KR101031692B1 - 무선 통신 장치, 무선 통신 방법, 안테나 장치 및 제 1듀플렉서 - Google Patents

무선 통신 장치, 무선 통신 방법, 안테나 장치 및 제 1듀플렉서 Download PDF

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KR101031692B1 KR1020030091693A KR20030091693A KR101031692B1 KR 101031692 B1 KR101031692 B1 KR 101031692B1 KR 1020030091693 A KR1020030091693 A KR 1020030091693A KR 20030091693 A KR20030091693 A KR 20030091693A KR 101031692 B1 KR101031692 B1 KR 101031692B1
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Abstract

본 발명은 안테나와, 제 1 주파수 대역의 송신 신호를 출력하는 송신 회로와, 안테나에 접속되어 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하고, 단상 입력 단자에 입력된 송신 신호를 안테나에 전달하며, 안테나로부터 수신된 제 1 주파수 대역과 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 실질적으로 차동 신호로서 평형 출력 단자에 출력하는 듀플렉서와, 평형 출력 단자에 접속되어 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 차동 성분의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 수신 회로를 포함하는 무선 통신 장치를 제공한다.
Figure R1020030091693
무선 통신 장치, 송신 회로, 안테나, 듀플렉서, 수신 회로

Description

무선 통신 장치, 무선 통신 방법, 안테나 장치 및 제 1 듀플렉서{RADIO COMMUNICATION APPARATUS, RADIO COMMUNICATION METHOD, ANTENNA APPARATUS AND FIRST DUPLEXER}
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 회로도.
도 4는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 회로도.
도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 저잡음 증폭기의 회로예를 나타내는 도면.
도 6의 (a)는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 저잡음 증폭기의 차동 성분 및 동상 성분에 대한 S11A를 나타내는 도면.
도 6의 (b)는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 저잡음 증폭기의 차동 성분 및 동상 성분에 대한 S21C를 나타내는 도면.
도 7의 (a)는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 저잡음 증폭기의 다른 회로예의 일부를 나타내는 도면.
도 7의 (b)는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 저잡음 증폭기의 또 다른 회로예의 일부를 나타내는 도면.
도 8은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 필터의 회로예를 나타내는 도면.
도 9의 (a)는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 필터의 다른 회로예의 일부를 나타내는 도면.
도 9의 (b)는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 필터의 또 다른 회로예의 일부를 나타내는 도면.
도 10은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 수신 회로의 다운 믹서(down mixer)의 회로예를 나타내는 도면.
도 11은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 12는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 무선 통신 장치의 위상 시프터의 회로예를 나타내는 도면.
도 13은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 14의 (a)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 14의 (b)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 14의 (c)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 15의 (a)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 15의 (b)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 15의 (c)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 16의 (a)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 16의 (b)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 16의 (c)는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 17은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 18의 (a)는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 18의 (b)는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 18의 (c)는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 19의 (a)는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 19의 (b)는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 19의 (c)는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 안테나의 구성예를 나타내는 도면.
도 20은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 21은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 도면.
도 22는 본 발명의 제 6 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 23은 본 발명의 제 7 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 24는 본 발명의 제 5 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성을 나타내는 도면.
도 25는 본 발명의 제 8 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 26은 본 발명의 제 8 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 도면.
도 27은 본 발명의 제 8 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성을 나타내는 도면.
도 28은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 29는 본 발명의 제 9 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 도면.
도 30의 (a)는 본 발명의 제 9 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 도면.
도 30의 (b)는 본 발명의 제 9 실시예에 따른 무선 통신 장치의 듀플렉서의 구성예를 나타내는 도면.
도 31은 종래 기술의 무선 통신 장치의 구성을 나타내는 도면.
도 32는 종래 기술의 무선 통신 장치의 저잡음 증폭기의 송신 방해파 누설 레벨(transmission jammer leak level)과 잡음 지수(noise figure)의 관계를 나타내는 도면.
도 33은 종래 기술의 무선 통신 장치의 저잡음 증폭기의 송신 방해파 누설 레벨과 이득의 관계를 나타내는 도면.
도 34는 종래 기술의 QPSK 변조파의 위상 전이를 나타내는 도면.
도 35는 종래 기술의 무선 통신 장치의 고전력 변조 방해파로 인한 상호 변조 방해(intermodulation jamming)의 메커니즘을 나타내는 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
101, 1101+, 1101-, 1401+, 1401-, 1601+, 1601-, 1701+, 1701- : 안테나
102, 902, 1102, 1402, 1602, 1702 : 듀플렉서
103, 1603 : 수신 회로
104, 1604 : 송신 회로
905 : 위상 시프터
본 발명은 휴대 전화 등의 송신기 및 수신기를 갖는 통신 시스템에서의 신호의 동시 송신 및 수신의 분야에 관한 것으로, 특히 CDMA 방식과 같은 엔벨로프 성분(envolope component)을 갖는 변조 방법을 이용하는 통신 시스템에서의 무선 통신 장치에 관한 것이다.
최근에, 이동 통신에 대한 필요성의 증대 및 통신 기술의 발달로 인해 셀룰러 무선 통신 시스템이 급속히 확산되고 있다.
셀룰러 무선 통신 시스템에 이용되는 무선 통신 장치는 예컨대, 도 31의 블록도로 나타내는 바와 같이 구성된다. 도 31에서, 참조 번호 1801은 안테나를 나타 내고, 1802는 듀플렉서(안테나 공유 장치)를 나타내며, 1803은 수신 회로를 나타내고, 1804는 송신 회로를 나타낸다.
도 31에 나타내는 무선 통신 장치에서, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호는 안테나(1801)에 의해 수신된 후 듀플렉서(1802)를 통해 수신 회로(1803)에 입력되며, 여기에서 고주파 증폭되고 수신 대역 외의 불필요한 파가 소거된 후 중간 주파수 신호로 변환되며, 이 중간 주파수 신호가 복조되어 기저대역 신호로 변환된다. 또한, 송신하는 기저대역 신호에 소정의 신호 처리를 행한 후 송신 회로(1804)에 입력하도록 구성되며, 여기에서 반송파 신호가 변조되어 변조된 반송파 신호가 무선 주파수로 변환되고 안테나(1801)로부터 듀플렉서(1802)를 통해 기지국으로 전송되도록 소정의 전송 전력으로 증폭된다.
그런데, 수신 회로(1803)는 고주파수 증폭기로서 저잡음 증폭기를 사용한다. 저잡음 증폭기에 자신의 송신 신호 누설이 듀플렉서에 의해 완전히 감쇠되지 않은 상태로 입력되는 경우, 아래의 3가지 요인으로 인해 각각 수신 감도가 저하된다.
첫째로, 대전력의 송신 신호 누설로 인한 저잡음 증폭기 자체의 잡음 특성의 저하 때문이다. 도 32는 송신 신호 누설 레벨 및 잡음 지수 사이의 관계의 일례를 나타낸다. 이것은 송신 신호 누설로 인한 저잡음 증폭기의 전류의 증가로 인해 전류 잡음이 증가하거나, 고주파수 열잡음이 수신 대역에서 다운 변환되거나 역으로 저주파수 열잡음이 송신 신호 누설로 인해 수신 대역에서 업 변환되기 때문이다.
둘째로, 대전력의 송신 신호 누설로 인한 저잡음 증폭기의 이득 압축 때문이다. 도 33은 송신 신호 누설 레벨 및 이득 사이의 관계를 나타낸다. 통상, 저잡음 증폭기의 후단에서의 회로의 잡음 지수는 저잡음 증폭기의 잡음 지수보다 5 내지 10㏈ 낮다. 저잡음 증폭기의 이득이 충분히 높은 경우, 후단에서의 회로의 잡음 특성의 영향을 감소시킬 수 있다. 그러나, 저잡음 증폭기의 이득이 송신 신호 누설에 의해 감소된 경우, 후단에서의 회로의 잡음 특성의 영향이 커져 결국 수신 감도가 저하된다.
셋째로, 대전력의 송신 신호 누설로 인한 상호 변조 때문이다. CDMA 방식을 채택한 휴대 전화 등의 경우에는, 자신의 송신파가 예컨대, 도 34에 나타내는 바와 같은 진폭 가변 성분을 갖는다. 이러한 이유로, 예컨대, 수신을 원하는 파의 근방에 CDMA 셀룰러 시스템의 근방 대역을 이용하는 아날로그 셀룰러 시스템의 협대역 방해파가 존재하는 경우, 송신 신호 누설의 진폭 가변 성분이 저잡음 증폭기의 3차 왜곡에 기인하는 상호 변조를 일으키고, 도 35에 나타내는 바와 같이, 방해파로 이동하며, 그 일부가 수신 대역에 간섭으로서 추가된다.
CDMA 셀룰러 시스템은 무선 통신 장치가 기지국으로부터 떨어져 있고 수신 신호 레벨이 낮을 때, 송신 신호 전력을 증가시키는 소위 개방 루프 전송 전력 제어를 채택하고 있다. 무선 통신 장치가 예컨대, 셀의 주변 영역에 존재하는 경우에는, 상호 변조 작용에 의한 간섭으로 인해 수신 성능이 가속적으로 저하된다. 최악의 경우에는, 통화가 중단될 가능성이 있다.
이들 문제점을 회피하기 위해, 수신 고주파수 유닛에 제공되는 저잡음 증폭기의 입력 1㏈ 이득 압축 포인트(P1㏈)를 -5 내지 -3㏈m 정도로 설정하고, 그 입력 3차 인터셉트 포인트(intercept point)(IIP3)를 +5 내지 7㏈m 정도로 설정할 필요 가 있다. 그러나, 이를 실현하기 위해서는, 전류 소비를 10 내지 약 20㎃로 증가시킬 필요가 있다. 그리고, 이와 같이 하면, CDMA 무선 통신 장치의 대기 시간이 상당히 짧아져서 바람직하지 않게 되는 문제가 있다.
"무선 송수신기 및 그 수신 고주파수 유닛 및 제어 유닛(Radio Transceiver and its Receiving High-Frequency Unit and Control Unit)"(일본 특허 공개 평11-274968호 참조)과, "이동 통신 장치(Mobile Communication Apparatus)"(일본 특허 공개 2000-286746호 참조)가 자신의 송신 신호 누설이 듀플렉서에 의해 완전히 감쇠되지 않기 때문에 수신 감도의 저하에 의해 야기되는 대기 시간의 감소를 개선한 무선 통신 장치의 종래예로서 알려져 있다. 어느 하나의 방법은 전류 소비를 증가시키고 저왜곡을 실현하는 모드와 저전류 소비를 실현하는 모드를 포함하고, 이들 모드는 동시 송수신시에 저왜곡 모드 및 비송신시에 저전류 소비 모드와 같이 전환되어 대기 시간 성능을 향상시킨다. 모드 전환을 실현하는 방법에 관하여, 일본 특허 공개 평11-274968호에는 고주파수 스위치로 2종류의 저잡음 증폭기를 전환하는 방법을 이용하는 것이 개시되어 있고, 일본 특허 공개 2000-286746호에는 저잡음 증폭기에 흐르는 전류를 전환하는 방법을 이용하는 것이 개시되어 있다.
주파수 변환을 위해 수신 회로(1803)에 다운 믹서가 사용된다. 이러한 다운 믹서에 대해서도, 저잡음 증폭기에서와 같이 송신 신호 누설로 인한 수신 감도 저하가 발생한다. 저잡음 증폭기가 다운 믹서에 직접 접속되어 있는 경우, 저잡음 증폭기에 의해 증폭된 송신 신호 누설이 다운 믹서에 입력되므로 수신 감도가 더욱 저하된다. 이것을 개선하기 위해 다운 믹서의 전류를 증가시키면, 저잡음 증폭기보 다 더욱 많은 전류 소비가 필요하게 된다. 그러한 이유로, 통상 저잡음 증폭기와 다운 믹서 사이에 단간 필터(inter-stage filter)를 사용하여 다운 믹서에 입력되는 송신 신호 누설을 감소시킨다. 상술한 문헌에 개시된 사항은 모두 참고로 본 명세서에 통합되어 있다.
그러나, 상술한 종래의 무선 통신 장치에 대해서는, 송신 회로가 동시 송수신시에 동작하기 전에 저왜곡 모드로의 전환을 종료하고, 동시 송수신을 종료할 때까지 저왜곡 모드를 유지할 필요가 있다. 그러한 이유로, 대기 시간 성능은 송신의 온/오프 전환을 빈번하게 행하는 경우에 조금만 향상된다. 또, 모드를 전환하는 제어 회로의 전류 소비도 증가한다.
또한, 저잡음 증폭기와 다운 믹서 사이에 단간 필터가 필요하기 때문에 무선부가 커진다.
또한, 무선 통신 장치가 기지국 근방에 있는 경우에, 수신 신호 레벨은 높아지고 송신 신호 전력은 낮아진다. 이 경우에, 안테나(1801)로부터 입력된 수신 신호가 도 31에 나타내는 무선 통신 장치내의 듀플렉서(1802) 상의 송신 회로(1804)에 누설될 때, 송신 신호의 잡음 특성은 저하된다.
상기 문제점을 고려하여, 본 발명의 목적은 대기 시간을 감소시키지 않고 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있는 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 상기 목적을 위해 차동 신호를 출력할 수 있는 안테 나 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 동시 송수신시에 송신 신호의 저하를 감소시킬 수 있는 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법을 제공하는 것이다.
제 1의 본 발명은 제 1 안테나와, 제 1 주파수 대역의 송신 신호를 출력하는 제 1 송신 장치와, 상기 제 1 안테나에 접속되어 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하고, 상기 단상 입력 단자에 입력된 상기 송신 신호를 상기 제 1 안테나에 전달하며, 상기 제 1 안테나로부터 수신된 상기 제 1 주파수 대역과 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 차동 신호로서 상기 평형 출력 단자에 출력하는 제 1 듀플렉서와, 상기 평형 출력 단자에 접속되어 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 차동 성분의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 제 1 수신 장치를 포함하는 무선 통신 장치이다.
제 2의 본 발명은 제 1의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 1 듀플렉서는 제 1 위상 시프터, 제 2 위상 시프터, 제 3 위상 시프터, 제 4 위상 시프터, 제 5 위상 시프터 및 제 6 위상 시프터를 구비하고, 상기 제 1 안테나는 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터에 접속되며, 상기 제 1 수신 장치는 각각 상기 제 3 위상 시프터 및 상기 제 4 위상 시프터를 통해 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터에 접속되고, 상기 제 1 송신 장치는 각각 상기 제 5 위상 시프터 및 상기 제 6 위상 시프터를 통해 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터에 접속되며, 상기 제 3 위상 시프터 및 상기 제 4 위상 시프터는 각각 상기 제 5 위상 시프터 및 상기 제 6 위상 시프터에 접속되고, 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 90도이며, 상기 제 3 위상 시프터 및 상기 제 4 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 90도이고, 상기 제 5 위상 시프터 및 상기 제 6 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 -90도이다.
