DE60125365T2

DE60125365T2 - Rf-schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE60125365T2
Application number: DE60125365T
Authority: DE
Inventors: D. Antohony SAYERS
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2000-06-01
Filing date: 2001-05-11
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2021-05-12
Also published as: US20030054791A1; JP2003535547A; US6813486B2; KR100719945B1; CN1386322A; WO2001093422A1; ATE349106T1; KR20020020801A; EP1299947B1; EP1299947A1; CN1205747C; DE60125365D1

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die im unabhängigen Anspruch definierte Erfindung betrifft eine Hochfre quenzschaltung, um einen unsymmetrischen Anschluss an einen symmetrischen Anschluss anzupassen, und weist besondere, aber nicht ausschließliche Anwendung auf Funkempfänger, Sender und Sendeempfänger einschließlich integrierter Schaltungen, die zur Ausführung von Funkempfängern verwendet werden, auf.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Integrierte Schaltungen, die bei Hochfrequenzen tätig sind, weisen gewöhnlich Differentialeingänge auf, wobei zwei Eingangssignale ein symmetrisches Paar von Eingängen an einen Verstärker bilden. Diese Eingänge sollten mit Signalen geliefert werden, deren Amplituden gleich, aber um 180 ° phasenverschoben sind. Viele Hochfrequenz(HF)-Signalquellen, wie etwa eine Antenne, stellen ein unsymmetrisches Nichtdifferentialsignal bereit. Es ist üblich, derartige Signalquellen durch Verwenden einer Symmetrierschaltung, um ein unsymmetrisches Signal von einer unsymmetrischen Signalquelle in ein symmetrisches Signal zum Anschluss an ein symmetrisches Paar von Eingängen umzuwandeln, an derartige integrierte Schaltungen anzupassen. In dieser Anwendung ist die grundlegende Funktion einer Symmetrierschaltung, zwei Versionen des Quellensignals zu erzeugen, die in Bezug zueinander um 180 ° phasenverschoben sind. Das Dokument US-A-5,039,891 offenbart ein Beispiel für eine Symmetrierschaltung.
Darüber hinaus weisen integrierte Schaltungen, die bei Hochfrequenzen tätig sind, gewöhnlich Differentialausgänge auf, wobei zwei Ausgänge von einer Differentialausgangsstufe ein symmetrisches Paar bilden. Diese Ausgänge liefern Signale, deren Amplituden gleich, aber um 180 ° phasenverschoben sind. Viele Hochfrequenz(HF)-Lasteinrichtungen, wie etwa eine Antenne, benötigen ein unsymmetrisches Nichtdifferentialsignal. Es ist üblich, derartige Lasteinrichtungen durch Verwenden einer Symmetrierschaltung, um ein symmetrisches Signalpaar in ein unsymmetrisches Signal zum Anschluss an eine unsymmetrische Lasteinrichtung umzuwandeln, an derartige integrierte Schaltungen anzupassen. Bei dieser Anwendung ist die grundlegende Funktion der Symmetrierschaltung, zwei Versionen eines Signals, die in Bezug zueinander um 180 ° phasenverschoben sind, durch Umkehren eines Signals und Kombinieren des Paars in ein unsymmetrisches Signal umzuwandeln.
Symmetrierschaltungen sind als serienmäßig hergestellte Module erhältlich, doch sind diese teuer und weisen im Allgemeinen einen ziemlich hohen Verlust auf.
Symmetrierschaltungen können auch unter Verwendung diskreter Kondensatoren und Induktoren ausgeführt werden, doch ist es wünschenswert, die Anzahl, die Kosten und den Umfang der Bestandteile weiter zu verringern.
Symmetrierschaltungen können als gedruckte Komponenten auf einer gedruckten Schaltplatte ausgeführt werden, wären aber bei einigen Betriebsfrequenzen, zum Beispiel 2,4 GHz, groß.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine verbesserte HF-Schaltung zu schaffen, die dazu gestaltet ist, einen symmetrischen Anschluss an einen unsymmetrischen Anschluss anzupassen.
