JP3487692B2 - 分波器 - Google Patents
分波器Info
- Publication number
- JP3487692B2 JP3487692B2 JP25521495A JP25521495A JP3487692B2 JP 3487692 B2 JP3487692 B2 JP 3487692B2 JP 25521495 A JP25521495 A JP 25521495A JP 25521495 A JP25521495 A JP 25521495A JP 3487692 B2 JP3487692 B2 JP 3487692B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- surface acoustic
- acoustic wave
- pass filter
- frequency signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
- Transceivers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、分波器に関し、
より詳細には、弾性表面波共振器により構成される弾性
表面波フィルタを用いた分波器に関する。
より詳細には、弾性表面波共振器により構成される弾性
表面波フィルタを用いた分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、小型で軽量な自動車電話、携帯電
話等の移動通信端末が急速に普及している。これらの端
末のRF部（高周波部）には、送・受信信号の分岐あるい
は合成を行うための分波器が用いられる。従来、この分
波器は、誘電体フィルタにより構成されていた。
話等の移動通信端末が急速に普及している。これらの端
末のRF部（高周波部）には、送・受信信号の分岐あるい
は合成を行うための分波器が用いられる。従来、この分
波器は、誘電体フィルタにより構成されていた。
【０００３】しかし、最近の移動通信端末等の小型、軽
量化の要請から、分波器の小型、軽量化も所望されてい
る。その有望な手段として、弾性表面波フィルタからな
る分波器が提案されている。最近弾性表面波フィルタ
は、電極設計技術の進歩による周波数特性の向上、ある
いは電極材料の改良による耐電力性の改善により、かな
り信頼性が向上している。
量化の要請から、分波器の小型、軽量化も所望されてい
る。その有望な手段として、弾性表面波フィルタからな
る分波器が提案されている。最近弾性表面波フィルタ
は、電極設計技術の進歩による周波数特性の向上、ある
いは電極材料の改良による耐電力性の改善により、かな
り信頼性が向上している。
【０００４】図２０に、従来の分波器の一般的な構成を
示す。共通信号端子T0には、伝送線路（分布定数線路）
B1及び帯域ろ波器Q1と、伝送線路（分布定数線路）B2及
び帯域ろ波器Q2とが並列接続され、各帯域ろ波器Q1、Q2
は入出力信号端子T1、T2をそれぞれ有している。
示す。共通信号端子T0には、伝送線路（分布定数線路）
B1及び帯域ろ波器Q1と、伝送線路（分布定数線路）B2及
び帯域ろ波器Q2とが並列接続され、各帯域ろ波器Q1、Q2
は入出力信号端子T1、T2をそれぞれ有している。
【０００５】帯域ろ波器Q1、Q2の信号通過周波数は互い
に異なり、共通信号端子T0から入力された信号は、帯域
ろ波器Q1、Q2により分波され、入出力信号端子T1、T2よ
り出力される。また、共通信号端子T0から入力された信
号は、帯域ろ波器Q2のみ通過し入出力信号端子T2より出
力され、あるいは、入出力信号端子T1から入力された信
号が、帯域ろ波器Q1を介して共通信号端子T0より出力さ
れる。
に異なり、共通信号端子T0から入力された信号は、帯域
ろ波器Q1、Q2により分波され、入出力信号端子T1、T2よ
り出力される。また、共通信号端子T0から入力された信
号は、帯域ろ波器Q2のみ通過し入出力信号端子T2より出
力され、あるいは、入出力信号端子T1から入力された信
号が、帯域ろ波器Q1を介して共通信号端子T0より出力さ
れる。
【０００６】このような分波器に用いられる帯域ろ波器
Q1、Q2は、単独で用いられる場合と、分波器として構成
される場合では同一の特性に維持される必要があり、並
列接続されることにより特性劣化があってはならない。
Q1、Q2は、単独で用いられる場合と、分波器として構成
される場合では同一の特性に維持される必要があり、並
列接続されることにより特性劣化があってはならない。
【０００７】図２０において、回路の特性インピーダン
スをZ0、伝送線路B1及び帯域ろ波器Q1、伝送線路B2及び
帯域ろ波器Q2のインピーダンスをそれぞれZ1、Z2とする
と、共通信号端子T0から見たインピーダンスは次の(1)
式のように表される。 Ｚ0＝（Ｚ1・Ｚ2）／（Ｚ1＋Ｚ2）…………(1) 帯域ろ波器Q1の特性が分波器として構成する前と同じに
なるためには、Ｚ0＝Ｚ1となる必要がある。
スをZ0、伝送線路B1及び帯域ろ波器Q1、伝送線路B2及び
帯域ろ波器Q2のインピーダンスをそれぞれZ1、Z2とする
と、共通信号端子T0から見たインピーダンスは次の(1)
式のように表される。 Ｚ0＝（Ｚ1・Ｚ2）／（Ｚ1＋Ｚ2）…………(1) 帯域ろ波器Q1の特性が分波器として構成する前と同じに
なるためには、Ｚ0＝Ｚ1となる必要がある。
【０００８】そのためには、(1)式を変形した次の(2)式
Ｚ0＝Ｚ1／（（Ｚ1／Ｚ2）＋１）…………(2)
からわかるように、Ｚ2＝∞でなければならない。同様
に、帯域ろ波器Q2の特性が分波器として構成する前と同
じになるためには、Ｚ1＝∞でなければならない。
に、帯域ろ波器Q2の特性が分波器として構成する前と同
じになるためには、Ｚ1＝∞でなければならない。
【０００９】しかし、帯域ろ波器のインピーダンス特性
は周波数依存性を持っている。したがって、上記条件を
満たすには、帯域ろ波器（例えば、帯域ろ波器Q1）の通
過帯域においては回路インピーダンスZ0に近い値をも
ち、かつ、他方の帯域ろ波器（例えば、帯域ろ波器Q2）
の通過帯域となる阻止帯域においては回路インピーダン
スZ0よりはるかに大きな値となる必要がある。
は周波数依存性を持っている。したがって、上記条件を
満たすには、帯域ろ波器（例えば、帯域ろ波器Q1）の通
過帯域においては回路インピーダンスZ0に近い値をも
ち、かつ、他方の帯域ろ波器（例えば、帯域ろ波器Q2）
の通過帯域となる阻止帯域においては回路インピーダン
スZ0よりはるかに大きな値となる必要がある。
【００１０】この種の分波器としては、特開昭62−1369
01号公報に開示された分波器がある。この従来例の分波
器は、第１の低域通過ろ波器および第１の帯域ろ波器
と、第２の低域通過ろ波器及び第２の帯域ろ波器とを並
列に接続した構成を有する。そして、この分波器では、
帯域ろ波器として誘電体フィルタを用い、低域通過ろ波
器として直列にインダクタンス、並列にキャパシタンス
を複数段用いている。しかし、誘電体フィルタは分波器
を小型化するには不向きである。
01号公報に開示された分波器がある。この従来例の分波
器は、第１の低域通過ろ波器および第１の帯域ろ波器
と、第２の低域通過ろ波器及び第２の帯域ろ波器とを並
列に接続した構成を有する。そして、この分波器では、
帯域ろ波器として誘電体フィルタを用い、低域通過ろ波
器として直列にインダクタンス、並列にキャパシタンス
を複数段用いている。しかし、誘電体フィルタは分波器
を小型化するには不向きである。
【００１１】最近、誘電体フィルタに比べて小型化が可
能な弾性表面波フィルタを帯域ろ波器として用いた分波
器が提案されている。たとえば特開平２−20111号公報
には、２つのフィルタ（帯域ろ波器）が共にトランスバ
ーサル型の弾性表面波フィルタで構成された分波器が記
載されている。
能な弾性表面波フィルタを帯域ろ波器として用いた分波
器が提案されている。たとえば特開平２−20111号公報
には、２つのフィルタ（帯域ろ波器）が共にトランスバ
ーサル型の弾性表面波フィルタで構成された分波器が記
載されている。
【００１２】また、送、受信フィルタ（帯域ろ波器）
が、共に共振器型の弾性表面波フィルタで構成されてい
る分波器として、文献IEEE Ultrason. Sym. Proc. pp15
-24, 1993がある。図２１に、この文献の分波器を構成
する受信フィルタ（Ｒx）と送信フィルタ（Ｔx）の構成
を示す。同図に示すように、どちらのフィルタも弾性表
面波フィルタとキャパシタとの組合せで構成されている
が、信号線に対して並列に接続される回路には、キャパ
シタのみのものもある。また、受信フィルタは帯域フィ
ルタとして利用されるが、送信フィルタは帯域消去フィ
ルタとして利用される。さらに、送信フィルタ、受信フ
ィルタとも、それぞれＬiＴａＯ3とＬiＮｂＯ3の２種類
の基板から構成されている。
が、共に共振器型の弾性表面波フィルタで構成されてい
る分波器として、文献IEEE Ultrason. Sym. Proc. pp15
-24, 1993がある。図２１に、この文献の分波器を構成
する受信フィルタ（Ｒx）と送信フィルタ（Ｔx）の構成
を示す。同図に示すように、どちらのフィルタも弾性表
面波フィルタとキャパシタとの組合せで構成されている
が、信号線に対して並列に接続される回路には、キャパ
シタのみのものもある。また、受信フィルタは帯域フィ
ルタとして利用されるが、送信フィルタは帯域消去フィ
ルタとして利用される。さらに、送信フィルタ、受信フ
ィルタとも、それぞれＬiＴａＯ3とＬiＮｂＯ3の２種類
の基板から構成されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のもので
は、次のような問題点がある。特開平２−２０１１１号
公報に示す分波器のように、トランスバーサル型の弾性
表面波フィルタを用いた場合、一般に通過域の損失が大
きい、相手側フィルタの帯域のインピーダンスを大きく
とれない、耐電力性が弱い等の問題がある。
は、次のような問題点がある。特開平２−２０１１１号
公報に示す分波器のように、トランスバーサル型の弾性
表面波フィルタを用いた場合、一般に通過域の損失が大
きい、相手側フィルタの帯域のインピーダンスを大きく
とれない、耐電力性が弱い等の問題がある。
【００１４】図２２に、トランスバーサル型と共振器型
のフィルタ特性の相違を示す。これはＡＭＰＳ（Advanc
ed Mobile Phone Service）の送信フィルタ（帯域８２
４〜８４９ＭＨｚ）のＳ21パラメータとＳ11パラメータ
のスミスチャートを示したものである。図２２（ａ）の
Ｓ21パラメータの比較では、トランスバーサル型（IID
T）のフィルタの方が、共振器型（Resonator）よりも全
体的に損失が大きいことがわかる。
のフィルタ特性の相違を示す。これはＡＭＰＳ（Advanc
ed Mobile Phone Service）の送信フィルタ（帯域８２
４〜８４９ＭＨｚ）のＳ21パラメータとＳ11パラメータ
のスミスチャートを示したものである。図２２（ａ）の
Ｓ21パラメータの比較では、トランスバーサル型（IID
T）のフィルタの方が、共振器型（Resonator）よりも全
体的に損失が大きいことがわかる。
【００１５】送信フィルタ及び受信フィルタを組み合わ
せて分波器を構成する場合、損失劣化を防ぐためには、
理想的には、図２２（ｃ）に示すように各フィルタの通
過帯域は入力インピーダンスの５０Ω近傍領域（Ｘ）に
配置されるようにし、相手側のフィルタの通過帯域は高
インピーダンス領域（Ｙ）に配置されるようにしなけれ
ばならない。
せて分波器を構成する場合、損失劣化を防ぐためには、
理想的には、図２２（ｃ）に示すように各フィルタの通
過帯域は入力インピーダンスの５０Ω近傍領域（Ｘ）に
配置されるようにし、相手側のフィルタの通過帯域は高
インピーダンス領域（Ｙ）に配置されるようにしなけれ
ばならない。
【００１６】図２２（ｂ）は、低域通過ろ波器を備えて
分波器を構成する前の、フィルタの特性を示したスミス
チャートである。しかし、図２２（ｂ）のスミスチャー
トにおいて、トランスバーサル型（IIDTType）のもので
は、送信通過域（図のマーカ１−２間）と受信通過域
（図のマーカ３−４間）が近接しているため、共振器型
のものに比べて損失劣化が大きいと言うことができる。
分波器を構成する前の、フィルタの特性を示したスミス
チャートである。しかし、図２２（ｂ）のスミスチャー
トにおいて、トランスバーサル型（IIDTType）のもので
は、送信通過域（図のマーカ１−２間）と受信通過域
（図のマーカ３−４間）が近接しているため、共振器型
のものに比べて損失劣化が大きいと言うことができる。
【００１７】すなわち、低域通過ろ波器を備えた分波器
を構成した場合は、図２２（ｂ）のスミスチャートが低
域通過ろ波器によって位相回転させられ図２２（ｃ）に
示す理想的な特性に対応したものが得られるが、トラン
スバーサル型では、送信通過域を図２２（ｃ）の領域
（Ｘ）に入れたとしても、受信通過域は、図２２（ｃ）
の高インピーダンス領域（Ｙ）に入らないため、分波器
としては、良い特性のものが得られない。
を構成した場合は、図２２（ｂ）のスミスチャートが低
域通過ろ波器によって位相回転させられ図２２（ｃ）に
示す理想的な特性に対応したものが得られるが、トラン
スバーサル型では、送信通過域を図２２（ｃ）の領域
（Ｘ）に入れたとしても、受信通過域は、図２２（ｃ）
の高インピーダンス領域（Ｙ）に入らないため、分波器
としては、良い特性のものが得られない。
【００１８】また特開平２−20111号公報に示す分波器
