CN100525128C - 无线通信设备 - Google Patents

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CN100525128C CNB2003101223422A CN200310122342A CN100525128C CN 100525128 C CN100525128 C CN 100525128C CN B2003101223422 A CNB2003101223422 A CN B2003101223422A CN 200310122342 A CN200310122342 A CN 200310122342A CN 100525128 C CN100525128 C CN 100525128C
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Abstract

无线通信设备包括天线；输出处于第一频带的发射信号的发射电路；与天线相连并具有单相位输入端和平衡输出端的双工器，该双工器用于将输入到单相位输入端的发射信号传送到天线并从平衡输出端将实质上与天线接收的处于第一频带信号不同的处于第二频带的接收信号作为差分信号输出；以及与所述平衡输出端相连并带有电路的第一接收设备，在所述电路中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。

Description

无线通信设备
技术领域
本发明涉及带有诸如便携式电话之类发射器和接收器的通信系统中信号的同步传输和接收领域，更具体地，是一种在通信系统中使用诸如CDMA方法之类具有包络分量的调制方法的无线通信设备。
背景技术
近年来，由于移动通信和通信技术发展需要的加大，蜂窝通信系统的发展非常迅速。
蜂窝无线通信系统中使用的无线通信设备的结构如图31中方框图所示。在该图中，参考号1801表示天线，1802表示双工器(天线共享设备)，1803表示接收电路以及1804表示发射电路。
在图31所示的无线通信设备中，天线1801接收来自基站的无线频率信号并接着将该信号经双工器1802发送到接收电路1803，在此将该信号进行高频放大并除去不必要的处于接收频带外的波，然后转换为中频信号，这样就将中频信号解调并转换为基带信号。还包括对发送基带信号的预定信号处理，然后将该信号输入到发射电路1804，在此对载波信号进行调制，这样就将调制的载波转换到无线频率并放大到预定发送功率以经双工器1802从天线1801发送到基站。
附带地，接收电路1803使用了低噪声放大器作为高频放大器。在双工器将没有被其自身完全衰减掉的发射信号泄漏输入到低噪声放大器的情况下，下面三个因素会分别引起接收的退化。
首先，是因为大量功率的发射信号泄漏导致低噪声放大器噪声特性的退化。图32所示为发射信号泄漏电平和噪声系数之间关系的例子。这是由于发射信号泄漏引起的低噪声放大器中电流增大而引起电流噪声增大导致的，或者由于发射信号泄漏导致接收频带中的高频热噪声被下转换或相反地，导致接收频带中的低频热噪声被上转换。
第二，是因为大量功率发射信号泄漏导致低噪声放大器的增益压缩。图33所示为发射信号泄漏电平和增益之间的关系。一般地，低噪声放大器后继级的电路中噪声系数要比低噪声放大器的噪声系数低5到10dB。如果低噪声放大器的增益足够高，就可以减小后继级电路噪声特性的影响。不过，如果发射信号泄漏减小了低噪声放大器的增益，则会明显影响在后继级的电路噪声特性，这样随后会使接收退化。
第三，是因为大量功率的发射信号泄漏导致互调。在选用CDMA方法的便携式电话或类似的情况下，如图34所示，其自身发射波有振幅可变分量。所以，例如如果在希望被接收的波附近有使用CDMA蜂窝系统的临近频带的模拟蜂窝系统窄带干扰波，则由于低噪声放大器的第三级失真，发射信号泄漏的幅度可变分量会引起互调。如图35所示，发射信号泄漏移向干扰波且其中一部分被作为干扰加入接收频带。
当无线通信设备远离基站且接收信号电平低时，CDMA蜂窝系统采用加大发射信号功率的所谓开环发送功率控制。例如在无线通信设备处于小区边缘区域的情况下，由于互调作用的干扰，在加速快走时接收性能会退化。在最坏情况下，可能会使呼叫中断。
为了避免上述问题，有必要在大约—5到—3dBm处接收高频单元提供的低噪声放大器中设置一个输入1dB增益压缩点(P1dB)，并在其中大约5到7dBm处设置一个输入第三级截取点(IIP3)。不过为了实现上述，需要将电流消耗从10mA以上增加到20mA以上。如果这样做了，则问题在于明显减少了CDMA无线通信设备的待机时间，这是不希望的。
“无线接收器及其接收高频单元和控制单元”(参看公开号为11—274968的日本专利)和“移动通信设备”(参看公开号为2000—286746的日本专利)被看作是现有的提高了待机时间缩减的无线通信设备例子，这种待机时间减少是由于双工器没有完全衰减其自身发射信号泄漏而导致的接收退化引起的。其中任一种方法都包括了增大电流消耗、执行低失真的模式和执行低电流消耗的模式，且对这些模式进行转换，诸如在同步发射或接收时采用低失真模式，在非发射时间采用低电流消耗模式，这样就提高了待机时间性能。至于用于执行模式转换的方法，公开号为11—274968的日本专利说明了利用高频开关转换两种类型低噪声放大器方法的使用，且公开号为2000—286746的日本专利说明了转换低噪声放大器中切换电流运行的方法的使用。
由于频率转换的原因，下混频器用于接收电路1803。至于这种下混频器，同低噪声放大器一样，由于发射信号泄漏导致了接收退化。如果直接将低噪声放大器与下混频器相连，就将被低噪声放大器发大的发射信号泄漏输入到下混频器，会使接收进一步退化。如果为了改善这种情况而增大下混频器的电流，则需要比低噪声放大器更大的电流消耗。所以，一般会在低噪声放大器和下混频器之间使用级间滤波器，这样来减小输入到下混频器的发射信号泄漏。上述文件的公开在此被整体引入作为参考。
发明内容
不过，对于上述现有的无线通信设备来说，必须要在发射电路运行于同步发射和接收之前结束切换到低失真模式并在结束同步发射和接收之间保持低失真模式。所以，仅仅在频繁转换传送开和关的情况下会稍微提高一点待机时间性能。切换模式的控制电路电流消耗也会增大。
此外，由于在低噪声放大器和下混频器之间需要级间滤波器，会使无线部分变得更大。
此外，在无线通信设备靠近基站的情况下，接收信号电平变高而发射信号功率变低。在这种情况下，在如图31所示的无线天线设备中，当从天线1801输入的接收信号泄漏到了双工器1802的发射电路1804中时，会使发射信号的噪声特性退化。
考虑到上述问题，本发明的目的是提供一种能够减少同步发射和接收中的接收退化而不会减少待机时间的无线通信设备和无线通信方法。
另一个目的是提供一种能够输出差分信号用于此用途的天线设备。
本发明的另一个目的是提供能够减少同步发射和接收中的发射信号退化的无线通信方法和无线通信设备。
本发明第一方面的无线通信设备包括：
第一天线；
输出处于第一频带的发射信号的第一发射设备；
具有单相位输入端和平衡输出端并与第一天线相连的第一双工器，用于将输入到所述单相位输入端的所述发射信号传送到所述第一天线，并且从所述平衡输出端将处于实质上与所述第一天线接收的所述第一频带不同的第二频带的接收信号作为差分信号输出；以及
与所述平衡输出端相连的带有电路的第一接收设备，在所述电路中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
本发明的第二方面是根据本发明第一方面的无线通信设备，其中所述第一双工器包括第一移相器、第二移相器、第三移相器、第四移相器、第五移相器和第六移相器；
所述第一天线被连接到所述第一移相器和所述第二移相器；
所述第一接收设备分别经所述第三移相器和所述第四移相器连接到所述第一移相器和所述第二移相器；
所述第一发射设备分别经所述第五移相器和所述第六移相器连接到所述第一移相器和所述第二移相器；
所述第三移相器和所述第四移相器分别连接到所述第五移相器和所述第六移相器；
所述第一移相器和所述第二移相器之间的相移量的差实质上为90度；
所述第三移相器和所述第四移相器之间的相移量的差实质上为90度；以及
所述第五移相器和所述第六移相器之间的相移量的差实质上为—90度；
本发明的第三方面是一种第一双工器，该双工器包括与第一发射设备相连的单相位输入端和与第一接收设备相连的平衡输出端，其中：
所述第一发射设备输出处于第一频带的发射信号，将被输入到单相位输入端的发射信号传送到所述第一天线并将实质上处于与所述第一天线接收的第一频带不同的第二频带的接收信号作为差分信号输出到所述平衡输出端；以及
所述第一接收设备具有电路，在所述电路中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
本发明第四方面的天线设备包括：
第二天线，该天线具有馈送接收信号的第一馈电点和两个或多个极化波；以及
与所述第二天线一起放置的第三天线，并且该第三天线具有馈送接收信号的第二馈电点和两个或多个极化波，其中：
所述第一馈电点实质上位于所述第二天线接收信号的激励方向侧；以及
所述第二馈电点实质上位于所述第三天线接收信号的激励方向侧的反方向侧。
本发明的第五方面为根据本发明第四方面的天线设备，其中所述第二天线具有用于馈送发射信号的第三馈电点；
所述第三天线有用于馈送发射信号的第四馈电点；
所述第三馈电点实质上位于所述第二天线发射信号的激励方向侧的反方向侧；以及
所述第四馈电点实质上位于所述第三天线接收信号的激励方向侧的反方向侧。
本发明第六方面的无线通信设备包括：
输出发射信号的第二发射设备；
根据本发明第五方面的天线设备；
具有单相位输入端和平衡输出端并与所述第二天线和第三天线相连的第二双工器，用于将输入到所述单相位输入端的所述发射信号传送到所述第二天线和第三天线，并且从所述平衡输出端将所述第二天线和第三天线接收到的接收信号输出；以及
与所述平衡输出端相连的带有电路的第一接收设备，在所述电路中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
本发明第七方面的无线天线设备包括：
第一天线；
将发射信号作为差分信号输出的第三发射设备；
具有平衡输入端和单相位输出端并与第一天线相连的第三双工器，用于将输入到所述平衡输入端的所述发射信号作为单相位信号传送到所述第一天线，并且将第一天线接收到的单相位接收信号输出到所述单相位输出端；以及
与所述单相位输出端相连的第二接收设备。
本发明的第八方面为根据本发明第七方面的无线通信设备，其中所述第三双工器包括第七移相器、第八移相器、第九移相器、第十移相器、第十一移相器和第十二移相器；
所述第一天线被连接到所述第七移相器和所述第八移相器；