Nach einem Gesichtspunkt der Erfindung wird eine elektrische HF-Schaltung bereitgestellt, die dazu gestaltet ist, einen unsymmetrischen Anschluss an eine erste und eine zweite Klemme eines symmetrischen Anschlusses anzupassen, und die einen ersten und einen zweiten Zweig umfasst, wobei der erste Zweig einen ersten Weg umfasst, der den unsymmetrischen Anschluss an die erste Klemme des symmetrischen Anschlusses koppelt, und der zweite Zweig einen zweiten Weg umfasst, der den unsymmetrischen Anschluss an die zweite Klemme des symmetrischen Anschlusses koppelt, wobei der erste Weg ein erstes reaktives Element umfasst und der zweite Weg ein zweites reaktives Element umfasst, wobei das erste reaktive Element mit einer ersten Resonanzfrequenz mit einer ersten parasitären Reaktanz, die mit dem ersten Zweig verbunden ist, schwingt, wobei das zweite reaktive Element mit einer zweiten Resonanzfrequenz mit einer zweiten parasitären Reaktanz, die mit dem zweiten Zweig verbunden ist, schwingt, wobei die erste Resonanzfrequenz höher als eine vorbestimmte Betriebsmittenfrequenz ist und die zweite Resonanzfrequenz niedriger als die vorbestimmte Betriebsmittenfrequenz ist, und wobei Signale, die vom ersten und vom zweiten Zweig zu einer Last geliefert werden, in Bezug zueinander um 180 ° phasenverschoben sind.
Nach einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung wird eine elektrische HF-Schaltung bereitgestellt, wobei der symmetrische Anschluss einen Verstärker umfasst und die erste und die zweite Klemme des symmetrischen Anschlusses einen ersten bzw. einen zweiten Eingang des Verstärkers umfassen, wobei der erste Zweig den ersten Eingang des Verstärkers umfasst und der zweite Zweig den zweiten Eingang des Verstärkers umfasst, wobei das erste reaktive Element einen ersten Induktor umfasst, der eine erste Induktivität aufweist, und das zweite reaktive Element einen zweiten Induktor umfasst, der eine zweite Induktivität aufweist, und wobei die erste parasitäre Reaktanz, die mit dem ersten Zweig verbunden ist, eine Eingangskapazität des ersten Eingangs des Verstärkers umfasst und die zweite parasitäre Reaktanz, die mit dem zweiten Zweig verbunden ist, eine Eingangskapazität des zweiten Eingangs des Verstärkers umfasst.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Eingangsanschluss zum Erhalt eines unsymmetrischen Signals von einer Signalquelle vorhanden, und ist ein HF-Verstärker in einer integrierten CMOS-Schaltung ausgeführt und weist er ein Paar von symmetrischen Eingängen auf. Zwischen dem Eingangsanschluss und den beiden symmetrischen Eingängen des Verstärkers sind zwei Induktoren, an jeden Eingang einer, angeschlossen. Jeder Induktor bildet einen Serienschwingkreis mit der inhärenten parasitären Eingangskapazität seines jeweiligen Eingangs des Verstärkers. Bei der Resonanzfrequenz jedes Schwingkreises verändert sich die Spannung an jedem jeweiligen Eingang um 180 °. Die beiden Induktoren weisen unterschiedliche Werte auf, so dass sich bei der Betriebsmittenfrequenz der Schaltung ein Schwingkreis unter der Resonanz und der andere Schwingkreis über der Resonanz befindet. In diesem Zustand besteht zwischen den Eingängen an den Verstärker ein Phasenunterschied von 180 ° und führt die Schaltung die Funktion einer Symmetrierschaltung durch.
Die Eingangsimpedanz, die der Signalquelle am Eingangsanschluss geboten wird, wird durch die beiden Induktorwerte in Verbindung mit dem inneren parasitären Widerstand der Induktoren und der parasitären Kapazität der Eingänge des Verstärkers bestimmt und kann folglich durch Wahl der Resonanzfrequenzen der beiden Serienschwingkreise festgelegt werden.
Im Allgemeinen zeigen Signalquellen eine reelle, nicht komplexe, Ausgangsimpedanz, und müssen sie an eine reelle Lastimpedanz angepasst werden. Um sicherzustellen, dass die Eingangsimpedanz, die der Signalquelle am Eingangsanschluss geboten wird, im Wesentlichen reell ist, werden die Induktorwerte ferner so gewählt, dass die Betriebsmittenfrequenz im Wesentlichen in der Mitte zwischen den Resonanzfrequenzen der beiden Serienschwingkreise liegt.
Der Wert der Eingangsimpedanz am Eingangsanschluss kann durch Wahl des Unterschieds zwischen den beiden Induktorwerten, und folglich durch Wahl der Beabstandung der Resonanzfrequenz von der Betriebsmittenfrequenz, so reguliert werden, dass eine Übereinstimmung mit der Ausgangsimpedanz der Signalquelle, z.B. 50Ω, erzielt wird.
Auf diese Weise wird die Anpassung einer unsymmetrischen Signalquelle an ein symmetrisches Paar von Eingängen an einen integrierten Verstärker unter Verwendung nur von zwei Induktoren in Kombination mit inhärenten parasitären Eigenschaften erzielt, was zu einer geringen Bestandteilanzahl, geringen Bestandteilkosten, und einem geringen Bestandteilumfang führt.