のように、分波回路にマイクロストリップラインを用い
た場合、その線路長が近似的にλ／４と長くなる。例え
ば、厚さ１mmのガラスエポキシ基板に50Ωになるように
導体を形成した場合、その線路長は受信側で60mm、送信
側で84mm必要であるため、小型化、低コスト化に障害と
なる。
のように、分波回路にマイクロストリップラインを用い
た場合、その線路長が近似的にλ／４と長くなる。例え
ば、厚さ１mmのガラスエポキシ基板に50Ωになるように
導体を形成した場合、その線路長は受信側で60mm、送信
側で84mm必要であるため、小型化、低コスト化に障害と
なる。
【００１９】また、前記文献IEEEで示された弾性表面波
フィルタは、送信フィルタと受信フィルタとの構成が異
なり、それぞれ２種類の回路基板を用いているため、サ
イズが大きいという問題点がある。また、フィルタ外部
の位相整合回路には、送信フィルタ及び受信フィルタと
もそれぞれ５個の集中定数型素子が使用されているた
め、サイズが大きい。
フィルタは、送信フィルタと受信フィルタとの構成が異
なり、それぞれ２種類の回路基板を用いているため、サ
イズが大きいという問題点がある。また、フィルタ外部
の位相整合回路には、送信フィルタ及び受信フィルタと
もそれぞれ５個の集中定数型素子が使用されているた
め、サイズが大きい。
【００２０】この発明は、以上のような事情を考慮して
なされたものであり、帯域ろ波器として梯子型に接続し
た弾性表面波共振器を用い、低域通過ろ波器としてイン
ダクタ及びキャパシタを用いることによって、分波器を
構成する弾性表面波フィルタの構成の簡素化と所望の特
性を確保した小型の分波器を提供することを目的とす
る。
なされたものであり、帯域ろ波器として梯子型に接続し
た弾性表面波共振器を用い、低域通過ろ波器としてイン
ダクタ及びキャパシタを用いることによって、分波器を
構成する弾性表面波フィルタの構成の簡素化と所望の特
性を確保した小型の分波器を提供することを目的とす
る。
【００２１】
【課題を解決するための手段】図１に、この発明の基本
構成図を示す。同図に示すように、この発明は、任意の
第１の周波数信号を通過させる第１の低域通過ろ波器Ｌ
1と第１の帯域ろ波器Ｆ1とが直列に接続された第１ろ波
部１と、前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信
号を通過させる第２の低域通過ろ波器Ｌ2と第２の帯域
ろ波器Ｆ2とが直列に接続された第２ろ波部２とを、一
端を共通化させた共通信号端子Ｔ0で並列に接続し、前
記第１及び第２の帯域ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）が梯子型に接
続された複数の弾性表面波共振器からなる弾性表面波フ
ィルタにより構成され、前記第１及び第２の低域通過ろ
波器（Ｌ1，Ｌ2）が集中定数型のインダクタ及びキャパ
シタにより構成されることを特徴とする分波器を提供す
るものである。
構成図を示す。同図に示すように、この発明は、任意の
第１の周波数信号を通過させる第１の低域通過ろ波器Ｌ
1と第１の帯域ろ波器Ｆ1とが直列に接続された第１ろ波
部１と、前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信
号を通過させる第２の低域通過ろ波器Ｌ2と第２の帯域
ろ波器Ｆ2とが直列に接続された第２ろ波部２とを、一
端を共通化させた共通信号端子Ｔ0で並列に接続し、前
記第１及び第２の帯域ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）が梯子型に接
続された複数の弾性表面波共振器からなる弾性表面波フ
ィルタにより構成され、前記第１及び第２の低域通過ろ
波器（Ｌ1，Ｌ2）が集中定数型のインダクタ及びキャパ
シタにより構成されることを特徴とする分波器を提供す
るものである。
【００２２】図２に、この発明の第２の基本構成図を示
す。同図に示すように、この発明は前記第１及び第２の
帯域ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）を構成する複数の弾性表面波共
振器が、前記周波数信号が入力される信号線に対して並
列に接続される並列型の弾性表面波共振器（Ｐ1、
Ｐ1'、……Ｐn、Ｐn'）と、直列に接続される直列型の
弾性表面波共振器（Ｓ1、Ｓ1'……Ｓn、Ｓn'）とから構
成され、前記第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ1，
Ｌ2）を構成する前記キャパシタが前記周波数信号が入
力される信号線に対して並列に接続され、前記インダク
タが直列に接続されることを特徴とする分波器を提供す
るものである。ここで、図２に示すように、第１及び第
２の帯域ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）の共通信号端子Ｔ0側に、
共通信号端子Ｔ0に並列となる並列型の弾性表面波共振
器Ｐ1及びＰ1’を備えることが好ましい。
す。同図に示すように、この発明は前記第１及び第２の
帯域ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）を構成する複数の弾性表面波共
振器が、前記周波数信号が入力される信号線に対して並
列に接続される並列型の弾性表面波共振器（Ｐ1、
Ｐ1'、……Ｐn、Ｐn'）と、直列に接続される直列型の
弾性表面波共振器（Ｓ1、Ｓ1'……Ｓn、Ｓn'）とから構
成され、前記第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ1，
Ｌ2）を構成する前記キャパシタが前記周波数信号が入
力される信号線に対して並列に接続され、前記インダク
タが直列に接続されることを特徴とする分波器を提供す
るものである。ここで、図２に示すように、第１及び第
２の帯域ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）の共通信号端子Ｔ0側に、
共通信号端子Ｔ0に並列となる並列型の弾性表面波共振
器Ｐ1及びＰ1’を備えることが好ましい。
【００２３】また、前記第１及び第２の低域通過ろ波器
（Ｌ1，Ｌ2）が、前記周波数信号が入力される信号線に
対して並列に接続された２つの並列キャパシタ（Ｃ1、
Ｃ2、Ｃ3、Ｃ4）と、この２つの並列キャパシタの間で
あって前記周波数信号が入力される信号線に対して直列
に接続された直列インダクタ（Ｉ1、Ｉ2）とから形成さ
れることが好ましい。ここで、第１及び第２の低域通過
ろ波器（Ｌ1，Ｌ2）は、並列キャパシタ−直列インダク
タ−並列キャパシタといういわゆる３セクション構成を
とることを意味する。
（Ｌ1，Ｌ2）が、前記周波数信号が入力される信号線に
対して並列に接続された２つの並列キャパシタ（Ｃ1、
Ｃ2、Ｃ3、Ｃ4）と、この２つの並列キャパシタの間で
あって前記周波数信号が入力される信号線に対して直列
に接続された直列インダクタ（Ｉ1、Ｉ2）とから形成さ
れることが好ましい。ここで、第１及び第２の低域通過
ろ波器（Ｌ1，Ｌ2）は、並列キャパシタ−直列インダク
タ−並列キャパシタといういわゆる３セクション構成を
とることを意味する。
【００２４】また、前記第１の帯域ろ波器Ｆ1及び第１
の低域通過ろ波器Ｌ1からなる第１ろ波部１と、前記第
２の帯域ろ波器Ｆ2及び第２の低域通過ろ波器Ｌ2からな
る第２ろ波部２との少なくとも一方の通過帯域における
入力インピーダンスの平均値が５０Ω以上であることが
好ましい。
の低域通過ろ波器Ｌ1からなる第１ろ波部１と、前記第
２の帯域ろ波器Ｆ2及び第２の低域通過ろ波器Ｌ2からな
る第２ろ波部２との少なくとも一方の通過帯域における
入力インピーダンスの平均値が５０Ω以上であることが
好ましい。
【００２５】図３に、この発明の第３の基本構成図を示
す。同図に示すように、この発明は、前記第１及び第２
の低域通過ろ波器（Ｌ1、Ｌ2）がそれぞれ少なくとも２
つのキャパシタを備え、前記共通信号端子Ｔ0において
前記第１の低域通過ろ波器Ｌ1を構成する１つのキャパ
シタと、前記第２の低域通過ろ波器Ｌ2を構成する１つ
のキャパシタとが共通化されて１つのキャパシタＣ5に
よって形成されることを特徴とする分波器を提供するも
のである。
す。同図に示すように、この発明は、前記第１及び第２
の低域通過ろ波器（Ｌ1、Ｌ2）がそれぞれ少なくとも２
つのキャパシタを備え、前記共通信号端子Ｔ0において
前記第１の低域通過ろ波器Ｌ1を構成する１つのキャパ
シタと、前記第２の低域通過ろ波器Ｌ2を構成する１つ
のキャパシタとが共通化されて１つのキャパシタＣ5に
よって形成されることを特徴とする分波器を提供するも
のである。
【００２６】また、前記第１ろ波部の共通信端子Ｔ0側
から見た通過帯域におけるインピーダンスの平均値と、
前記第２ろ波部の共通信号端子側から見た通過帯域にお
けるインピーダンスの平均値のうち、少なくとも一方が
５０Ω以上、かつ１００Ω以下であるようにすることが
好ましい。
から見た通過帯域におけるインピーダンスの平均値と、
前記第２ろ波部の共通信号端子側から見た通過帯域にお
けるインピーダンスの平均値のうち、少なくとも一方が
５０Ω以上、かつ１００Ω以下であるようにすることが
好ましい。
【００２７】また、前記第１及び第２の帯域ろ波器（Ｆ
1、Ｆ2）は、その表面にイオン注入を施した弾性表面波
フィルタから構成されることが好ましい。
1、Ｆ2）は、その表面にイオン注入を施した弾性表面波
フィルタから構成されることが好ましい。
【００２８】また、前記弾性表面波フィルタは電極を備
えているが、この電極が、ＡｌにＣｕを添加したＡｌ−
Ｃｕ膜と、ＣｕのみからなるＣｕ膜とを交互に配置した
多層膜で形成されることが好ましい。ここでたとえば、
図７に示す電極の断面図のように、前記電極は、２つの
Ａｌ−Ｃｕ膜１２の間に、Ｃｕ膜１１を配置した３層構
造を持つようにすることが好ましい。
えているが、この電極が、ＡｌにＣｕを添加したＡｌ−
Ｃｕ膜と、ＣｕのみからなるＣｕ膜とを交互に配置した
多層膜で形成されることが好ましい。ここでたとえば、
図７に示す電極の断面図のように、前記電極は、２つの
Ａｌ−Ｃｕ膜１２の間に、Ｃｕ膜１１を配置した３層構
造を持つようにすることが好ましい。
【００２９】図８に、この発明の分波器の斜視図を示
す。同図に示すように、この発明は、前記弾性表面波フ
ィルタ（Ｆ1'、Ｆ2'）が表面実装型のセラミックパッケ
ージに封入され、この弾性表面波フィルタ（Ｆ1'、
Ｆ2'）、前記インダクタ（Ｉ1、Ｉ2）、前記キャパシタ
（Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3、Ｃ4）、前記共通信号端子Ｔ0及び弾
性表面波フィルタの入出力信号端子（Ｔ1、Ｔ2）を１つ
の回路基板Ｐに搭載し一体化して形成することが好まし
い。
す。同図に示すように、この発明は、前記弾性表面波フ
ィルタ（Ｆ1'、Ｆ2'）が表面実装型のセラミックパッケ
ージに封入され、この弾性表面波フィルタ（Ｆ1'、
Ｆ2'）、前記インダクタ（Ｉ1、Ｉ2）、前記キャパシタ
（Ｃ1、Ｃ2、Ｃ3、Ｃ4）、前記共通信号端子Ｔ0及び弾
性表面波フィルタの入出力信号端子（Ｔ1、Ｔ2）を１つ
の回路基板Ｐに搭載し一体化して形成することが好まし
い。
【００３０】また、図１０に示すように、弾性表面波フ
ィルタは、その表面に回路素子がむき出しのベアチップ
（Ｆ1''、Ｆ2''）によって構成してもよい。
ィルタは、その表面に回路素子がむき出しのベアチップ
（Ｆ1''、Ｆ2''）によって構成してもよい。
【００３１】また、図９に示すように、前記回路基板Ｐ
に搭載された各回路素子及び端子を接続する配線パター
ンが、回路基板の中心線に対して左右対称であることが
好ましい。
に搭載された各回路素子及び端子を接続する配線パター
ンが、回路基板の中心線に対して左右対称であることが
好ましい。
【００３２】また、図８に示すように、前記回路基板上
Ｐで、前記第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ1、Ｌ2）
を構成するインダクタ（Ｉ1、Ｉ2）の間に、少なくとも
１つのキャパシタ（Ｃ1、Ｃ3）が挿入され、前記回路基
板Ｐ上で前記インダクタ（Ｉ 1、Ｉ2）が互いに隣接しな
いように配置されることが好ましい。
Ｐで、前記第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ1、Ｌ2）
を構成するインダクタ（Ｉ1、Ｉ2）の間に、少なくとも
１つのキャパシタ（Ｃ1、Ｃ3）が挿入され、前記回路基
板Ｐ上で前記インダクタ（Ｉ 1、Ｉ2）が互いに隣接しな
いように配置されることが好ましい。
【００３３】また、この発明の分波器において、図２に
示すように、前記第１、２の帯域ろ波器（F1，F2）が、
共通信号端子（T0）の側において、該共通信号端子
（T0）に並列に接続された弾性表面波共振器（P1，
P'1）を備えることが好ましい。
示すように、前記第１、２の帯域ろ波器（F1，F2）が、
共通信号端子（T0）の側において、該共通信号端子
（T0）に並列に接続された弾性表面波共振器（P1，
P'1）を備えることが好ましい。
【００３４】また、図３に示したこの発明の分波器で
は、前記第１、２の低域通過ろ波器を形成する分波回路
Ｌ12は、合計３個の並列キャパシタと２個の直列インダ
クタからなることが好ましい。また、図１０に示した構
成を備えた分波器は、全体を導体カバーＳＣで覆うこと
が好ましい。
は、前記第１、２の低域通過ろ波器を形成する分波回路
Ｌ12は、合計３個の並列キャパシタと２個の直列インダ