所述第二接收设备分别经所述第九移相器和所述第十移相器连接到所述第七移相器和所述第八移相器；
所述第三发射设备分别经所述第十一移相器和所述第十二移相器连接到所述第七移相器和所述第八移相器；
所述第九移相器和所述第十移相器分别连接到所述第十一移相器和所述第十二移相器；
所述第七移相器和所述第八移相器之间的相移量的差实质上为—90度；
所述第九移相器和所述第十移相器之间的相移量的差实质上为90度；
所述第十一移相器和所述第十二移相器之间的相移量的差实质上为—90度；
本发明第九方面的无线通信设备包括：
第四和第五天线；
将发射信号作为差分信号输出的第三发射设备；
具有平衡输入端和单相位输出端并与所述第四天线和所述第五天线相连的第四双工器，用于将输入到所述平衡输入端的所述发射信号传送到所述第四天线和所述第五天线，并且将所述第四天线和所述第五天线接收到的接收信号作为单相位信号输出到所述单相位输出端；以及
与所述单相位输出端相连的第二接收设备，其中构成并放置了所述第四和第五天线，用于实质上将发射信号作为差分信号发射并实质上将所述接收信号作为同相信号传送到所述第四双工器。
本发明的第十方面为根据本发明第九方面的无线通信设备，其中构成并放置了所述第四和第五天线，用于将所述接收信号作为差分信号传送到所述第三双工器，而不是构成并放置以用于将所述接收信号作为同相信号传送到所述第四双工器；以及
所述第四双工器将所述作为差分信号输入的接收信号转换为同相信号并将该信号作为单相位信号输出到所述单相位输出端。
本发明第十一方面的无线通信设备包括：
第六和第七天线；
将发射信号作为差分信号输出的第三发射设备；
具有平衡输入端和平衡输出端并与所述第六天线和所述第七天线相连的第五双工器，用于将输入到所述平衡输入端的所述发射信号传送到所述第六天线和所述第七天线，并且将所述第六天线和所述第七天线接收到的接收信号作为差分信号输出到所述平衡输出端以及将所述发射信号的一部分实质上作为同相信号输出到所述平衡输出端；以及
与所述平衡输出端相连的带有电路的第一接收设备，在所述电路中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
本发明的第十二方面为根据本发明第十一方面的无线通信设备，其中所述第五双工器包括第十三移相器、第十四移相器、第十五移相器、第十六移相器、第十七移相器和第十八移相器；
所述第六天线和第七天线分别被连接到所述第十三移相器和所述第十四移相器；
所述第一接收设备分别经所述第十五移相器和所述第十六移相器连接到所述第十三移相器和所述第十四移相器；
所述第三发射设备分别经所述第十七移相器和所述第十八移相器连接到所述第十三移相器和所述第十四移相器；
所述第十五移相器和所述第十六移相器分别连接到所述第十七移相器和所述第十八移相器；
所述第十三移相器和所述第十四移相器之间的相移量的差实质上为—90度；
所述第十五移相器和所述第十六移相器之间的相移量的差实质上为90度；
所述第十七移相器和所述第十八移相器之间的相移量的差实质上为90度。
本发明的第十三方面为根据本发明第一、第六、第十一和第十二方面中任意一方面的无线通信设备，其中所述第一接收设备具有一个放大器，在所述放大器中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益。
本发明的第十四方面为根据本发明第一、第六、第十一和第十二方面中任意一方面的无线通信设备，其中所述第一接收设备具有一个滤波器，在所述滤波器中差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
本发明的第十五方面为根据本发明第十三方面的无线通信设备，其中所述第一接收设备有下转换所述接收信号的、连接于所述放大器后继级的下混频器；以及
所述下混频器中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
本发明的第十六方面为根据本发明第十五方面的无线通信设备，包括：
第一晶体管，将作为所述差分信号的接收信号其中之一输入到该第一晶体管的基极侧；以及
第二晶体管，将其他作为所述差分信号的接收信号输入到该第二晶体管的基极侧，其中：
所述第一晶体管的发射极侧与所述第二晶体管的发射极侧相连；以及
将其连接点经具有预定电感的第一电感器接地。
本发明第十七方面的无线通信设备包括：
输出发射信号的第二发射设备；
天线设备；
具有单相位输入端和平衡输出端并与所述天线设备相连的的第六双工器，用于将输入到所述单相位输入端的发射信号传送到所述天线设备，并将所述天线设备接收到的接收信号从所述平衡输出端输出；以及其中：
所述第六双工器对于处于所述接收信号频带的差分信号的阻抗高于处于所述发射信号频带的单相位信号的阻抗。
本发明的第十八方面是根据本发明第十七方面的无线通信设备，其中所述第六双工器实质上不使处于所述接收信号频带的差分信号通过而是实质上使处于所述发射信号频带的单相位信号无损地通过。
本发明的第十九方面是根据本发明第十八方面的无线通信设备，其中所述第六双工器有波长实质上为所述接收信号频带波长的1/4的两个1/4波长线，且所述单相位信号被传送到所述1/4波长线的任意一侧并且所述天线设备被连接到所述1/4波长线任意一侧的另一侧。
本发明的第二十方面是根据本发明第十七方面的无线通信设备，其中所述第六双工器有并联的谐振电路，用于在其阻抗的中间点将所述单相位信号传送到该电路且所述并联谐振电路在所述接收信号的频带谐振。
根据本发明第二十一方面的无线通信方法包括步骤：
将输入到第一双工器的单相位输入端的处于第一频带的发射信号传送到第一天线；
从所述第一双工器的平衡输出端将处于实质上与所述第一天线接收的所述第一频带不同的第二频带的接收信号作为差分信号输出；以及
对于实质上作为差分信号输出的接收信号，使差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或使差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
根据本发明，可以提供减少了其中同步接收或发射中接收信号退化的无线通信设备和无线通信方法。
根据本发明，还可以提供能够将接收信号作为差分信号输出的天线设备。
根据本发明，可以提供减少了其中同步接收或发送中发射信号退化的无线通信设备和无线通信方法。
附图说明
图1所示为根据本发明第一实施例的一种无线通信设备结构的示意图；
图2所示为根据本发明第一实施例的无线通信设备操作的示意图；
图3所示为根据本发明第一实施例的无线通信设备中双工器结构例子的电路示意图；
图4所示为根据本发明第一实施例的无线通信设备中双工器结构例子的电路示意图；
图5所示为根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的低噪声放大器电路例子的示意图；
图6(a)所示为用于根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的低噪声放大器的S参数差分分量和同相分量的S11A的示意图；
图6(b)所示为用于根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的低噪声放大器的差分分量和同相分量的S21C的示意图；
图7(a)所示为另一个根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的低噪声放大器电路例子一部分的示意图；
图7(b)所示为另一个根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的低噪声放大器电路例子一部分的示意图；
图8所示为另一个根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的滤波器电路例子的示意图；
图9(a)所示为另一个根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的滤波器电路例子一部分的示意图；
图9(b)所示为另一个根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的滤波器电路例子一部分的示意图；
图10所示为根据本发明第一实施例的无线通信设备中接收电路的下混频器电路例子一部分的示意图；
图11所示为根据本发明第二实施例的无线通信设备结构的示意图；
图12所示为根据本发明第二实施例的无线通信设备移相器电路例子的示意图；
图13所示为根据本发明第三实施例的一种无线通信设备结构的示意图；
图14(a)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图14(b)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图14(c)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图15(a)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图15(b)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图15(c)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图16(a)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图16(b)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图16(c)所示为用于根据本发明第三实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图17所示为根据本发明第四实施例的无线通信设备结构的示意图；
图18(a)所示为用于根据本发明第四实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图18(b)所示为用于根据本发明第四实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图18(c)所示为用于根据本发明第四实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图19(a)所示为用于根据本发明第四实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图19(b)所示为用于根据本发明第四实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图19(c)所示为用于根据本发明第四实施例的无线通信设备中天线例子的结构示意图；