제 3의 본 발명은 제 1 송신 장치에 접속되는 단상 입력 단자 및 제 1 수신 장치에 접속되는 평형 출력 단자를 포함하는 제 1 듀플렉서이며, 상기 제 1 송신 장치는 제 1 주파수 대역의 송신 신호를 출력하고, 상기 단상 입력 단자에 입력된 상기 송신 신호를 제 1 안테나에 전달하며, 상기 제 1 안테나로부터 수신된 상기 제 1 주파수 대역과 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 차동 신호로서 상기 평형 출력 단자에 출력하고, 상기 제 1 수신 장치는 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 차동 성분의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비한다.
제 4의 본 발명은 수신 신호를 급전하는 제 1 급전점을 구비하고, 2 이상의 편향파를 또한 구비하는 제 2 안테나와, 상기 제 2 안테나와 함께 배치되어 수신 신호를 급전하는 제 2 급전점을 구비하고, 2 이상의 편향파를 또한 구비하는 제 3 안테나를 포함하며, 상기 제 1 급전점은 상기 제 2 안테나의 수신 신호의 여진 방향측(exciting direction side)에 배치되고, 상기 제 2 급전점은 상기 제 3 안테나의 수신 신호의 여진 방향의 반대 측에 배치되는 안테나 장치이다.
제 5의 본 발명은 제 4의 본 발명에 따른 안테나 장치이며, 상기 제 2 안테나는 송신 신호를 급전하는 제 3 급전점을 구비하고, 상기 제 3 안테나는 송신 신호를 급전하는 제 4 급전점을 구비하며, 상기 제 3 급전점은 상기 제 2 안테나의 송신 신호의 여진 방향의 반대 측에 배치되고, 상기 제 4 급전점은 상기 제 3 안테나의 송신 신호의 여진 방향의 반대 측에 배치된다.
제 6의 본 발명은 송신 신호를 출력하는 제 2 송신 장치와, 제 5의 본 발명에 따른 안테나 장치와, 상기 제 2 안테나 및 상기 제 3 안테나에 접속되어, 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하고, 상기 단상 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 제 2 안테나 및 상기 제 3 안테나에 전달하며, 상기 제 2 안테나 및 상기 제 3 안테나에 의해 수신된 수신 신호를 상기 평형 출력 단자에 출력하는 제 2 듀플렉서와, 상기 평형 출력 단자에 접속되어, 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 차동 성분의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 제 1 수신 장치를 포함하는 무선 통신 장치이다.
제 7의 본 발명은 제 1 안테나와, 송신 신호를 차동 신호로서 출력하는 제 3 송신 장치와, 상기 제 1 안테나에 접속되어, 평형 입력 단자 및 단상 출력 단자를 구비하고, 상기 평형 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 단상 신호로서 상기 제 1 안테나에 전달하며, 상기 제 1 안테나에 의해 수신된 단상 수신 신호를 상기 단상 출력 단자에 출력하는 제 3 듀플렉서와, 상기 단상 출력 단자에 접속되는 제 2 수신 장치를 포함하는 무선 통신 장치이다.
제 8의 본 발명은 제 7의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 3 듀플렉서는 제 7 위상 시프터, 제 8 위상 시프터, 제 9 위상 시프터, 제 10 위상 시프터, 제 11 위상 시프터 및 제 12 위상 시프터를 구비하고, 상기 제 1 안테나는 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터에 접속되며, 상기 제 2 수신 장치는 각각 상기 제 9 위상 시프터 및 상기 제 10 위상 시프터를 통해 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터에 접속되고, 상기 제 3 송신 장치는 각각 상기 제 11 위상 시프터 및 상기 제 12 위상 시프터를 통해 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터에 접속되며, 상기 제 9 위상 시프터 및 상기 제 10 위상 시프터는 각각 상기 제 11 위상 시프터 및 상기 제 12 위상 시프터에 접속되고, 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 -90도이며, 상기 제 9 위상 시프터 및 상기 제 10 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 90도이고, 상기 제 11 위상 시프터 및 상기 제 12 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 -90도이다.
제 9의 본 발명은 제 4 및 제 5 안테나와, 송신 신호를 차동 신호로서 출력하는 제 3 송신 장치와, 상기 제 4 안테나 및 상기 제 5 안테나에 접속되어, 평형 입력 단자 및 단상 출력 단자를 구비하고, 상기 평형 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 제 4 안테나에 전달하며, 상기 제 4 안테나 및 상기 제 5 안테나에 의해 수신된 수신 신호를 단상 신호로서 상기 단상 출력 단자에 출력하는 제 4 듀플렉서와, 상기 단상 출력 단자에 접속되는 제 2 수신 장치를 포함하고, 상기 제 4 및 제 5 안테나는 상기 송신 신호를 차동 신호로서 방출하도록 형성되어 배치되며, 상기 수신 신호를 동상 신호로서 상기 제 4 듀플렉서에 전달하는 무선 통신 장치이다.
제 10의 본 발명은 제 9의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 4 및 제 5 안테나는 상기 수신 신호를 동상 신호로서 상기 제 4 듀플렉서에 전달하도록 형성되어 배치되는 대신에, 상기 수신 신호를 차동 신호로서 상기 제 4 듀플렉서에 전달하도록 형성되어 배치되고,
상기 제 4 듀플렉서는 차동 신호로서 입력된 상기 수신 신호를 동상 신호로 변환하여 단상 신호로서 상기 단상 출력 단자에 출력한다.
제 11의 본 발명은 제 6 및 제 7 안테나와, 송신 신호를 차동 신호로서 출력하는 제 3 송신 장치와, 상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나에 접속되어, 평형 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하고, 상기 평형 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나에 전달하며, 상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나에 의해 수신된 수신 신호를 차동 신호로서 상기 평형 출력 단자에 출력하고, 상기 송신 신호의 일부를 동상 신호로서 상기 평형 출력 단자에 출력하는 제 5 듀플렉서와, 상기 평형 출력 단자에 접속되어 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 차동 성분의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 제 1 수신 장치를 포함하는 무선 통신 장치이다.
제 12의 본 발명은 제 11의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 5 듀플렉서는 제 13 위상 시프터, 제 14 위상 시프터, 제 15 위상 시프터, 제 16 위상 시프터, 제 17 위상 시프터 및 제 18 위상 시프터를 구비하고, 상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나는 각각 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터에 접속되며, 상기 제 1 수신 장치는 각각 상기 제 15 위상 시프터 및 상기 제 16 위상 시프터를 통해 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터에 접속되고, 상기 제 3 송신 장치는 각각 상기 제 17 위상 시프터 및 상기 제 18 위상 시프터를 통해 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터에 접속되며, 상기 제 15 위상 시프터 및 상기 제 16 위상 시프터는 각각 상기 제 17 위상 시프터 및 상기 제 18 위상 시프터에 접속되고, 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 -90도이며, 상기 제 15 위상 시프터 및 상기 제 16 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 90도이고, 상기 제 17 위상 시프터 및 상기 제 18 위상 시프터간의 위상 시프트량의 차는 90도이다.
제 13의 본 발명은 제 1, 제 6, 제 11 및 제 12의 본 발명 중 어느 하나에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 1 수신 장치는 차동 성분의 신호의 진폭이 동상 성분의 신호의 이득보다 높은 증폭기를 구비한다.
제 14의 본 발명은 제 1, 제 6, 제 11 및 제 12의 본 발명 중 어느 하나에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 1 수신 장치는 차동 신호의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 필터를 구비한다.
제 15의 본 발명은 제 13의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 1 수신 장치는 상기 증폭기의 후단에 접속되는 상기 수신 신호를 다운 변환시키는 다운 믹서를 구비하고, 상기 다운 믹서는 차동 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나, 차동 신호의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮다.
제 16의 본 발명은 제 15의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 차동 신호로서의 수신 신호 중 하나가 자신의 베이스측에 입력되는 제 1 트랜지스터와, 상기 차동 신호로서의 수신 신호 중 다른 하나가 자신의 베이스측에 입력되는 제 2 트랜지스터를 구비하고, 상기 제 1 트랜지스터의 에미터측은 상기 제 2 트랜지스터의 에미터측에 접속되며, 그 접속점은 소정의 인덕턴스를 갖는 제 1 인덕터를 통해 접지에 접속된다.
제 17의 본 발명은 송신 신호를 출력하는 제 2 송신 장치와, 안테나 장치와, 상기 안테나 장치에 접속되어 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하고, 상기 단상 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 안테나 장치에 전달하며, 상기 안테나 장치에 의해 수신된 수신 신호를 상기 평형 출력 단자에 출력하는 제 6 듀플렉서를 포함하고, 상기 제 6 듀플렉서는 상기 수신 신호의 주파수 대역의 차동 신호에 대한 임피던스가 상기 송신 신호의 주파수 대역의 단상 신호에 대한 임피던스보다 높은 무선 통신 장치이다.
제 18의 본 발명은 제 17의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 6 듀플렉서는 상기 수신 신호의 주파수 대역의 차동 신호를 통과시키지 않고, 상기 송신 신호의 주파수 대역의 단상 신호를 손실없이 통과시킨다.
제 19의 본 발명은 제 18의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 6 듀플렉서는 상기 수신 신호의 주파수 대역의 파장의 1/4의 길이를 갖는 2개의 1/4 파장 라인을 구비하고, 상기 단상 신호는 상기 1/4 파장 라인의 각각의 일측에 전달되며, 상기 안테나 장치는 상기 1/4 파장 라인의 각각의 타측에 접속된다.
제 20의 본 발명은 제 17의 본 발명에 따른 무선 통신 장치이며, 상기 제 6 듀플렉서는 인덕터 및 커패시터로 이루어지는 병렬 공진 회로를 구비하고, 상기 병렬 공진 회로는 상기 수신 신호의 주파수 대역에서 공진한다.
제 21의 본 발명은 제 1 듀플렉서의 단상 입력 단자에 입력되는 제 1 주파수 대역의 송신 신호를 제 1 안테나에 전달하는 단계와, 상기 제 1 안테나로부터 수신된 상기 제 1 주파수 대역과 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 차동 신호로서 상기 제 1 듀플렉서의 평형 출력 단자에 출력하는 단계와, 상기 차동 신호로서 출력된 수신 신호가 입력된 수신장치에 있어서, 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높게 하거나, 차동 성분의 신호의 손실이 동상 성분의 신호의 손실보다 낮게 하는 단계를 포함하는 무선 통신 방법이다.
본 발명에 따르면, 동시 송수신시에 수신 감도의 저하가 감소되는 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법을 얻는 것이 가능하다.
또, 본 발명에 따르면, 수신 신호를 차동 신호로서 출력할 수 있는 안테나 장치를 얻는 것도 가능하다.
더욱이, 본 발명에 따르면, 동시 송수신시에 송신 신호의 저하가 감소되는 무선 통신 장치 및 무선 통신 방법을 얻는 것도 가능하다.
이하, 본 발명의 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.
(제 1 실시예)
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 1에 서, 참조 번호 101은 본 발명의 제 1 안테나에 대응하는 동상 입출력 안테나를 일례로서 나타내고, 102는 송신 입력 단자가 단상 입력형이며, 안테나 입출력 단자가 단상 입출력형이고, 수신 출력 단자가 평형 출력형인 듀플렉서(안테나 공유 장치)를 본 발명의 제 1 듀플렉서의 일례로서 나타내며, 103은 차동 입력의 수신 회로를 본 발명의 제 1 수신 장치의 일례로서 나타내고, 104는 단상 출력 송신 회로를 본 발명의 제 1 송신 장치의 일례로서 나타낸다. 듀플렉서(102)는 안테나 입출력 단자로부터 입력되는 수신 신호의 주파수 대역(본 발명의 제 2 주파수 대역에 대응)의 신호를 차동 신호로서 수신 출력 단자에 출력하고, 송신 입력 단자로부터 입력되는 송신 신호의 주파수 대역(본 발명의 제 1 주파수 대역에 대응)의 신호의 일부(송신 신호 누설)를 동상 신호로서 수신 출력 단자에 출력한다.
도 1에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신되는 무선 주파수 신호가 안테나(101)에 의해 수신된 후, 종래예에서와 같이 듀플렉서(102)를 통해 수신 회로(103)에 입력되고, 여기에서 무선 주파수 신호가 고주파 증폭되어 수신 대역 이외의 불필요한 파를 소거한 후 중간주파수 신호로 변환되며, 수신된 중간주파수 신호가 복조되어 기저대역 신호로 변환된다. 또한, 소정의 신호 처리가 송신 기저대역 신호에 대해 행해진 후, 송신 회로(104)에 입력되도록 구성되며, 여기에서, 반송파 신호가 변조되어 변조된 반송파 신호가 무선 주파수로 변환되고 소정의 전송 전력으로 증폭되어 안테나(101)로부터 듀플렉서(102)를 통해 기지국에 전송된다. 듀플렉서(102)에 입력되는 송신 신호의 일부는 수신 회로(103)에 누설된다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 도 2를 이용하여 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(101)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 단상 신호로서 듀플렉서(102)에 입력되고, 입력된 단상 신호는 차동 신호로 변환되어 수신 회로(103)에 입력된다. 반면에, 송신 회로(104)로부터 출력된 송신 신호는 단상 신호로서 듀플렉서(102)로부터 안테나(101)에 출력되고, 그 일부는 듀플렉서(102)로부터 수신 회로(103)에 누설된다. 이러한 송신 신호 누설은 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력된다. 여기에서, 수신 회로(103), 특히 본 발명의 증폭기의 일례로서의 저잡음 증폭기(105), 본 발명의 필터의 일례로서의 단간 필터(106) 및 다운 믹서(107)로서 높은 동상 신호 제거비(common mode rejection ratio: CMRR)의 회로 구성이 사용된다. 그 결과, 수신 회로(103)의 저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)에서의 차동 신호로서의 수신 신호의 이득과 비교하여 동상 신호인 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 된다. 상술한 바와 같이, 단간 필터(106)는 원하는 차동파를 선택적으로 통과시키고, 동상 방해파를 선택적으로 억제시킨다. 이로 인해, 동상과 차동간의 구별없이 동일한 크기의 단상(하나의 입력 및 하나의 출력) 필터와 비교하여 동상 신호인 송신 신호 누설을 현저하게 감쇠할 수 있게 된다.