Nach einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird eine elektrische HF-Schaltung bereitgestellt, wobei der symmetrische Anschluss einen Chip mit einer integrierten Schaltung umfasst und die erste und die zweite Klemme des symmetrischen Anschlusses einen ersten bzw. einen zweiten Ausgang einer Differentialsignalquelle an einem ersten bzw. einem zweiten Anschlussbereich des integrierten Schaltungschips umfassen, wobei der erste Zweig den ersten Ausgang des Chips mit der integrierten Schaltung umfasst und der zweite Zweig den zweiten Ausgang des Chips mit der integrierten Schaltung umfasst, wobei das erste reaktive Element einen ersten Kondensator umfasst, der eine erste Kapazität aufweist, und das zweite reaktive Element einen zweiten Kondensator umfasst, der eine zweite Kapazität aufweist, wobei die erste parasitäre Reaktanz, die mit dem ersten Zweig verbunden ist, eine erste parasitäre Induktivität umfasst und die zweite parasitäre Reaktanz, die mit dem zweiten Zweig verbunden ist, eine zweite parasitäre Induktivität umfasst.
In einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ist ein Ausgangsanschluss zur Lieferung eines unsymmetrischen Signals an eine Lasteinrichtung vorhanden, und ist ein Chip mit einer integrierten CMOS- oder bipolaren Schaltung vorhanden, der an einem Paar von Anschlussbereichen ein Paar von symmetrischen Ausgängen einer Differentialsignalquelle bietet. Jeder des Paars von Anschlussbereichen ist durch einen Anschlussdraht mit einem jeweiligen Anschlussstift eines Gehäuses der integrierten Schaltung gekoppelt. Zwischen jeden Anschlussstift und den Ausgangsanschluss ist ein Kondensator gekoppelt. Jeder Kondensator bildet einen Serienschwingkreis mit der parasitären Induktivität, die in den Verbindungen des jeweiligen Zweigs inhärent ist; diese Verbindungen umfassen die Verbindung des Chips mit der integrierten Schaltung mit dem Anschlussstift, die Ver bindung des Anschlussstifts mit dem Kondensator, und die Verbindung des Kondensators mit dem Ausgangsanschluss. Bei einer Resonanzfrequenz jedes Schwingkreises verändert sich die Spannung in jedem jeweiligen Schwingkreis um 180 °. Die beiden Kondensatoren sind so gewählt, dass sich bei der Betriebsmittenfrequenz der Signalquelle ein Schwingkreis unter der Resonanz und der andere Schwingkreis über der Resonanz befindet. In diesem Zustand besteht zwischen den Signalen in den beiden Schwingkreisen ein Phasenunterschied von 180 ° und führt das Paar von Schwingkreisen die Funktion einer Symmetrierschaltung durch.
In einer dritten Ausführungsform der Erfindung kann jede beliebige oder können zwei der drei oben angeführten Verbindungen in jedem Zweig so gestaltet sein, dass sie keine bedeutende parasitäre Induktivität aufweisen. Zum Beispiel kann die parasitäre Induktivität an der Seite des Ausgangsanschlusses der Kondensatoren wirksam beseitigt werden, wenn der Ausgangsanschluss physisch dicht an den Kondensatoren angeordnet wird. Als anderes Beispiel kann die integrierte Schaltung als nackter Chip ohne Gehäuse angebracht werden, oder in einer solchen Weise in einem Gehäuse angebracht werden, die zu einer unwesentlichen Menge an parasitärer Induktivität im Gehäuse führt. In dieser zweiten Ausführungsform umfasst jeder Schwingkreis den Kondensator und die parasitäre Induktivität, die in den Verbindungen des jeweiligen Zweigs vorhanden ist.
Die Lastimpedanzen, die der Differentialsignalquelle geboten werden, werden durch die beiden Kondensatorwerte in Verbindung mit der jeweiligen parasitären Induktivität der Verbindungen bestimmt, und folglich kann die Lastimpedanz, die jedem Ausgang der Differentialsignalquelle geboten wird, durch die Wahl der Resonanzfrequenzen der beiden Serienschwingkreise gleich und in Bezug auf die Impedanz der Lasteinrichtung klein gemacht werden.
Auf diese Weise wird die Anpassung einer Differentialsignalquelle an eine unsymmetrische Lasteinrichtung unter Verwendung nur von Kondensatoren in Kombination mit inhärenten parasitären Eigenschaften erzielt, was zu einer geringen Bestandteilanzahl, geringen Bestandteilkosten, und einem geringen Bestandteilumfang führt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beispielhaft beschrieben werden, wobei
1 ein schematisches Blockdiagramm ist, das eine erste Ausführungsform der Schaltung veranschaulicht,
2 ein schematisches Schaltbild der Schaltungsausführungsform in
1 ist, und
3 eine Darstellung der Phase der Spannung an Verstärkereingängen ist.