图20所示为根据本发明第五实施例的无线通信设备结构的示意图；
图21所示为根据本发明第五实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图22所示为根据本发明第六实施例的无线通信设备结构的示意图；
图23所示为根据本发明第七实施例的无线通信设备结构的示意图；
图24所示为根据本发明第五实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图25所示为根据本发明第八实施例的无线通信设备结构的示意图；
图26所示为根据本发明第八实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图27所示为根据本发明第八实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图28所示为根据本发明第九实施例的无线通信设备的结构示意图；
图29所示为根据本发明第九实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图30(a)所示为根据本发明第九实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图30(b)所示为根据本发明第九实施例的无线通信设备中双工器例子的结构示意图；
图31所示为现有技术的无线通信设备的结构示意图；
图32所示为在现有技术的无线通信设备中传输干扰波泄漏电平和低噪声放大器的噪声参数之间的关系；
图33所示为在现有技术的无线通信设备中传输干扰波泄漏电平和低噪声放大器的增益之间的关系；
图34所示为在现有技术无线通信设备中QPSK调制波的相位转换；以及
图35所示为在现有技术无线通信设备中由于高功率调制干扰波导致的互调干扰的机制。
101、1101+、1101—、1401+、1401、1601+、1601—、1701+、1701—天线
102、902、1102、1402、1602、1702 双工器
103、1603 接收电路
104、1604 发射电路
905 移相器
具体实施方式
下面将参考附图对本发明的实施例进行说明。
第一实施例
图1所示为根据本发明第一实施例的无线通信设备的电路示意图。在此图中，参考号101表示对应着本发明第一天线例子的单相位输入—输出天线；102表示作为本发明第一双工器例子的双工器(天线共享设备)，该双工器的发射输入端为单相位输入类型、输入—输出端为单相位输入—输出类型且接收输出端为平衡输出类型；103表示作为本发明第一接收设备例子的差分输入接收电路以及104表示作为本发明第一发射设备例子的单相位输出发射电路。双工器102将从天线输入—输出端输入的处于接收信号频带(对应着本发明的第二频带)的信号作为差分信号输出到接收输出端，并从接收输出端将从发射输入端输入的处于发射信号(发射信号泄漏)频带(对应着本发明的第一频带)的信号的一部分作为同相信号输出。
对于图1中所示的无线通信系统来说，与常规的例子相同，天线101接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号经双工器102输入到接收电路103，在此将该信号进行高频放大并除去不必要的接收频带外的波，然后将信号转换为中频信号，这样就将接收的信号解调并转换成了基带信号。这还包括对发射基带信号执行预定的信号处理并将基带信号输入到发射电路104，在此对载波信号进行调制，这样就将调制的载波转换到无线频率并放大到预定发送功率以经双工器102从天线101发送到基站。输入到双工器102的一部分发射信号泄漏到了接收电路103。
将利用图2详细说明根据本发明第一实施例的无线通信设备的操作。将天线101接收的希望的接收信号作为单相位信号输入到双工器102，并将该输入单相位信号转换为差分信号并输入到接收电路103。另一方面，将从发射电路104输出的发射信号作为单相位信号从双工器102输出到天线101，且一部分信号从双工器102泄漏到了接收电路103。这里，接收电路103采用了高共模抑制比(CMRR)的电路结构，具体地是作为本发明放大器例子的低噪声放大器105、作为本发明滤波器例子的级间滤波器106和下混频器107。所以，与接收电路103的低噪声放大器105和下混频器107中作为差分信号的接收信号的增益相比，可以减小作为同相信号的发射信号泄漏的增益。如上所述，级间滤波器106选择性地使希望的差分波通过并选择性地抑制同相干扰波。所以，与相同大小的单相位(单输入单输出)滤波器相比，就可以明显地衰减作为同相信号的发射信号泄漏，而不用区分同相和差分。
发射信号泄漏引起的低噪声滤波器105或下混频器107饱和导致了由于作为退化接收后的因素的发射信号泄漏而引起的噪声特性退化、增益压缩和互调失真。作为这里的因素，发射信号泄漏电平明显地高于接收信号的电平。所以，如果在常规的无线通信设备中将接收信号放大到需要的电平，则也会将发射信号泄漏放大，这样低噪声放大器105或下混频器107会变得饱和。不过，对于图1中所示的无线通信系统来说，可以只增大接收信号，这样就减小了低噪声放大器105或下混频器107的饱和度。
这样，图1所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路103以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路103的电路结构。并且将高共模抑制比的电路用作接收电路103，这样就减小了同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路103中的电流消耗。这样，还可以减小双工器102中发射信号频带的衰减量，从而减小了双工器102的大小。
可以使用差分天线来取代天线101。
在接收电路103中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
图3所示为双工器102例子的结构。
在图3中，移相器2901十对应着本发明的第一移相器，移相器2901—对应着本发明的第二移相器，移相器2902+对应着本发明的第三移相器，移相器2902—对应着本发明的第四移相器，移相器2903+对应着本发明的第五移相器，移相器2903—对应着本发明的第六移相器。
分别经移相器2901+、2901—和移相器2902+、2902—将天线101接收的接收信号输入到接收电路103。分别经移相器2903+、2903—和移相器2901+、2901—将从发射电路104输出的发射信号输入到天线101。
接着，将进一步详细说明本发明的双工器102的操作。如果移相器2901+、2901—、2902+、2902—、2903+和2903—的相位变化(移位)量分别为ΦANT1、ΦANT2、ΦRX1、ΦRX2、ΦTX1和ΦTX2，以下为相位变化量之间的关系。
(公式1)
ΦANT1—ΦANT2＝90deg.        (1)
ΦRX1—ΦRX2＝90deg.          (2)
ΦTX1—ΦTX2＝—90deg.        (3)
这样，将天线101接收的接收信号作为差分信号输入到接收电路103。将从发射电路104输出的单相位发射信号作为单相位信号输入到天线101。此外，将从发射电路104输出的单相位发射信号作为同相信号输入到接收电路103。
利用这种结构可以实现将从天线101接收的接收信号作为差分信号输出到接收电路103以及将发射电路104的发射信号泄漏作为同相信号输出到接收电路103。所以，可以减小同步发射和接收中的接收退化。
还可以使用满足公式(1)到(3)的滤波器来代替移相器2901+、2901—、2902+、2902—、2903+和2903—。
还可以将如图4所示的结构用于具体实现图3中的电路。在图4中，线3201和3202分别对应着图3中的移相器2901+和2901—，且线3201和3202之间的长度差为1/4波长。线3203为1/4波长线，对于处于发射频带的信号，带通滤波器3204的阻抗足够地低且具有使处于接收频带信号通过的特性。线3203和带通滤波器3204对应着图3中的移相器2902+。对于处于发射频带的信号，带通滤波器3205的阻抗足够地高且具有使处于接收频带信号通过的特性。带通滤波器3205对应着图3中的移相器2902—。对于处于接收频带的信号，带通滤波器3206的阻抗足够地高且具有使处于发射频带信号通过的特性。带通滤波器3206对应着图3中的移相器2903+。对于处于接收频带的信号，带通滤波器3208的阻抗足够地低且具有使处于发射频带信号通过的特性。线3207为1/4波长线。带通滤波器3208和线3207对应着图3中的移相器2903—。
由于使用了这种结构的电路，所以从节点A1和A2看过去在发射频带接收电路103一侧的阻抗变得足够高，则减少了从发射电路104发送到天线101的信号损耗。此外，从节点A1和A2看过去在接收频带发射电路104一侧的阻抗变得足够高，则减少了从接收电路103从天线101接收到信号的损耗。
图5所示为具有高共模抑制比的低噪声放大器105结构的例子。在此图中，参考号301+表示本发明第一晶体管的例子，而301—表示本发明第二晶体管的例子。302+、302—表示晶体管，303+、303—、304、305+和305—表示电感器，306+、306—、307+和307—表示电容器，并且308表示偏置电路。输入节点P1+和P1—分别经电容器306+、306—与晶体管301+和301—的基极相连，晶体管301+和301—的集电极分别与晶体管302+和302—发射极相连，且晶体管302+和302—的集电极分别经电容器307+和307—与输出节点P2+和P2—相连。晶体管301+和301—的发射极经电感器303+和303—相互连接，并且电感器303+和303—的连接点分别经作为本发明第一电感器例子的电感器304与接地点相连。晶体管302+和302—的基极相互连接。电压电源节点Vcc分别经电感器305+和305—与晶体管302+和302—的集电极相连。偏置电路308向晶体管301+、301—、302+和302—的基极提供偏置。
下面将进一步详细说明图5中低噪声放大器105的操作。通过作为虚拟地的电感器303+和303—的连接点放大输入到输入节点P1+和P1—的差分信号。另一方面，通过与作为地的电感器304的接地节点放大输入到输入节点P1+和P1—的同相信号。所以，如果增大了电感器304的电感值，会将晶体管301+和301—的发射级与接地节点分离，这样同相信号的增益会小于差分信号的增益。具体地说，差分信号在输出节点P2+和P2—与上述连接点之间获得的信号电压高于同相信号在输出节点P2+和P2—与接地点之间获得的信号电压。晶体管301+和301—的发射极和接地点之间用于同相信号的阻抗会高于用于差分信号的阻抗，这样如果输入节点与差分信号匹配，则就不会与同相信号匹配。所以，当在相同电平输出差分信号和同相信号时，与差分信号相比明显地抑制了输出的同相信号，这样就得到了高共模抑制比。