수신 감도를 저하시키는 요인인 송신 신호 누설로 인한 잡음 특성의 저하, 이득 압축 및 상호 변조 왜곡은 송신 신호 누설에 의해 포화되는 저잡음 증폭기(105) 또는 다운 믹서(107)에 의해 야기된다. 그 요인으로서, 송신 신호 누설의 레벨은 수신 신호의 레벨보다 매우 높다. 이로 인해, 수신 신호가 종래의 무 선 통신 장치에서 필요한 레벨로 증폭되면, 송신 신호 누설도 또한 증폭되어 저잡음 증폭기(105) 또는 다운 믹서(107)가 포화되어 버린다. 그러나, 도 1의 무선 통신 장치에 대해서는, 수신 신호만을 증가시킬 수 있으므로, 저잡음 증폭기(105) 또는 다운 믹서(107)의 포화를 감소시킬 수 있게 된다.
그러므로, 도 1에 나타내는 무선 통신 장치는, 수신 신호가 차동 신호로서 수신 회로(103)에 입력되고, 송신 신호 누설이 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 그리고, 높은 동상 신호 제거비의 회로가 수신 회로(103)로서 사용되어 동시 송수신시에 수신 회로(103)에서의 전류 소비를 증가시키지 않고 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있게 된다. 따라서, 듀플렉서(102)의 송신 신호의 주파수 대역의 감쇠량을 또한 감소시킬 수 있으며, 그 결과 듀플렉서(102)의 크기를 감소시킬 수 있다.
상기 안테나(101) 대신에 차동 안테나를 이용할 수도 있다.
저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)의 동상 신호 제거비가 수신 회로(103)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않는 구성이어도 된다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않기 때문에, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로, 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식(direct conversion method)의 경우에 더욱 효과적이다.
도 3은 듀플렉서(102)의 구성예를 나타낸다.
도 3에서, 위상 시프터(2901+)는 본 발명의 제 1 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2901-)는 본 발명의 제 2 위상 시프터에 대응하며, 위상 시프터(2902+)는 본 발명의 제 3 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2902-)는 본 발명의 제 4 위상 시프터에 대응하며, 위상 시프터(2903+)는 본 발명의 제 5 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2903-)는 본 발명의 제 6 위상 시프터에 대응한다.
안테나(101)에 의해 수신된 수신 신호는 각각 위상 시프터(2901+, 2901-) 및 위상 시프터(2902+, 2902-)를 통해 수신 회로(103)에 입력된다. 송신 회로(104)에서 출력된 송신 신호는 각각 위상 시프터(2903+, 2903-) 및 위상 시프터(2901+, 2901-)를 통해 안테나(101)에 입력된다.
이어서, 본 발명의 듀플렉서(102)의 동작을 더욱 상세히 설명한다. 위상 시프터(2901+, 2901-, 2902+, 2902-, 2903+ 및 2903-)의 위상 변화(시프팅)량이 각각 ΦANT1, ΦANT2, ΦRX1, ΦRX2, ΦTX1 및 ΦTX2 인 경우, 위상 변화량은 아래의 관계에 있다.
Figure 112003047898227-pat00001
따라서, 안테나(101)에 의해 수신된 단상 수신 신호는 차동 신호로서 수신 회로(103)에 입력된다. 송신 회로(104)에서 출력된 단상 송신 신호는 단상 신호로서 안테나(101)에 입력된다. 또한, 송신 회로(104)에서 출력된 단상 송신 신호는 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력된다.
상기 구성으로 함으로써, 안테나(101)로부터 수신된 신호를 차동 신호로서 수신 회로(103)에 출력하고, 송신 회로(104)의 송신 신호 누설을 동상 신호로서 수신 회로(103)에 출력하는 듀플렉서(102)를 실현할 수 있다. 그 결과, 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
상기 위상 시프터(2901+, 2901-, 2902+, 2902-, 2903+ 및 2903-) 대신에, 상기 수학식 1의 (1) 내지 (3)의 위상 관계를 충족하는 필터를 사용하는 것도 가능하다.
도 4에 나타내는 구성은 도 3의 회로를 구체적으로 실현하는데 사용될 수도 있다. 도 4에서, 라인(3201 및 3202)은 각각 도 3의 위상 시프터(2901+ 및 2901-)에 대응하고, 라인(3201 및 3202) 사이의 라인 길이의 차는 1/4 파장이다. 라인(3203)은 1/4 파장 라인이고, 대역 통과 필터(3204)는 송신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 낮은 임피던스를 가지며, 수신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 라인(3203) 및 대역 통과 필터(3204)는 도 3에 나타내는 위상 시프터(2902+)에 대응한다. 대역 통과 필터(3205)는 송신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 높은 임피던스를 갖고, 수신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 대역 통과 필터(3205)는 도 3에 나타내는 위상 시프터(2902-)에 대응한다. 대역 통과 필터(3206)는 수신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 높은 임피던스를 갖고, 송신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 대역 통과 필터(3206)는 도 3에 나타내는 위상 시프터(2903+)에 대응한다. 대역 통과 필터(3208)는 수신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 낮은 임피던스를 갖고, 송신 주파수 대역의 신 호를 통과시키는 특성을 갖는다. 라인(3207)은 1/4 파장 라인이다. 대역 통과 필터(3208) 및 라인(3207)은 도 3에 나타내는 위상 시프터(2903-)에 대응한다.
상기 구성의 회로는 노드(A1 및 A2)로부터 보았을 때 송신 주파수 대역의 수신 회로(103)측의 임피던스가 충분히 높아지고, 송신 회로(104)로부터 안테나(101)에 전송된 신호의 손실이 감소되도록 하는데 이용된다. 더욱이, 노드(A1 및 A2)로부터 보았을 때 수신 주파수 대역의 송신 회로(104)측의 임피던스는 충분히 높아지고, 안테나(101)로부터 수신 회로(103)에 수신된 신호의 손실이 감소된다.
도 5는 동상 신호 제거비가 높은 저잡음 증폭기(105)의 구성예를 나타낸다. 도 5에서, 참조 번호 301+는 본 발명의 제 1 트랜지스터의 일례를 나타내고, 301-는 본 발명의 제 2 트랜지스터의 일례를 나타낸다. 302+ 및 302-는 트랜지스터를 나타내고, 303+, 303-, 304, 305+ 및 305-는 인덕터를 나타내며, 306+, 306-, 307+ 및 307-는 커패시터를 나타내고, 308은 바이어스 회로를 나타낸다. 커패시터(306+ 및 306-)를 통해 트랜지스터(301+ 및 301-)의 베이스에는 각각 입력 노드(P1+ 및 P1-)가 접속되고, 상기 트랜지스터(301+ 및 301-)의 컬렉터는 각각 트랜지스터(302+ 및 302-)의 에미터에 접속되며, 상기 트랜지스터(301+ 및 301-)의 컬렉터는 각각 커패시터(307+ 및 307-)를 통해 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 접속된다. 트랜지스터(301+ 및 301-)의 에미터는 인덕터(303+ 및 303-)를 통해 상호 접속되며, 인덕터(303+ 및 303-)의 접속점은 각각 본 발명의 제 1 인덕터의 일례로서의 인덕터(304)를 통해 접지 노드에 접속된다. 상기 트랜지스터(302+ 및 302-)의 베이스는 상호 접속된다. 상기 트랜지스터(302+ 및 302-)의 컬렉터에는 각각 인덕터(305+ 및 305-)를 통해 전원 전압 노드(Vcc)가 접속된다. 바이어스 회로(308)는 상기 트랜지스터(301+, 301-, 302+ 및 302-)의 베이스에 바이어스를 공급한다.
도 5에 나타내는 저잡음 증폭기(105)의 동작을 더욱 상세히 설명한다. 입력 노드(P1+ 및 P1-)에 입력된 차동 신호는 인덕터(303+ 및 303-)의 접속점을 가상 접지로서 사용하여 증폭된다. 반면에, 입력 노드(P1+ 및 P1-)에 입력된 동상 신호는 인덕터(304)에 접속된 접지 노드를 접지로서 사용하여 증폭된다. 그로 인해, 인덕터(304)의 인덕턴스값이 증가하면, 트랜지스터(301+ 및 301-)의 에미터와 접지 노드가 분리되어 동상 신호의 이득이 차동 신호의 이득보다 작아진다. 더욱 상세하게는, 출력 노드(P2+ 및 P2-)와 차동 신호에 대하여 얻어진 상기 접속점 사이의 신호 전압은 출력 노드(P2+ 및 P2-)와 동상 신호에 대하여 얻어진 접지점 사이의 신호 전압보다 높다. 트랜지스터(301+ 및 301-)의 에미터와 접지 노드 사이의 동상 신호에 대한 임피던스는 차동 신호에 대한 임피던스보다 높아지므로, 입력 노드가 차동 신호와 정합하는 경우, 입력 노드는 동상 신호에 대해서는 오정합하게 된다. 그 결과, 동일한 레벨의 차동 신호 및 동상 신호의 입력 시에, 출력될 동상 신호는 차동 신호에 비하여 크게 억제된다, 즉, 높은 동상 신호 제거비를 얻을 수 있다.
도 6은 저잡음 증폭기(105)의 혼합 모드 S 파라미터의 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 인덕터(303+ 및 303-)는 1nH에 있고, 인덕터(304)는 8nH에 있다. 그리고, 입력 노드 및 출력 노드는 자체에 접속되는 정합 회로를 가지므로, 차동 신호에 대한 S 파라미터(Sdd 11 및 Sdd 22)는 2.15 ㎒에서 100Ω이 된다. 도 6의 (a)에서 알 수 있는 바와 같이, Scc 11은 Sdd 11과 정합하는 경우, 오정합하게 된다. 또한, Scc 21이 Sdd 21보다 15 ㏈만큼 낮다, 즉, 동상 신호 제거비가 15 ㏈인 것을 도 6의 (b)에서 알 수 있다.
따라서, 도 5에 나타내는 저잡음 증폭기(105)에 대해서는, 트랜지스터(301+ 및 301-)의 에미터와 접지 노드 사이의 차동 신호에 대한 임피던스에 비하여 동상 신호에 대한 임피던스를 높게 할 수 있게 되어, 동상 신호 제거비를 증가시킬 수 있게 된다.
도 7의 (a)에 나타내는 바와 같이, 인덕터(304) 대신에 인덕터(501)를 제 2 인덕터의 일례로서 제 1 커패시터의 일례로서의 커패시터(502)에 병렬로 접속하는 것이 또한 가능하게 되므로, 동상 신호(송신 신호 누설)의 주파수에서 병렬 공진하고 있는 회로를 사용할 수 있다. 상기 구성을 가짐으로써, IC화하기 어려운 큰 인덕터를 사용하지 않고 트랜지스터(301+ 및 301-)의 에미터와 접지 노드 사이의 차동 신호에 대한 임피던스에 비하여 동상 신호에 대한 임피던스를 높게 할 수 있게 되므로, 동상 신호 제거비를 증가시킬 수 있다. 도 7의 (b)에 나타내는 바와 같이, 병렬로 접속된 제 2 인덕터의 다른 예로서의 인덕터(503)와 저항(504)을 갖는 회로를 사용하는 것도 가능하게 된다. 상기 구성을 가짐으로써, IC화하기 어려운 인덕터를 사용하지 않고 저항의 손실에 의해 동상 신호에 대한 저잡음 증폭기(105)의 이득을 감소시킬 수 있으므로, 동상 신호 제거비를 증가시킬 수 있다.
도 8은 높은 동상 신호 제거비의 필터의 구성예를 나타낸다. 도 8에서, 참조 번호 601 및 602는 통과 주파수의 1/2의 파장 라인을 나타내고, 603 및 604는 인덕 터를 나타내며, 605, 606+, 606- 및 607은 커패시터를 나타낸다. 입력 노드(P1+ 및 P1-)는 커패시터(606+ 및 606-)를 통해 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 접속된다. 1/2 파장 라인(601), 인덕터(603) 및 커패시터(605)는 입력 노드(P1+ 및 P1-) 사이에 접속된다. 1/2 파장 라인, 인덕터(604) 및 커패시터(607)는 출력 노드(P2+ 및 P2-) 사이에 접속된다.
도 8에 나타내는 필터의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 1/2 파장 라인(601 및 602)은 차동 신호에 대하여 개방 회로이고, 동상 신호에 대하여 단락 회로이다. 그로 인해 입력 노드(P1+ 및 P1-)에 입력된 차동 신호는 인덕터(603 및 604) 및 커패시터(605, 606+, 606- 및 607)를 포함하는 대역 통과 필터에 의해 선택되는 주파수를 갖고, 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 출력된다. 반면에, 입력 노드(P1+ 및 P1-)에 입력된 동상 신호는 1/2 파장 라인(601 및 602)에서 반사되므로, 이상적으로는 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 출력되지 않는다. 따라서, 통과 대역에서의 차동 신호에 대한 동상 신호가 억제된다, 즉, 동상 신호 제거비가 높아질 수 있다.
그러므로, 도 8에 나타내는 필터에 대해서는, 동상 신호 제거비는 차동 신호에 대하여 개방 회로와, 동상 신호에 대하여 단락 회로를 사용함으로써 높아질 수 있다.
도 9의 (a)에 나타내는 회로를 1/2 파장 라인(601 및 602) 대신에 사용할 수 있다. 도 9의 (a)에서, 인덕터(701)는 제 3 인덕터의 일례이고, 커패시터(702+)는 제 2 커패시터의 일례이며, 커패시터(702-)는 제 3 커패시터의 일례이다. 상기 인덕터(701)는 입력 노드(P1+ 및 P1-) 사이에 접속되고, 커패시터(702+ 및 702-)는 각각 입력 노드(P1+ 및 P1-)와 접지 사이에 접속된다. 이 때, 각각 인덕터(701)의 인덕턴스값이 2L이고, 커패시터(702+ 및 702-)의 값이 C라면, L 및 C의 값은 차동 신호의 주파수 fd가 아래의 수학식 2와 같이 되도록 결정된다.
Figure 112003047898227-pat00002
또한, 도 9의 (b)에 나타내는 회로를 사용하는 것도 가능하다. 도 9의 (b)에서, 커패시터(703)는 제 4 커패시터의 일례이고, 인덕터(704+)는 제 4 인덕터의 일례이며, 인덕터(704-)는 제 5 인덕터의 일례이다. 커패시터(703)는 입력 노드(P1+ 및 P1-) 사이에 접속되고, 인덕터(704+ 및 704-)는 입력 노드(P1+, P1-)와 접지 사이에 접속된다. 이 때, 각각 커패시터(703)의 커패시턴스값이 2C이고, 인덕터(704+ 및 704-)의 값이 L이라면, L 및 C의 값은 차동 신호의 주파수 fd가 아래의 수학식 3과 같이 되도록 결정된다.
Figure 112003047898227-pat00003
상기 구성을 가짐으로써, 집중 정수 회로(lumped parameter circuit)에서 차동 신호에 대하여 개방이고 동상 신호에 대하여 저임피던스의 회로를 실현할 수 있다. 특히, 송신 신호의 주파수 대역이 수신 신호의 주파수 대역에 비해 높은 경우 도 9의 (a)의 구성이 바람직하고, 송신 신호의 주파수 대역이 수신 신호의 주파수 대역에 비해 낮은 경우 도 9의 (b)의 구성이 바람직하다.