クタからなることが好ましい。また、図１０に示した構
成を備えた分波器は、全体を導体カバーＳＣで覆うこと
が好ましい。
【００３５】また、図８又は図９に示した分波器におい
て、共通信号端子（T0）、前記第１の帯域ろ波器と前記
第２の帯域ろ波器の各入出力信号端子（T1，T2）のう
ち、いずれか１端子は別の側、すなわち他の端子が設置
される回路基板上の端面とは反対側の端面に設けられる
ことが好ましい。
て、共通信号端子（T0）、前記第１の帯域ろ波器と前記
第２の帯域ろ波器の各入出力信号端子（T1，T2）のう
ち、いずれか１端子は別の側、すなわち他の端子が設置
される回路基板上の端面とは反対側の端面に設けられる
ことが好ましい。
【００３６】図８及び図１０に示すこの発明の分波器に
おいて、前記第１、２の帯域ろ波器（F1'，F2'，F1''，
F2''）が設置される領域と、インダクタ（I1，I2）およ
びキャパシタ（C1，C2，C3，C4）が設置される領域は、
２つに分離されていることが好ましい。また、この発明
の分波器は、図８に示すように、前記集中定数型のイン
ダクタとして空芯コイル（I1，I2）を使用することが好
ましい。
おいて、前記第１、２の帯域ろ波器（F1'，F2'，F1''，
F2''）が設置される領域と、インダクタ（I1，I2）およ
びキャパシタ（C1，C2，C3，C4）が設置される領域は、
２つに分離されていることが好ましい。また、この発明
の分波器は、図８に示すように、前記集中定数型のイン
ダクタとして空芯コイル（I1，I2）を使用することが好
ましい。
【００３７】この発明によれば、分波器を構成する第１
及び第２の帯域ろ波器が、梯子型に接続した複数の弾性
表面波共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成さ
れているので、簡単な構成となり、他方の弾性表面波フ
ィルタの通過帯域となる阻止帯域におけるインピーダン
スを十分大きくとれる。
及び第２の帯域ろ波器が、梯子型に接続した複数の弾性
表面波共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成さ
れているので、簡単な構成となり、他方の弾性表面波フ
ィルタの通過帯域となる阻止帯域におけるインピーダン
スを十分大きくとれる。
【００３８】また、分波回路を形成する第１ろ波部と第
２ろ波部を低域通過ろ波器により構成するため、高周波
域でのハーモニック等の不要ふく射を抑えることが可能
である。さらに、低域通過ろ波器を構成する集中定数型
のインダクタおよびキャパシタは、チップ型素子を用い
ることができるので、上記弾性表面波フィルタと組合せ
ることによって、分波器の小型化が可能である。
２ろ波部を低域通過ろ波器により構成するため、高周波
域でのハーモニック等の不要ふく射を抑えることが可能
である。さらに、低域通過ろ波器を構成する集中定数型
のインダクタおよびキャパシタは、チップ型素子を用い
ることができるので、上記弾性表面波フィルタと組合せ
ることによって、分波器の小型化が可能である。
【００３９】図２に示す分波器のように、第１及び第２
の帯域ろ波器が共通信号端子Ｔ0の側に、この共通信号
端子に並列に接続された弾性表面波共振器（Ｐ1、
Ｐ1’）を備えているため、分波器を構成したときの通
過帯域での損失劣化量を低減することができる。
の帯域ろ波器が共通信号端子Ｔ0の側に、この共通信号
端子に並列に接続された弾性表面波共振器（Ｐ1、
Ｐ1’）を備えているため、分波器を構成したときの通
過帯域での損失劣化量を低減することができる。
【００４０】図３に示すように、第１及び第２の低域通
過ろ波器を構成するキャパシタのうち、共通信号端子Ｔ
0の部分のキャパシタを共通化して１つのキャパシタと
しているので、低域通過ろ波器を構成する集中定数型の
素子数を減らすことができ、したがって低コスト化、小
型化を図ることができる。また、第１ろ波部の共通信号
端子側Ｔ0から見た通過帯域におけるインピーダンスの
平均値と、前記第２ろ波部の共通信号端子Ｔ0側から見
た通過帯域におけるインピーダンスの平均値のうち、少
なくとも一方が５０Ω以上、かつ１００Ω以下となるよ
うにしているので、より損失の少ない良好な特性を持つ
分波器を構成することができる。
過ろ波器を構成するキャパシタのうち、共通信号端子Ｔ
0の部分のキャパシタを共通化して１つのキャパシタと
しているので、低域通過ろ波器を構成する集中定数型の
素子数を減らすことができ、したがって低コスト化、小
型化を図ることができる。また、第１ろ波部の共通信号
端子側Ｔ0から見た通過帯域におけるインピーダンスの
平均値と、前記第２ろ波部の共通信号端子Ｔ0側から見
た通過帯域におけるインピーダンスの平均値のうち、少
なくとも一方が５０Ω以上、かつ１００Ω以下となるよ
うにしているので、より損失の少ない良好な特性を持つ
分波器を構成することができる。
【００４１】この発明によれば、第１及び第２の帯域ろ
波器として、表面にイオン注入処理を施した弾性表面波
フィルタを用いることにより、Ｑ値の高い、急峻な減衰
特性を有する弾性表面波フィルタを得ることができる。
したがって、他方の弾性表面波フィルタの通過帯域とな
る阻止帯域におけるインピーダンスを十分大きくとれる
ようになり、この弾性表面波フィルタを用いて分波器を
構成すれば、通過帯域での損失劣化をより低減できる。
波器として、表面にイオン注入処理を施した弾性表面波
フィルタを用いることにより、Ｑ値の高い、急峻な減衰
特性を有する弾性表面波フィルタを得ることができる。
したがって、他方の弾性表面波フィルタの通過帯域とな
る阻止帯域におけるインピーダンスを十分大きくとれる
ようになり、この弾性表面波フィルタを用いて分波器を
構成すれば、通過帯域での損失劣化をより低減できる。
【００４２】また、弾性表面波フィルタを構成する電極
として、図７に示すように、AlにCuを添加した膜とCu膜
とが交互に形成された多層膜を用いているので、弾性表
面波フィルタの耐電力性を向上でき、１Ｗ程度と言われ
る分波器への入力電力に対しても問題なく使用できるよ
うになる。
として、図７に示すように、AlにCuを添加した膜とCu膜
とが交互に形成された多層膜を用いているので、弾性表
面波フィルタの耐電力性を向上でき、１Ｗ程度と言われ
る分波器への入力電力に対しても問題なく使用できるよ
うになる。
【００４３】図８に示すように、表面実装型セラミック
パケージに封入した弾性表面波フィルタ、集中定数型の
インダクタとキャパシタ、および共通信号端子と弾性表
面波フィルタの各入出力信号端子を同一回路基板にモジ
ュルとして設けているので、新たに損失を発生すること
なく、小型の分波器を構成できる。さらに、弾性表面波
フィルタを表面実装型のパッケージに封入しているた
め、それぞれ特性評価を行った後モジュールに組み上げ
ることができ、特性基準を満たさない部品の廃却の無駄
を低減できる。
パケージに封入した弾性表面波フィルタ、集中定数型の
インダクタとキャパシタ、および共通信号端子と弾性表
面波フィルタの各入出力信号端子を同一回路基板にモジ
ュルとして設けているので、新たに損失を発生すること
なく、小型の分波器を構成できる。さらに、弾性表面波
フィルタを表面実装型のパッケージに封入しているた
め、それぞれ特性評価を行った後モジュールに組み上げ
ることができ、特性基準を満たさない部品の廃却の無駄
を低減できる。
【００４４】図１０に示すように、弾性表面波フィルタ
のベアチップ、集中定数型のインダクタとキャパシタ、
および共通信号端子と弾性表面波フィルタの各入出力信
号端子を同一回路基板にモジュールとして設ける場合に
は、新たに損失を発生することなく、さらに小型の分波
器を構成できる。
のベアチップ、集中定数型のインダクタとキャパシタ、
および共通信号端子と弾性表面波フィルタの各入出力信
号端子を同一回路基板にモジュールとして設ける場合に
は、新たに損失を発生することなく、さらに小型の分波
器を構成できる。
【００４５】また、前記第１の帯域ろ波器を構成する弾
性表面波フィルタの入出力信号端子と、前記第２の帯域
ろ波器をろ波器を構成する弾性波フィルタの入出力端子
と、共通信号端子Ｔ0のうち、いずれか１つの端子が、
他の端子が設置される回路基板上の端面とは反対側の端
面に設置されるようにしているので、各端子間の絶縁を
十分にとることができ、損失劣化の少ない分波器を得る
ことができる。
性表面波フィルタの入出力信号端子と、前記第２の帯域
ろ波器をろ波器を構成する弾性波フィルタの入出力端子
と、共通信号端子Ｔ0のうち、いずれか１つの端子が、
他の端子が設置される回路基板上の端面とは反対側の端
面に設置されるようにしているので、各端子間の絶縁を
十分にとることができ、損失劣化の少ない分波器を得る
ことができる。
【００４６】この発明によれば、回路基板上の配線パタ
ーンを所定の中心線に対して左右対称にしているので、
インダクタとキャパシタおよび弾性表面波フィルタを左
右入れ換えるだけで送信回路、受信回路の位置を簡単に
置換できる。したがって、この分波器を搭載する機器の
仕様設計に応じた配置が容易となる。
ーンを所定の中心線に対して左右対称にしているので、
インダクタとキャパシタおよび弾性表面波フィルタを左
右入れ換えるだけで送信回路、受信回路の位置を簡単に
置換できる。したがって、この分波器を搭載する機器の
仕様設計に応じた配置が容易となる。
【００４７】また、梯子型の弾性表面波フィルタを用い
た、第１及び第２の低域通過ろ波器を、前記したような
並列キャパシタ−直列インダクタ−並列キャパシタの３
セクション構成にしているので、最も効率良く、他方の
弾性表面波フィルタの通過帯域となる阻止帯域における
インピーダンスを十分大きくとることができ、分波器を
構成したときの通過帯域での損失劣化を低減できる。
た、第１及び第２の低域通過ろ波器を、前記したような
並列キャパシタ−直列インダクタ−並列キャパシタの３
セクション構成にしているので、最も効率良く、他方の
弾性表面波フィルタの通過帯域となる阻止帯域における
インピーダンスを十分大きくとることができ、分波器を
構成したときの通過帯域での損失劣化を低減できる。
【００４８】また、インダクタ同士が隣接しないように
間にキャパシタを挿入した配列としているので、インダ
クタ同士の電磁結合による信頼性の劣化を防止すること
ができる。
間にキャパシタを挿入した配列としているので、インダ
クタ同士の電磁結合による信頼性の劣化を防止すること
ができる。
【００４９】また、回路基板を導体カバーで覆うことに
より、その気密性、放熱性および電磁波シールド性を確
保することができる。
より、その気密性、放熱性および電磁波シールド性を確
保することができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】以下、図に示す実施例に基づいて
この発明を詳述する。なお、この発明はこれによって限
定されるものではない。
この発明を詳述する。なお、この発明はこれによって限
定されるものではない。
【００５１】図２はこの発明に係わる分波器の基本構成
を示すとともに、一実施例の回路構成を示した図であ
る。以下に、まず、図２及び図４から図９を用いて、分
波器の構成と部品配置、ＳＡＷフィルタの構成について
の一実施例について述べる。この分波器は、２つの帯域
ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）と、２つの低域通過ろ波器（Ｌ 1，
Ｌ2）とによって構成される。２つの帯域ろ波器（Ｆ1，
Ｆ2）は、１ポート弾性表面波共振器を梯子型に接続し
た共振器型の弾性表面波フィルタ（Surface Acoustic W
ave filter:SAWフィルタと呼ぶ）が用いられ、一方の帯
域ろ波器Ｆ1は、送信フィルタとして用いられ、他方の
帯域ろ波器Ｆ2は、受信フィルタとして用いられる。低
域通過ろ波器（Ｌ1，Ｌ2）は、集中定数ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）が用いられ、ＳＡＷフィルタと共通信号端
子Ｔ0との間に位相整合回路として設けられる。
を示すとともに、一実施例の回路構成を示した図であ
る。以下に、まず、図２及び図４から図９を用いて、分
波器の構成と部品配置、ＳＡＷフィルタの構成について
の一実施例について述べる。この分波器は、２つの帯域
ろ波器（Ｆ1，Ｆ2）と、２つの低域通過ろ波器（Ｌ 1，
Ｌ2）とによって構成される。２つの帯域ろ波器（Ｆ1，
Ｆ2）は、１ポート弾性表面波共振器を梯子型に接続し
た共振器型の弾性表面波フィルタ（Surface Acoustic W
ave filter:SAWフィルタと呼ぶ）が用いられ、一方の帯
域ろ波器Ｆ1は、送信フィルタとして用いられ、他方の
帯域ろ波器Ｆ2は、受信フィルタとして用いられる。低
域通過ろ波器（Ｌ1，Ｌ2）は、集中定数ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）が用いられ、ＳＡＷフィルタと共通信号端
子Ｔ0との間に位相整合回路として設けられる。
【００５２】送信フィルタ（Ｆ1）の一端は、ＬＰＦ
（Ｌ1）を介して共通信号端子Ｔ0に共通に接続され、他
端は入出力用端子（送信端子）Ｔ1を通して送信回路に
接続される。受信フィルタ（Ｆ2）の他端は、入出力用
端子（受信端子）Ｔ2であり、受信回路に接続される。
（Ｌ1）を介して共通信号端子Ｔ0に共通に接続され、他
端は入出力用端子（送信端子）Ｔ1を通して送信回路に
接続される。受信フィルタ（Ｆ2）の他端は、入出力用
端子（受信端子）Ｔ2であり、受信回路に接続される。
【００５３】図４に、図２に用いられるＳＡＷフィルタ