图6所示为低噪声放大器105混频模式S参数的仿真结果。电感器303+和303—为1nH，电感器304为8nH。输入节点和输出节点具有与之相连的匹配电路，这样用于差分信号的S参数Sdd 11和Sdd 22在2.15GHz为100Ω。如图6(a)所示，如果与Sdd 11匹配，则不会与Scc
11匹配。从图6(b)中还可以看出Scc 21比Sdd 21低15dB，共模抑制比为15dB。
这样，对于图5中所示的低噪声放大器105来说，可以使晶体管301+和301—的发射极和接地点之间的用于同相信号的阻抗高于用于差分信号的阻抗，这样就增大了共模抑制比。
如图7(a)所示，还可以将作为第二电感器例子的电感器501代替电感器304并联到用作第一电容器例子的电容器502，这样就在同相信号(发射信号泄漏)的频率使并联电路谐振。利用这种结构可以使晶体管301+和301—的发射极和接地点之间的用于同相信号的阻抗高于用于差分信号的阻抗而无需使用很难作为IC的大电感器，从而增大了共模抑制比。如图7(b)所示，还可以使用具有并联连接的作为第二电感器另一个例子的电感器503和电阻504的电路。利用这种结构可以通过减小电阻的方式减小用于同相信号的低噪声放大器105的增益而无需使用很难作为IC的电感器，从而增大了共模抑制比。
图8所示为具有高共模抑制比的滤波器例子的结构示意图。在图8中，参考号601和602表示通频的1/2波长线，603和604表示电感器，且605、606+、606—和607表示电容器。输入节点P1+和P1—和输出节点P2+和P2—经电容器606+和606—相连。1/2波长线601、电感器603和电容器605连接于输入节点P1+和P1—之间。1/2波长线602、电感器604和电容器607连接在输出节点P2+和P2—之间。
下面将详细说明图8中滤波器的操作。1/2波长线601和602对于差分信号是开路而对于同相信号是短路。所以，输入到输入节点P1+和P1—的差分信号具有由包括电感器603、604和电容器605、606+、606—、607的带通滤波器选择的频率，并接着将其输出到输出节点P2+和P2—。另一方面，输入到输入节点P1+和P1—的同相信号在1/2波长线601和602被反射，且理想情况下不会在输出节点P2+和P2—被输出。所以，相对于同相信号，差分信号在通带中被抑制，即共模抑制比可以很高。
这样，对于图8所示的滤波器来说，利用对于差分信号是开路的电路和对于同相信号是短路的电路，可以使共模抑制比更高。
可以使用如图9(a)所示的电路来取代1/2波长线601和602。在图9(a)中，电感器701为第三电感器的例子、电容器702+为第二电容器的例子且电容器702—为第三电容器的例子。电感器701连接于输入节点P1+和P1—之间，而电容器702+和702—分别连接于输入节点P1+和P1—和地之间。此时，如果电感器701的电感值为2L且电容器702+和702—的电容值分别为C，可以确定L和C的值，则可以利用下式确定差分信号的频率fd。
(公式2)
fd＝1/(2π(LC)1/2)
还可以使用如图9(b)所示的电路。在图9(b)中，电容器703为第四电容器的例子、电感器704+为第四电感器的例子且电感器704—为第五电感器的例子。电容器703连接于输入节点P1+和P1—之间，而电感器704+和704—分别连接于输入节点P1+和P1—和地之间。此时，如果电容器703的电容值为2C且电感器704+和704—的电感值分别为L，可以确定L和C的值，则可以利用下式确定差分信号的频率fd。
(公式3)
fd＝1/(2π(LC)1/2)
利用这种结构，可以在集总参数电路中实现对于差分信号是开路而对于同相信号是短路的电路，这样使滤波器小型化。特别地，在发射信号频带高于接收信号频带的情况下，图9(a)中的结构是合适的，而在发射信号的频带低于接收信号频带的情况下，图9(b)中的结构是合适的。
图10所示为具有高共模抑制比的下混频器例子的结构示意图。在图10中，参考号801+、801—、802+、802—、803+和803—表示晶体管，804+、804—、805、806+和806—表示电感器，807+、807—、808+、808—、809+和809—表示电容器，且810表示偏置电路。输入节点P1+和P1—分别经电容器807+、807—与晶体管801+和801—的基极相连，晶体管801+和801—的集电极分别与晶体管802+、802—、803+和803—的发射极相连。晶体管802+和802—的集电极一起经电容器809+与输出节点P3+相连，而晶体管803+和803—的集电极一起经电容器809—与输出节点P3—相连。输入节点P2+经电容器808+与晶体管802+相连，而输入节点P2—经电容器808—与晶体管802—相连。晶体管801+和801—的发射极经电感器804+和804—相互连接，并且电感器804+和804—的连接点电感器805与接地点相连。电压电源节点Vcc经电感器806+与晶体管802+和802—的集电极相连，且电压电源节点Vcc经电感器806—与晶体管803+和803—的集电极相连。偏置电路810为晶体管801+、801—、802+、802—、803+和803—的基极提供偏置。
下面将进一步详细说明图10中的下混频器107的操作。将从输入节点P1+和P1—输入的天线接收的RF信号、从输入节点P2+和P2—输入的本地振荡器输出的本地信号以及为RF信号、本地信号频率之差的IF信号以及各个信号更高的谐波和互调波输出到输出节点P3+和P3—。通过作为虚拟地的电感器804+和804—的连接点放大输入到输入节点P1+和P1—的差分信号。另一方面，通过作为地的电感器805的接地节点放大输入到输入节点P1+和P1—的同相信号。所以，如果增大了电感器805的电感值，会将晶体管801+和801—的发射极与接地节点分离，这样同相信号的增益会小于差分信号的增益。在晶体管801+和801—的发射极和接地点之间用于同相信号的阻抗会高于用于差分信号的阻抗，这样如果输入节点与差分信号匹配，则就不会与同相信号匹配。所以，当在相同电平输入差分信号和同相信号时，与差分信号相比，明显地抑制了低噪声放大器105输出的同相信号，即得到了高共模抑制比。
这样，图10中所示的下混频器107可以通过使晶体管801+和801—的发射极和接地点之间的用于同相信号的阻抗高于用于差分信号的阻抗，来使共模抑制比更大。
还可以使用如图7(a)中所示的电路来代替电感器705作为图5中所示的低噪声放大器105。也可以使用图7(b)所示的电路。
(第二实施例)
图11所示为根据本发明第二实施例的无线通信设备结构的示意图。与图1中所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。在图11中，参考号902表示具有单相位输入—输出端的双工器，905表示具有单相位输入和平衡输出的移相器，该移相器将处于接收频带的信号作为差分信号输出并将处于发射频带的信号作为同相信号输出。这里作为例子的双工器902和移相器905对应着本发明的第一双工器。
对于图11中所示的无线通信系统来说，与图1相同，天线101接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号经双工器902和移相器905输入到接收电路103，并在此将该信号转换成基带信号。这还包括对发射基带信号执行预定的信号处理并将基带信号输入到发射电路104，在此将该信号转换到无线频率并放大到预定发送功率以经双工器902从天线101发送到基站。输入到双工器902的一部分发射信号泄漏到了接收电路103。
下面将详细说明图11中无线通信设备的操作。将天线101接收的希望的接收信号经双工器902输入到移相器905，并在此将该输入信号转换为差分信号并输入到接收电路103。另一方面，从发射电路104输出的发射信号的一部分从双工器902泄漏到了移相器905。移相器905将这种发射信号泄漏转换为同相信号，并输入到接收电路103。这里，接收电路103采用了高共模抑制比(CMRR)的电路结构，具体地是低噪声放大器105、级间滤波器106和下混频器107。所以，可以减小发射信号泄漏的增益，在接收电路103的低噪声放大器105和下混频器107中，与作为差分信号的接收信号的增益相比，作为一种同相信号的发射信号泄漏被减少。与单相位滤波器相比，利用级间滤波器106还可以明显地衰减为同相信号的发射信号泄漏。
这样，如图11所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路103以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路103的电路结构。并且将高共模抑制比的电路用作接收电路103，这样就减小了同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路103中的电流消耗。这样，还可以减小双工器902中发射信号频带的衰减量，从而减小了双工器902的大小。
在接收电路103中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
图12所示为移相器905例子的结构。在图12中，参考号1001表示相位延迟移相电路，1002表示相位超前移相电路，1003+和1003—表示第一带通滤波器和第二带通滤波器例子的J反相器类型滤波器电路。输入节点P1与移相电路1001和1002相连，移相电路1001和1002的输出分别与滤波器电路1003+和1003—相连，且滤波器电路1003+和1003—的输出分别与输出节点P2+和P2—相连。
相位延迟移相电路1001包括并联连接的作为第五电容器例子的电容器1011和串联连接的作为第六电感例子的电感器1012。相位超前移相电路1002包括并联连接的作为第七电感器例子的电感器1014和串联连接的作为第六电容器例子的电容器1013。滤波器电路1003+包括并联连接的电容器1015+和电感器1016+、串联连接的电容器1017+和并联连接的电容器1018+和电感器1019+。滤波器电路1003—包括相同的元件。滤波器电路1003+和1003—为使处于接收信号频带的信号通过的带通滤波器。在这种情况下，衰减了处于发射信号频带的信号，由于发射信号泄漏最初是要被适当地抑制的干扰波，这不会成为问题。
下面将详细说明图12中的移相器。