도 10은 높은 동상 신호 제거비의 다운 믹서(107)의 구성예를 나타낸다. 도 10에서, 참조 번호 801+, 801-, 802+, 802-, 803+ 및 803-는 트랜지스터를 나타내고, 804+, 804-, 805, 806+ 및 806-는 인덕터를 나타내며, 807+, 807-, 808+, 808-, 809+ 및 809-는 바이어스 회로를 나타낸다. 입력 노드(P1+ 및 P1-)는 커패시터(807+ 및 807-)를 통해 트랜지스터(801+ 및 801-)의 베이스에 각각 접속되고, 트랜지스터(801+ 및 801-)의 컬렉터는 트랜지스터(802+, 802-, 803+ 및 803-)의 에미터에 각각 접속된다. 트랜지스터(802+ 및 802-)의 컬렉터는 모두 커패시터(809+)를 통해 출력 노드(P3+)에 접속되고, 트랜지스터(803+ 및 803-)의 컬렉터는 모두 커패시터(809-)를 통해 출력 노드(P3-)에 접속된다. 입력 노드(P2+)는 커패시터(808+)를 통해 트랜지스터(802+ 및 803-)에 접속되고, 입력 노드(P2-)는 커패시터(808-)를 통해 트랜지스터(802- 및 803+)에 접속된다. 트랜지스터(801+ 및 801-)의 에미터는 인덕터(804+ 및 804-)를 통해 상호 접속되고, 인덕터(804+ 및 804-)의 접속점은 인덕터(805)를 통해 접지 노드에 접속된다. 트랜지스터(802+ 및 802-)의 컬렉터는 인덕터(806+)를 통해 전원 전압 노드(Vcc)에 접속되고, 트랜지스터(803+ 및 803-)의 컬렉터는 인덕터(806-)를 통해 전원 전압 노드(Vcc)에 접속된다. 바이어스 회로(810)는 바이어스를 트랜지스터(801+, 801-, 802+, 802-, 803+ 및 803-)의 베이스에 공급한다.
도 10에 나타내는 다운 믹서(107)의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나에 의해 수신된 RF 신호는 입력 노드(P1+ 및 P1-)로부터 입력되고, 국부 발진기(local oscillator)에 의해 출력되는 로컬 신호는 입력 노드(P2+ 및 P2-)로부터 입력되며, RF 신호와 로컬 신호 사이의 차의 주파수인 IF 신호, 및 각 신호의 고조파 및 상호 변조파가 출력 노드(P3+ 및 P3-)로부터 출력된다. 입력 노드(P1+ 및 P1-)에 입력되는 차동 신호는 인덕터(804+ 및 804-)의 접속점을 가상 접지로서 사용하여 증폭된다. 반면에, 입력 노드(P1+ 및 P1-)에 입력되는 동상 신호는 인덕터(805)에 접속된 접지 노드를 접지로서 사용하여 증폭된다. 그로 인해, 인덕터(805)의 인덕턴스값이 증가하면, 트랜지스터(801+ 및 801-)의 에미터 및 접지 노드가 분리되어 동상 신호의 이득이 차동 신호의 이득보다 작아지게 된다. 동상 신호에 대한 임피던스는 트랜지스터(801+ 및 801-)와 접지 노드 사이의 차동 신호에 대한 임피던스보다 높아지므로, 입력 노드가 차동 신호와 정합하면, 입력 노드는 차동 신호에 대해서는 오정합하게 된다. 그 결과, 동일한 레벨의 차동 신호 및 동상 신호를 입력할 때, 저잡음 증폭기(105)는 차동 신호에 비해 매우 억압된 동상 신호가 출력된다, 즉, 높은 동상 신호 제거비를 얻을 수 있다.
따라서, 도 10에 나타내는 다운 믹서(107)는 동상 신호에 대한 임피던스를 트랜지스터(801+ 및 801-)와 접지 노드 사이의 차동 신호에 대한 임피던스보다 높게 함으로써 동상 신호 제거비를 높게 할 수 있다.
또한, 도 5에 나타내는 저잡음 증폭기(105)와 마찬가지로, 인덕터(705) 대신에 도 7에 나타내는 회로를 사용하는 것도 가능하다. 또한, 도 7의 (b)에 나타내는 회로를 사용하는 것도 가능하다.
(제 2 실시예)
도 11은 본 발명의 제 2 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 11에서, 도 1에 나타내는 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 그 설명 을 생략한다. 도 11에서, 참조 번호 902는 단자가 단상 입출력인 듀플렉서를 나타내고, 905는 단상 입력과, 수신 신호의 주파수 대역의 신호를 차동 신호로서 출력하고, 송신 신호의 주파수 대역의 신호를 동상 신호로서 출력하는 평형 출력의 위상 시프터를 나타낸다. 여기에서, 본 발명의 제 1 듀플렉서는 일례로서 듀플렉서(902) 및 위상 시프터(905)에 대응한다.
도 11에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호가 도 1에서와 같이 안테나(101)에 의해 수신된 후, 듀플렉서(902) 및 위상 시프터(905)를 통해 수신 회로(103)에 입력되며, 여기에서 상기 신호는 기저대역 신호로 변환된다. 또한, 상기 송신 기저대역 신호에 대해 소정의 신호 처리가 행해진 후, 송신 회로(104)에 입력되도록 구성되며, 여기에서 상기 신호는 무선 주파수로 변환되고, 안테나(101)로부터 듀플렉서(902)를 통해 기지국에 전송될 소정의 전송 전력으로 증폭된다. 듀플렉서(902)에 입력되는 송신 신호의 일부는 수신 회로(103)에 누설된다.
도 11에 나타내는 무선 통신 장치의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(101)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 듀플렉서(902)를 통해 위상 시프터(905)에 입력되고, 여기에서 차동 신호로 변환되어 수신 회로(103)에 입력된다. 반면에, 송신 회로(104)로부터 출력되는 송신 신호의 일부는 듀플렉서(902)로부터 위상 시프터(905)로 누설된다. 이러한 송신 신호 누설은 위상 시프터(905)에 의해 동상 신호로 변환되어 수신 회로(103)에 입력된다. 여기에서, 수신 회로(103)로서, 특히 저잡음 증폭기(105), 단간 필터(106) 및 다운 믹서(107)로서 높은 동상 신호 제거비(CMRR)의 회로 구성이 사용된다. 그 결과, 수신 회로(103)의 저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)에서 차동 신호로서의 수신 신호의 이득에 비하여 동상 신호인 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 된다. 또한, 단간 필터(106)를 이용하여 동상 신호인 송신 신호 누설을 단상 필터에 비하여 현저하게 감쇠시킬 수 있게 된다.
따라서, 도 11에 나타내는 무선 통신 장치는 상기 수신 신호가 차동 신호로서 수신 회로(103)에 입력되고, 상기 송신 신호가 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 상기 수신 회로(103)로서 높은 동상 신호 제거비의 회로를 사용하여, 수신 회로(103)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다. 따라서, 듀플렉서(902)의 송신 신호의 주파수 대역의 감쇠량을 또한 감소시킬 수 있으며, 그 결과 듀플렉서(902)의 크기를 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105)와 다운 믹서(107) 사이의 동상 신호 제거비가 수신 회로(103)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않는 구성이어도 된다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식의 경우에 특히 효과적이다.
도 12는 위상 시프터(905)의 구성예를 나타낸다. 도 12에서, 참조 번호 1001은 위상 지연 위상 시프트 회로(phase delay phase shift circuit)를 나타내고, 1002는 위상 선행 위상 시프트 회로(phase lead phase shift circuit)를 나타내며, 1003+ 및 1003-는 제 1 대역 통과 필터 및 제 2 대역 통과 필터의 예인 J-인버터형 필터 회로를 나타낸다. 입력 노드(P1)가 상기 위상 시프트 회로(1001 및 1002)에 접속되고, 상기 위상 시프트 회로(1001 및 1002)의 출력은 상기 필터 회로(1003+ 및 1003-)에 각각 접속되며, 상기 필터 회로(1003+ 및 1003-)의 출력은 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 각각 접속된다.
위상 지연 위상 시프트 회로(1001)는 병렬 접속의 제 5 커패시터의 일례로서의 커패시터(1011) 및 직렬 접속의 제 6 인덕터의 일례로서의 인덕터(1012)로 구성된다. 위상 선행 위상 시프트 회로(1002)는 병렬 접속의 제 7 인덕터의 일례로서의 인덕터(1014) 및 직렬 접속의 제 6 커패시터의 일례로서의 커패시터(1013)로 구성된다. 상기 필터 회로(1003+)는 병렬 접속의 커패시터(1015+)와 인덕터(1016+), 직렬 접속의 커패시터(1017+), 및 병렬 접속의 커패시터(1018+)와 인덕터(1019+)로 구성된다. 상기 필터 회로(1003-)도 또한 마찬가지로 구성된다. 상기 필터 회로(1003+ 및 1003-)는 수신 신호의 주파수 대역의 신호를 통과시키는 대역 통과 필터이다. 이 경우에, 송신 신호의 주파수 대역의 신호는 감쇠되지만, 송신 신호 누설은 원래 바람직하게는 억제되어야 할 방해파이기 때문에, 문제가 되지 않는다.
도 12에 나타내는 위상 시프터를 더욱 상세하게 설명한다.
수신 신호의 주파수 대역은 상기 필터 회로의 통과 대역이다. 그로 인해, 입력 노드(P1)로부터 입력되는 수신 신호의 주파수 대역의 신호가 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 출력될 때, 신호간의 위상차는 상기 위상 시프트 회로(1001 및 1002) 사이를 통과하는 위상차에 의해 결정된다. 커패시터(1011, 1013) 및 인덕터(1012, 1014)의 값을 선택함으로써 상기 위상 시프트 회로(1001 및 1002) 사이에 광대역의 180도의 통과 위상차를 갖게 하는 것도 가능하다. 더욱 상세하게는, 수신 신호의 주파수 대역의 신호는 차동 신호로서 출력된다.
반면에, 송신 신호의 주파수 대역은 상기 필터 회로의 저지 대역(blocking band)이다. 그로 인해, 입력 노드(P1)로부터 입력되는 송신 신호의 주파수 대역의 신호가 출력 노드(P2+ 및 P2-)에 출력될 때, 신호간의 위상차는 상기 필터 회로에 의해 큰 영향을 받는다. 따라서, 송신 신호의 주파수 대역의 신호는 상기 위상 시프트 회로(1001 및 1002) 사이의 위상차를 갖는다. 그러나, 상기 필터 회로(1003+ 및 1003-)의 송신 신호의 주파수 대역의 통과 위상을 약간 편이시킴으로써, 출력 노드(P2+ 및 P2-) 사이에 0도의 통과 위상차를 갖게 하는 것도 가능하다. 더욱 상세하게는, 송신 신호의 주파수 대역의 신호는 동상 신호로서 출력된다.
따라서, 도 12에 나타내는 위상 시프터를 사용하여, 수신 신호를 차동 신호로서 출력하고 송신 신호 누설을 동상 신호로서 출력하는 위상 시프터를 실현할 수 있게 된다. 그 결과, 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있게 된다.
또한, 상기 수신 회로 내부에 도 5에 나타내는 저잡음 증폭기(105), 도 8에 나타내는 필터 및 도 10에 나타내는 다운 믹서(107)를 사용하는 것도 가능하다.
본 실시예의 설명에 따르면, 위상 시프터(905)는 듀플렉서(902)와 분리하여 구성된 것으로 설명하였다. 그러나, 위상 시프터(905)의 기능이 제 1 실시예의 듀플렉서(102)내에 포함되도록 구성하여도 된다.
(제 3 실시예)
도 13은 본 발명의 제 3 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 13에서, 도 1에 나타내는 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 그 설명은 생략한다. 도 13에서, 안테나(1101+) 및 안테나(1101-)는 본 발명의 제 2 및 제 3 안테나의 예이고, 듀플렉서(1102)는 송신 입력 단자가 단상 입력형이고, 수신 출력 단자가 평형 출력형이며, 안테나 입출력 단자가 평형 입출력형인 개별 단자를 포함하는 본 발명의 제 2 듀플렉서의 일례이다.
도 13에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호가 도 1에서와 같이 안테나(1101+ 및 1101-)에 의해 수신된 후, 듀플렉서(1102)에 입력된다. 또한, 듀플렉서(1102)로부터 출력된 신호는 수신 회로(103)에 입력되며, 여기에서 기저 대역 신호로 변환된다. 상기 송신 기저 대역 신호에 대하여 소정의 신호 처리가 행해진 후, 본 발명의 제 2 송신 장치의 일례로서의 송신 회로(204)에 입력되며, 여기에서 무선 주파수로 변환되고 듀플렉서(1102)에 입력될 소정의 전송 전력으로 증폭된다. 더욱이, 이 신호는 듀플렉서(1102)로부터 출력되어 안테나(1101+ 및 1101-)로부터 기지국에 전송되도록 구성된다. 듀플렉서(1102)에 입력되는 송신 신호의 일부는 수신 회로(103)에 누설된다.
본 발명의 제 3 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(1101+ 및 1101-)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 차동 신호로서 듀플렉서(1102)에 입력되고, 수신 회로(103)에 또한 입력된다. 반면에, 송신 회로(204)로부터 출력된 송신 신호는 듀플렉서(1102)로부터 안테나(1101+ 및 1101-)에 동상 신호로서 출력되고, 상기 송신 신호의 일부는 듀플렉서(1102)로부터 수신 회로(103)에 동상 신호로서 누설된다. 여기에서, 상기 수신 회로(103)로서, 특히 저잡음 증폭기(105), 단간 필터(106) 및 다운 믹서(107)로서 높은 동상 신호 제거비(CMRR)의 회로 구성이 사용된다. 그 결과, 수신 회로(103)의 저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)에서 차동 신호로서의 수신 신호의 이득에 비하여 동상 신호인 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 된다. 또한, 단간 필터(106)를 이용하여, 동상 신호인 송신 신호 누설을 단상 필터에 비하여 현저하게 감쇠시킬 수 있게 된다.
따라서, 도 13에 나타내는 무선 통신 장치는 상기 수신 신호가 차동 신호로서 수신 회로(103)에 입력되고, 상기 송신 신호 누설이 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 상기 수신 회로(103)로서 높은 동상 신호 제거비의 회로를 사용하여, 수신 회로(103)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다. 따라서, 듀플렉서(1102)의 송신 신호의 주파수 대역의 감쇠량을 또한 감소시킬 수 있으며, 그 결과 듀플렉서(1102)의 크기를 감소시킬 수 있다.