4 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine zweite Ausführungsform der Schaltung veranschaulicht,
5 ist ein schematisches Schaltbild der Schaltungsausführungsform in 4, und
6 ist eine Darstellung der Phase der Spannung in Schwingkreisen.
In den Zeichnungen wurden die gleichen Bezugszeichen verwendet, um entsprechende Merkmale anzugeben.
AUSFÜHRUNGSWEISEN DER ERFINDUNG
Unter Bezugnahme auf 1 und 2, die eine erste Ausführungsform veranschaulichen, ist eine Signalquelle 10, die zum Beispiel eine Antenne sein kann, an einen Eingangsanschluss 4 gekoppelt. Der Eingangsanschluss 4 ist an einen ersten Induktor 20 und einen zweiten Induktor 30 gekoppelt. Ein Ausgang vom ersten Induktor 20 wird zu einem ersten Eingang 1 eines Verstärkers 7 (in 2) geführt, der in einer integrierten CMOS-HF-Schaltung 40 enthalten ist, und ein Ausgang vom zweiten Induktor 30 wird zu einem zweiten Eingang 2 des Verstärkers 7 geführt, wobei der erste und der zweite Eingang 1, 2 des Verstärkers als ein symmetrisches Paar gestaltet sind. Die integrierte Schaltung 40 beinhaltet den Verstärker und kann, zum Beispiel, ein integrierter Funkempfänger oder die integrierte HF-Stufe eines Funkempfängers sein.
Unter Bezugnahme auf 2 ist die Signalquelle 10 durch einen Spannungsgenerator 5 und einen inneren Widerstand 6 von, zum Beispiel, 50Ω dargestellt. Der erste Induktor 20 ist durch eine Induktivität L₁ in Reihe mit einem inneren Widerstand R₁ dargestellt. Der zweite Induktor 30 ist durch eine Induktivität L₂ in Reihe mit einem inneren Widerstand R₂ dargestellt.
Innerhalb der integrierten Schaltung 40 ist eine parasitäre Kapazität C₁ zwischen dem ersten Eingang 1 und der Erde und eine parasitäre Kapazität C₂ zwischen dem zweiten Eingang 2 und der Erde vorhanden. Der weitere innere Schaltungsaufbau der inte-grierten Schaltung 40 ist in 2 nicht gezeigt, da er für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich ist. Andere Eingänge an die integrierte Schaltung 40, und Ausgänge davon, die für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich sind, sind nicht gezeigt.
Unter Bezugnahme auf 3 hängt die Phase ϕ₁ der Spannung im ersten Serienschwingkreis, der durch den ersten Induktor 20 und die erste Eingangskapazität C₁ gebildet ist, von der Frequenz der Signalquelle 10 ab, verändert sie sich von +90 ° zu –90 °, und verläuft sie bei der Resonanzfrequenz F₁ des ersten Schwingkreises durch Null. In der gleichen Weise hängt die Phase ϕ₂ der Spannung im zweiten Serienschwingkreis, der durch den zweiten Induktor 30 und die zweite Eingangskapazität C₂ gebildet ist, von der Frequenz der Signalquelle 10 ab, verändert sie sich von +90 ° zu –90 °, und verläuft sie bei der Resonanzfrequenz F₂ des zweiten Schwingkreises durch Null. Die Induktorwerte sind so gewählt, dass die Resonanzfrequenzen F₁ und F₂ über bzw. unter der gewünschten Betriebsmittenfrequenz F₀ der Schaltung liegen, und so gewählt, dass die Spannungen in jedem Serienschwingkreis bei der gewünschten Betriebsmittenfrequenz F₀ voneinander um 180 ° getrennt sind. Die Betriebsmittenfrequenz kann, zum Beispiel, um 2,4 GHz betragen.
Um die reelle, d.h., nicht komplexe, Impedanz 6 der unsymmetrischen Signalquelle 10 an die symmetrischen Verstärkereingänge 1 und 2 anzupassen, bestehen zwei Anforderungen. Erstens sollten der erste und der zweite Induktor 20 und 30 in Verbindung mit der parasitären Kapazität C₁ und C₂ des ersten und des zweiten Eingangs 1 und 2 des Verstärkers der Signalquelle eine reelle Impedanz bieten, und zweitens muss es möglich sein, den Impedanzwert so zu regulieren, dass er ungefähr mit der Signalquellenimpedanz übereinstimmt. Diese beiden Anforderungen werden wiederum nachstehend unter Bezugnahme auf eine mathematische Darstellung der in 2 gezeigten Schaltung betrachtet.