滤波器电路的通带为接收信号的频带。所以，当将从输入点P1输入的处于接收信号频带的信号输出到输出点P2+和P2—时，由通过移相电路1001和1002之间的相位差来确定信号之间的相位差。可以通过选择电容器1011、1013和电感器1012和1014的值来使在移相电路1001和1002之间的宽频带通过的相位差为180度。更具体地，将处于接收信号频带的信号作为差分信号输出。
另一方面，发射信号的频带为滤波器电路的截止带。所以，当将从输入点P1输入的处于发射信号频带的信号输出到输出点P2+和P2—时，信号之间的相位差明显地受到滤波器电路的影响。所以，处于发射信号频带的信号具有移相电路1001和1002之间的相位差。不过，通过稍微地偏离滤波器电路1003+和1003—中发射信号频带的通过相位，可以使输出端P2+和P20—之间的通过相位差为0度。更具体地，将处于发射信号频带的信号作为同相信号输出。
这样，利用图12中所示的移相器，可以实现将接收信号作为差分信号输出并将发射信号泄露作为同相信号输出的移相器。所以，可以减小同步发射和接收中的接收退化。
还可以在接收电路103中使用图5中所示的低噪声放大器105、图8所示的滤波器以及图10所示的下混频器。
根据此实施例的说明，移相器905可以与双工器902分离。不过，这样移相器905的功能也包含于第一实施例的双工器102之中。
(第三实施例)
图13所示为根据本发明第三实施例的无线通信设备的电路示意图。在图13中，与图1中所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。在图13中，天线1101+和天线1101—为本发明第二和第三天线的例子，包括分离端的双工器1102为本发明第二双工器的例子，即该双工器的发射输入端为单相位输入类型、接收输出端为平衡输出类型且天线输入—输出端为平衡输入—输出类型。
对于图13所示的无线通信系统来说，与图1相同，天线1101+和1101—接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号输入到双工器1101。此外，从双工器1102将该信号输入到接收电路103，并在此被转换成基带信号。对发射基带信号执行预定的信号处理并将基带信号输入到作为本发明第二发射设备例子的发射电路204，在此将该信号转换到无线频率并放大到预定发送功率以输入到双工器1102。此外，将该信号经双工器1102从天线1101+和1101—输出到发送到基站。输入到双工器1102的一部分发射信号泄漏到了接收电路103。
下面将详细说明根据本发明第三实施例的无线通信设备的操作。将天线1101+和1101—接收的希望的接收信号作为差分信号输入到双工器1102并进一步输入到接收电路103。另一方面，将从发射电路204输出的发射信号作为同相信号从双工器1102输出到天线1101+和1101—，且其中的一部分信号作为同相信号从双工器1102泄漏到了接收电路103。这里，接收电路103采用了高共模抑制比(CMRR)的电路结构，具体地是低噪声放大器105、级间滤波器106和下混频器107。所以，与作为差分信号的接收信号增益相比，可以减小作为同相信号的发射信号泄漏的增益。与单相位滤波器相比，利用级间滤波器106还可以明显地衰减作为同相信号的发射信号泄漏。
这样，如图13所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路103以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路103的电路结构。并且将高共模抑制比的电路用作接收电路103，这样就减小了同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路103中的电流消耗。这样，还可以减小双工器1102中发射信号频带的衰减量，从而减小了双工器1102的大小。
根据本发明第三实施例的无线通信设备中的噪声处于接收信号的频带，该接收信号是从发射电路204输出并作为同相信号输入到接收电路103。不过，与作为差分信号的接收信号增益相比，可以减小作为同相信号的发射信号泄漏的增益，这样就减小了来自发射电路204的噪声引起的接收退化。
这样，如图13所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路103以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路103的电路结构，并且将高共模抑制比的电路用作接收电路103，由此可以减小从发射电路204到双工器1102中的天线1101+和1101—的接收信号的频带的衰减量，从而减小了双工器1102的大小。
在接收电路103中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，从而使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
图14所示为天线1101+和1101—例子的结构。下面天线1101+和1101—表示可组成具有两个极化波的片状天线例子。在图14(a)中，参考号1201+和1201—为天线单元，作为本发明第二馈电点例子的馈电点1202+为用于接收信号的馈电点，且作为本发明第一馈电点例子的馈电点1202—为用于接收信号的馈电点。作为本发明第四馈电点例子的馈电点1203+为用于发射信号的馈电点，且作为本发明第三馈电点例子的馈电点1203—为用于发射信号的馈电点。参考号1204+和1204—为用于接收信号的馈电线且1205+和1205—为用于发射信号的馈电线。将天线单元1201+和1201—接收的接收信号经馈电线1204+和1204—从馈电点1202+和1202—输入到双工器1102。将从双工器1102输出的发射信号经馈电线1205+和1205—从馈电点1203+和1203—输入到天线单元1201+和1201一。
接着，将通过使用图14B和14C详细说明本发明天线设备的操作。
图14(b)所示为接收时天线1101+和1101—的操作。与从馈电点1202+和1202—的位置接收处于接收频带的信号作为输入信号，其中极化波平行于天线单元1201+和1201—共线的方向。且天线单元1201+和1201—的激励方向平行于极化波。在这种情况下，从馈电点1202+和1202—输出反相信号并经馈电线1204+和1204—将该差分信号传送到双工器1102和接收电路103。更具体地，如果馈电点1202+位于天线单元1201+的激励方向一侧，且馈电点1202—位于天线单元1201—与激励方向相反的一侧，则从馈电线1204+和1204—输出差分信号。
图14(c)所示为发射时天线1101+和1101—的操作。经馈电线1205+和1205—从双工器1102和发射电路204将同相信号输入到馈电点1203+和1203—。在这种情况下，同相激励天线单元1201+和1201—。从馈电点1203+和1203—的位置发送发射信号，极化波与天线单元1201+和1201—共线的方向垂直。
利用这种结构可以实现接收差分信号并输出同相信号的天线设备。在这种情况下，差分信号的极化波是水平的而同相信号的极化波是垂直的。
图15(a)所示为天线1101+和1101—另一结构例子。
在图15(a)中，与图14中所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。
接着，将通过使用图15B和15C详细说明本发明天线设备的操作。
图15(b)所示为接收时天线1101+和1101—的操作。从馈电点1202+和1202—的位置接收处于接收频带的信号作为输入信号，其中极化波垂直于天线单元1201+和1201—共线的方向。且天线单元1201+和1201—的激励方向平行于极化波。在这种情况下，从馈电点1202+和1202—输出反相信号，并经馈电线1204+和1204—将该差分信号传送到双工器1102和接收电路103。
图15(c)所示为发射时天线1101+和1101—的操作。经馈电线1205+和1205—从双工器1102和发射电路204将同相信号输入到馈电点1203+和1203—。在这种情况下，天线单元1201+和1201—被同相激励。从馈电点1203+和1203—的位置发送发射信号，极化波平行于天线单元1201+和1201—共线的方向。
利用这种结构可以实现接收差分信号并发送同相信号的天线设备。在这种情况下，差分信号的极化波是垂直的而同相信号的极化波是水平的。
图16(a)所示为另一个天线1101+和1101—例子的结构。
在图16中，与图14中所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。
接着，将通过使用图16B和16C详细说明本发明天线设备的操作。
图16(b)所示为接收时天线1101+和1101—的操作。将处于接收频带的极化波垂直于天线单元1201+和1201—共线方向的信号分解为其激励方向为沿极化波方向向右倾斜角度θ1的信号和其激励方向为沿极化波方向向左倾斜角度θ1的信号，并由天线单元1201+和1201—从馈电点1202+和1202—的位置进行接收。在这种情况下，从馈电点1202+和1202—输出反相信号并经馈电线1204+和1204—将该差分信号传送到双工器1102和接收电路103。
图16(c)所示为发射时天线1101+和1101—的操作。经馈电线1205+和1205—从双工器1102和发射电路204将同相信号输入到馈电点1203+和1203—。在这种情况下，从馈电点1203+和1203—的位置沿天线单元1201+和1201—共线的方向把发射信号发送到垂直极化波中。更准确地，天线单元1201+和1201—的激励方向分别为与其各自的极化波方向向右倾斜角度θ2和向左倾斜角度θ2，且其激励方向的合成矢量为极化波方向。
利用这种结构可以实现接收差分信号并发送同相信号的天线设备。在这种情况下，差分信号的极化波和同相信号的极化波都是垂直的。
优选的是角度θ1和角度θ2为45度。
还可以使用面阵列天线而不是片状天线(patch antenna)来作为天线单元1201+和1201—。
还可以采用馈电点1202+和1202—的输入阻抗与馈电点1203+和1203—的输入阻抗不同的结构。利用这种结构，可以减少从发射电路204到接收电路103的发射信号泄漏。
利用包括上述天线1101+和1101—的天线设备，还可以将接收信号作为差分信号输出而无需使用移相器905等。
(第四实施例)