본 발명의 제 3 실시예에 따르는 무선 통신 장치는 송신 회로(204)로부터 출력되어 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 수신 신호의 주파수 대역의 잡음을 갖는다. 그러나, 차동 신호로서의 수신 신호의 이득에 비하여 동상 신호로서의 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 되므로, 송신 회로(204)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있게 된다.
따라서, 도 13에 나타내는 무선 통신 장치는 상기 수신 신호가 차동 신호로 서 수신 회로(103)에 입력되고, 상기 송신 신호 누설이 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되며, 상기 수신 회로로서 높은 동상 신호 제거비의 회로를 사용하는 회로 구성을 이용하여, 송신 회로(204)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다. 따라서, 그것에 의해, 듀플렉서(1102)에서 송신 회로(204)로부터 안테나(1101+ 및 1101-)로의 수신 신호의 주파수 대역의 감쇠량을 감소시킬 수 있으며, 그 결과 듀플렉서(1102)의 크기를 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105)와 다운 믹서(107) 사이의 동상 신호 제거비가 수신 회로(103)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않고 구성하여도 된다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식의 경우에 특히 효과적이다.
도 14는 안테나(1101+ 및 1101-)의 구성예를 나타낸다. 이하의 안테나(1101+ 및 1101-)는 2개의 편향파를 갖는 패치 안테나(patch antenna)로 구성되는 예를 나타낸다.
도 14의 (a)에서, 참조 번호 1201+ 및 1201-는 안테나 소자이고, 급전점(1202+)은 본 발명의 제 2 급전점의 일례로서 수신 신호용 급전점이며, 급전점(1202-)은 본 발명의 제 1 급전점의 일례로서 수신 신호용 급전점이다. 급전점(1203+)은 본 발명의 제 4 급전점으로서 송신 신호용 급전점이고, 급전점(1203-)은 본 발명의 제 3 급전점으로서 송신 신호용 급전점이다. 참조 번호 1204+ 및 1204-는 수신 신호용 급전선이고, 1205+ 및 1205-는 송신 신호용 급전선 이다. 안테나 소자(1201+ 및 1201-)에 의해 수신된 수신 신호는 급전점(1202+ 및 1202-)으로부터 급전선(1204+ 및 1204-)을 통해 듀플렉서(1102)에 입력된다. 듀플렉서(1102)로부터 출력된 송신 신호는 급전점(1203+ 및 1203-)으로부터 급전선(1205+ 및 1205-)을 통해 안테나 소자(1201+ 및 1201-)에 입력된다.
이어서, 본 발명의 안테나 장치의 동작을 도 14의 (b) 및 도 14의 (c)를 이용하여 더욱 상세하게 설명한다.
도 14의 (b)는 수신시의 안테나(1101+ 및 1101-)의 동작을 나타낸다. 급전점(1202+ 및 1202-)의 위치로부터 수신 신호로서 안테나 소자(1201+ 및 1201-)가 정렬되어 있는 방향에 평행한 편향파로 수신 주파수 대역의 신호가 수신된다. 안테나 소자(1201+ 및 1201-)의 여진 방향은 편향파에 평행하게 된다. 이 경우에, 급전점(1202+ 및 1202-)으로부터 역상 신호가 출력되고, 차동 신호가 급전선(1204+ 및 1204-)을 통해 듀플렉서(1102) 및 수신 회로(103)에 전달된다. 더욱 상세하게는, 급전점(1202+)이 안테나 소자(1201+)의 여진 방향측에 위치하고, 급전점(1202-)이 안테나 소자(1201-)의 여진 방향의 반대 측에 위치하는 경우, 급전선(1204+ 및 1204-)으로부터 차동 신호가 출력된다.
도 14의 (c)는 송신시의 안테나(1101+ 및 1101-)의 동작을 나타낸다. 송신 회로(204) 및 듀플렉서(1102)로부터 급전선(1205+ 및 1205-)을 통해 급전점(1203+ 및 1203-)에 동상 송신 신호가 입력된다. 이 경우에, 안테나 소자(1201+ 및 1201-)는 동상으로 여진된다. 급전점(1203+ 및 1203-)의 위치로부터 안테나 소자(1201+ 및 1201-)가 정렬되어 있는 방향에 대해 수직 편향파로 상기 송신 신호가 전송된 다.
상기 구성을 가짐으로써, 차동 신호를 수신하고 동상 신호를 전송하는 안테나 장치를 실현할 수 있게 된다. 이 경우에, 차동 신호의 편향파는 수평 방향이고, 동상 신호의 편향파는 수직 방향이다.
도 15의 (a)는 안테나(1101+ 및 1101-)의 다른 구성예를 나타낸다.
도 15의 (a)에서, 도 14에 나타낸 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 그 설명은 생략한다.
이어서, 본 발명의 안테나 장치의 동작을 도 15의 (b) 및 도 15의 (c)를 이용하여 더욱 상세하게 설명한다.
도 15의 (b)는 수신시의 안테나(1101+ 및 1101-)의 동작을 나타낸다. 급전점(1202+ 및 1202-)의 위치로부터 수신 신호로서 안테나 소자(1201+ 및 1201-)가 정렬되어 있는 방향에 수직인 편향파로 수신 주파수 대역의 신호가 수신된다. 안테나 소자(1201+ 및 1201-)의 여진 방향은 편향파에 평행하게 된다. 이 경우에, 급전점(1202+ 및 1202-)으로부터 역상 신호가 출력되고, 차동 신호가 급전선(1204+ 및 1204-)을 통해 듀플렉서(1102) 및 수신 회로(103)에 전달된다.
도 15의 (c)는 송신시의 안테나(1101+ 및 1101-)의 동작을 나타낸다. 송신 회로(204) 및 듀플렉서(1102)로부터 급전선(1205+ 및 1205-)을 통해 급전점(1203+ 및 1203-)에 동상 송신 신호가 입력된다. 이 경우에, 안테나 소자(1201+ 및 1201-)는 동상으로 여진된다. 급전점(1203+ 및 1203-)의 위치로부터 안테나 소자(1201+ 및 1201-)가 정렬되어 있는 방향에 대해 수평 편향파로 상기 송신 신호가 전송된 다.
상기 구성을 가짐으로써, 차동 신호를 수신하고 동상 신호를 전송하는 안테나 장치를 실현할 수 있게 된다. 이 경우에, 차동 신호의 편향파는 수직 방향이고, 동상 신호의 편향파는 수평 방향이다.
도 16의 (a)는 안테나(1101+ 및 1101-)의 또 다른 구성예를 나타낸다.
도 16에서, 도 14에 나타낸 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 그 설명은 생략한다.
이어서, 본 발명의 안테나 장치의 동작을 도 16의 (b) 및 도 16의 (c)를 이용하여 더욱 상세하게 설명한다.
도 16의 (b)는 수신시의 안테나(1101+ 및 1101-)의 동작을 나타낸다. 안테나 소자(1201+ 및 1201-)가 정렬되어 있는 방향에 수직인 편향파로 수신 주파수 대역의 신호는 급전점(1202+ 및 1202-)의 위치로부터 편향파의 방향에 대하여 여진 방향이 우측으로 θ1만큼 기울어진 신호 및 여진 방향이 좌측으로 θ1만큼 기울어진 신호로 분해되어 안테나 소자(1201+ 및 1201-)에 의해 수신된다. 이 경우에, 급전점(1202+ 및 1202-)으로부터 역상 신호가 출력되고, 차동 신호가 급전선(1204+ 및 1204-)을 통해 듀플렉서(1102) 및 수신 회로(103)에 전달된다.
도 16의 (c)는 송신시의 안테나(1101+ 및 1101-)의 동작을 나타낸다. 송신 회로(204) 및 듀플렉서(1102)로부터 급전선(1205+ 및 1205-)을 통해 급전점(1203+ 및 1203-)에 동상 송신 신호가 출력된다. 이 경우에, 급전점(1203+ 및 1203-)의 위 치로부터 안테나 소자(1201+ 및 1201-)가 정렬되어 있는 방향에 대해 수직 편향파로 상기 송신 신호가 전송된다. 더욱 상세하게는, 안테나 소자(1201+ 및 1201-)의 여진 방향은 그들의 각 편향파 방향에 대하여 우측으로 θ2만큼 기울어진 방향 및 좌측으로 θ2만큼 기울어진 방향이 되며, 그들의 합성 벡터가 편향파 방향이 된다.
상기 구성을 가짐으로써, 차동 신호를 수신하고 동상 신호를 전송하는 안테나 장치를 실현할 수 있게 된다. 이 경우에, 차동 신호 및 동상 신호의 편향파는 모두 수직 방향이다.
θ1 및 θ2는 45도인 것이 바람직하다.
또한, 안테나 소자(1201+ 및 1201-)로서 패치 안테나와 다른 평면형 어레이 안테나(plane array antenna)를 사용하는 것도 가능하다.
또한, 급전점(1202+ 및 1202-)의 입력 임피던스가 급전점(1203+ 및 1203-)의 입력 임피던스와 다른 구성을 갖는 것도 가능하다. 상기 구성을 가짐으로써, 송신 회로(204)로부터 수신 회로(103)로의 송신 신호 누설을 감소시킬 수 있게 된다.
또한, 상술한 안테나(1101+ 및 1101-)를 포함하는 안테나 장치를 이용하여, 위상 시프터(905) 등을 사용하지 않고 수신 신호를 차동 신호로서 출력하는 것이 가능하게 된다.
(제 4 실시예)
도 17은 본 발명의 제 3 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 17에서, 도 1에 나타낸 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고, 그 설명 은 생략한다. 도 17에서, 안테나(1401+)는 본 발명의 제 2 안테나의 다른 예이고, 안테나(1401-)는 본 발명의 제 3 안테나의 다른 예이다. 듀플렉서(1402)는 송신 입력 단자가 단상 입력형이고, 수신 출력 단자가 평형 출력형이며, 안테나 입출력 단자가 평형 입출력형인 본 발명의 제 2 듀플렉서의 다른 예이다.
도 17에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호는 도 1에서와 같이 안테나(1401+ 및 1401-)에 의해 수신된 후, 듀플렉서(1402)에 입력된다. 또한, 듀플렉서(1402)로부터 출력된 신호는 수신 회로(103)에 입력되며, 여기에서 기저대역 신호로 변환된다. 상기 송신 기저대역 신호에 대해 소정의 신호 처리가 행해진 후, 송신 회로(104)에 입력되며, 여기에서 무선 주파수로 변환되고 듀플렉서(1402)에 입력될 소정의 전송 전력으로 증폭된다. 더욱이, 이 신호는 듀플렉서(1402)로부터 출력되어 안테나(1401+ 및 1401-)로부터 기지국에 전송되도록 구성된다. 듀플렉서(1402)에 입력되는 송신 신호의 일부는 수신 회로(103)에 누설된다.
본 발명의 제 4 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(1401+ 및 1401-)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 차동 신호로서 듀플렉서(1402)에 입력되고, 수신 회로(103)에 또한 입력된다. 반면에, 송신 회로(204)로부터 출력된 송신 신호는 듀플렉서(1402)로부터 안테나(1401+ 및 1401-)에 동상 신호로서 출력되고, 상기 송신 신호의 일부는 듀플렉서(1402)로부터 수신 회로(103)에 동상 신호로서 누설된다. 여기에서, 상기 수신 회로(103)로서, 특히 저잡음 증폭기(105), 단간 필터(106) 및 다운 믹서(107)로서 높은 동상 신호 제거 비(CMRR)의 회로 구성이 사용된다. 그 결과, 수신 회로(103)의 저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)에서 차동 신호로서의 수신 신호의 이득에 비하여 동상 신호인 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 된다. 또한, 단간 필터(106)를 이용하여, 동상 신호인 송신 신호 누설을 단상 필터에 비하여 현저하게 감쇠시킬 수 있게 된다.
따라서, 도 17에 나타내는 무선 통신 장치는 상기 수신 신호가 차동 신호로서 수신 회로(103)에 입력되고, 상기 송신 신호 누설이 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 상기 수신 회로(103)로서 높은 동상 신호 제거비의 회로를 사용하여, 수신 회로(103)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다. 따라서, 듀플렉서(1402)의 송신 신호의 주파수 대역의 감쇠량을 또한 감소시킬 수 있으며, 그 결과 듀플렉서(1402)의 크기를 감소시킬 수 있다.
본 발명의 제 4 실시예에 따르는 무선 통신 장치는 송신 회로(204)로부터 출력되어 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 수신 신호의 주파수 대역의 잡음을 갖는다. 그로 인해, 차동 신호로서의 수신 신호의 이득에 비하여 동상 신호로서의 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 되므로, 송신 회로(204)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있게 된다.
따라서, 도 17에 나타내는 무선 통신 장치는 상기 수신 신호가 차동 신호로서 수신 회로(103)에 입력되고, 상기 송신 신호 누설이 동상 신호로서 수신 회로(103)에 입력되는 회로 구성을 이용하여, 상기 수신 회로로서 높은 동상 신호 제거비의 회로를 사용함으로써 송신 회로(204)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다. 따라서, 그것에 의해, 듀플렉서(1402)에서 송신 회로(204)로부터 안테나(1401+ 및 1401-)로의 수신 신호의 주파수 대역의 감쇠량을 감소시킬 수 있으며, 그 결과 듀플렉서(1402)의 크기를 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105)와 다운 믹서(107) 사이의 동상 신호 제거비가 수신 회로(103)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않고 구성하여도 된다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식의 경우에 특히 효과적이다.
도 18의 (a)는 안테나(1401+ 및 1401-)의 구성예를 나타낸다.
도 18의 (a)에서, 참조 번호 1501+ 및 1501-는 안테나 소자이고, 1502+, 1502-는 수신 신호 및 송신 신호용 급전점이며, 1503+, 1503-는 수신 신호 및 송신 신호용 급전선이다. 안테나 소자(1501+ 및 1501-)에 의해 수신된 수신 신호는 급전점(1502+ 및 1502-)으로부터 급전선(1503+ 및 1503-)을 통해 듀플렉서(1402)에 입력된다. 듀플렉서(1402)로부터 출력되는 송신 신호는 급전점(1502+ 및 1502-)으로부터 급전선(1503+ 및 1503-)을 통해 안테나 소자(1501+ 및 1501-)에 입력된다.
이어서, 본 발명의 안테나 장치의 동작을 도 18의 (b) 및 도 18의 (c)를 이용하여 더욱 상세하게 설명한다.