Zur Klarheit der Erklärung werden die folgenden Annäherungen getroffen. Es wird angenommen, dass der innere Widerstand des ersten und des zweiten Induktors 20 und 30 gleich ist, d.h., dass R₁ = R₂ = Rist. In der Praxis können diese Werte unterschiedlich sein und können sie durch Messung bestimmt werden. Zusätzlich wird angenommen, dass die parasitäre Kapazität des ersten und des zweiten Eingangs 1 und 2 des Verstärkers gleich ist, d.h., dass C₁ = C₂ = C ist. In der Praxis sind diese Werte ein Merkmal des Prozesses der Herstellung der integrierten Schaltung, sind sie eng abgestimmt, und sind sie normalerweise vom Hersteller der integrierten Schaltung erhältlich.
Die Eingangsimpedanz Z_ein der Schaltung, die den ersten und den zweiten Induktor 20 und 30 und die parasitären Kapazitäten C₁ und C₂ umfasst, am Eingangsanschluss 4 und bei einer Frequenz ω ist durch
gegeben. Diese Gleichung kann umgeordnet werden, um die Eingangsimpedanz Z_ein als
anzugeben. Bei einer Prüfung ist die Eingangsimpedanz Z_ein reell, wenn
festgesetzt wird, ist die Bedingung dafür, dass die Eingangsimpedanz Z_ein reell ist, ω2LΣC = 1.
Die Impedanz Z_ein kann bei einer gewünschten Betriebsmittenfrequenz F₀ reell gemacht werden, indem der erste und der zweite Induktivitätswert L₁ und L₂ so gewählt wird, dass die Resonanzfrequenz der parasitären Kapazität C mit dem Durchschnitt des ersten und des zweiten Induktivitätswerts gleich der Betriebsmittenfrequenz F₀ ist. Dies ist der Angabe gleichwertig, dass der erste und der zweite Induktivitätswert. L₁ und L₂ so gewählt wird, dass die Betriebsmittenfrequenz F₀ zwischen der Resonanzfrequenz F₁ des ersten Induktors L₁ mit der parasitären Kapazität C₁ des ersten Eingangs 1 des Verstärkers und der Resonanzfrequenz F₂ des zweiten Induktors L₂ mit der parasitären Kapazität C₂ des zweiten Eingangs 2 des Verstärkers gleich beabstandet ist, damit die Impedanz Z_ein bei der Betriebsmittenfrequenz F₀ reell ist.
Durch das Festsetzen von
kann gezeigt werden, dass die Eingangsimpedanz Z_ein bei der Betriebsmittenfrequenz F₀ durch
gegeben ist. Der innere Widerstand ist im Allgemeinen durch die Induktorkomponenten vorbestimmt, doch die Eingangsimpedanz Z_ein kann durch Verändern des Unterschieds zwischen den beiden Induktivitätswerten L₁ und L₂ verändert werden. Zum Beispiel können die Induktivitätswerte L₁ und L₂ zur Anpassung an eine Signalquelle 10, die einen inneren Widerstand 6 von 50Ω aufweist, so gewählt werden, dass sie eine Eingangsimpedanz Z_ein von 50Ω ergeben, wodurch die Resonanzfrequenzen F₁ und F₂ reguliert werden, während die gewünschte Betriebsmittenfrequenz F₀ aufrechterhalten wird.
Die Phase der Serienschwingkreise kann ebenfalls wie folgt mathematisch beschrieben werden. Aus der elementaren Schaltungsanalyse ist die Spannung V, am ersten Eingang 1 des Verstärkers in Bezug auf die Spannung V_ein, die durch die Signalquelle 10 zum Eingangsanschluss 4 geliefert wird,
In der gleichen Weise ist die Spannung V₂ am zweiten Eingang 2 des Verstärkers in Bezug auf die Spannung V_ein, die durch die Signalquelle 10 zum Eingangsanschluss 4 geliefert wird,
Die Verwendung der oben abgeleiteten Bedingung ω²L_ΣC = 1 ergibt
Wenn ωL_Δ >> R ist, sind die Spannungen V₁ und V₂ am ersten und am zweiten Eingang 1, 2 des Verstärkers voneinander um 180 ° getrennt. Wenn der innere Widerstand R größer wird, nimmt die Genauigkeit der Symmetrie ab.
Die obige mathematische Analyse beruht auf der Annahme, dass der innere Widerstand des ersten und des zweiten Induktors 20 und 30 gleich ist, d.h., dass R₁ = R₂ = R ist. In der Praxis wird wahrscheinlich ein kleiner Unterschied zwischen diesen Werten des inneren Widerstands bestehen. Ein kleiner Unterschied kann eine kleine Abweichung in die Induktivitätswerte L₁ und L₂, die zur Optimierung des Phasenunterschieds und zur Optimierung der Impedanz nötig sind, einbringen. Die Optimierung der Komponentenwerte kann durch Standardschaltungssimulations- und/oder Komponentenersatztechniken durchgeführt werden.