图17所示为根据本发明第四实施例的无线通信设备的电路示意图。在图17中，与图1中所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。在图17中，天线1401+为本发明另一个第二天线的例子，而天线1401—为本发明另一个第三天线的例子。双工器1402为本发明另一个第二双工器的例子，其中发射输入端为单相位输入类型、接收输出端为平衡输出类型且天线输入—输出端为平衡输入—输出类型。
对于图17所示的无线通信系统来说，与图1相同，天线1401+和1401—接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号输入到双工器1402。此外，将从双工器1402输出的信号输入到接收电路103，并在此被转换成基带信号。对发射基带信号执行预定的信号处理并将基带信号输入到发射电路204，在此将该信号转换到无线频率并放大到预定发送功率以输入到双工器1402。此外，将该信号经双工器1402从天线1401+和1401—输出到发送到基站。输入到双工器1402的一部分发射信号泄漏到了接收电路103。
下面将详细说明根据本发明第四实施例的无线通信设备的操作。将天线1401+和1401—接收的希望的接收信号作为差分信号输入到双工器1402并进一步输入到接收电路103。另一方面，从发射电路204输出的发射信号作为同相信号从双工器1402输出到天线1401+和1401—，且其中的一部分信号作为同相信号从双工器1402泄漏到了接收电路103。这里，接收电路103采用了高共模抑制比(CMRR)的电路结构，具体地是低噪声放大器105、级间滤波器106和下混频器107。所以，与作为差分信号的接收信号增益相比，可以减小作为同相信号的发射信号泄漏的增益。与单相位滤波器相比，利用级间滤波器106还可以明显地衰减作为同相信号的发射信号泄漏。
这样，如图17所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路103以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路103的电路结构。并且将高共模抑制比的电路用作接收电路103，这样就减小了同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路103中的电流消耗。这样，还可以减小双工器1402中发射信号频带的衰减量，从而减小了双工器1402的大小。
根据本发明第四实施例的无线通信设备中的噪声处于接收信号的频带，该接收信号是从发射电路204输出并作为同相信号输入到接收电路103。所以，与作为差分信号的接收信号增益相比，可以减小作为同相信号的发射信号泄漏的增益，这样就减小了来自发射电路204的噪声引起接收的退化。
这样，如图17所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路103以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路103的电路结构，这样将高共模抑制比的电路用作接收电路103，由此减小来自发射电路204的噪声引起的接收退化。这样，可以从发射电路204到双工器1402中的天线1401+和1401—的接收信号频带的衰减量，从而减小了双工器1402的大小。
在接收电路103中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，从而使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
图18(a)所示为天线1401+和1401—例子的结构。
在图18(a)中，参考号1401+和1401—为天线单元，1502+和1502—分别为用于接收信号和发射的馈电点，且1503+和1503—分别为用于接收信号和发射信号的馈电线。将天线单元1501+和1501—接收的接收信号经馈电线1503+和1503—从馈电点1502+和1502—输入到双工器1402。将从双工器1402输出的发射信号经馈电线1503+和1503—从馈电点1502+和1502—输入到天线单元1501+和1501—。
接着，将通过使用图18B和18C详细说明本发明天线设备的操作。
图18(b)所示为接收时天线1501+和1501—的操作。在接收处于接收频带信号作为平行于天线单元1501+和1501—共线方向的极化波中的接收信号的情况下，天线单元1501+和1501—的激励方向平行于极化波。从馈电点1502+和1502—输出反相信号并经馈电线1504+和1504—将该差分信号传送到双工器1402和接收电路103。在接收处于接收频带的信号作为垂直于天线单元1501+和1501—共线方向的极化波中的接收信号的情况下，基于相同的方式将接收信号作为同相信号传送到接收电路103中，并在接收电路103中进行衰减。
图18(c)所示为发射时天线1401+和1401—的操作。经馈电线1503+和1503—从双工器1402和发射电路204将同相发射信号输入到馈电点1502+和1502—。在这种情况下，同相激励天线单元1501+和1501—。从馈电点1502+和1502—的位置把发射信号发送到与天线单元1501+和1501—共线的方向垂直的极化波中。另一方面，水平于天线单元1501+和1501—共线方向的极化波相互抵消。本发明的第一和第三馈电点对应着作为例子的馈电点1502—，且本发明的第二和第四馈电点对应着作为例子的馈电点1502+。
利用这种结构，可以实现接收差分信号并发送同相信号的天线设备。在这种情况下，差分信号的极化波是水平的而同相信号的极化波是垂直的。此外，在接收信号和发射信号之间可以共享馈电点和馈电线，这样可以减少馈电线所需的空间。
图19(a)所示为另一个天线1401+和1401—例子的结构。
在图19(a)中，与图18中所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。
图19B和19C中，在几乎垂直于天线单元1501+和1501—共线的方向激励接收信号。在与天线单元1501+的接收信号相反的方向激励天线单元1501—的接收信号。在几乎水平于天线单元1501+和1501—共线的方向激励发射信号。在与天线单元1501+的接收信号相同的方向激励天线单元1501—的接收信号。
利用这种结构，可以实现接收差分信号并发送同相信号的天线设备。在这种情况下，差分信号的极化波是垂直的而同相信号的极化波是水平的。此外，在接收信号和发射信号之间可以共享馈电点和馈电线，这样可以减少馈电线所需的空间。
对于双工器1402来说，还可以使用图29、30A和30B中Prxin+、Ptxout+和Prxin—分别相连的结构。
还可以在接收电路103中使用图5所示的低噪声放大器105、图8所示的滤波器和图10所示的下混频器107。
(第五实施例)
图20所示为根据本发明第五实施例的无线通信设备的电路示意图。在图20中，天线3301是一种单相位输入—输出天线，作为另一个例子对应着为本发明的第一天线，双工器3302对应着本发明第三双工器的例子，其发射输入端为平衡输入类型、天线输入—输出端为单相位输入—输出类型且接收输出端为单相位输出类型。接收电路3303的输入端为单相位类型，发射电路3304的输出端为平衡类型且输出差分发射信号。图24所示为双工器3302例子的结构。
在图24中，移相器2201+对应着本发明的第七移相器，移相器2201—对应着本发明的第八移相器，移相器2202+对应着本发明的第九移相器，移相器2202—对应着本发明的第十移相器，移相器2203+对应着本发明的第十一移相器，移相器2203—对应着本发明的第十二移相器。
分别经移相器2201+、2201—和移相器2202+、2202—将天线3301接收的接收信号输入到接收电路3303。分别经移相器2203+、2203—和移相器2201+、2201—将从发射电路3304输出的发射信号输入到天线3301。
接着，将进一步详细说明双工器3302的操作。如果移相器2201+、2201—、2202+、2202—、2203+和2203—的相位变化(移位)量分别为ΦANT1、ΦANT2、ΦRX1、ΦRX2、ΦTX1和ΦTX2，以下为相位变化量的关系。
(公式4)
ΦANT1—ΦANT2＝—90deg.         (4)
ΦRX1—ΦRX2＝90deg.             (5)
ΦTX1—ΦTX2＝—90deg.           (6)
这样，将天线3301接收的单相位接收信号作为单相位信号输入到接收电路3303。将从发射电路3304输出的差分发射信号作为单相位信号输入到天线3301。此外，在将从发射电路3304输出的差分发射信号输入到接收电路3303之前，对该差分信号进行抵消。
这样，如图20所示的无线通信系统通过使用将接收信号作为单相位信号输入到接收电路3303以及将发射信号作为差分信号输入到双工器3302的电路结构，减小了同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路3303中的电流消耗。还可以减小来自发射电路3304的噪声引起的接收退化。
在接收电路3303中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下，不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，从而使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
根据本发明第五实施例的无线通信设备中，从发射电路3304输出的处于接收信号频带噪声在双工器3302的单相位接收输出中相互抵消。所以，可以减小来自发射电路3304的噪声引起的接收退化。
还可以使用满足关系(4)到(6)的滤波器来代替移相器2201+、2201—、2202+、2202—、2203+和2203—。
还可以将如图21所示的结构用于图24中电路的具体实现。在图21中，线3401和3402分别对应着图24中的移相器2201+和2201—，且线3401和3402之间的长度差为1/4波长。线3403为1/4波长线，对于处于发射频带的信号，带通滤波器3404的阻抗足够地低且具有使处于接收频带信号通过的特性。线3403和带通滤波器3404对应着图24中的移相器2202+。对于处于发射频带信号，带通滤波器3405的阻抗足够地高且具有使处于接收频带信号通过的特性。带通滤波器3405对应着图24中的移相器2202—。对于处于接收频带信号，带通滤波器3406的阻抗足够地高且具有使处于发射频带信号通过的特性。带通滤波器3406对应着图24中的移相器2203+。对于处于接收频带的信号，带通滤波器3408的阻抗足够地低且具有使处于发射频带信号通过的特性。线3407为1/4波长线。带通滤波器3408和线3407对应着图24中的移相器2203—。