（Ｆ1，Ｆ2）の等価回路の一例を示す。これは、共通信
号端子Ｔ0に接続された信号線に対して並列に接続され
る３つの並列型の弾性表面波共振器（Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3）
と、直列に接続される２つの直列型の弾性表面波共振器
（Ｓ1，Ｓ2）とから構成されるＳＡＷフィルタである。
一般には、ＳＡＷフィルタは、並列型の弾性表面波共振
器Ｐｎ（ｎは正の整数）と直列型の弾性表面波共振器Ｓ
ｎとが多段接続された構成を持つ。
（Ｆ1，Ｆ2）の等価回路の一例を示す。これは、共通信
号端子Ｔ0に接続された信号線に対して並列に接続され
る３つの並列型の弾性表面波共振器（Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3）
と、直列に接続される２つの直列型の弾性表面波共振器
（Ｓ1，Ｓ2）とから構成されるＳＡＷフィルタである。
一般には、ＳＡＷフィルタは、並列型の弾性表面波共振
器Ｐｎ（ｎは正の整数）と直列型の弾性表面波共振器Ｓ
ｎとが多段接続された構成を持つ。
【００５４】図５に、図４に示したＳＡＷフィルタの配
置例を示す。これは、ＳＡＷフィルタの表面を上方から
見た図である。ＬｉＴａＯ3等で形成した基板表面上に
Ａｌ−Ｃｕ等で形成した電極が図のようにパターン化さ
れる。図の上方部の端子は入力側であり、ＬＰＦに接続
され、下方部の端子は出力側であり、フィルタの入出力
用端子Ｔ1又はＴ2に接続され、ＳＡＷフィルタ（Ｐ1，
Ｐ2，Ｐ3）の右端はアースに接続される。
置例を示す。これは、ＳＡＷフィルタの表面を上方から
見た図である。ＬｉＴａＯ3等で形成した基板表面上に
Ａｌ−Ｃｕ等で形成した電極が図のようにパターン化さ
れる。図の上方部の端子は入力側であり、ＬＰＦに接続
され、下方部の端子は出力側であり、フィルタの入出力
用端子Ｔ1又はＴ2に接続され、ＳＡＷフィルタ（Ｐ1，
Ｐ2，Ｐ3）の右端はアースに接続される。
【００５５】ここで、図６に示すように各弾性表面波共
振器（Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3，Ｓ1，Ｓ2）は、すべて同様の構
造を持つ。すなわち、２つの反射器（Ｃ，Ｄ）と１組の
くし型電極（Ａ，Ｂ）とから構成される。
振器（Ｐ1，Ｐ2，Ｐ3，Ｓ1，Ｓ2）は、すべて同様の構
造を持つ。すなわち、２つの反射器（Ｃ，Ｄ）と１組の
くし型電極（Ａ，Ｂ）とから構成される。
【００５６】ただし、くし型電極において、互いにつき
出た枝部分の間隔（図６に示すλ）が直列型の弾性表面
波共振器（Ｓ）と並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）とで
異なるようにする。これは、直列型の弾性表面波共振器
（Ｓ）と並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）の共振周波数
を異ならせるためであり、通常、並列型のλを直列型の
λよりも大きくする。
出た枝部分の間隔（図６に示すλ）が直列型の弾性表面
波共振器（Ｓ）と並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）とで
異なるようにする。これは、直列型の弾性表面波共振器
（Ｓ）と並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）の共振周波数
を異ならせるためであり、通常、並列型のλを直列型の
λよりも大きくする。
【００５７】たとえば、送信フィルタとして構成される
場合、直列型の弾性表面波共振器（Ｓ）のλは４．５９
μｍ、並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）のλは４．７９
μｍが用いられる。また、受信フィルタとして構成され
る場合、直列型の弾性表面波共振器（Ｓ）のλは４．３
７μｍ、並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）のλは４．５
７μｍが用いられる。
場合、直列型の弾性表面波共振器（Ｓ）のλは４．５９
μｍ、並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）のλは４．７９
μｍが用いられる。また、受信フィルタとして構成され
る場合、直列型の弾性表面波共振器（Ｓ）のλは４．３
７μｍ、並列型の弾性表面波共振器（Ｐ）のλは４．５
７μｍが用いられる。
【００５８】２つのＬＰＦは図２に示すように、集中定
数型素子である２つのキャパシタと１つのインダクタに
よって構成される。送信側のＬＰＦは、並列キャンパシ
タＣ 1と直列インダクタＩ1と並列キャパシタＣ2、受信
側のＬＰＦは、並列キャパシタＣ3と直列インダクタＩ2
と並列キャパシタＣ4とからなる。このように送・受信
フィルタにＳＡＷフィルタを、ＬＰＦに集中定数型素子
を用いることで、分波器全体を小型化することができ
る。
数型素子である２つのキャパシタと１つのインダクタに
よって構成される。送信側のＬＰＦは、並列キャンパシ
タＣ 1と直列インダクタＩ1と並列キャパシタＣ2、受信
側のＬＰＦは、並列キャパシタＣ3と直列インダクタＩ2
と並列キャパシタＣ4とからなる。このように送・受信
フィルタにＳＡＷフィルタを、ＬＰＦに集中定数型素子
を用いることで、分波器全体を小型化することができ
る。
【００５９】また、このＳＡＷフィルタが高い送信電力
に対して耐久性を備えるために、表面弾性波共振器を構
成する電極を、図７に示したように材質の異なる２つの
金属膜を交互に配置した多層膜で形成することが好まし
く、さらにこの図７のような３層構造にすることが好ま
しい。図７において、１１はＣｕのみからなるＣｕ膜で
あり、１２はＡｌにＣｕを添加したＡｌ−Ｃｕ膜であ
り、１３は回路基板である。
に対して耐久性を備えるために、表面弾性波共振器を構
成する電極を、図７に示したように材質の異なる２つの
金属膜を交互に配置した多層膜で形成することが好まし
く、さらにこの図７のような３層構造にすることが好ま
しい。図７において、１１はＣｕのみからなるＣｕ膜で
あり、１２はＡｌにＣｕを添加したＡｌ−Ｃｕ膜であ
り、１３は回路基板である。
【００６０】Ａｌ−Ｃｕ膜１２としては、たとえばＡｌ
に２％のＣｕを混合したものを用い、Ｃｕ膜１１の厚み
は２０ｎｍ、Ａｌ−Ｃｕ膜１２の厚みは１２０ｎｍ程度
のものを用いることができる。また、回路基板１３の材
料としては、たとえばＬｉＴａＯ3，ＬｉＮｂＯ3を用い
ることができる。
に２％のＣｕを混合したものを用い、Ｃｕ膜１１の厚み
は２０ｎｍ、Ａｌ−Ｃｕ膜１２の厚みは１２０ｎｍ程度
のものを用いることができる。また、回路基板１３の材
料としては、たとえばＬｉＴａＯ3，ＬｉＮｂＯ3を用い
ることができる。
【００６１】図１１に、電極の耐電力性の比較図を示
す。ここで、従来の電極としては、Al-2％Cu(300nm）の
単層膜のものを用い、この発明の電極としては、Al-2％
Cu(120nm)/Cu(20nm)/Al-2％Cu(120nm）の３層膜を用い
た。また、ＡＭＰＳ用の送信フィルタを測定対象とし、
印加周波数は、送信フィルタの通過域で最も耐電力性が
弱い８４９ＭＨｚとした。また、チップ温度を一定に保
ち、入力電力に関して加速試験を行い、アレニウスプロ
ットから環境温度８５℃、印加電圧１ｗでの寿命を求
め、両者を比較した。
す。ここで、従来の電極としては、Al-2％Cu(300nm）の
単層膜のものを用い、この発明の電極としては、Al-2％
Cu(120nm)/Cu(20nm)/Al-2％Cu(120nm）の３層膜を用い
た。また、ＡＭＰＳ用の送信フィルタを測定対象とし、
印加周波数は、送信フィルタの通過域で最も耐電力性が
弱い８４９ＭＨｚとした。また、チップ温度を一定に保
ち、入力電力に関して加速試験を行い、アレニウスプロ
ットから環境温度８５℃、印加電圧１ｗでの寿命を求
め、両者を比較した。
【００６２】図１１において、従来の電極では１６００
時間の寿命であって比較的短いのに対し、この発明の３
層構造の電極の寿命は５０万時間となり、これは、十分
実用的な使用に耐え得る寿命であると言うことができ
る。
時間の寿命であって比較的短いのに対し、この発明の３
層構造の電極の寿命は５０万時間となり、これは、十分
実用的な使用に耐え得る寿命であると言うことができ
る。
【００６３】図８及び図９に、この発明の分波器におけ
る各部品の配置例の斜視図を示す。ここで、表面実装型
セラミックパッケージに封入した送・受信フィルタ
F1'，F 2'（3.8×3.8×1.5mm）およびＬＰＦを同一回路
基板Ｐにモジュールとして設けている。さらに、これを
一つの部品とし全体を導体カバーＳＣで覆っている。Ｌ
ＰＦは、インダクタ（Ｉ1，Ｉ2）、キャパシタ（Ｃ1，
Ｃ2，Ｃ3，Ｃ4）から構成され、さらに、回路基板Ｐの
一端面側に共通信号端子Ｔ0が設けられる。
る各部品の配置例の斜視図を示す。ここで、表面実装型
セラミックパッケージに封入した送・受信フィルタ
F1'，F 2'（3.8×3.8×1.5mm）およびＬＰＦを同一回路
基板Ｐにモジュールとして設けている。さらに、これを
一つの部品とし全体を導体カバーＳＣで覆っている。Ｌ
ＰＦは、インダクタ（Ｉ1，Ｉ2）、キャパシタ（Ｃ1，
Ｃ2，Ｃ3，Ｃ4）から構成され、さらに、回路基板Ｐの
一端面側に共通信号端子Ｔ0が設けられる。
【００６４】図９は、回路基板Ｐの表面と裏面の配線パ
ターンの一例を示したものであるが、共通信号端子Ｔ0
が設けられた回路基板Ｐの一端面側とは異なる端面側に
ＳＡＷフィルタの入出力端子Ｔ1，Ｔ2を設けている。ま
た、回路基板Ｐの裏面と表面の回路パターンを接続する
ための複数個のスルーホールが適切な位置に設けられて
おり、裏面には、不要な高周波信号による影響を回避
し、端子間の絶縁を良好なものとするため、アースパタ
ーンが広く設けられている。
ターンの一例を示したものであるが、共通信号端子Ｔ0
が設けられた回路基板Ｐの一端面側とは異なる端面側に
ＳＡＷフィルタの入出力端子Ｔ1，Ｔ2を設けている。ま
た、回路基板Ｐの裏面と表面の回路パターンを接続する
ための複数個のスルーホールが適切な位置に設けられて
おり、裏面には、不要な高周波信号による影響を回避
し、端子間の絶縁を良好なものとするため、アースパタ
ーンが広く設けられている。
【００６５】また、この部品配置の特徴は、送、受信側
ともＬＰＦ領域（Ａ）とＳＡＷフィルタ領域（Ｂ）に分
離して配置し、中心線Ｃに対して送信側、受信側は左右
対称である点にある。したがって、送、受信領域は互い
に置き換えることができる。
ともＬＰＦ領域（Ａ）とＳＡＷフィルタ領域（Ｂ）に分
離して配置し、中心線Ｃに対して送信側、受信側は左右
対称である点にある。したがって、送、受信領域は互い
に置き換えることができる。
【００６６】さらに、インダクタ同士の相互作用を避け
るために、インダクタ（Ｉ1，Ｉ2）が互いに隣接しない
ように間にキャパシタ（Ｃ1，Ｃ3）を挿入した配列とし
ている。このように、インダクタが互いに隣接しないよ
うにするのは、次のような理由による。すなわち、イン
ダクタが隣接するように配置した場合、インダクタ同士
が電磁結合を起こし、単独のインダクタ値よりも見かけ
上その値が小さくなったかのようにふるまい、回路設計
の不安定要因が増す。したがって、２つのインダクタの
間にキャパシタを挿入した配置とすれば、電磁結合によ
る不安定要因を取り除くことができ、分波器の信頼性を
確保することができる。
るために、インダクタ（Ｉ1，Ｉ2）が互いに隣接しない
ように間にキャパシタ（Ｃ1，Ｃ3）を挿入した配列とし
ている。このように、インダクタが互いに隣接しないよ
うにするのは、次のような理由による。すなわち、イン
ダクタが隣接するように配置した場合、インダクタ同士
が電磁結合を起こし、単独のインダクタ値よりも見かけ
上その値が小さくなったかのようにふるまい、回路設計
の不安定要因が増す。したがって、２つのインダクタの
間にキャパシタを挿入した配置とすれば、電磁結合によ
る不安定要因を取り除くことができ、分波器の信頼性を
確保することができる。
【００６７】なお、図８において、例えば、Ｃ1，Ｃ2，
Ｃ3，Ｃ4に1608のチップキャパシタ（1.6×0.8×0.8m
m）と、Ｉ1，Ｉ2として0.2φの線を内径0.6φで数回巻
いた空芯コイルを用いれば、ＬＰＦ部分の小型化をする
ことができる。ここで、Ｉ1、Ｉ2として空芯コイルを用
いるのは、空芯コイルの方がチップタイプのインダクタ
よりも内部抵抗が小さいため、分波器として構成したと
きの特性劣化を抑制できるからである。
Ｃ3，Ｃ4に1608のチップキャパシタ（1.6×0.8×0.8m
m）と、Ｉ1，Ｉ2として0.2φの線を内径0.6φで数回巻
いた空芯コイルを用いれば、ＬＰＦ部分の小型化をする
ことができる。ここで、Ｉ1、Ｉ2として空芯コイルを用
いるのは、空芯コイルの方がチップタイプのインダクタ
よりも内部抵抗が小さいため、分波器として構成したと
きの特性劣化を抑制できるからである。
【００６８】以上のように構成したモジュールの外径寸
法は、８×６×2.5mmとなった。誘電体フィルタを用い
た従来の分波器のサイズは、最も小型のもので14×23×
４mmであるので、この実施例で示した分波器は、体積比
で誘電体フィルタの9.3％、床面積比で15％の大きさと
なり、かなり小型化できることがわかる。
法は、８×６×2.5mmとなった。誘電体フィルタを用い
た従来の分波器のサイズは、最も小型のもので14×23×
４mmであるので、この実施例で示した分波器は、体積比
で誘電体フィルタの9.3％、床面積比で15％の大きさと