도 18의 (b)는 수신시의 안테나(1401+ 및 1401-)의 동작을 나타낸다. 수신 신호로서 안테나 소자(1501+ 및 1501-)가 정렬되어 있는 방향에 평행한 편향파로 수신 주파수 대역의 신호가 수신되는 경우, 안테나 소자(1501+ 및 1501-)의 여진 방향은 편향파에 평행하게 된다. 그리고, 급전점(1502+ 및 1502-)으로부터 역상 신호가 출력되고, 차동 신호가 급전선(1504+ 및 1504-)을 통해 듀플렉서(1402) 및 수신 회로(103)에 전달된다. 수신 신호로서 안테나 소자(1501+ 및 1501-)가 정렬되어 있는 방향에 수직인 편향파로 수신 주파수 대역의 신호가 수신되는 경우, 상기 수신 신호는 동일한 방식에 기초하여 수신 회로(103)에서 감쇠되도록 동상 신호로서 수신 회로(103)에 전달된다.
도 18의 (c)는 송신시의 안테나(1401+ 및 1401-)의 동작을 나타낸다. 송신 회로(204) 및 듀플렉서(1402)로부터 급전선(1503+ 및 1503-)을 통해 급전점(1502+ 및 1502-)에 동상 송신 신호가 입력된다. 이 경우에, 안테나 소자(1501+ 및 1501-)는 동상으로 여진된다. 급전점(1502+ 및 1502-)의 위치로부터 안테나 소자(1501+ 및 1501-)가 정렬되어 있는 방향에 대해 수직인 편향파로 상기 송신 신호가 전송된다. 반면에, 안테나 소자(1501+ 및 1501-)가 정렬되어 있는 방향에 수평인 편향파는 상쇄된다. 본 발명의 제 1 및 제 3 급전점은 일례로서 급전점(1502-)에 대응하고, 본 발명의 제 2 및 제 4 급전점은 일례로서 급전점(1502+)에 대응한다.
상기 구성을 가짐으로써, 차동 신호를 수신하고 동상 신호를 전송하는 안테나 장치를 실현할 수 있게 된다. 이 경우에, 차동 신호의 편향파는 수평 방향이고, 동상 신호의 편향파는 수직 방향이다. 또한, 수신 신호 및 송신 신호 사이의 급전점 및 급전선을 공유할 수 있으므로, 급전선의 필요한 공간을 감소시킬 수 있게 된다.
도 19의 (a)는 안테나(1401+ 및 1401-)의 또 다른 구성예를 나타낸다.
도 19의 (a)에서, 도 18에 나타낸 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 그 설명은 생략한다.
도 19의 (b) 및 도 19의 (c)에서, 상기 수신 신호는 안테나 소자(1501+ 및 1501-)가 정렬되어 있는 방향에 거의 수직으로 여진된다. 안테나 소자(1501-)의 수신 신호는 안테나 소자(1501+)의 수신 신호에 대향하는 방향으로 여진된다. 상기 송신 신호는 안테나 소자(1501+ 및 1501-)가 정렬되어 있는 방향에 거의 수평으로 여진된다. 안테나 소자(1501-)의 송신 신호는 안테나 소자(1501+)의 송신 신호와 동일한 방향으로 여진된다.
상기 구성을 가짐으로써, 차동 신호를 수신하고 동상 신호를 송신하는 안테나 장치를 실현할 수 있게 된다. 이 경우에, 차동 신호의 편향파는 수직 방향이고, 동상 신호의 편향파는 수평 방향이다. 또한, 수신 신호 및 송신 신호 사이의 급전점 및 급전선을 공유할 수 있으므로, 급전선의 필요한 공간을 감소시킬 수 있게 된다.
듀플렉서(1402)에 대해서는, 도 29, 도 30의 (a) 및 도 30의 (b)의 Prxin+ 및 Ptxout+와, Prxin- 및 Ptxout-가 각각 접속된 구성을 사용할 수도 있다.
또한, 상기 수신 회로(103) 내부에 도 5에 나타내는 저잡음 증폭기(105), 도 8에 나타내는 필터 및 도 10에 나타내는 다운 믹서(107)를 사용하는 것도 가능하다.
(제 5 실시예)
도 20은 본 발명의 제 5 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 20에서, 안테나는 다른 예로서의 본 발명의 제 1 안테나에 대응하는 단상 입출력 안테나이고, 듀플렉서(3302)는 다른 예로서의 본 발명의 제 3 듀플렉서에 대응하며, 상기 듀플렉서(3302)의 송신 입력 단자는 평형 입력형이고, 안테나 입출력 단자는 단상 입출력형이며, 수신 출력 단자는 단상 출력형이다. 수신 회로(3303)는 단상형의 입력 단자를 갖고, 송신 회로(3304)는 평형형 출력 단자를 갖고, 차동 송신 신호를 출력한다. 도 24는 듀플렉서(3302)의 구성예를 나타낸다.
도 24에서, 위상 시프터(2201+)는 본 발명의 제 7 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2201-)는 본 발명의 제 8 위상 시프터에 대응하며, 위상 시프터(2202+)는 본 발명의 제 9 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2202-)는 본 발명의 제 10 위상 시프터에 대응하며, 위상 시프터(2203+)는 본 발명의 제 11 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2203-)는 본 발명의 제 12 위상 시프터에 대응한다.
안테나(3301)에 의해 수신된 수신 신호는 각각 위상 시프터(2201+, 2201-) 및 위상 시프터(2202+, 2202-)를 통해 수신 회로(3303)에 입력된다. 송신 회로(3304)로부터 출력된 송신 신호는 각각 위상 시프터(2203+, 2203-) 및 위상 시프터(2201+, 2201-)를 통해 안테나(3301)에 입력된다.
이어서, 듀플렉서(3302)의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 위상 시프터(2201+, 2201-, 2202+, 2202-, 2203+ 및 2203-)의 위상 변화량이 각각 ΦANT1, ΦANT2, ΦRX1, ΦRX2, ΦTX1 및 ΦTX2인 경우, 위상 변화량은 아래의 수학식 4의 관계에 있다.
Figure 112003047898227-pat00004
따라서, 안테나(3301)에 의해 수신된 단상 수신 신호는 단상 신호로서 수신 회로(3303)에 입력된다. 또한, 송신 회로(3304)에서 출력된 차동 송신 신호는 단상 신호로서 안테나(3301)에 입력된다. 더욱이, 송신 회로(3304)에서 출력된 차동 송신 신호는 수신 회로(3303)에 입력되기 전에 소거된다.
그러므로, 도 20에 나타내는 무선 통신 장치는 수신 신호가 단상 신호로서 수신 회로(3303)에 입력되고, 송신 신호가 차동 신호로서 듀플렉서(3302)에 입력되는 회로 구성을 이용함으로써, 동시 송수신시에 수신 회로(3303)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다. 또, 송신 회로(3304)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하도 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107) 사이의 동상 신호 제거비가 수신 회로(3303)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않는 구성이어도 된다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식에 특히 효과적이다.
본 발명의 제 5 실시예에 따른 무선 통신 장치는 송신 회로(3304)로부터 출력된 수신 신호의 주파수 대역의 잡음이 듀플렉서(3302)의 단상 수신 출력에서 상쇄된다. 그로 인해, 송신 회로(3304)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
또한, 위상 시프터(2201+, 2201-, 2202+, 2202-, 2203+ 및 2203-) 대신에 상기 수학식 4의 (4) 내지 (6)의 위상 관계를 충족시키는 필터를 사용하는 것도 가능하다.
또한, 도 24의 회로를 확실하게 실현하기 위해, 도 21에 나타내는 구성을 사용할 수도 있다. 도 21에서, 라인(3401 및 3402)은 각각 도 24의 위상 시프터(2201+ 및 2201-)에 대응하고, 라인(3401 및 3402)간의 라인 길이의 차는 1/4 파장이다. 라인(3403)은 1/4 파장 라인이고, 대역 통과 필터(3404)는 송신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 낮은 임피던스를 갖고, 수신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 라인(3403) 및 대역 통과 필터(3404)는 도 24에 나타내는 위상 시프터(2202+)에 대응한다. 대역 통과 필터(3405)는 송신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 높은 임피던스를 갖고, 수신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 대역 통과 필터(3405)는 도 24에 나타내는 위상 시프터(2202-)에 대응한다. 대역 통과 필터(3406)는 수신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 높은 임피던스를 갖고, 송신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 대역 통과 필터(3406)는 도 24에 나타내는 위상 시프터(2203+)에 대응한다. 대역 통과 필터(3408)는 수신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 낮은 임피던 스를 갖고, 송신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 라인(3407)은 1/4 파장 라인이다. 상기 대역 통과 필터(3408) 및 라인(3407)은 도 24에 나타내는 위상 시프터(2203-)에 대응한다.
상기 구성의 회로는 노드(B1 및 B2)로부터 보았을 때 송신 주파수 대역의 수신 회로(3303)측의 임피던스가 충분히 높아지고, 송신 회로(3304)로부터 안테나(3301)에 전송되는 신호의 손실이 감소되도록 하기 위해 사용된다. 또한, 노드(B1 및 B2)로부터 보았을 때 수신 주파수 대역의 송신 회로(3304)측의 임피던스가 충분히 높아지고, 안테나(3301)로부터 수신 회로(3303)에 수신되는 신호의 손실이 감소된다.
(제 6 실시예)
도 22는 본 발명의 제 6 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 22에서, 안테나(1601+)는 본 발명의 제 4 안테나의 일례이고, 안테나(1601-)는 본 발명의 제 5 안테나의 일례이다. 듀플렉서(1602)는 수신 출력 단자가 단상 출력형이고, 송신 입력 단자가 평형 입력형이며, 안테나 입출력 단자가 평형 입출력형인 개별 단자를 포함하는 본 발명의 제 4 듀플렉서의 일례이다.
도 22에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호가 도 1에서와 같이 안테나(1601+ 및 1601-)에 의해 수신된 후, 듀플렉서(1602)에 입력된다. 또한, 듀플렉서(1602)로부터 출력된 신호는 본 발명의 제 2 수신 장치의 일례로서의 수신 회로(1603)에 입력되며, 여기에서 기저대역 신호로 변환된다. 상기 송신 기저대역 신호에 대하여 소정의 신호 처리가 행해진 후, 본 발명의 제 3 송신 장치의 일례로서의 송신 회로(1604)에 입력되며, 여기에서 상기 신호는 무선 주파수로 변환되고, 듀플렉서(1602)에 입력될 소정의 전송 전력으로 증폭된다. 더욱이, 이 신호는 듀플렉서(1602)로부터 출력되어 안테나(1601+ 및 1601-)로부터 기지국에 전송되도록 구성된다. 듀플렉서(1602)에 입력되는 송신 신호의 일부는 수신 회로(1603)에 누설된다.
본 발명의 제 6 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(1601+ 및 1601-)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 동상 신호로서 듀플렉서(1602)에 입력되며, 여기에서 상기 수신 신호는 단상 신호로 되어 수신 회로(1603)에 입력된다. 반면에, 송신 회로(1604)로부터 출력된 송신 신호는 차동 신호로서 듀플렉서(1602)로부터 안테나(1601+ 및 1601-)에 출력된다. 여기에서, 상기 송신 신호는 차동 신호이고, 듀플렉서(1602)로부터의 송신 신호 누설이 단상 신호의 경우에 비하여 감쇠될 수 있도록 단상 수신 출력에서 상쇄된다.
따라서, 도 22에 나타내는 무선 통신 장치는 수신 신호가 단상 신호로서 수신 회로(1603)에 입력되고, 송신 신호가 차동 신호로서 듀플렉서(1602)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 그것에 의해, 동시 송수신시에 수신 회로(1603)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
본 발명의 제 6 실시예에 따른 무선 통신 장치는 송신 회로(1604)로부터 출력된 수신 신호의 주파수 대역의 잡음이 듀플렉서(1602)의 단상 수신 출력에서 상쇄되고 있다. 그로 인해, 송신 회로(1604)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
따라서, 도 22에 나타내는 무선 통신 장치는 수신 신호가 단상 신호로서 수신 회로(1603)에 입력되고, 송신 신호가 차동 신호로서 듀플렉서(1602)에 입력되는 회로 구성을 이용하므로, 송신 회로(1604)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)의 동상 신호 제거비가 수신 회로(1603)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않는 구성으로 하는 것도 가능하다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식의 경우에 특히 효과적이다.
또한, 도 16의 안테나(1601+ 및 1601-)로 나타내는 안테나에 대해서는, 그 수신 출력이 송신 입력이고, 그 송신 입력이 수신 출력인 구성을 이용하는 것도 가능하다.
또한, 듀플렉서(1602)에 대해서는, 도 29 및 도 30에 나타내는 그 수신 출력이 송신 입력이고, 그 송신 입력이 수신 출력인 구성을 이용하는 것도 가능하다.
(제 7 실시예)
도 23은 본 발명의 제 7 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 23에서, 도 22에 나타낸 것과 동일한 구성요소에는 동일한 부호를 부여하고 그 설명은 생략한다. 도 23에서, 안테나(1701+)는 본 발명의 제 4 안테나의 다른 예이고, 안테나(1701-)는 본 발명의 제 5 안테나의 다른 예이다. 듀플렉서(1702)는 송신 입력 단자가 단상 입력형이고, 수신 출력 단자가 평형 출력형이며, 안테나 입출력 단 자가 평형 입출력형인 본 발명의 제 4 듀플렉서의 다른 예이다.
도 23에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호가 도 1에서와 같이 안테나(1701+ 및 1701-)에 의해 수신된 후, 듀플렉서(1702)에 입력된다. 또한, 듀플렉서(1702)로부터 출력된 신호는 수신 회로(1603)에 입력되며, 여기에서 기저대역 신호로 변환된다. 상기 송신 기저대역 신호에 대하여 소정의 신호 처리가 행해진 후, 송신 회로(1604)에 입력되며, 여기에서 상기 신호는 무선 주파수로 변환되고, 듀플렉서(1702)에 입력될 소정의 전송 전력으로 증폭된다. 더욱이, 이 신호는 듀플렉서(1702)로부터 출력되어 안테나(1701+ 및 1701-)로부터 기지국에 전송되도록 구성된다.
본 발명의 제 7 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(1701+ 및 1701-)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 동상 신호로서 듀플렉서(1702)에 입력되며, 여기에서 상기 수신 신호는 단상 신호로 되어 수신 회로(1603)에 입력된다. 반면에, 송신 회로(1604)로부터 출력된 송신 신호는 차동 신호로서 듀플렉서(1702)로부터 안테나(1701+ 및 1701-)에 출력된다. 여기에서, 상기 송신 신호는 차동 신호이고, 듀플렉서(1702)로부터의 송신 신호 누설이 단상 신호의 경우에 비하여 감쇠될 수 있도록 단상 수신 출력에서 상쇄된다.
따라서, 도 23에 나타내는 무선 통신 장치는 수신 신호가 단상 신호로서 수신 회로(1603)에 입력되고, 송신 신호가 차동 신호로서 듀플렉서(1702)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 그것에 의해, 동시 송수신시에 수신 회로(1603)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)의 동상 신호 제거비가 수신 회로(1603)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않는 구성으로 하는 것도 가능하다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식의 경우에 특히 효과적이다.