Unter Bezugnahme auf 4 und 5, die eine zweite Ausführungsform der Erfindung veranschaulichen, ist eine integrierte Schaltung 140 gezeigt, die einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschlussstift 11, 12 aufweist. Die integrierte Schaltung kann, zum Beispiel, ein Funksender sein. Der erste Ausgangsanschlussstift 11 ist mit einem ersten Kondensator 120 gekoppelt, und ein Ausgang vom ersten Kondensator 120 ist mit einem Ausgangsanschluss 14 gekoppelt. Der zweite Ausgangsanschlussstift 12 ist mit einem zweiten Kondensator 130 gekoppelt, und ein Ausgang vom zweiten Kondensator 130 ist mit dem Ausgangsanschluss 14 gekoppelt. Zwischen dem Ausgangsanschluss 14 und der elektrischen Erde ist eine Lasteinrichtung 110 angeschlossen.
Unter Bezugnahme auf 5 weist der erste Kondensator 120 einen Wert C₃ auf, und weist der zweite Kondensator 130 einen Wert C₄ auf, und ist die Lasteinrichtung 110 durch eine Impedanz mit einem Wert R' dargestellt. In der integrierten Schaltung 140 ist ein Chip vorhanden, der eine Differentialsignalquelle 17 beinhaltet, die einen ersten und einen zweiten Ausgang aufweist, welche als ein symmetrisches Paar gestaltet sind und zu einem ersten bzw. einem zweiten Anschlussfeld 15, 16 geführt werden und eine erste bzw. eine zweite Spannung V₃ und V₄ liefern. Es gibt einen ersten Anschlussdraht 18, der das erste Anschlussfeld 15 mit dem ersten Ausgangsanschlussstift 11 koppelt, und einen zweiten Anschlussdraht 19, der das zweite Anschlussfeld 16 mit dem zweiten Ausgangsanschlussstift 12 koppelt. Der erste und der zweite Anschlussdraht 18, 19 weisen jeweils eine inhärente parasitäre Induktivität auf, die in 5 durch Induktoren mit den Werten L₃ und L₄ dargestellt ist, die jeweils zwischen jedem Anschlussfeld 15, 16 und dem jeweiligen Ausgangsanschluss 11, 12 angeschlossen sind. Der weitere innere Schaltungsaufbau der integrierten Schaltung 140 ist in 5 nicht gezeigt, da er für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich ist. Andere Eingänge an die integrierte Schaltung 140, und Ausgänge davon, die für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich sind, sind nicht gezeigt.
Ein erster Schwingkreis der zweiten Ausführungsform ist durch die Kombination aus der Induktivität L₃ des ersten Anschlussdrahts und dem ersten Kondensator 120 gebildet und schwingt mit einer Frequenz F₃, und ein zweiter Schwingkreis der zweiten Ausführungsform ist durch die Kombination aus der Induktivität L₄ des zweiten Anschlussdrahts und dem zweiten Kondensator 130 gebildet und schwingt mit einer Frequenz F₄. Die parasitäre Induktivität der Verbindungen zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschlussstift 11, 12 und dem ersten und dem zweiten Kondensator 120, 130, und zwischen dem ersten und dem zweiten Kondensator 120, 130 und dem Ausgangsanschluss 14 ist unwesentlich.
Unter Bezugnahme auf 6 hängt die Phase ϕ₃ der Spannung im ersten Schwingkreis von der Frequenz der Signalquelle 17 ab, verändert sie sich von +90 ° zu –90°, und verläuft sie bei der Resonanzfrequenz F₃ durch Null. In der gleichen Weise hängt die Phase ϕ₄ der Spannung im zweiten Schwingkreis von der Frequenz der Signalquelle 17 ab, verändert sie sich von +90 ° zu –90 °, und verläuft sie bei der Resonanzfrequenz F₄ durch Null. Der erste und der zweite Kondensatorwert C₃, C₄ sind so gewählt, dass die Resonanzfrequenzen F₃ und F₄ über bzw. unter einer gewünschten Betriebsmittenfrequenz F₀ der Signalquelle liegen, und so gewählt, dass die Spannungen in jedem Serienschwingkreis bei der gewünschten Betriebsmittenfrequenz F₀ voneinander um 180 ° getrennt sind. Die Betriebsmittenfrequenz kann, zum Beispiel, um 2,4 GHz betragen.
Zusätzlich kann der erste und der zweite Kondensatorwert C₃, C₄ so gewählt werden, dass sie dem ersten und dem zweiten Ausgang der Differentialsignalquelle eine gewünschte Impedanz bieten.
Die Auswahlkriterien für den ersten und den zweiten Kondensatorwert sind nachstehend durch Bezugnahme auf eine mathematische Darstellung der in 5 gezeigten Schaltung veranschaulicht.