なり、かなり小型化できることがわかる。
【００６９】また、チップキャパシタ1608をさらに小型
の1005を用いた場合、その外径寸法を８×5.1×2.5mmと
することができる。このように、小型のチップコンデン
サを用いれは、プリント基板の配線パターン間の距離に
余裕を持たせることができ、製造時のショート不良を減
らすことができる。また、たとえば、I1＝8.5 nH, I2＝
7.5 nH, C1＝6 pF, C2＝4 pF, C3＝4 pF,C4＝4 pFの素
子を使用することで、良好な特性のＬＰＦを構成するこ
とができる。
の1005を用いた場合、その外径寸法を８×5.1×2.5mmと
することができる。このように、小型のチップコンデン
サを用いれは、プリント基板の配線パターン間の距離に
余裕を持たせることができ、製造時のショート不良を減
らすことができる。また、たとえば、I1＝8.5 nH, I2＝
7.5 nH, C1＝6 pF, C2＝4 pF, C3＝4 pF,C4＝4 pFの素
子を使用することで、良好な特性のＬＰＦを構成するこ
とができる。
【００７０】次に、以上のような構成を持つ分波器のフ
ィルタ特性について述べる。図１２に、ＬＰＦを挿入し
ないで、ＳＡＷフィルタ単体のみで分波器を構成した場
合のフィルタのＳ21の周波数特性の図を示す。図１３
に、ＬＰＦを挿入し、図２及び図８に示すような分波器
を構成した場合のフィルタのＳ21の周波数特性の図を示
す。ここで、図２に示すキャパシタ、インダクタとし
て、C1＝4 pF, I1＝8.7 nH, C3＝4 pFのものを用いた。
ィルタ特性について述べる。図１２に、ＬＰＦを挿入し
ないで、ＳＡＷフィルタ単体のみで分波器を構成した場
合のフィルタのＳ21の周波数特性の図を示す。図１３
に、ＬＰＦを挿入し、図２及び図８に示すような分波器
を構成した場合のフィルタのＳ21の周波数特性の図を示
す。ここで、図２に示すキャパシタ、インダクタとし
て、C1＝4 pF, I1＝8.7 nH, C3＝4 pFのものを用いた。
【００７１】図１２のＳＡＷフィルタのみでは、高周波
数側（図の右側）での減衰が少ないことがわかる。図１
３のように、ＬＰＦを入れることで、高周波数側で減衰
が大きくなり、高周波成分の抑圧効果があることがわか
る。図１３において、たとえば、特に減衰が必要とされ
る1.6975GHz(MARKER 3), 2.4725GHz(MARKER 4), 2.5475
GHz(MARKER 5)の各周波数において、図１２と比べてそ
れぞれ2.621dB, 17.59dB, 17.968dBの改善があった。し
たがって、図２及び図８のようにＬＰＦを構成すること
で、高周波成分が抑圧され、全体として良好なフィルタ
特性を持つ分波器を得ることができた。
数側（図の右側）での減衰が少ないことがわかる。図１
３のように、ＬＰＦを入れることで、高周波数側で減衰
が大きくなり、高周波成分の抑圧効果があることがわか
る。図１３において、たとえば、特に減衰が必要とされ
る1.6975GHz(MARKER 3), 2.4725GHz(MARKER 4), 2.5475
GHz(MARKER 5)の各周波数において、図１２と比べてそ
れぞれ2.621dB, 17.59dB, 17.968dBの改善があった。し
たがって、図２及び図８のようにＬＰＦを構成すること
で、高周波成分が抑圧され、全体として良好なフィルタ
特性を持つ分波器を得ることができた。
【００７２】図１４に、弾性表面波フィルタのＳ11特性
の比較図を示す。これは、弾性表面波フィルタの共通信
号端子側に、並列に接続された弾性表面波共振器を有す
る場合（図１４（ａ））と、直列に接続された弾性表面
波共振器を有する場合（図１４（ｂ））とのＳ11特性を
比較したものである。ここで、図１４（ａ）,(ｂ）と
も、分波器を構成する前のＡＭＰＳ用Ｒxフィルタの単
体のＳ11特性を示している。
の比較図を示す。これは、弾性表面波フィルタの共通信
号端子側に、並列に接続された弾性表面波共振器を有す
る場合（図１４（ａ））と、直列に接続された弾性表面
波共振器を有する場合（図１４（ｂ））とのＳ11特性を
比較したものである。ここで、図１４（ａ）,(ｂ）と
も、分波器を構成する前のＡＭＰＳ用Ｒxフィルタの単
体のＳ11特性を示している。
【００７３】図１４（ｂ）では、Ｒx通過域（マーカ３
−４間）とＴx通過域（マーカ１−２間）が接近してい
るため、分波器を構成したときの損失劣化量が大きい。
これに対して、図１４（ａ）に示すように、この発明の
図２の実施例の弾性表面波フィルタにおいて共通信号端
子側に並列に接続された弾性表面波共振器（Ｐ 1，
Ｐ1’）を有する場合には、ＲX通過域（マーカ３−４
間）とＴX通過域（マーカ１−２間）が離れているた
め、図１４（ｂ）に比べて損失劣化量が少ないことがわ
かる。
−４間）とＴx通過域（マーカ１−２間）が接近してい
るため、分波器を構成したときの損失劣化量が大きい。
これに対して、図１４（ａ）に示すように、この発明の
図２の実施例の弾性表面波フィルタにおいて共通信号端
子側に並列に接続された弾性表面波共振器（Ｐ 1，
Ｐ1’）を有する場合には、ＲX通過域（マーカ３−４
間）とＴX通過域（マーカ１−２間）が離れているた
め、図１４（ｂ）に比べて損失劣化量が少ないことがわ
かる。
【００７４】次に、分波器の回路構成を、さらに合理化
した一実施例について、図３、図１５及び図１６を用い
て説明する。図２に示した実施例では、いずれも送・受
信フィルタの共通信号端子Ｔ0、すなわちアンテナ側
は、初段キャパシタ（Ｃ1，Ｃ3）が２つ別々に構成され
ている。しかし、図３はこの初段キャパシタを１つのキ
ャパシタ（Ｃ5）にまとめて構成したものである。すな
わち、第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ1，Ｌ2）にお
ける共通信号端子Ｔ0側のキャパシタＣ1とＣ3とを共通
化した１つのキャパシタＣ5によってそれぞれの低域通
過ろ波器を構成する。図２に示した実施例では、ＬＰＦ
を形成する分波回路は３つのキャパシタと３つのインダ
クタからなる６セクション構成であったが、図３に示す
実施例では、３つのキャパシタ（Ｃ2，Ｃ4，Ｃ5）と、
２つのインダクタ（Ｉ1，Ｉ2）とによって分波回路Ｌ12
が構成され、部品数を１つ少なくすることができる。こ
こで、キャパシタＣ5の容量は、Ｃ1＋Ｃ3の容量に等し
いものを用いる。
した一実施例について、図３、図１５及び図１６を用い
て説明する。図２に示した実施例では、いずれも送・受
信フィルタの共通信号端子Ｔ0、すなわちアンテナ側
は、初段キャパシタ（Ｃ1，Ｃ3）が２つ別々に構成され
ている。しかし、図３はこの初段キャパシタを１つのキ
ャパシタ（Ｃ5）にまとめて構成したものである。すな
わち、第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ1，Ｌ2）にお
ける共通信号端子Ｔ0側のキャパシタＣ1とＣ3とを共通
化した１つのキャパシタＣ5によってそれぞれの低域通
過ろ波器を構成する。図２に示した実施例では、ＬＰＦ
を形成する分波回路は３つのキャパシタと３つのインダ
クタからなる６セクション構成であったが、図３に示す
実施例では、３つのキャパシタ（Ｃ2，Ｃ4，Ｃ5）と、
２つのインダクタ（Ｉ1，Ｉ2）とによって分波回路Ｌ12
が構成され、部品数を１つ少なくすることができる。こ
こで、キャパシタＣ5の容量は、Ｃ1＋Ｃ3の容量に等し
いものを用いる。
【００７５】図１５と図１６を用いて、図２及び図３に
示した分波器の特性の比較を示す。図１５は、図２のよ
うに構成したＡＭＰＳ用の分波器のＳ21特性図である。
ここでC1＝4.5pF, I1＝8.5nH, C2＝5.5pFのＬＰＦと、C
3＝4pF, I2＝7.5nH, C 4＝4pFのＬＰＦを用いた。図１６
は、図３のように構成したＡＭＰＳ用の分波器のＳ21特
性図である。ここで共通のキャパシタとして、C5＝9.5p
Fのものを使用した。
示した分波器の特性の比較を示す。図１５は、図２のよ
うに構成したＡＭＰＳ用の分波器のＳ21特性図である。
ここでC1＝4.5pF, I1＝8.5nH, C2＝5.5pFのＬＰＦと、C
3＝4pF, I2＝7.5nH, C 4＝4pFのＬＰＦを用いた。図１６
は、図３のように構成したＡＭＰＳ用の分波器のＳ21特
性図である。ここで共通のキャパシタとして、C5＝9.5p
Fのものを使用した。
【００７６】図１５、図１６において、Ｔxは、共通信
号端子Ｔ0と入出力端子Ｔ1との間の通過特性を示してお
り、Ｒxは、共通信号端子Ｔ0と入出力端子Ｔ2との間の
通過特性を示している。図１５と図１６を比較すると、
共通信号端子Ｔ0側のキャパシタを共通化したことによ
る劣化は見られず、Ｓ21特性は、どちらもほとんど変わ
らないことがわかる。
号端子Ｔ0と入出力端子Ｔ1との間の通過特性を示してお
り、Ｒxは、共通信号端子Ｔ0と入出力端子Ｔ2との間の
通過特性を示している。図１５と図１６を比較すると、
共通信号端子Ｔ0側のキャパシタを共通化したことによ
る劣化は見られず、Ｓ21特性は、どちらもほとんど変わ
らないことがわかる。
【００７７】たとえば、図１５のＴx側において、減衰
量が824MHxzで-2.33dB, 849MHzで-2.43dBであるのに対
し、図１６のＴX側において、824 MHzで-2.43 dB, 849M
Hz で-2.36dBであり、ほとんど差は見られない。図１５
のＲx側において、減衰量が869MHzで-4.27dB, 894MHzで
-3.33dBであるのに対し、図１６のＲx側においても、86
9MHzで-4.56dB, 894MHzで-3.34dBとなり、ほとんど差は
見られない。
量が824MHxzで-2.33dB, 849MHzで-2.43dBであるのに対
し、図１６のＴX側において、824 MHzで-2.43 dB, 849M
Hz で-2.36dBであり、ほとんど差は見られない。図１５
のＲx側において、減衰量が869MHzで-4.27dB, 894MHzで
-3.33dBであるのに対し、図１６のＲx側においても、86
9MHzで-4.56dB, 894MHzで-3.34dBとなり、ほとんど差は
見られない。
【００７８】したがって、図３に示す分波器のように、
共通信号端子側のキャパシタを共通化しても、フィルタ
特性の劣化はみられず、キャパシタを共通化することに
よってキャパシタを１個減らすことができるため、図２
に示す分波器よりもさらに小型化、低コスト化を図るこ
とができる。
共通信号端子側のキャパシタを共通化しても、フィルタ
特性の劣化はみられず、キャパシタを共通化することに
よってキャパシタを１個減らすことができるため、図２
に示す分波器よりもさらに小型化、低コスト化を図るこ
とができる。
【００７９】図８に、送・受信フィルタとして表面実装
型セラミックパッケージに封入したＳＡＷフィルタを用
いた例を示したが、図１０に示すように、ベアチップ状
態の送・受信フィルタでモジュール部品を構成してもよ
い。表面実装型セラミックパッケージをベアチップで置
き換えた場合、その外形寸法は８×4.5×2.5mmとなり、
さらに小型化をはかることができる。なお、図１０の場
合も、全体を導体カバーで覆うことが好ましい。
型セラミックパッケージに封入したＳＡＷフィルタを用
いた例を示したが、図１０に示すように、ベアチップ状
態の送・受信フィルタでモジュール部品を構成してもよ
い。表面実装型セラミックパッケージをベアチップで置
き換えた場合、その外形寸法は８×4.5×2.5mmとなり、
さらに小型化をはかることができる。なお、図１０の場
合も、全体を導体カバーで覆うことが好ましい。
【００８０】次に、図１の第１ろ波部及び第２ろ波部の
入力インピーダンスをある範囲に限定した場合の実施例
について述べる。図１の第１ろ波部１及び第２ろ波部２
の通過帯域における入力インピーダンスの平均値を、５
０Ω以上にした場合と５０Ω以下にした場合のＳ21パラ
メータによる損失の比較を図１７及び図１８に示す。図
１７は、第１ろ波部１及び第２ろ波部２の共通信号端子
Ｔ0側から見た通過帯域における入力インピーダンスの
平均値を５０Ω以上（73.1Ω及び69.5Ω）にした場合の
Ｓ21の特性を示し、図１８は、入力インピーダンスの平
均値を５０Ω以下（48.8Ω及び47.3Ω）した場合のＳ21
の特性を示す。また、それぞれの図には、ＴXフィルタ
を含む第１ろ波部１及びＲXフィルタを含む第２ろ波部
２の構成図、及び相手帯域のインピーダンスと分波器構
成後のＳ 21の損失も示している。
入力インピーダンスをある範囲に限定した場合の実施例
について述べる。図１の第１ろ波部１及び第２ろ波部２
の通過帯域における入力インピーダンスの平均値を、５
０Ω以上にした場合と５０Ω以下にした場合のＳ21パラ
メータによる損失の比較を図１７及び図１８に示す。図
１７は、第１ろ波部１及び第２ろ波部２の共通信号端子
Ｔ0側から見た通過帯域における入力インピーダンスの
平均値を５０Ω以上（73.1Ω及び69.5Ω）にした場合の
Ｓ21の特性を示し、図１８は、入力インピーダンスの平
均値を５０Ω以下（48.8Ω及び47.3Ω）した場合のＳ21
の特性を示す。また、それぞれの図には、ＴXフィルタ
を含む第１ろ波部１及びＲXフィルタを含む第２ろ波部
２の構成図、及び相手帯域のインピーダンスと分波器構
成後のＳ 21の損失も示している。
【００８１】この図１７及び図１８の測定結果を比較す
ると次のことが言える。まず、ＴXフィルタの896MHz及
び894MHzの周波数において、相手側のＲXフィルタのイ
ンピーダンスは、通過帯域のインピーダンスの平均値を