由于使用了这种结构的电路，所以从节点B1和B2看过去，在发射频带接收电路3303一侧的阻抗变得足够高，则减少了从发射电路3304发送到天线3301的信号损耗。此外，从节点B1和B2看过去，在接收频带发射电路3304一侧的阻抗变得足够高，则减少了从接收电路103从天线101接收到信号的损耗。
(第六实施例)
图22所示为根据本发明第六实施例的无线通信设备的电路示意图。在图22中，天线1601+为本发明第四天线的例子，而天线1601—为本发明第五天线的例子。包括分离端的双工器1602为本发明第四双工器的例子，即该双工器的接收输出端为单相位输出类型、发射输入端为平衡输入类型且天线输入—输出端为平衡输入—输出类型。
对于图22所示的无线通信系统来说，与图1相同，天线1601+和1601—接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号输入到双工器1602。此外，将从双工器1602输出的信号输入到作为本发明第二接收设备例子的接收电路1603，并在此将其转换成基带信号。对发射基带信号执行预定的信号处理并将其输入到作为本发明第三发射设备例子的发射电路1604，在此将该信号转换到无线频率并放大到预定发送功率以输入到双工器1602。此外，将该信号经双工器1602从天线1601+和1601—输出到发送到基站。输入到双工器1602的一部分发射信号泄漏到了接收电路1603。
下面将详细说明根据本发明第六实施例的无线通信设备的操作。将天线1601+和1601—接收的希望的接收信号作为同相信号输入到双工器1602，在此信号变为单相位信号并被输入到接收电路1603。另一方面，从发射电路1604输出的发射信号作为差分信号从双工器1602输出到天线1601+和1601—。这里，发射信号为差分信号且在单相位接收输出中被相互抵消，这样，与单相位信号的情况相比，可以衰减来自双工器1602的发射信号泄漏。
这样，如图22所示的无线通信系统使用了将接收信号作为单相位信号输入到接收电路1603以及将发射信号作为差分信号输入到双工器1602的电路结构。由此可以减小同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路1603中的电流消耗。
根据本发明第六实施例的无线通信设备中，从发射电路1604输出的处于接收信号频带噪声在双工器1602的单相位接收输出中相互抵消。所以，可以减小来自发射电路1604的噪声引起的接收退化。
这样，如图22所示的无线通信系统使用了将接收信号作为单相位信号输入到接收电路1603以及将发射信号作为差分信号输入到双工器1602的电路结构，由此减小来自发射电路1604的噪声引起的接收退化。
在接收电路1603中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，从而使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
对于与图16中所示天线相同的天线1601+和1601—来说，还可以使用其接收输出为发射输出而其发射输入为接收输出的结构。
对于双工器1602来说，还可以使用如图29和30所示的其接收输入为发射输出且其发射输入为接收输出的结构。
(第七实施例)
图23所示为根据本发明第七实施例的无线通信设备的电路示意图。在图23中，与图22所示元件相同的元件用相同的参考号表示，且省略有关这些元件的说明。在图23中，天线1701+为另一个本发明第四天线的例子，而天线1701—为另一个本发明第五天线的例子。双工器1702为本发明第四双工器的例子，其发射输入端为单相位输入类型、接收输出端为平衡输出类型且天线输入—输出端为平衡输入—输出类型。
对于图23所示的无线通信系统来说，与图1相同，天线1701+和1701—接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号输入到双工器1702。此外，将从双工器1702输出的信号输入到接收电路1603，并在此将其转换成基带信号。对发射基带信号执行预定的信号处理并将其输入到发射电路1604，在此将该信号转换到无线频率并放大到预定发送功率以输入到双工器1702。此外，将该信号经双工器1702从天线1701+和1701—输出到发送到基站。
下面将详细说明根据本发明第七实施例的无线通信设备的操作。将天线1701+和1701—接收的希望的接收信号作为同相信号输入到双工器1702，在此信号变为单相位信号并被输入到接收电路1603。另一方面，将从发射电路1604输出的发射信号作为差分信号从双工器1702输出到天线1701+和1701—。这里，发射信号为差分信号且在单相位接收输出中被相互抵消，这样，与单相位信号的情况相比，可以衰减来自双工器1702的发射信号泄漏。
这样，如图23所示的无线通信系统使用了将接收信号作为单相位信号输入到接收电路1603以及将发射信号作为差分信号输入到双工器1702的电路结构。由此可以减小同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路1603中的电流消耗。
在接收电路1603中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，从而使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
根据本发明第七实施例的无线通信设备中，从发射电路1604输出的处于接收信号频带噪声在双工器1702的单相位接收输出中相互抵消。所以，可以减小来自发射电路1604的噪声引起的接收退化。
这样，如图23所示的无线通信系统使用了将接收信号作为单相位信号输入到接收电路1603以及将发射信号作为差分信号输入到双工器1702的电路结构，由此减小来自发射电路1604的噪声引起的接收退化。
还可以使用如图19所示的天线作为天线1701+和1701—。
对于双工器1702来说，还可以使用如图29和30所示的Prxin+、Ptxout+、Prxin—和Ptxout—分别相连的结构，且其接收输出为发射输入、其发射输入为接收输出的结构。
(第八实施例)
图25所示为根据本发明第八实施例的无线通信设备的电路示意图。在图25中，天线2301+为本发明另一个第六天线的例子且天线2301—为其第七天线的例子。双工器2302为本发明第五双工器的例子，其中接收输出端为平衡输入类型、发射输入端为平衡输出类型且天线输入—输出端为平衡输入—输出类型。参考号2303表示作为本发明另一个第一接收设备的差分输入接收电路，且2304表示作为本发明第三发射设备的差分输出发射电路。
对于图25所示的无线通信系统来说，与图1相同，天线2301+和2301—接收从基站发射的无线频率信号并接着将该信号经双工器2302输入到接收电路2303，并在此将其转换为基带信号。对发射基带信号执行预定的信号处理并将其输入到发射电路2304，在此将该信号转换为无线频率并放大到预定发送功率以经双工器2302从天线2301发送到基站。输入到双工器2302的一部分发射信号泄漏到了接收电路2303。
下面将详细说明根据本发明第八实施例的无线通信设备的操作。将天线2301+和2301—接收的希望的接收信号作为差分信号输入到双工器2302并进一步输入到接收电路2303。另一方面，将从发射电路2304输出的发射信号作为差分信号从双工器2302输出到天线2301+和2301—，且其中的一部分信号作为同相信号从双工器2302泄漏到了接收电路2303。这里，接收电路2303采用了高共模抑制比(CMRR)的电路结构，具体地是低噪声放大器105、级间滤波器106和下混频器107。所以，与作为差分信号的接收信号增益相比，可以减小作为同相信号的发射信号泄漏的增益。与单相位滤波器相比，利用级间滤波器106还可以明显地衰减作为同相信号的发射信号泄漏。
这样，如图25所示的无线通信系统使用了将接收信号作为差分信号输入到接收电路2303以及将发射信号泄漏作为同相信号输入到接收电路2303的电路结构。并且将高共模抑制比的电路用作接收电路2303，这样就减小了同步发射和接收中的接收退化而不会增大接收电路2303中的电流消耗。
在接收电路2303中低噪声放大器105和下混频器107的共模抑制比足够高的情况下，可以采用不使用级间滤波器106的结构。在这种情况下不使用很难被当作IC的级间滤波器106，这样可以使将一个芯片用作无线IC变得更容易，使无线部分小型化。在直接转换法的情况下，这种结构特别有效。
图26所示为双工器102例子的结构。
在图26中，移相器2401+对应着本发明的第十三移相器，移相器2401—对应着本发明的第十四移相器，移相器2402+对应着本发明的第十五移相器，移相器2402—对应着本发明的第十六移相器，移相器2403+对应着本发明的第十七移相器，移相器2403—对应着本发明的第十八移相器。
分别经移相器2401+、2401—和移相器2402+、2402—将天线2301+和2301—接收的接收信号输入到接收电路2303。分别经移相器2403+、2403—和移相器2401+、2401—将从发射电路2304输出的发射信号输入到天线2301+和2301—。
接着，将进一步详细说明本发明的双工器102的操作。如果移相器2401+、2401—、2402+、2402—、2403+和2403—的相位变化(移位)量分别为ANT1、ΦANT2、ΦRX1、ΦRX2、ΦTX1和ΦTX2，以下为相位变化量的关系。
(公式5)
ΦANT1—ΦANT2＝—90deg.       (7)
ΦRX1—ΦRX2＝90deg.           (8)
ΦTX1—ΦTX2＝90deg.           (9)
这样，将天线2301+和2301—接收的接收信号作为差分信号输入到接收电路2303。将从发射电路2304输出的差分发射信号也作为差分信号输入到天线2301+和2301—。此外，将从发射电路2304输出的差分发射信号作为同相信号输入到接收电路2303。
利用这种结构，可以使双工器实现将从天线接收的信号作为差分信号输出到接收电路以及将发射电路的发射信号泄漏作为同相信号输出到接收电路。所以，可以减小同步发射和接收中的接收退化。
还可以将如图27所示的结构用于具体实现图26中的电路。在图27中，线3501和3502分别对应着图26中的移相器2401+和2401—，且线3501和3502之间的长度差为1/4波长。线3503为1/4波长线，对于处于发射频带的信号，带通滤波器3504的阻抗足够地低且具有使处于接收频带信号通过的特性。线3503和带通滤波器3504对应着图26中的移相器2402+。对于处于发射频带的信号，带通滤波器3505的阻抗足够地高且具有使处于接收频带信号通过的特性。带通滤波器3505对应着图26中的移相器2402—。线3506为1/4波长线，且对于处于接收频带的信号，带通滤波器3207的阻抗足够地低且具有使处于发射频带信号通过的特性。线3506和带通滤波器3507对应着图26中的移相器2403+。对于处于接收频带的信号，带通滤波器3508的阻抗足够地高且具有使处于发射频带信号通过的特性。带通滤波器3508对应着图26中的移相器2403—。