본 발명의 제 7 실시예에 따른 무선 통신 장치는 송신 회로(1604)로부터 출력된 수신 신호의 주파수 대역의 잡음이 듀플렉서(1702)의 단상 수신 출력에서 상쇄되고 있다. 그로 인해, 송신 회로(1604)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
따라서, 도 23에 나타내는 무선 통신 장치는 수신 신호가 단상 신호로서 수신 회로(1603)에 입력되고, 송신 신호가 차동 신호로서 듀플렉서(1702)에 입력되는 회로 구성을 이용하므로, 송신 회로(1604)로부터의 잡음으로 인한 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
또한, 도 19에 나타내는 안테나를 안테나(1701+ 및 1701-)로서 사용하는 것도 가능하다.
또한, 듀플렉서(1702)에 대해서는, 도 29, 도 30의 (a) 및 (b)의 Prxin+ 및 Ptxout+와 Prxin- 및 Ptxout-가 각각 접속되며, 그 수신 출력이 송신 입력이고 그 송신 입력이 수신 출력인 구성을 이용하는 것도 가능하다.
(제 8 실시예)
도 25는 본 발명의 제 8 실시예에 관한 무선 통신 장치의 회로도이다. 도 25 에서, 안테나(2301+)는 본 발명의 제 6 안테나의 일례이고, 안테나(2301-)는 본 발명의 제 7 안테나의 일례이다. 듀플렉서(2302)는 수신 출력 단자가 평형 입력형이고, 송신 입력 단자가 평형 출력형이며, 안테나 입출력 단자가 평형 입출력형인 본 발명의 제 5 듀플렉서의 일례이다. 참조 번호 2303은 본 발명의 제 1 수신 장치의 다른 예로서의 차동 입력의 수신 회로를 나타내고, 2304는 본 발명의 제 3 송신 장치의 일례로서의 차동 출력의 송신 회로를 나타낸다.
도 25에 나타내는 무선 통신 장치에 대해서는, 기지국으로부터 송신된 무선 주파수 신호가 도 1에서와 같이 안테나(2301+ 및 2301-)에 의해 수신된 후, 듀플렉서(2302)를 통해 수신 회로(2303)에 입력되며, 여기에서 기저 대역 신호로 변환된다. 상기 송신 기저 대역 신호에 대하여 소정의 신호 처리가 행해진 후, 송신 회로(2304)에 입력되며, 여기에서 무선 주파수로 변환되고 안테나(2301)로부터 듀플렉서(2302)를 통해 기지국에 전송될 소정의 전송 전력으로 증폭된다. 듀플렉서(2302)에 입력되는 송신 신호의 일부는 수신 회로(2303)에 누설된다.
본 발명의 제 8 실시예에 따른 무선 통신 장치의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 안테나(2301+ 및 2301-)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 차동 신호로서 듀플렉서(2302)에 입력되고, 수신 회로(2303)에 또한 입력된다. 반면에, 송신 회로(2304)로부터 출력된 송신 신호는 듀플렉서(2302)로부터 안테나(2301+ 및 2301-)에 차동 신호로서 출력되고, 상기 송신 신호의 일부는 듀플렉서(2302)로부터 수신 회로(2303)에 동상 신호로서 누설된다. 여기에서, 상기 수신 회로(2303)로서, 특히 저잡음 증폭기(105), 단간 필터(106) 및 다운 믹서(107)로서 높은 동상 신호 제거비(CMRR)의 회로 구성이 사용된다. 그 결과, 수신 회로(2303)의 저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)에서 차동 신호로서의 수신 신호의 이득에 비하여 동상 신호인 송신 신호 누설의 이득을 감소시킬 수 있게 된다. 또한, 단간 필터(106)를 이용하여, 동상 신호인 송신 신호 누설을 단상 필터에 비하여 현저하게 감쇠시킬 수 있게 된다.
따라서, 도 25에 나타내는 무선 통신 장치는 수신 신호가 차동 신호로서 수신 회로(2303)에 입력되고, 송신 신호 누설이 동상 신호로서 수신 회로(2303)에 입력되는 회로 구성을 이용한다. 그리고, 상기 수신 회로(2303)로서 높은 동상 신호 제거비의 회로를 사용하므로, 동시 송수신시에 수신 회로(2303)에서 전류 소비를 증가시키지 않고 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있다.
저잡음 증폭기(105) 및 다운 믹서(107)의 동상 신호 제거비가 수신 회로(2303)에서 충분히 높은 경우, 단간 필터(106)를 사용하지 않는 구성으로 하는 것도 가능하다. 이 경우에, IC화하기 어려운 단간 필터(106)를 사용하지 않으므로, 무선 IC를 단일 칩화하기 더욱 용이해지므로 무선부의 소형화가 가능하게 된다. 이러한 구성은 직접 변환 방식의 경우에 특히 효과적이다.
도 26은 듀플렉서(2302)의 구성예를 나타낸다.
도 26에서, 위상 시프터(2401+)는 본 발명의 제 13 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2401-)는 본 발명의 제 14 위상 시프터에 대응하며, 위상 시프터(2402+)는 본 발명의 제 15 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2402-)는 본 발명의 제 16 위상 시프터에 대응하며, 위상 시프터(2403+)는 본 발명의 제 17 위상 시프터에 대응하고, 위상 시프터(2403-)는 본 발명의 제 18 위상 시프터에 대응한다.
안테나(2301+ 및 2301-)에 의해 수신된 수신 신호는 각각 위상 시프터(2401+, 2401-) 및 위상 시프터(2402+, 2402-)를 통해 수신 회로(2303)에 입력된다. 송신 회로(2304)로부터 출력된 송신 신호는 각각 위상 시프터(2403+, 2403-) 및 위상 시프터(2401+, 2401-)를 통해 안테나(2301+ 및 2301-)에 입력된다.
이어서, 본 발명의 듀플렉서의 동작을 더욱 상세하게 설명한다. 위상 시프터(2401+, 2401-, 2402+, 2402-, 2403+ 및 2403-)의 위상 변화량이 각각 ΦANT1, ΦANT2, ΦRX1, ΦRX2, ΦTX1 및 ΦTX2인 경우, 위상 변화량은 아래의 수학식 5의 관계에 있다.
Figure 112003047898227-pat00005
따라서, 안테나(2301+ 및 2301-)에 의해 수신된 차동 수신 신호는 차동 신호로서 수신 회로(2303)에 입력된다. 또한, 송신 회로(2304)에서 출력된 차동 송신 신호는 차동 신호로서 안테나(2301+ 및 2301-)에 입력된다. 더욱이, 송신 회로(2304)에서 출력된 차동 송신 신호는 수신 회로(2303)에 동상 신호로서 입력된다.
상기 구성을 가짐으로써, 안테나로부터 수신된 신호를 차동 신호로서 수신 회로에 출력하고, 송신 회로의 출력 신호 누설을 동상 신호로서 수신 회로에 출력하는 듀플렉서를 실현할 수 있게 된다. 그 결과, 동시 송수신시에 수신 감도의 저하를 감소시킬 수 있게 된다.
도 26의 회로를 확실하게 실현하기 위해, 도 27에 나타내는 구성을 사용할 수도 있다. 도 27에서, 라인(3501 및 3502)은 각각 도 26의 위상 시프터(2401+ 및 2401-)에 대응하고, 라인(3501 및 3502)간의 라인 길이의 차는 1/4 파장이다. 라인(3503)은 1/4 파장 라인이고, 대역 통과 필터(3504)는 송신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 낮은 임피던스를 갖고, 수신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 라인(3503) 및 대역 통과 필터(3504)는 도 26에 나타내는 위상 시프터(2402+)에 대응한다. 대역 통과 필터(3505)는 송신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 높은 임피던스를 갖고, 수신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 대역 통과 필터(3505)는 도 26에 나타내는 위상 시프터(2402-)에 대응한다. 라인(3506)은 1/4 파장 라인이고, 대역 통과 필터(3507)는 수신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 낮은 임피던스를 갖고, 송신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 라인(3506) 및 대역 통과 필터(3507)는 도 26에 나타내는 위상 시프터(2403+)에 대응한다. 대역 통과 필터(3508)는 수신 주파수 대역의 신호에 대해 충분히 높은 임피던스를 갖고, 송신 주파수 대역의 신호를 통과시키는 특성을 갖는다. 상기 대역 통과 필터(3508)는 도 26에 나타내는 위상 시프터(2403-)에 대응한다.
상기 구성의 회로는 노드(C1 및 C2)로부터 보았을 때 송신 주파수 대역의 수 신 회로(2303)측의 임피던스가 충분히 높아지고, 송신 회로(2304)로부터 안테나(2301+ 및 2301-)에 전송되는 신호의 손실이 감소되도록 하기 위해 사용된다. 또한, 노드(C1 및 C2)로부터 보았을 때 수신 주파수 대역의 송신 회로(2304)측의 임피던스가 충분히 높아지고, 안테나(2301+ 및 2301-)로부터 수신 회로(2303)에 수신되는 신호의 손실이 감소된다.
또한, 위상 시프터(2401+, 2401-, 2402+, 2402-, 2403+ 및 2403-) 대신에 상기 수학식 5의 (7) 내지 (9)의 위상 관계를 충족시키는 필터를 사용하는 것도 가능하다.
또한, 상기 수신 회로(2303) 내부에 도 5에 나타내는 저잡음 증폭기(105), 도 8에 나타내는 필터 및 도 10에 나타내는 다운 믹서(107)를 사용하는 것도 가능하다.
(제 9 실시예)
도 28은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 무선 통신 장치를 나타낸다. 도 28에 나타내는 무선 통신 장치는 듀플렉서(3002)가 다른 것을 제외하고는 도 13에 나타내는 것과 동일한 구성을 가지므로, 그 설명은 생략한다.
일례로서 본 발명의 제 6 듀플렉서에 대응하는 듀플렉서(3002)는 수신 회로로의 송신 신호 누설을 감소시키는 역할을 하고, 또한 수신 신호의 일부가 송신 회로에 누설되는 것으로 인한 송신 신호의 잡음 특성의 저하를 방지하는 역할을 한다. 도 29는 그러한 듀플렉서(3002)의 구성의 일례를 나타낸다. 도 29에서, 1321+ 및 1321-는 본 발명의 제 3 대역 통과 필터 및 제 4 대역 통과 필터의 예를 나타낸 다. 송신 회로(204)로부터 출력된 송신 신호는 필터(1321+ 및 1321-)에 분배된다. 상기 필터(1321+ 및 1321-)로부터 출력된 송신 신호는 각각 안테나(1101+ 및 1101-)에 입력된다.
상기 필터(1321+ 및 1321-)는 송신 신호의 주파수 대역의 신호를 선택적으로 통과시킨다. 이 경우에, 수신 신호의 주파수 대역의 차동 신호에 대한 상기 필터(1321+ 및 1321-)의 입력 임피던스는 송신 신호의 주파수 대역의 동상 신호에 대한 입력 임피던스에 비하여 충분히 높다.
안테나(1101+ 및 1101-)로부터 송신 신호를 전송할 때, 상기 구성을 가짐으로써 입력 노드(Pxrin+ 및 Pxrin-)를 안테나(1101+ 및 1101-)에 접속함에 따른 송신 신호의 손실을 감소시키는 듀플렉서를 실현할 수 있게 된다. 또한, 안테나(1101+ 및 1101-)로 수신 신호를 수신할 때, 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)를 안테나(1101+ 및 1101-)에 접속함에 따른 수신 신호의 손실을 감소시키는 듀플렉서를 실현할 수 있게 된다.
도 30의 (a)는 듀플렉서(3002)의 다른 구성예를 나타낸다. 참조 번호 1301 및 1302는 필터를 나타내고, 1303+ 및 1303-는 수신 신호의 주파수 대역의 1/4 파장 라인을 나타낸다. 상기 안테나(1101+ 및 1101-)에 의해 수신된 원하는 수신 신호는 상기 필터(1301)를 통해 수신 회로(103)에 입력된다. 상기 송신 회로(204)로부터 출력된 송신 신호는 상기 필터(1302)를 통해 1/4 파장 라인(1303+ 및 1303-)에 분배된다. 상기 1/4 파장 라인(1303+ 및 1303-)으로부터 출력된 송신 신호는 각각 안테나(1101+ 및 1101-)에 입력된다.
상기 필터(1302)를 통해 입력되는 송신 신호가 동상 신호이기 때문에, 이들 신호는 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)로부터 1/4 파장 라인(1303+ 및 1303-)을 통해 안테나(1101+ 및 1101-)에 출력된다.
상기 안테나(1101+ 및 1101-)에 의해 수신된 수신 신호는 입력 노드(Pxrin+ 및 Pxrin-)로부터 필터(1301)를 통해 수신 회로에 입력되지만, 그 일부는 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)에 누설된다. 이 경우에, 상기 수신 신호는 차동 신호이므로, 1/4 파장 라인(1303+ 및 1303-)간의 접속점은 가상 접지로서 간주될 수 있다. 또한, 상기 1/4 파장 라인(1303+ 및 1303-)의 길이는 수신 신호의 주파수 대역의 1/4 파장이므로, 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)로부터 보았을 때 송신 회로측의 임피던스가 매우 높아지고, 송신 회로(104)로의 수신 신호 누설은 현저하게 감소될 수 있게 된다.
이러한 구성을 가짐으로써, 송신측에 1/4 파장 라인(1303+ 및 1303-) 및 하나의 필터(1302)를 구비하는 회로를 염가로 구성할 수 있게 된다.
도 30의 (b)는 듀플렉서(3002)의 또 다른 회로 구성예를 나타낸다. 송신 회로(204)로부터 출력된 송신 신호는 필터(1302)를 통해 인덕터(1333+) 및 인덕터(1333-)에 분배된다. 상기 인덕터(1333+) 및 인덕터(1333-) 사이에는 커패시터(1334)가 접속되어 있지만, 동상 신호인 송신 신호에 아무런 영향을 주지 않는다. 인덕터(1333+) 및 인덕터(1333-)로부터 출력된 송신 신호는 각각 안테나(1101+ 및 1101-)에 입력된다.