Die Impedanz des ersten Schwingkreises bei einer Frequenz ω ist
Bei der Betriebsmittenfrequenz ist die Impedanz des zweiten Schwingkreises in Bezug auf den ersten Schwingkreis um 180 ° phasenverschoben, d.h.,
In diesem Fall kann gezeigt werden, dass die Spannung V₀ am Ausgangsanschluss 14
beträgt, und die Schaltung die Funktion einer Symmetrierschaltung durchführt, indem sie die erste Ausgangsspannung V₃ der Differentialsignalquelle mit der umgekehrten zweiten Ausgangsspannung V₄ der Differentialsignalquelle summiert.
Es kann auch gezeigt werden, dass die Impedanz, die dem ersten Ausgang der Signalquelle am ersten Anschlussfeld 15 geboten wird, bei der Betriebsmittenfrequenz
beträgt, und die Impedanz, die dem zweiten Ausgang der Signalquelle am zweiten Anschlussfeld 16 geboten wird, bei der Betriebsmittenfrequenz
beträgt. Wenn R' >> X ist, ist die Impedanz, die jedem Ausgang der Differentialsignalquelle 17 geboten wird, X²/2R', und werden beiden Ausgängen der Signalquelle 17 sehr kleine und gleiche Impedanzen geboten. Diese Eigenschaften können nützlich sein, wenn die integrierte Schaltung zum Beispiel ein Leistungsverstärker und die Lasteinrichtung eine Antenne ist.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist, dass höhere Harmonische des Signals, das durch die Signalquelle 17 geliefert wird, durch den ersten und den zweiten Schwingkreis ausgefiltert werden.
Die Werte der parasitären Induktivität L₃ und L₄ können aus Daten bekannt sein, die vom Hersteller der integrierten Schaltung geliefert werden, oder können unter Verwendung von Standardschaltungssimulations- und Messtechniken bestimmt werden. Die Wahl des ersten und des zweiten Kondensatorwerts C₃ und C₄ kann durch Standardschaltungsberechnungs-, Simulations- und/oder Messtechniken durchgeführt werden.
In der oben beschriebenen Ausführungsform sind die Anschlussdrähte im Gehäuse der integrierten Schaltung die einzigen Quellen von parasitärer Induktivität. In anderen Ausführungsformen der Erfindung können zwischen den Ausgängen der Differentialsignalquelle 17 und dem Ausgangsanschluss 14 andere Quellen von parasitärer Induktivität vorhanden sein, wie etwa Leiterzüge einer gedruckten Schaltplatte, die Signale zu den Kondensatoren 120, 130 oder zum Ausgangsanschluss 14 liefern. Außerdem kann die parasitäre Induktivität im Gehäuse der integrierten Schaltung durch verschiedene Arten von Gehäusen der integrierten Schaltung oder durch Verwenden von nackten Chips wirksam beseitigt werden. In diesen Fällen können die Werte der ersten und der zweiten parasitären Induktivität L₃ und L₄ in Gestaltungsberechnungen so gewählt werden, dass alle Quellen von parasitärer Induktivität zwischen der Differentialsignalquelle 17 und dem Ausgangsanschluss 14 berücksichtigt werden.
In der vorliegenden Beschreibung und in den Ansprüchen schließt das Wort "ein" oder "eine" vor einem Element das Vorhandensein mehrerer derartiger Elemente nicht aus. Außerdem schließt das Wort "umfassend" das Vorhandensein von anderen Elementen oder Schritten als den angeführten nicht aus.
Aus dem Lesen der vorliegenden Offenbarung werden Fachleuten andere Abwandlungen offensichtlich sein. Derartige Abwandlungen können andere Merkmale umfassen, die bereits auf dem Gebiet der HF-Technik und des Schaltungsentwurfs bekannt sind und anstelle von oder zusätzlich zu Merkmalen verwendet werden können, die bereits hierin beschrieben wurden.
INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
Funkempfänger, -sender und -sendeempfänger, und integrierte Schaltungen, die verwendet werden, um Funkausrüstungen auszuführen.