５０Ω以上（７３．１Ω）とした方が大きい。またＲX
フィルタの824MHz及び849MHzの周波数においても、同様
に、通過帯域のインピーダンスの平均値を５０Ω以上
（６９．５Ω）とした方が、相手側のＲ Xフィルタのイ
ンピーダンスを大きくすることができる。また、ＴXフ
ィルタの824MHz及び849HMzでのＳ21パラメータを比較す
ると、通常帯域のインピーダンスの平均値を５０Ω以上
（７３．１Ω）とした方が値が小さくなり損失が減少し
ていることがわかる。このＳ21パラメータの比較に関し
ては、ＲXフィルタについても同様に損失が減少してい
ると言える。したがって、図１７及び図１８の測定結果
より、図１７に示したような入力インピーダンスの平均
値を５０Ω以上にした方が、相手帯域のインピーダンス
を大きくすることができ、分波器を構成したときのＳ21
の損失を減少させることができるため、より良好な特性
を持つ分波器が得られると言える。
ると次のことが言える。まず、ＴXフィルタの896MHz及
び894MHzの周波数において、相手側のＲXフィルタのイ
ンピーダンスは、通過帯域のインピーダンスの平均値を
５０Ω以上（７３．１Ω）とした方が大きい。またＲX
フィルタの824MHz及び849MHzの周波数においても、同様
に、通過帯域のインピーダンスの平均値を５０Ω以上
（６９．５Ω）とした方が、相手側のＲ Xフィルタのイ
ンピーダンスを大きくすることができる。また、ＴXフ
ィルタの824MHz及び849HMzでのＳ21パラメータを比較す
ると、通常帯域のインピーダンスの平均値を５０Ω以上
（７３．１Ω）とした方が値が小さくなり損失が減少し
ていることがわかる。このＳ21パラメータの比較に関し
ては、ＲXフィルタについても同様に損失が減少してい
ると言える。したがって、図１７及び図１８の測定結果
より、図１７に示したような入力インピーダンスの平均
値を５０Ω以上にした方が、相手帯域のインピーダンス
を大きくすることができ、分波器を構成したときのＳ21
の損失を減少させることができるため、より良好な特性
を持つ分波器が得られると言える。
【００８２】また、一般に、自動車電話や携帯電話に使
用されるＳＡＷフィルタでは、実用上フィルタの特性を
表す電圧定在波比ＶＳＷＲの基準が２以下であることが
必要とされる。一般に、このＶＳＷＲと反射係数Γと
は、次式の関数がある。 ＶＳＷＲ＝（１＋Γ）／（１−Γ） また、反射係数Γと通常帯域のインピーダンスの平均値
Ｚ（Ω）とは、次式の関係がある。 Γ＝（Ｚ−５０）／（Ｚ＋５０） このとき、ＶＳＷＲ〈２という条件を満たす場合には、
Ｚ〈１００（Ω）と規定できる。したがって、図１７及
び図１８の測定結果と上記の実用上の条件から、図１、
図２及び図３に示した構成を持つこの発明の分波器にお
いて、第１ろ波部及び第２ろ波部の通過帯域のインピー
ダンスの平均値を５０Ω以上１００Ω以下にすることが
好ましい。
用されるＳＡＷフィルタでは、実用上フィルタの特性を
表す電圧定在波比ＶＳＷＲの基準が２以下であることが
必要とされる。一般に、このＶＳＷＲと反射係数Γと
は、次式の関数がある。 ＶＳＷＲ＝（１＋Γ）／（１−Γ） また、反射係数Γと通常帯域のインピーダンスの平均値
Ｚ（Ω）とは、次式の関係がある。 Γ＝（Ｚ−５０）／（Ｚ＋５０） このとき、ＶＳＷＲ〈２という条件を満たす場合には、
Ｚ〈１００（Ω）と規定できる。したがって、図１７及
び図１８の測定結果と上記の実用上の条件から、図１、
図２及び図３に示した構成を持つこの発明の分波器にお
いて、第１ろ波部及び第２ろ波部の通過帯域のインピー
ダンスの平均値を５０Ω以上１００Ω以下にすることが
好ましい。
【００８３】次に、イオン注入処理をしたＳＡＷフィル
タの実施例について述べる。図１、図２及び図３に示す
第１及び第２の帯域ろ波器として、基板表面にAr2+のイ
オン注入処理をしたＳＡＷフィルタを用いることによ
り、通過特性の角形比が良好になり、分波器の特性を向
上させることができる。
タの実施例について述べる。図１、図２及び図３に示す
第１及び第２の帯域ろ波器として、基板表面にAr2+のイ
オン注入処理をしたＳＡＷフィルタを用いることによ
り、通過特性の角形比が良好になり、分波器の特性を向
上させることができる。
【００８４】図１９にイオン注入処理を施した場合と、
未処理の場合のＳ21特性の比較を示す。ここで1.5GHz帯
のＳＡＷフィルタを利用した。また、イオン注入処理
は、電極形成前にＬｉＴａＯ3基板表面上にAr2+、180Ke
V、５×1013/cm2の条件で行い、その後４５０℃、１ｈ
ｒの熱処理を施した。
未処理の場合のＳ21特性の比較を示す。ここで1.5GHz帯
のＳＡＷフィルタを利用した。また、イオン注入処理
は、電極形成前にＬｉＴａＯ3基板表面上にAr2+、180Ke
V、５×1013/cm2の条件で行い、その後４５０℃、１ｈ
ｒの熱処理を施した。
【００８５】角型比＝“-20dBでの帯域幅／-3dBでの帯
域幅”と定義すると、イオン注入処理をした場合は、角
度比＝1.7、未処理の場合は角型比＝2.3となる。一般に
理想的には、角型比は１となるべきものであるので、イ
オン注入処理した場合の方が角型比が改善されることが
わかる。
域幅”と定義すると、イオン注入処理をした場合は、角
度比＝1.7、未処理の場合は角型比＝2.3となる。一般に
理想的には、角型比は１となるべきものであるので、イ
オン注入処理した場合の方が角型比が改善されることが
わかる。
【００８６】この発明の分波器をＡＭＰＳ用に利用する
場合には、送信帯域＝824〜849MHa、受信帯域＝869〜89
4MHzであり、その間隔は20MHzと非常に狭いため、角型
比の良い通過特性を持つものが要求される。したがって
上記したようなイオン注入処理を施した帯域ろ波器を用
いて、この発明の分波器を構成することがさらに好まし
い。
場合には、送信帯域＝824〜849MHa、受信帯域＝869〜89
4MHzであり、その間隔は20MHzと非常に狭いため、角型
比の良い通過特性を持つものが要求される。したがって
上記したようなイオン注入処理を施した帯域ろ波器を用
いて、この発明の分波器を構成することがさらに好まし
い。
【００８７】
【発明の効果】この発明によれば、分波器を構成する第
１及び第２の帯域ろ波器が、梯子型に接続した複数の弾
性表面波共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成
されているので、簡単な構成となり、他方の弾性表面波
フィルタの通過帯域となる阻止帯域におけるインピーダ
ンスを十分大きくとれる。また、分波回路を形成する第
１ろ波部と第２ろ波部を低域通過ろ波器により構成する
ため、高周波域でのハーモニック等の不要ふく射を抑え
ることが可能である。さらに、低域通過ろ波器を構成す
る集中定数型のインダクタおよびキャパシタは、チップ
型素子を用いることができるので、上記弾性表面波フィ
ルタと組合せることによって、分波器の小型化が可能で
ある。この発明によれば、第１及び第２の帯域ろ波器が
共通信号端子の側に、この共通信号端子に並列に接続さ
れた弾性表面波共振器を備えているため、分波器を構成
したときの通過帯域での損失帯域での損失劣化量を低減
することができる。この発明によれば、第１及び第２の
低域通過ろ波器を構成するキャパシタのうち、共通信号
端子の部分のキャパシタを共通化して１つのキャパシタ
としているので、低域通過ろ波器を構成する集中定数型
の素子数を減らすことができ、したがって低コスト化、
小型化を図ることができる。
１及び第２の帯域ろ波器が、梯子型に接続した複数の弾
性表面波共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成
されているので、簡単な構成となり、他方の弾性表面波
フィルタの通過帯域となる阻止帯域におけるインピーダ
ンスを十分大きくとれる。また、分波回路を形成する第
１ろ波部と第２ろ波部を低域通過ろ波器により構成する
ため、高周波域でのハーモニック等の不要ふく射を抑え
ることが可能である。さらに、低域通過ろ波器を構成す
る集中定数型のインダクタおよびキャパシタは、チップ
型素子を用いることができるので、上記弾性表面波フィ
ルタと組合せることによって、分波器の小型化が可能で
ある。この発明によれば、第１及び第２の帯域ろ波器が
共通信号端子の側に、この共通信号端子に並列に接続さ
れた弾性表面波共振器を備えているため、分波器を構成
したときの通過帯域での損失帯域での損失劣化量を低減
することができる。この発明によれば、第１及び第２の
低域通過ろ波器を構成するキャパシタのうち、共通信号
端子の部分のキャパシタを共通化して１つのキャパシタ
としているので、低域通過ろ波器を構成する集中定数型
の素子数を減らすことができ、したがって低コスト化、
小型化を図ることができる。
【００８８】 この発明によれば、第１ろ波部の共通信
号端子側から見た通過帯域におけるインピーダンスの平
均値と、前記第２ろ波部の共通信号端子側から見た通過
帯域におけるインピーダンスの平均値のうち、少なくと
も一方が５０Ω以上、かつ１００Ω以下となるようにし
ているので、より損失の少ない良好な特性を持つ分波器
を構成することができる。この発明によれば、第１及び
第２の帯域ろ波器として、表面にイオン注入処理を施し
た弾性表面波フィルタを用いることにより、Ｑ値の高
い、急峻な減衰特性を有する弾性表面波フィルタを得る
ことができる。したがって、他方の弾性表面波フィルタ
の通過帯域となる阻止帯域におけるインピーダンスを十
分大きくとれるようになり、この弾性表面波フィルタを
用いて分波器を構成すれば、通過帯域での損失劣化をよ
り低減できる。この発明によれば、弾性表面波フィルタ
を構成する電極として、図７に示すように、AlにCuを添
加した膜とCu膜との多層膜を用いているので、弾性表面
波フィルタの耐電力性を向上でき、１Ｗ程度と言われる
分波器への入力電力に対しても問題なく使用できるよう
になる。この発明によれば、表面実装型セラミックパケ
ージに封入した弾性表面波フィルタ、集中定数型のイン
ダクタとキャパシタ、および共通信号端子と弾性表面波
フィルタの各入出力信号端子を同一回路基板にモジュー
ルとして設けているので、新たに損失を発生することな
く、小型の分波器を構成できる。さらに、弾性表面波フ
ィルタを表面実装型のパッケージに封入しているため、
それぞれ特性評価を行った後モジュールに組み上げるこ
とができ、特性基準を満たさない部品の廃却の無駄を低
減できる。
号端子側から見た通過帯域におけるインピーダンスの平
均値と、前記第２ろ波部の共通信号端子側から見た通過
帯域におけるインピーダンスの平均値のうち、少なくと
も一方が５０Ω以上、かつ１００Ω以下となるようにし
ているので、より損失の少ない良好な特性を持つ分波器
を構成することができる。この発明によれば、第１及び
第２の帯域ろ波器として、表面にイオン注入処理を施し
た弾性表面波フィルタを用いることにより、Ｑ値の高
い、急峻な減衰特性を有する弾性表面波フィルタを得る
ことができる。したがって、他方の弾性表面波フィルタ
の通過帯域となる阻止帯域におけるインピーダンスを十
分大きくとれるようになり、この弾性表面波フィルタを
用いて分波器を構成すれば、通過帯域での損失劣化をよ
り低減できる。この発明によれば、弾性表面波フィルタ
を構成する電極として、図７に示すように、AlにCuを添
加した膜とCu膜との多層膜を用いているので、弾性表面
波フィルタの耐電力性を向上でき、１Ｗ程度と言われる
分波器への入力電力に対しても問題なく使用できるよう
になる。この発明によれば、表面実装型セラミックパケ
ージに封入した弾性表面波フィルタ、集中定数型のイン
ダクタとキャパシタ、および共通信号端子と弾性表面波
フィルタの各入出力信号端子を同一回路基板にモジュー
ルとして設けているので、新たに損失を発生することな
く、小型の分波器を構成できる。さらに、弾性表面波フ
ィルタを表面実装型のパッケージに封入しているため、
それぞれ特性評価を行った後モジュールに組み上げるこ
とができ、特性基準を満たさない部品の廃却の無駄を低
減できる。
【００８９】 この発明によれば、第１の帯域ろ波器を
構成する弾性表面波フィルタの入出力信号端子と、前記
第２の帯域ろ波器を構成する弾性波フィルタの入出力端
子と、共通信号端子のうち、いずれか１つの端子が、他
の端子が設置される回路基板上の端面とは反対側の端面
に設置されるようにしているので、各端子間の絶縁を十
分にとることができ、損失劣化の少ない分波器を得るこ
とができる。この発明によれば、回路基板上の配線パタ
ーンを所定の中心線に対して左右対称にしているので、
インダクタとキャパシタおよび弾性表面波フィルタを左
右入れ換えるだけで送信回路、受信回路の位置を簡単に
置換できる。したがって、この分波器を搭載する機器の
仕様設計に応じた配置が容易となる。この発明によれ
ば、インダクタ同士が隣接しないように間にキャパシタ
を挿入した配列としているので、インダクタ同士の電磁
結合による信頼性の劣化を防止することができる。この
発明によれば、回路基板を導体カバーで覆うことによ
り、その気密性、放熱性および電磁波シールド性を確保
することができる。
構成する弾性表面波フィルタの入出力信号端子と、前記
第２の帯域ろ波器を構成する弾性波フィルタの入出力端
子と、共通信号端子のうち、いずれか１つの端子が、他
の端子が設置される回路基板上の端面とは反対側の端面
に設置されるようにしているので、各端子間の絶縁を十
分にとることができ、損失劣化の少ない分波器を得るこ
とができる。この発明によれば、回路基板上の配線パタ
ーンを所定の中心線に対して左右対称にしているので、