由于使用了这种结构的电路，所以从节点C1和C2看过去在发射频带接收电路2303一侧的阻抗变得足够高，则减少了从发射电路2304发送到天线2301+和2301—的信号损耗。此外，从节点C1和C2看过去在接收频带发射电路2304—侧的阻抗变得足够高，则减少了从接收电路2303从天线2301+和2301—接收的信号的损耗。
还可以使用满足公式(7)到(9)的滤波器来代替移相器2401+、2401—、2402+、2402—、2403+和2403—。
还可以在接收电路2303中使用图5所示的低噪声放大器105、图8所示的滤波器和图10所示的下混频器107。
(第九实施例)
图28所示为根据本发明第九实施例的无线通信设备的电路示意图。图28所示的无线通信设备与图13中所示的无线通信设备除了双工器3002不同之外，其他结构都是相同的，所以这里省略对相关内容的说明。
作为例子对应着本发明第六实施例的双工器3002主要负责减少泄露到接收电路的发射信号并且还负责防止由部分泄露到接收电路的发射信号导致的发射信号噪声特性的退化。图29中的1321+和1321—表示本发明第三带通滤波器和第四带通滤波器的例子。将从发射电路204输出的发射信号分配到滤波器1321+和1321—。分别将从滤波器1321+和1321—输出的发射信号输入到天线1101+和1101—。
滤波器1321+和1321—选择性地通过处于发射信号频带的信号。在这种情况下，与处于发射信号频带的同相信号的输入阻抗相比，滤波器1321+和1321—对于处于接收信号频带的差分信号的输入阻抗足够地高。
当从天线1101+和1101—发送发射信号时，利用这种结构可以使滤波器减少由将输入节点Pxrin+和Pxrin—与天线1101+和1101—相连引起的发射信号损耗。此外，当利用天线1101+和1101—接收接收信号时，可以使滤波器减少由将输出节点Ptxout+和Ptxout—与天线1101+和1101—相连引起的接收信号损耗。
图30(a)所示为双工器3002例子的另—种结构。参考号1301和1302表示滤波器，且1303+和1303—表示处于接收信号频带的1/4波长线。经滤波器1301，将天线1101+和1101—接收的希望的接收信号输入到接收电路103。经滤波器1302，将从输出电路204输出的发射信号分配到1/4波长线1303+和1303—。分别将从1/4波长线1303+和1303—输出的发射信号输入到天线1101+和1101—。
由于经滤波器1302输入的发射信号为同相信号，将其经1/4波长线1303+和1303—从输出节点Ptxout+和Ptxout—输出到天线1101+和1101一。
经滤波器1301从输入节点Pxrin+和Pxrin—将天线1101+和1101—接收的接收信号输入到接收电路，同时有一部分信号泄露到了输出节点Ptxout+和Ptxout—。在这种情况下，接收信号为差分信号，所以可以将1/4波长线1303+和1303—之间的连接点看作是虚拟地。此外，1/4波长线1303+和1303—的长度为接收信号频带波长的1/4，所以从输出节点Ptxout+和Ptxout—看过去发射电路一侧的阻抗变得非常高，且明显地减少了泄漏到发射电路104的接收信号。
利用这种结构，可以用廉价的1/4波长线1303+和1303—和一个滤波器1302来组成发射部分的电路。
图30(b)所示为双工器3002例子的另一种结构。将从发射电路204输出的发射信号经滤波器1302分配到电感器1333+和电感器1333—。电容器1334连接于电感器1333+和电感器1333—之间，但它并不会影响到作为同相信号的发射信号。分别将从电感器1333+和电感器1333—输出的发射信号输入到天线1101+和1101—。
天线接收的接收信号和泄露到输出节点Ptxout+和Ptxout—的接收信号都是差分信号。所以，它们都受到电容器1334的影响。具体地，在构成电容器1334电极的中心，可以将电容器1334看作是电容器虚拟地。在这种情况下，等效于在各个输出端Ptxout+和Ptxout分别连接了电容为电容器1334电容两倍的电容器，且将电容为电容器两倍的电容串联。也可以将电感器1333+和电感器1333—之间的连接点看作是虚拟地。这里，应该设计成将电容比电感器1333+和电容器1334的电容大两倍的谐振频率作为接收信号的频率。这样，从输出节点Ptxout+看过去发射电路一侧的阻抗变得非常高，且明显地减少了泄漏到发射电路的接收信号。同样地，从输出节点Ptxout—也可以明显地减少泄露到发射电路204的接收信号。
利用上述结构，可以实现包括廉价、小尺寸电感器和电容器的双工器3002。
还可以使用电容器来代替电感器1333+和电感器1333—或用电感器来代替电容器1334。
还可以使用分别与电感器1333+和电感器1333—并联的电容器来代替电容器1334。
对于上述来说，如果对于处于接收信号频带的差分信号，滤波器1321+和1321—的输入阻抗只比处于发射信号频带的同相信号的输入阻抗高了—点，可以更好地或更差地得到与上述相同的效果。
对于图29、30A和30B中的双工器来说，在将其与图18所示的天线相连的情况下，可以分别使用Prxin+、Ptxout+、Prxin—和Ptxout—分别相连的结构。
在上述说明中，同相信号包括不是严格同相而是实质上同相的情况。此外，差分信号包括不是严格差分而是实质上差分的情况。在这种情况下基本上可以得到相同的效果。
根据本发明，可以减少同步发射或接收中的接收或发射退化，这对于无线通信设备或无线天线方法都是有效的。

Claims (6)

1.一种无线通信设备，包括：
第一天线；
第一发射设备，用于输出处于第一频带的发射信号；
具有单相位输入端和平衡输出端并与第一天线相连的第一双工器，用于将输入到所述单相位输入端的所述发射信号传送到所述第一天线并且从所述平衡输出端将处于与所述第一频带不同的第二频带的从所述第一天线接收的接收信号作为差分信号输出；以及
第一接收设备，所述第一接收设备与所述平衡输出端相连并带有电路，在所述电路中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益，或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗，
其中，所述第一双工器包括第一移相器、第二移相器、第三移相器、第四移相器、第五移相器和第六移相器；
所述第一天线被连接到所述第一移相器和所述第二移相器；
所述第一接收设备分别经所述第三移相器和所述第四移相器连接到所述第一移相器和所述第二移相器；
所述第一发射设备分别经所述第五移相器和所述第六移相器连接到所述第一移相器和所述第二移相器；
所述第三移相器和所述第四移相器分别连接到所述第五移相器和所述第六移相器；
所述第一移相器和所述第二移相器之间的相移量的差为90度；
所述第三移相器和所述第四移相器之间的相移量的差为90度；以及
所述第五移相器和所述第六移相器之间的相移量的差为—90度。
2.一种无线通信设备，包括：
第一天线；
将发射信号作为差分信号输出的第三发射设备；
具有平衡输入端和单相位输出端并与第一天线相连的第三双工器，用于将输入到所述平衡输入端的所述发射信号作为单相位信号传送到所述第一天线并将第一天线接收到的单相位接收信号输出到所述单相位输出端；以及
与所述单相位输出端相连的第二接收设备，
其中，所述第三双工器包括第七移相器、第八移相器、第九移相器、第十移相器、第十一移相器和第十二移相器；
所述第一天线被连接到所述第七移相器和所述第八移相器；
所述第二接收设备分别经所述第九移相器和所述第十移相器连接到所述第七移相器和所述第八移相器；
所述第三发射设备分别经所述第十一移相器和所述第十二移相器连接到所述第七移相器和所述第八移相器；
所述第九移相器和所述第十移相器分别连接到所述第十一移相器和所述第十二移相器；
所述第七移相器和所述第八移相器之间的相移量的差为—90度；
所述第九移相器和所述第十移相器之间的相移量的差为90度；
所述第十一移相器和所述第十二移相器之间的相移量的差为—90度。
3.一种无线通信设备，包括：
第六和第七天线；
第三发射设备，用于将发射信号作为差分信号输出；
具有平衡输入端和平衡输出端并与所述第六天线和所述第七天线相连的第五双工器，用于将输入到所述平衡输入端的所述发射信号传送到所述第六天线和所述第七天线并将所述第六天线和所述第七天线接收的接收信号作为差分信号输出到所述平衡输出端，以及将所述发射信号的一部分作为同相信号输出到所述平衡输出端；以及
与所述平衡输出端相连的带有电路的第一接收设备，在所述电路中差分信号的增益高于同相分量信号的增益或差分信号的损耗低于同相分量信号的损耗，其中，所述第五双工器包括第十三移相器、第十四移相器、第十五移相器、第十六移相器、第十七移相器和第十八移相器；
所述第六天线和第七天线分别被连接到所述第十三移相器和所述第十四移相器；
所述第一接收设备分别经所述第十五移相器和所述第十六移相器连接到所述第十三移相器和所述第十四移相器；
所述第三发射设备分别经所述第十七移相器和所述第十八移相器连接到所述第十三移相器和所述第十四移相器；
所述第十五移相器和所述第十六移相器分别连接到所述第十七移相器和所述第十八移相器；
所述第十三移相器和所述第十四移相器之间的相移量的差为—90度；
所述第十五移相器和所述第十六移相器之间的相移量的差为90度；
所述第十七移相器和所述第十八移相器之间的相移量的差为90度。
4.根据权利要求1或3所述的无线通信设备，其特征在于所述第一接收设备具有一个放大器，在所述放大器中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益。
5.根据权利要求1或3所述的无线通信设备，其特征在于在所述第一接收设备具有一个滤波器，在所述滤波器中差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
6.根据权利要求4所述的无线通信设备，其特征在于所述第一接收设备有下转换所述接收信号的、连接于所述放大器后继级的下混频器；以及
所述下混频器中差分分量信号的增益高于同相分量信号的增益或差分分量信号的损耗低于同相分量信号的损耗。
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