2

Vin: Eingangsspannung
Zin: Eingangsimpedanz

3

Phase: Phase
Frequency: Frequenz

6

Phase: Phase
Frequency: Frequenz

Claims

Elektrische HF-Schaltung, die dazu gestaltet ist, einen unsymmetrischen Anschluss (4) an eine erste (1) und eine zweite (2) Klemme eines symmetrischen Anschlusses anzupassen, umfassend einen ersten (20) und einen zweiten (30) Zweig, wobei der erste Zweig (20) einen ersten Weg umfasst, der den unsymmetrischen Anschluss (4) an die erste Klemme (1) des symmetrischen Anschlusses koppelt, und der zweite Zweig (30) einen zweiten Weg umfasst, der den unsymmetrischen Anschluss (4) an die zweite Klemme (2) des symmetrischen Anschlusses koppelt, wobei der erste Weg ein erstes reaktives Element (L1) umfasst und der zweite Weg ein zweites reaktives Element (L2) umfasst, wobei das erste reaktive Element (L1) mit einer ersten Resonanzfrequenz mit einer ersten parasitären Reaktanz, die mit dem ersten Zweig (20) verbunden ist, schwingt, wobei das zweite reaktive Element (L2) mit einer zweiten Resonanzfrequenz mit einer zweiten parasitären Reaktanz, die mit dem zweiten Zweig (30) verbunden ist, schwingt, wobei die erste Resonanzfrequenz höher als eine vorbestimmte Betriebsmittenfrequenz ist und die zweite Resonanzfrequenz niedriger als die vorbestimmte Betriebsmittenfrequenz ist, und wobei Signale, die vom ersten und vom zweiten Zweig zu einer Last geliefert werden, in Bezug zueinander um 180 ° phasenverschoben sind.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der symmetrische Anschluss einen Verstärker (7) umfasst und die erste (1) und die zweite (2) Klemme des symmetrischen Anschlusses einen ersten bzw. einen zweiten Eingang des Verstärkers umfassen, wobei der erste Zweig den ersten Eingang des Verstärkers umfasst und der zweite Zweig den zweiten Eingang des Verstärkers umfasst, wobei das erste reaktive Element einen ersten Induktor (L1) umfasst, der eine erste Induktivität aufweist, und das zweite reaktive Element einen zweiten Induktor (L2) umfasst, der eine zweite Induktivität aufweist, und wobei die erste parasitäre Reaktanz, die mit dem ersten Zweig verbunden ist, eine Eingangskapazität (C1) des ersten Eingangs des Verstärkers umfasst und die zweite parasitäre Reaktanz, die mit dem zweiten Zweig verbunden ist, eine Eingangskapazität (C2) des zweiten Eingangs des Verstärkers umfasst.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei die erste (L1) und die zweite (L2) Induktivität so gewählt wird, dass die Eingangsimpedanz am unsymmetrischen Anschluss (4) der Ausgangsimpedanz einer Signalquelle (10) im Wesentlichen gleich ist.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei die erste (L1) und die zweite (L2) Induktivität so gewählt wird, dass die Eingangsimpedanz am unsymmetrischen Anschluss im Wesentlichen 50Ω beträgt.
Schaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, wobei der Verstärker (7) als CMOS ausgeführt ist.
Funkempfänger, umfassend eine Schaltung nach einem der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der symmetrische Anschluss einen Chip mit einer integrierten Schaltung umfasst und die erste (1) und die zweite (2) Klemme des symmetrischen Anschlusses einen ersten bzw. einen zweiten Ausgang einer Differentialsignalquelle an einem ersten bzw. einem zweiten Anschlussbereich des integrierten Schaltungschips umfassen, wobei der erste Zweig (20) den ersten Ausgang des Chips mit der integrierten Schaltung umfasst und der zweite Zweig (30) den zweiten Ausgang des Chips mit der integrierten Schaltung umfasst, wobei das erste reaktive Element einen ersten Kondensator (C1) umfasst, der eine erste Kapazität aufweist, und das zweite reaktive Element einen zweiten Kondensator (C2) umfasst, der eine zweite Kapazität aufweist, wobei die erste parasitäre Reaktanz, die mit dem ersten Zweig verbunden ist, eine erste parasitäre Induktivität umfasst und die zweite parasitäre Reaktanz, die mit dem zweiten Zweig verbunden ist, eine zweite parasitäre Induktivität umfasst.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei die erste und die zweite parasitäre Induktivität zumindest teilweise an der Seite des unsymmetrischen Anschlusses des ersten (C1) bzw. des zweiten Kondensators (C2) auftreten.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei die erste und die zweite parasitäre Induktivität zumindest teilweise an der Seite der integrierten Schaltung des ersten (C1) bzw. des zweiten Kondensators (C2) auftreten.
Schaltung nach Anspruch 9, wobei die erste und die zweite parasitäre Induktivität zumindest teilweise innerhalb eines Gehäuses einer integrierten Schaltung (40) auftreten.
Schaltung nach Anspruch 10, wobei die erste und die zweite parasitäre Induktivität zumindest teilweise durch Anschlussdrähte der integrierten Schaltung (40) verursacht werden.
Schaltung nach Anspruch 9, wobei die erste und die zweite parasitäre Induktivität zumindest teilweise außerhalb eines Gehäuses der integrierten Schaltung (40) auftreten.
Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 12, wobei die Impedanz, die beiden aus dem ersten und dem zweiten Ausgang der Differentialsignalquelle geboten wird, im Wesentlichen gleich ist.
Funksender, umfassend die Schaltung nach einem der Ansprüche 1, 7, 8, 9, 10, 11, 12 oder 13.