インダクタとキャパシタおよび弾性表面波フィルタを左
右入れ換えるだけで送信回路、受信回路の位置を簡単に
置換できる。したがって、この分波器を搭載する機器の
仕様設計に応じた配置が容易となる。この発明によれ
ば、インダクタ同士が隣接しないように間にキャパシタ
を挿入した配列としているので、インダクタ同士の電磁
結合による信頼性の劣化を防止することができる。この
発明によれば、回路基板を導体カバーで覆うことによ
り、その気密性、放熱性および電磁波シールド性を確保
することができる。
【図１】この発明の第１の基本構成ブロック図である。
【図２】この発明の第２の基本構成ブロック図である。
【図３】この発明の第３の基本構成ブロック図である。
【図４】この発明のＳＡＷフィルタの等価回路例であ
る。
る。
【図５】この発明のＳＡＷフィルタの配置図の一例であ
る。
る。
【図６】この発明で用いる弾性表面波共振器の構造図の
例である。
例である。
【図７】この発明の弾性表面波フィルタの電極の断面図
である。
である。
【図８】この発明の分波器の一実施例の斜視図である。
【図９】この発明の分波器の回路基板Ｐの配線パターン
図である。
図である。
【図１０】この発明の分波器のベアチップを利用した実
施例の斜視図である。
施例の斜視図である。
【図１１】電極の耐電力性の比較図である。
【図１２】ＬＰＦを挿入しない場合のＳＡＷフィルタの
Ｓ21特性図である。
Ｓ21特性図である。
【図１３】ＬＰＦを挿入した場合のＳＡＷフィルタのＳ
21特性図である。
21特性図である。
【図１４】弾性表面波フィルタのＳ11特性の比較図を示
す。
す。
【図１５】図２に示した分波器のＳ21特性図である。
【図１６】図３に示した分波器のＳ21特性図である。
【図１７】入力インピーダンスの平均値が５０Ω以上の
場合のＳ21特性図を示す。
場合のＳ21特性図を示す。
【図１８】入力インピーダンスの平均値が５０Ω以下の
場合のＳ21特性図を示す。
場合のＳ21特性図を示す。
【図１９】イオン注入処理に関するＳ21特性の比較図を
示す。
示す。
【図２０】従来の分波器の一般的な構成図である。
【図２１】従来の分波器の一実施例の回路図である。
【図２２】トランスバーサル型と共振器型のフィルタ特
性の比較図である。
性の比較図である。
１ 第１ろ波部
２ 第２ろ波部
１１ Ｃｕ膜
１２ Ａｌ−Ｃｕ膜
１３ 回路基板
Ｌ1 第１低域ろ波器
Ｌ2 第２低域ろ波器
Ｌ12分波回路
Ｃ1,Ｃ2,Ｃ3,Ｃ4,Ｃ5 キャパシタ
Ｉ1,Ｉ2 インダクタ
Ｐ1,Ｐ1', …，Ｐn , Ｐn ' 並列型の弾性表面波共振
器 Ｓ1,Ｓ1', …，Ｓn , Ｓn ' 直列型の弾性表面波共振
器 Ｂ1 伝送線路（分布定数線路） Ｂ2 伝送線路（分布定数線路） Ｆ1 第１の帯域ろ波器 Ｆ2 第２の帯域ろ波器 Ｔ0 共通信号端子 Ｔ1 入出力信号端子 Ｔ2 入出力信号端子
器 Ｓ1,Ｓ1', …，Ｓn , Ｓn ' 直列型の弾性表面波共振
器 Ｂ1 伝送線路（分布定数線路） Ｂ2 伝送線路（分布定数線路） Ｆ1 第１の帯域ろ波器 Ｆ2 第２の帯域ろ波器 Ｔ0 共通信号端子 Ｔ1 入出力信号端子 Ｔ2 入出力信号端子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 佐藤 良夫
神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地
富士通株式会社内
(56)参考文献 特開 平４−10718（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−350307（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−38376（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−98056（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03H 7/46
H03H 9/145
H03H 9/72
H04B 1/52
Claims (11)
- 【請求項１】 任意の第１の周波数信号を通過させる第
１の低域通過ろ波器Ｌ1と第１の帯域ろ波器Ｆ1とが直列
に接続された第１ろ波部と、 前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信号を通過
させる第２の低域通過ろ波器Ｌ2と第２の帯域ろ波器Ｆ2
とが直列に接続された第２ろ波部とを、一端を共通化さ
せた共通信号端子Ｔ0で並列に接続し、前記第１及び第
２の帯域ろ波器が梯子型に接続された複数の弾性表面波
共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成され、前
記第１及び第２の低域通過ろ波器が集中定数型のインダ
クタ及びキャパシタにより構成され、前記第１及び第２の帯域ろ波器（Ｆ 1 、Ｆ 2 ）が、前記共
通信号端子Ｔ 0 側に、この共通信号端子に並列に接続さ
れた並列型の弾性表面波共振器を備える ことを特徴とす
る分波器。 - 【請求項２】 任意の第１の周波数信号を通過させる第
１の低域通過ろ波器Ｌ 1 と第１の帯域ろ波器Ｆ 1 とが直列
に接続された第１ろ波部と、 前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信号を通過
させる第２の低域通過ろ波器Ｌ 2 と第２の帯域ろ波器Ｆ 2
とが直列に接続された第２ろ波部とを、一端を共通化さ
せた共通信号端子Ｔ 0 で並列に接続し、前記第１及び第
２の帯域ろ波器が梯子型に接続された複数の弾性表面波
共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成され、前
記第１及び第２の低域通過ろ波器が集中定数型のインダ
クタ及びキャパシタにより構成され、 前記第１及び第２の低域通過ろ波器（Ｌ 1 、Ｌ 2 ）がそれ
ぞれ少なくとも２つのキャパシタを備え、 前記共通信号端子Ｔ 0 において前記第１の低域通過ろ波
器Ｌ 1 を構成する１つのキャパシタと、前記第２の低域
通過ろ波器Ｌ 2 を構成する１つのキャパシタとが共通化
されて１つのキャパシタによって形成されることを特徴
とする分波器。 - 【請求項３】 前記第１ろ波部の共通信端子側から見た
通過帯域におけるインピーダンスの平均値と、前記第２
ろ波部の共通信号端子側から見た通過帯域におけるイン
ピーダンスの平均値のうち、少なくとも一方が５０Ω以
上、かつ１００Ω以下であることを特徴とする請求項１
に記載した分波器。 - 【請求項４】 任意の第１の周波数信号を通過させる第
１の低域通過ろ波器Ｌ 1 と第１の帯域ろ波器Ｆ 1 とが直列
に接続された第１ろ波部と、 前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信号を通過
させる第２の低域通過ろ波器Ｌ 2 と第２の帯域ろ波器Ｆ 2
とが直列に接続された第２ろ波部とを、一端を共通化さ
せた共通信号端子Ｔ 0 で並列に接続し、前記第１及び第
２の帯域ろ波器が梯子型に接続された複数の弾性表面波
共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成され、前
記第１及び第２の低域通過ろ波器が集中定数型のインダ
クタ及びキャパシタにより構成され、 前記第１及び第２の帯域ろ波器が、その表面にイオン注
入を施した弾性表面波フィルタからなることを特徴とす
る分波器。 - 【請求項５】 任意の第１の周波数信号を通過させる第
１の低域通過ろ波器Ｌ 1 と第１の帯域ろ波器Ｆ 1 とが直列
に接続された第１ろ波部と、 前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信号を通過
させる第２の低域通過ろ波器Ｌ 2 と第２の帯域ろ波器Ｆ 2
とが直列に接続された第２ろ波部とを、一端を共通化さ
せた共通信号端子Ｔ 0 で並列に接続し、前記第１及び第
２の帯域ろ波器が梯子型に接続された複数の弾性表面波
共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成され、前
記第１及び第２の低域通過ろ波器が集中定数型のインダ
クタ及びキャパシタにより構成され、 前記弾性表面波フィルタが電極を備え、この電極が、Ａ
ｌにＣｕを添加したＡｌ−Ｃｕ膜と、Ｃｕのみからなる
Ｃｕ膜とを交互に配置した多層膜で形成されることを特
徴とする分波器。 - 【請求項６】 任意の第１の周波数信号を通過させる第
１の低域通過ろ波器Ｌ 1 と第１の帯域ろ波器Ｆ 1 とが直列
に接続された第１ろ波部と、 前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信号を通過
させる第２の低域通過ろ波器Ｌ 2 と第２の帯域ろ波器Ｆ 2
とが直列に接続された第２ろ波部とを、一端を共通化さ
せた共通信号端子Ｔ 0 で並列に接続し、前記第１及び第
２の帯域ろ波器が梯子型に接続された複数 の弾性表面波
共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成され、前
記第１及び第２の低域通過ろ波器が集中定数型のインダ
クタ及びキャパシタにより構成され、 前記弾性表面波フィルタが電極を備え、この電極が、Ａ
ｌにＣｕを添加したＡｌ−Ｃｕ膜の上部にＣｕのみから
なるＣｕ膜を配置し、さらに、このＣｕ膜の上部にＡｌ
−Ｃｕ膜を配置した３層構造であることを特徴とする分
波器。 - 【請求項７】 任意の第１の周波数信号を通過させる第
１の低域通過ろ波器Ｌ 1 と第１の帯域ろ波器Ｆ 1 とが直列
に接続された第１ろ波部と、 前記第１の周波数信号と異なる第２の周波数信号を通過
させる第２の低域通過ろ波器Ｌ 2 と第２の帯域ろ波器Ｆ 2
とが直列に接続された第２ろ波部とを、一端を共通化さ
せた共通信号端子Ｔ 0 で並列に接続し、前記第１及び第
２の帯域ろ波器が梯子型に接続された複数の弾性表面波
共振器からなる弾性表面波フィルタにより構成され、前
記第１及び第２の低域通過ろ波器が集中定数型のインダ
クタ及びキャパシタにより構成され、 前記弾性表面波フィルタが表面実装型のセラミックパッ
ケージに封入され、この弾性表面波フィルタ、前記イン
ダクタ、前記キャパシタ、前記共通信号端子Ｔ 0 及び弾
性表面波フィルタの入出力信号端子を１つの回路基板に
搭載し一体化して形成することを特徴とする分波器。 - 【請求項８】 前記第１の帯域ろ波器を構成する弾性表
面波フィルタの入出力信号端子と、前記第２の帯域ろ波
器を構成する弾性波フィルタの入出力端子と、前記共通
信号端子Ｔ 0 のうち、いずれか１つの端子が、他の端子
が設置される回路基板上の端面とは反対側の端面に設置
されることを特徴とする請求項７記載の分波器。 - 【請求項９】 前記回路基板に搭載された各回路素子及
び端子を接続する配線パターンが、回路基板の中心線に
対して左右対称であることを特徴とする請求項７に記載
した分波器。 - 【請求項１０】 前記回路基板上で、前記第１及び第２
の低域通過ろ波器を構成するインダクタの間に、少なく
とも１つのキャパシタが挿入され、前記回路基板上で前
記インダクタが互いに隣接しないように配置されること
を特徴とする請求項７に記載した分波器。 - 【請求項１１】 前記回路基板を導体カバーで覆ったこ
とを特徴とする請求項７に記載した分波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25521495A JP3487692B2 (ja) | 1995-10-02 | 1995-10-02 | 分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25521495A JP3487692B2 (ja) | 1995-10-02 | 1995-10-02 | 分波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0998046A JPH0998046A (ja) | 1997-04-08 |
| JP3487692B2 true JP3487692B2 (ja) | 2004-01-19 |
Family
ID=17275613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25521495A Expired - Fee Related JP3487692B2 (ja) | 1995-10-02 | 1995-10-02 | 分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3487692B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1641119A2 (en) | 2004-09-28 | 2006-03-29 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer |
| US7479846B2 (en) | 2004-11-02 | 2009-01-20 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer |
| US7498899B2 (en) | 2004-09-28 | 2009-03-03 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer with filters including film bulk acoustic resonators |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69833466T8 (de) * | 1997-05-30 | 2007-01-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Filteranordnung mit akustischen Oberflächenwellen und mehreren Durchlassbändern |
| JP2000049651A (ja) * | 1998-07-27 | 2000-02-18 | Hitachi Metals Ltd | マルチバンド用高周波スイッチモジュール |
| WO1999046857A1 (fr) * | 1998-03-12 | 1999-09-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Filtre a ondes de surface |
| US6937113B2 (en) | 1998-06-09 | 2005-08-30 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Branching filter package |
| US6222426B1 (en) * | 1998-06-09 | 2001-04-24 | Oki Electric Industry, Co., Ltd. | Branching filter with a composite circuit of an LC circuit and a serial arm saw resonator |
| KR100746065B1 (ko) * | 1999-05-28 | 2007-08-03 | 오끼 덴끼 고오교 가부시끼가이샤 | 분파 필터 패키지 |
| JP2001313542A (ja) | 2000-04-28 | 2001-11-09 | Oki Electric Ind Co Ltd | 分波器 |
| JP3711846B2 (ja) | 2000-07-27 | 2005-11-02 | 株式会社村田製作所 | 高周波モジュール及びそれを用いた移動体通信装置 |
| JP2003087076A (ja) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Murata Mfg Co Ltd | チップ状ｌｃ複合部品およびそれを用いた回路 |
| JP4000960B2 (ja) | 2001-10-19 | 2007-10-31 | 株式会社村田製作所 | 分波器、通信装置 |
| US7277403B2 (en) * | 2001-12-13 | 2007-10-02 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte Ltd | Duplexer with a differential receiver port implemented using acoustic resonator elements |
| JP2004173234A (ja) * | 2002-11-08 | 2004-06-17 | Murata Mfg Co Ltd | 分波器および複合モジュール |
| KR101031692B1 (ko) | 2002-12-18 | 2011-04-29 | 파나소닉 주식회사 | 무선 통신 장치, 무선 통신 방법, 안테나 장치 및 제 1듀플렉서 |
| US7023297B2 (en) | 2003-05-14 | 2006-04-04 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave branching filter |
| JP4091043B2 (ja) | 2004-12-22 | 2008-05-28 | 富士通メディアデバイス株式会社 | 分波器 |
| JP2007074698A (ja) * | 2005-08-08 | 2007-03-22 | Fujitsu Media Device Kk | 分波器及びラダー型フィルタ |
| JP2007158755A (ja) * | 2005-12-06 | 2007-06-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 複合フィルタ |
| JP2007259296A (ja) | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Toshiba Corp | アンテナ共用器および携帯電話 |
| US8587389B2 (en) | 2007-08-30 | 2013-11-19 | Kyocera Corporation | Electronic device |
| DE102008045346B4 (de) * | 2008-09-01 | 2018-06-07 | Snaptrack Inc. | Duplexer und Verfahren zum Erhöhen der Isolation zwischen zwei Filtern |
| JP5389590B2 (ja) * | 2009-09-28 | 2014-01-15 | 太陽誘電株式会社 | フィルタ |
| JP5136532B2 (ja) | 2009-09-29 | 2013-02-06 | 株式会社村田製作所 | 高周波スイッチモジュール |
| WO2013114918A1 (ja) * | 2012-01-30 | 2013-08-08 | 株式会社村田製作所 | 弾性波装置 |
| CN104115411B (zh) | 2012-02-06 | 2016-01-20 | 太阳诱电株式会社 | 滤波器电路和模块 |
| WO2014034215A1 (ja) * | 2012-08-30 | 2014-03-06 | 株式会社村田製作所 | フィルタ装置及びデュプレクサ |
| CN110383681A (zh) * | 2017-03-31 | 2019-10-25 | 株式会社村田制作所 | 复合滤波器装置 |
| WO2019171971A1 (ja) | 2018-03-08 | 2019-09-12 | 株式会社村田製作所 | マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 |
| US11699056B2 (en) * | 2019-09-24 | 2023-07-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | RFID inlay |
| CN114448382A (zh) * | 2022-02-07 | 2022-05-06 | 安徽安努奇科技有限公司 | 带通滤波电路和多工器 |
-
1995
- 1995-10-02 JP JP25521495A patent/JP3487692B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1641119A2 (en) | 2004-09-28 | 2006-03-29 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer |
| US7498899B2 (en) | 2004-09-28 | 2009-03-03 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer with filters including film bulk acoustic resonators |
| US7479846B2 (en) | 2004-11-02 | 2009-01-20 | Fujitsu Media Devices Limited | Duplexer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0998046A (ja) | 1997-04-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3487692B2 (ja) | 分波器 | |
| US6982612B2 (en) | Duplexer and communication apparatus with a matching circuit including a trap circuit for harmonic suppression | |
| JP2905094B2 (ja) | 分波器パッケージ | |
| JP4000960B2 (ja) | 分波器、通信装置 | |
| JP4324807B2 (ja) | 高周波スイッチモジュール | |
| US7579927B2 (en) | Duplexer | |
| JP3900013B2 (ja) | 弾性表面波分波器、通信装置 | |
| US20060192632A1 (en) | Front end module | |
| US6870440B2 (en) | Saw branching filter with a branching filter circuit formed on the package | |
| US6759926B2 (en) | LC filter circuit, monolithic LC composite component, multiplexer, and radio communication device | |
| US20050122187A1 (en) | Branching filter package | |
| US20040227584A1 (en) | Matching circuit and laminated duplexer with the matching circuit | |
| US6531933B2 (en) | Filter unit having two attenuation poles | |
| JP3525408B2 (ja) | 分波器パッケージ | |
| JP2002280862A (ja) | 複合型ｌｃフィルタ回路及び複合型ｌｃフィルタ部品 | |
| JP2003087076A (ja) | チップ状ｌｃ複合部品およびそれを用いた回路 | |
| US20050046512A1 (en) | Demultiplexer | |
| JP2005101893A (ja) | 電力増幅器モジュール | |
| US6069541A (en) | High-frequency filter, with an inductor for forming a pole, complex electronic component using the same, and portable radio apparatus using the same | |
| JP3741787B2 (ja) | 分波器 | |
| JP6406482B1 (ja) | トラップフィルタおよびフィルタ回路 | |
| JP5016871B2 (ja) | 受動部品 | |
| JP2000101378A (ja) | ローパスフィルタおよび回路基板 | |
| JP2005136888A (ja) | 高周波分波回路、それを搭載した高周波部品、高周波モジュール及び無線通信機器 | |
| EP0944167A2 (en) | High-frequency filter, complex electronic component using the same, and portable radio apparatus using the same |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20031014 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071031 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081031 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081031 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091031 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091031 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101031 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101031 Year of fee payment: 7 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101031 Year of fee payment: 7 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101031 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111031 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121031 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |