung auf zwei getrennte Chips zu platzieren, die jeweils die Filterschaltungen für RX- und TX-Filter tragen. In einer Ausführungsform ist das Sendefilter TXF über einen seriellen Resonator, welcher Teil der Filterschaltung ist, an die Antenne AN angebunden. In einer weiteren Ausführungsform beginnt das Empfangsfilter RXF mit einem seriellen Resonator an seiner der Antenne AN zugewandten Seite. In einer weiteren Ausführung ist mindestens eine der Impedanzanpassschaltungen an den Ports Mp^ und M^^ oder auch die Antennenimpedanz Z^NT als Serieninduktivität ausgeführt.
In einer Ausführung ist der mikroakustische Resonator des π- Glieds wie ein serieller oder paralleler Resonator aus der Filterschaltung des Sendefilters TXF ausgeführt. Zur Verschiebung seiner Resonanzfrequenz kann der parallele mikroakustische Resonator des π -Glieds auch zusätzlich einen Massebelag auf seiner oberen Elektrode aufweisen, um die Resonanzfrequenz dieses Resonators abzusenken und aus dem Passband des TX-Filters herauszubewegen. Der mikroakustische Resonator X2 kann ebenfalls wie einer serieller oder paralleler Resonator des Sendefilters TXF ausgebildet sein.
Der mikroakustische Resonator X2 kann aber auch wie ein Parallelresonator des RX-Filters ausgebildet sein, während Xl wie ein Parallelresonator des Sendefilters TXF ausgebildet sein kann.
Auch kann der parallele mikroakustische Resonator X2 des π - Glieds einen zusätzlichen Massebelag aufweisen, um die
Resonanzfrequenz abzusenken und aus dem Passband des Sendeoder Empfangsfilters herauszubewegen.
Die Impedanzanpassschaltungen M an den Antennen abgewandten Seiten der Signalpfade, die die Anpassung an den jeweiligen Verstärker PA beziehungsweise LNA gewährleisten, sind fakultativ und können auch entfallen. Für die Duplexer- funktion selbst sind sie nicht erforderlich.
In verschiedenen Ausführungen von Duplexern kann es möglich sein, sowohl auf der Sendepfadseite als auch auf der Empfangspfadseite eine Anpassung des Duplexers vorzunehmen, um die Funktion des Duplexers zu gewährleisten. Dies kann dann mit einem π -Glied erfolgen, welches auf beiden Seiten des Antennenknotens angeordnet ist, wobei der jeweils antennenseitige parallele mikroakustische Resonator X2 bei den π -Gliedern gemeinsam ist. Eine solche Anordnung ist beispielsweise in der Figur 11 dargestellt. Im Übrigen ist die in Figur 11 dargestellte Antennenanpassschaltung gleich oder ähnlich aufgebaut wie die in Figur 10 dargestellte. Auch hier können die mikroakustischen Resonatoren der Anpassschaltung AS auf einem oder mehreren Chips realisiert sein, auf denen auch zumindest Teile der Filterschaltungen für das Sendefilter TXF oder das Empfangsfilter RXF realisiert sind. Zumindest eine der an den von der Antenne abgewandten Enden der Signalpfade angeordneten Impedanzanpassschaltungen M oder die Antennenanpassinduktivität Z^NT ist a^s Serieninduk¬ tivität ausgeführt. In einer abgewandelten Version der Antennenanpassschaltung von Figur 10 ist die Anpassschaltung AS in Figur 12 als T- Glied ausgebildet, bestehend aus zwei seriellen mikro- akustischen Resonatoren Xl und X2 sowie eine dazwischen angeordnete parallele Induktivität L. Für die Integration der mikroakustischen Resonatoren der diskreten Leitung und die Wahl der entsprechenden Resonanzfrequenzen gelten die gleichen Variationsmöglichkeiten, wie sie bereits anhand der Ausführungen von Figur 10 und 11 erläutert wurden, in denen als Anpassschaltung eine als π -Glied ausgebildete diskrete Leitung realisiert ist.
Figur 13 zeigt eine weitere Ausführungsform einer Antennen- anpassschaltung, bei der die Anpassschaltung AS als diskrete Leitung von negativ drehendem Typ (ähnlich dem in Figur 3C dargestellten Typ) ausgebildet ist. Hier wird das Sendefilter TXF ohne Anpassschaltung oder Phasenschieber direkt mit der Antenne verbunden. Das Empfangsfilter RXF dagegen ist über ein LCL π -Glied ausgeführt, bei dem die serielle Kapazität als mikroakustischer Resonator Xl ausgeführt ist. Damit die parallele Induktivität L2 klein ausfällt und in einfacher Weise auf einen beispielsweise auf einem Chip realisiert werden kann, verwendet man einen zusätzlichen parallelen Resonator X2, der parallel zur Induktivität L2 des π -Glieds geschaltet ist. Auch der Resonator X2 kann als mikroakustischer Resonator ausgebildet sein und bauartgleich mit dem Resonator Xl sein. Ein typischer Anwendungsfall für die hier dargestellte Schaltung ist ein Band II Duplexer.
Vorzugsweise sind die Filterschaltungen von Sende- und Empfangsfilter der dargestellten Duplexer aus Resonatoren aufgebaut. Beispielsweise können alle Resonatoren der Filterschaltungen BAW-Resonatoren sein. Zumindest ein Resonator des Empfangsfilters RXF kann ein SAW-Resonator sein. Ebenso kann mindestens ein Resonator des Empfangsfilters auch ein GBAW-Resonator (GBAW = guided bulk acoustic wave) sein. In einer weiteren Variante sind alle Resonatoren von Sende- und Empfangsfilter, nicht aber die mikroakustischen Resonatoren der diskreten Leitung und der Impedanzanpassungen als SAW-Resonatoren ausgeführt. Die mikroakustischen Resonatoren, die die Kapazitäten der diskreten Leitung darstellen, sind vorzugsweise als BAW- Resonatoren realisiert. Möglich ist es jedoch auch, alle Resonatoren der Filterschaltungen des Duplexers, ebenso wie die der Anpassschaltung und der darin enthaltenen diskreten Leitung als SAW-Resonatoren ausgeführt. Möglich ist es auch, alle Resonatoren der Filterschaltungen des Duplexers als GBAW-Resonatoren auszubilden, die Resonatoren der Anpassschaltung dagegen als BAW-Resonatoren. In einer weiteren Ausführung sind alle Resonatoren des Duplexers sowie die der Anpassschaltung als GBAW-Resonatoren ausgeführt.
Figur 14 zeigt eine verallgemeinerte Möglichkeit, eine erfindungsgemäß in einer Anpassschaltung verwendete diskrete Leitung des Typs, wie er in der Figur 3A und B dargestellt ist, zu realisieren. In der mehrere Glieder umfassenden diskreten Leitung wurden sämtliche parallelen Kapazitäten durch die mikroakustischen Resonatoren Xl bis Xn ersetzt. Die Querverbindung im seriellen Zweig, also in der Signalleitung erfolgt durch die allgemeine, komplexe, mehrtorige Impedanz zseriell' während die Masseverbindung der Parallelzweige durch die allgemeine mehrtorige Impedanz Zg^ erfolgt. Die
Verbindung zwischen der komplexen Impedanz Zser-j_e]_]_ und Zg^ erfolgt über die komplexe Impedanz Z3^n-)-, die dann auch z.B. Impedanzen umfassen kann, die jeweils zu einzelnen Resonatoren parallel geschalten sind. Jede der komplexen Impedanzen kann weitere mikroakustische Resonatoren beinhalten .
In entsprechender Weise wird eine erfindungsgemäß in einer Anpassschaltung verwendete diskrete Leitung des Typs, wie in Figuren 3C und 3D dargestellt ist, in der Figur 15 entsprechend verallgemeinert. Hier werden sämtliche seriellen Kapazitäten durch mikroakustische Resonatoren Xl, X2 bis Xn ersetzt. Die Querverbindung erfolgt durch die allgemeine komplexe mehrtorige Impedanz Zser-j_e]_]_, während die Massezuführung durch die allgemeine mehrtorige komplexe Impedanz Zg^ erfolgt. Die Verbindung zwischen Zser-j_e]_]_ und 2GND erfolgt mit der allgemeinen mehrtorigen komplexen Impedanz Zg]-^n-)-. Sämtliche der komplexen Impedanzen können weitere Resonatoren beinhalten.