안테나에 의해 수신되고, 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)에 누설되는 수신 신호는 차동 신호이다. 그로 인해, 이들 수신 신호는 커패시터(1334)에 의해 영향을 받는다. 더욱 상세하게는, 커패시터(1334)는 커패시터(1334)를 구성하는 전극의 중앙에 가상 접지된 커패시터로서 간주될 수 있다. 그런 경우, 커패시터(1334)의 커패시턴스보다 2배의 커패시턴스를 갖는 커패시터가 각각의 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)에 접속되고, 상기 커패시터(1334)의 커패시턴스보다 2배의 커패시턴스를 갖는 커패시터들이 직렬로 접속되어 잇는 상태와 등가이다. 인덕터(1333+) 및 인덕터(1333-)간의 접속점은 또한 가상 접지점으로 간주될 수 있다. 여기에서, 상기 수신 신호의 주파수로서는 상기 인덕터(1333+) 및 커패시터(1334)의 커패시턴스보다 2배의 커패시턴스를 갖는 커패시터의 공진 주파수를 갖도록 설계되어야 한다. 따라서, 출력 노드(Ptxout+ 및 Ptxout-)에서 보았을 때 송신 회로(204)측의 임피던스가 매우 높아지고, 송신 회로로의 수신 신호 누설이 현저하게 감소된다. 유사하게, 출력 노드(Ptxout-) 상에서 송신 회로(204)로의 수신 신호 누설도 또한 현저하게 감소된다.
이러한 구성을 가짐으로써, 인덕터 및 커패시터를 포함하는 듀플렉서(3002)를 염가이고 소형으로 실현할 수 있게 된다.
또한, 인덕터(1333+ 및 1333-) 대신에 커패시터를 사용하거나, 커패시터(1334) 대신에 인덕터를 사용하는 것도 가능하다.
또, 커패시터(1334) 대신에 인덕터(1333+ 및 1333-)와 병렬로 접속되는 커패시터를 각각 사용하는 것도 가능하다.
이상의 설명에서는, 수신 신호의 주파수 대역의 차동 신호에 대한 필터(1321+ 및 1321-)의 입력 임피던스가 송신 신호의 주파수 대역의 동상 신호에 대한 입력 임피던스보다 약간 높은 경우에, 상기와 동일한 효과를 더 크거나 더 작은 정도로 얻을 수 있다.
도 29, 도 30의 (a) 및 도 30 (b)의 듀플렉서에 대해서는, 도 18에 나타내는 안테나에 상기 듀플렉서를 접속하는 경우에는, Ptxout+ 및 Pxrin+, Ptxout- 및 Pxrin-가 각각 접속되는 구성이 사용되어야 한다.
이상의 설명에서, 동상 신호는 반드시 동상 신호는 아니지만 대체로 동상 신호인 경우를 포함한다. 또한, 차동 신호는 반드시 차동 신호는 아니지만, 대체로 차동 신호인 경우를 포함한다. 그런 경우 거의 동일한 효과를 얻을 수 있다.
본 발명에 따르면, 동시 송수신시에 수신 감도 또는 송신 감도의 저하를 감소시킬 수 있으므로, 무선 통신 장치 또는 무선 통신 방법으로서 사용하는데 유용하다.

Claims (21)

  1. 제 1 안테나와,
    제 1 주파수 대역의 송신 신호를 출력하는 제 1 송신 장치와,
    상기 제 1 안테나에 접속되고 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하며, 상기 단상 입력 단자에 입력된 상기 송신 신호를 상기 제 1 안테나에 전달하고, 상기 제 1 안테나로부터 수신된, 상기 제 1 주파수 대역과 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 차동 신호로서 상기 평형 출력 단자에서 출력하는 제 1 듀플렉서와,
    상기 평형 출력 단자에 접속되고, 차동 성분의 신호의 이득이 동상(in-phase) 성분의 신호의 이득보다 높거나 상기 차동 성분의 신호의 손실이 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비한 제 1 수신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 듀플렉서는 제 1 위상 시프터, 제 2 위상 시프터, 제 3 위상 시프터, 제 4 위상 시프터, 제 5 위상 시프터 및 제 6 위상 시프터를 구비하고,
    상기 제 1 안테나는 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터에 접속되며,
    상기 제 1 수신 장치는 상기 제 3 위상 시프터 및 상기 제 4 위상 시프터를 통해 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터에 각각 접속되고,
    상기 제 1 송신 장치는 상기 제 5 위상 시프터 및 상기 제 6 위상 시프터를 통해 상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터에 각각 접속되며,
    상기 제 3 위상 시프터 및 상기 제 4 위상 시프터는 각각 상기 제 5 위상 시프터 및 상기 제 6 위상 시프터에 접속되고,
    상기 제 1 위상 시프터 및 상기 제 2 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 90도이며,
    상기 제 3 위상 시프터 및 상기 제 4 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 90도이고,
    상기 제 5 위상 시프터 및 상기 제 6 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 -90도인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  3. 제 1 송신 장치에 접속되는 단상 입력 단자 및 제 1 수신 장치에 접속되는 평형 출력 단자를 포함하며,
    상기 제 1 송신 장치는, 제 1 주파수 대역의 송신 신호를 출력하고, 상기 단상 입력 단자에 입력된 상기 송신 신호를 제 1 안테나에 전달하고, 상기 제 1 안테나로부터 수신된, 상기 제 1 주파수 대역과는 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 차동 신호로서 상기 평형 출력 단자에서 출력하고,
    상기 제 1 수신 장치는 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나, 상기 차동 성분의 신호의 손실이 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 제 1 듀플렉서.
  4. 안테나 장치에 있어서,
    수신 신호를 급전하는 제 1 급전점을 구비하고, 2 이상의 편향파를 또한 구비하는 제 2 안테나와,
    상기 제 2 안테나와 함께 배치되어 상기 수신 신호를 급전하는 제 2 급전점을 구비하고, 2 이상의 편향파를 또한 구비하는 제 3 안테나를 포함하며,
    상기 제 1 급전점은 상기 제 2 안테나의 수신 신호의 여진 방향측(exciting direction side)에 배치되고,
    상기 제 2 급전점은 상기 제 3 안테나의 수신 신호의 여진 방향의 반대 측에 배치되는 것을 특징으로 하는 안테나 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 안테나는 송신 신호를 급전하는 제 3 급전점을 구비하고,
    상기 제 3 안테나는 송신 신호를 급전하는 제 4 급전점을 구비하며,
    상기 제 3 급전점은 상기 제 2 안테나의 송신 신호의 여진 방향의 반대 측에 배치되고,
    상기 제 4 급전점은 상기 제 3 안테나의 송신 신호의 여진 방향의 반대 측에 배치되는 것을 특징으로 하는 안테나 장치.
  6. 무선 통신 장치에 있어서,
    송신 신호를 출력하는 제 2 송신 장치와,
    청구항 5에 기재된 안테나 장치와,
    상기 제 2 안테나 및 상기 제 3 안테나에 접속되고 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하며, 상기 단상 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 제 2 안테나 및 상기 제 3 안테나에 전달하고, 상기 제 2 안테나 및 상기 제 3 안테나에 의해 수신된 수신 신호를 상기 평형 출력 단자에서 출력하는 제 2 듀플렉서와,
    상기 평형 출력 단자에 접속되며, 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 상기 차동 성분의 신호의 손실이 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 제 1 수신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  7. 무선 통신 장치에 있어서,
    제 1 안테나와,
    송신 신호를 차동 신호로서 출력하는 제 3 송신 장치와,
    상기 제 1 안테나에 접속되고 평형 입력 단자 및 단상 출력 단자를 구비하며, 상기 평형 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 단상 신호로서 상기 제 1 안테나에 전달하고, 상기 제 1 안테나에 의해 수신된 단상 수신 신호를 상기 단상 출력 단자에 출력하는 제 3 듀플렉서와,
    상기 단상 출력 단자에 접속되는 제 2 수신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 3 듀플렉서는 제 7 위상 시프터, 제 8 위상 시프터, 제 9 위상 시프터, 제 10 위상 시프터, 제 11 위상 시프터 및 제 12 위상 시프터를 구비하고,
    상기 제 1 안테나는 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터에 접속되며,
    상기 제 2 수신 장치는 상기 제 9 위상 시프터 및 상기 제 10 위상 시프터를 통해 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터에 각각 접속되고,
    상기 제 3 송신 장치는 상기 제 11 위상 시프터 및 상기 제 12 위상 시프터를 통해 상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터에 각각 접속되며,
    상기 제 9 위상 시프터 및 상기 제 10 위상 시프터는 각각 상기 제 11 위상 시프터 및 상기 제 12 위상 시프터에 접속되고,
    상기 제 7 위상 시프터 및 상기 제 8 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 -90도이며,
    상기 제 9 위상 시프터 및 상기 제 10 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 90도이고,
    상기 제 11 위상 시프터 및 상기 제 12 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 -90도인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  9. 무선 통신 장치에 있어서,
    제 4 및 제 5 안테나와,
    송신 신호를 차동 신호로서 출력하는 제 3 송신 장치와,
    상기 제 4 안테나 및 상기 제 5 안테나에 접속되고 평형 입력 단자 및 단상 출력 단자를 구비하며, 상기 평형 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 제 4 및 제 5 안테나에 전달하고, 상기 제 4 안테나 및 상기 제 5 안테나에 의해 수신된 수신 신호를 단상 신호로서 상기 단상 출력 단자에 출력하는 제 4 듀플렉서와,
    상기 단상 출력 단자에 접속되는 제 2 수신 장치를 포함하고,
    상기 제 4 및 제 5 안테나는 상기 송신 신호를 차동 신호로서 방출하도록 형성되어 배치되며, 상기 수신 신호를 동상 신호로서 상기 제 4 듀플렉서에 전달하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 4 및 제 5 안테나는, 상기 수신 신호를 동상 신호로서 상기 제 4 듀플렉서에 전달하도록 형성되어 배치되는 대신에, 상기 수신 신호를 상기 차동 신호로서 상기 제 4 듀플렉서에 전달하도록 형성되어 배치되고,
    상기 제 4 듀플렉서는 상기 차동 신호로서 입력된 상기 수신 신호를 상기 동상 신호로 변환하여 상기 단상 신호로서 상기 단상 출력 단자에 출력하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  11. 무선 통신 장치에 있어서,
    제 6 및 제 7 안테나와,
    송신 신호를 차동 신호로서 출력하는 제 3 송신 장치와,
    상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나에 접속되고 평형 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하고, 상기 평형 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나에 전달하고, 상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나에 의해 수신된 수신 신호를 차동 신호로서 상기 평형 출력 단자에 출력하고, 상기 송신 신호의 일부를 동상 신호로서 상기 평형 출력 단자에 출력하는 제 5 듀플렉서와,
    상기 평형 출력 단자에 접속되고 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높거나 상기 차동 성분의 신호의 손실이 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 회로를 구비하는 제 1 수신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 5 듀플렉서는 제 13 위상 시프터, 제 14 위상 시프터, 제 15 위상 시프터, 제 16 위상 시프터, 제 17 위상 시프터 및 제 18 위상 시프터를 구비하고,
    상기 제 6 안테나 및 상기 제 7 안테나는 각각 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터에 접속되며,
    상기 제 1 수신 장치는 상기 제 15 위상 시프터 및 상기 제 16 위상 시프터를 통해 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터에 각각 접속되고,
    상기 제 3 송신 장치는 상기 제 17 위상 시프터 및 상기 제 18 위상 시프터를 통해 상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터에 각각 접속되며,
    상기 제 15 위상 시프터 및 상기 제 16 위상 시프터는 각각 상기 제 17 위상 시프터 및 상기 제 18 위상 시프터에 접속되고,
    상기 제 13 위상 시프터 및 상기 제 14 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 -90도이며,
    상기 제 15 위상 시프터 및 상기 제 16 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 90도이고,
    상기 제 17 위상 시프터 및 상기 제 18 위상 시프터 간의 위상 시프트량의 차는 90도인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  13. 제 1 항, 제 6 항, 제 11 항 및 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 수신 장치는, 상기 차동 성분의 신호의 이득이 상기 동상 성분의 신호의 이득보다 높은 증폭기를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  14. 제 1 항, 제 6 항, 제 11 항 및 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 수신 장치는, 상기 차동 성분의 신호의 손실이 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 수신 장치는, 상기 증폭기의 후단에 접속되어 상기 수신 신호를 다운 변환(down-converting)시키는 다운 믹서를 구비하고,
    상기 다운 믹서는, 상기 동상 성분의 신호의 이득보다 높은 상기 차동 성분의 신호의 이득 또는 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮은 상기 차동 성분의 신호의 손실을 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 차동 성분의 신호로서의 상기 수신 신호 중 하나가 자신의 베이스측에 입력되는 제 1 트랜지스터와,
    상기 차동 성분의 신호로서의 상기 수신 신호 중 다른 하나가 자신의 베이스측에 입력되는 제 2 트랜지스터를 구비하고,
    상기 제 1 트랜지스터의 에미터측은 상기 제 2 트랜지스터의 에미터측에 접속되며,
    상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 에미터측 간의 접속점은 소정의 인덕턴스를 갖는 제 1 인덕터를 통해 접지에 접속되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  17. 무선 통신 장치에 있어서,
    송신 신호를 출력하는 제 2 송신 장치와,
    안테나 장치와,
    상기 안테나 장치에 접속되고 단상 입력 단자 및 평형 출력 단자를 구비하며, 상기 단상 입력 단자에 입력되는 상기 송신 신호를 상기 안테나 장치에 전달하고, 상기 안테나 장치에 의해 수신된 수신 신호를 상기 평형 출력 단자에서 출력하는 제 6 듀플렉서를 포함하고,
    상기 제 6 듀플렉서는 상기 송신 신호의 주파수 대역의 단상 신호에 대한 임피던스보다 높은 상기 수신 신호의 주파수 대역의 차동 신호에 대한 임피던스를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 6 듀플렉서는, 상기 수신 신호의 주파수 대역의 차동 신호를 통과시키지 않고, 상기 송신 신호의 주파수 대역의 단상 신호를 손실 없이 통과시키는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 6 듀플렉서는 상기 수신 신호의 주파수 대역의 파장의 1/4의 길이를 갖는 2개의 1/4 파장 라인을 구비하고, 상기 단상 신호는 상기 1/4 파장 라인의 각각의 일측에 전달되며, 상기 안테나 장치는 상기 1/4 파장 라인의 각각의 타측에 접속되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 6 듀플렉서는 인덕터 및 커패시터로 이루어지는 병렬 공진 회로를 구비하고, 상기 병렬 공진 회로는 상기 수신 신호의 주파수 대역에서 공진하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  21. 무선 통신 방법에 있어서,
    제 1 듀플렉서의 단상 입력 단자에 입력되는 제 1 주파수 대역의 송신 신호를 제 1 안테나에 전달하는 단계와,
    상기 제 1 안테나로부터 수신된, 상기 제 1 주파수 대역과 다른 제 2 주파수 대역의 수신 신호를 차동 신호로서 상기 제 1 듀플렉서의 평형 출력 단자에서 출력하는 단계와,
    상기 차동 신호로서 출력된 수신 신호가 입력된 수신장치에 있어서, 차동 성분의 신호의 이득이 동상 성분의 신호의 이득보다 높게 하거나, 상기 차동 성분의 신호의 손실이 상기 동상 성분의 신호의 손실보다 낮게 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 방법.
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