Die in den Figuren 14 und 15 dargestellten Verallgemeinerungen berücksichtigen die Möglichkeit, die in der Figur 3 gestellten Grundtypen von diskreten Leitungen und beliebige Impedanzelemente zu erweitern, die letztendlich zu den komplexen mehrtorigen Impedanzen zusammengefasst werden können. In jeder dieser beiden Ausführungen ist jedoch eines der in Figur 3 dargestellten Grundglieder realisiert, wobei jeweils zumindest eine der Kapazitäten durch einen mikroakustischen Resonator realisiert ist.
Die Figuren 16 und 17 zeigen eine Vereinfachung von Figur 10. Hier sind entweder das TX-Filter (Figur 16) oder/und das RX- Filter (in Figur 16 beide Filter) kapazitiv entworfen. Auf diese Art und Weise kann man auf bei der diskreten Leitung auf die antennenseitigen parallelen mikroakustischen Resonatoren Xl und/oder X2 verzichten. Im einfachsten Fall sind beide Filter nur über eine Induktivität verbunden. Die Kapazitiv eingestellten Filter sind mit einem Pfeil gekennzeichnet .
Die erfindungsgemäße Antennenanpassschaltung ist nicht auf die in den Ausführungsbeispielen oder den Figuren konkret dargestellten und beschriebenen Ausführungen beschränkt. Die Erfindung kann auf die angegebenen Grundelemente beschränkt werden oder durch beliebige weitere Elemente in den Signalpfaden oder im Antennenpfad ergänzt werden. Die Antennenanpassschaltung kann nicht nur auf Duplexer angewendet werden, sondern erlaubt die Verschaltung von einer beliebigen Anzahl zum Senden oder Empfangen nutzbarer Signalpfade mit einer Antenne, insbesondere zu einem Multiplexer.
Bezugs zeichenliste
AN Antennenanschluss
DU Duplexer
TXF Sendefilter
RXF Empfangsfilter
PA Leistungsverstärker (im TX Zweig)
LNA geräuscharmer Verstärker (im RX Zweig)
Fl, F2 Filter (-Schaltungen)
SPl, SP2 Signalpfade
Ls Serieninduktivität
Lp Parallelinduktivität
Cs Serienkapazität
Cp Parallelkapazität
NO Bandsperre (Notch)
Ml, M2 Impedanzanpassschaltung
AS Anpassschaltung mit diskreter Leitung
X mikroakustische Resonatoren
GG Grundglied einer diskreten Leitung
ZG Zusatzglied einer diskreten Leitung
Zs komplexe Serienimpedanz
Zp komplexe Parallelimpedanz
ZGND komplexe Impedanz zur Masseanbindung

Claims

Patentansprüche
1. Antennenanpassschaltung für zumindest zwei mit einer gemeinsamen Antenne verbundene Signalpfade mit den folgenden Merkmalen ein Antennenanschluss ist mit einer Antenne verbunden, zumindest zwei Signalpfade, die je einen
Durchlassbereich zum Senden und/oder Empfangen von HF Signalen aufweisen, sind mit dem Antennenanschluss verbunden, in zumindest einem der Signalpfade ist antennenseitig eine Anpassschaltung integriert, die eine diskrete Leitung zur Phasendrehung eines Signals in diesem Zweiges umfasst, die diskrete Leitung ist als ladder type ähnliche Schaltung aus zumindest drei Elementen, ausgewählt aus Induktivitäten und Kapazitäten ausgebildet, wobei die Kapazitäten mikroakustische Resonatoren umfassen, deren Resonanz außerhalb des Durchlassbereichs des jeweiligen Signalpfads liegt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die mikroakustischen Resonatoren als SAW oder BAW Bauelemente ausgebildet sind.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der ein Teil der Kapazitäten als MIM Kondensatoren ausgebildet ist.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-3, bei der in den Signalpfaden Filterschaltungen enthalten sind, die zumindest zum Teil auf einem Chip realisiert sind, wobei zumindest ein Teil der Anpassschaltung auf dem Chip realisiert ist.
5. Schaltung nach Anspruch 4, bei der die Kapazitäten und/oder die dafür eingesetzten Resonatoren auf einem oder mehreren der Filterschaltungen tragenden Chips realisiert sind.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-3, bei der die Kapazitäten und/oder die dafür eingesetzten Resonatoren auf einem separaten Chip realisiert sind.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-6, bei der die diskrete Leitung eine π-Schaltung mit einer seriellen Kapazität und zwei dazu parallelen Induktivitäten oder eine π-Schaltung mit einer seriellen Induktivität und zwei dazu parallelen Kapazitäten umfasst.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-6, bei der die diskrete Leitung eine T-Schaltung mit zwei seriellen Kapazitäten und einer dazu parallelen Induktivität oder eine T-Schaltung mit zwei seriellen Induktivität und einer dazu parallelen Kapazität umfasst.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-8, bei der parallel zu den mikroakustischen Resonatoren je eine komplexe Impedanz geschaltet ist, die bei Resonatoren, die serielle Kapazitäten darstellen, in einem parallelen Serienzweig des Signalpfads, und bei Resonatoren, die parallele Kapazitäten darstellen, in einem parallelen Querzweig der Anpassschaltung angeordnet sind.
10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-9, bei dem die Resonanzfrequenz und/oder die Resonanzfrequenz der Resonatoren so gewählt wird, dass zusätzliche Polstellen außerhalb des Passbandes des jeweiligen Signalpfads im Stoppband des anderen Signalpfads entstehen.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-10, bei dem die beiden Signalpfade Filterschaltungen mit Resonatoren umfassen, wobei alle Resonatoren der Filterschaltungen und alle Resonatoren der Anpassschaltung auf einem gemeinsamen Chip/Substrat realisiert sind.
12. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-11, bei der die diskrete Leitung eine π-Schaltung mit einer seriellen Kapazität und zwei dazu parallelen Induktivitäten oder eine π-Schaltung mit einer seriellen Induktivität und zwei dazu parallelen Kapazitäten umfasst, wobei eines der parallelen Elemente direkt mit dem Antennenanschluss verbunden ist.
13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-12, bei der zwei oder mehr Signalpfade je eine Anpassschaltung mit einer diskreten Leitung umfassen, wobei zumindest eine Kapazität der jeweiligen Anpassschaltung in Form eines mikroakustischen Resonators ausgebildet ist, dessen Resonanzfrequenz außerhalb des Durchlassbereichs des jeweiligen Signalpfads liegt.
14. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-13, bei der beide Signalpfade Resonatoren umfassende Filterschaltungen aufweisen, wobei die mikroakustischen Resonatoren der Anpassschaltung den gleichen Aufbau wie einzelne Resonatoren der Filterschaltungen aufweisen oder geringfügig durch eine zusätzliche, eine weggelassene oder eine in der Schichtdicke veränderten Schicht modifiziert sind.
15. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-14, bei der beide Signalpfade Resonatoren umfassende Filterschaltungen aufweisen, bei der alle Resonatoren der Filterschaltungen und alle Resonatoren der zumindest einen Anpassschaltung BAW Resonatoren sind.
16. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-15, bei der ein Signalpfad eine Filterschaltung zum Empfang von HF Signalen aufweist, die zumindest einen SAW oder GBAW Resonator umfasst.
17. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-13, bei der beide Signalpfade Resonatoren umfassende Filterschaltungen aufweisen, bei der alle Resonatoren der Filterschaltungen SAW Resonatoren sind.
18. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-12, bei der eine π-Schaltung mit einer seriellen Induktivität und zwei parallele Kapazitäten als diskrete Leitung verwendet wird, bei der eine oder beide parallele Kapazitäten auf der linken und/oder rechten Seite dieser Induktivität dabei durch einen oder mehrere mit dem selben Knoten des Signalpfads verbundenen kapazitiv entworfenen Filter ersetzt sind.
19. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-12, bei der eine π- Schaltung oder eine T-Schaltung mit einer seriellen Induktivität oder zwei parallelen Induktivitäten als diskrete Leitung vorgesehen ist, wobei parallel zu einer oder zu beiden Induktivitäten ein weiterer mikroakustischer Resonator geschalten ist.
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