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Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Phasenschieber 1 zur Änderung der Phase zwischen seinem hochfrequenten Eingangssignal und seinem Ausgangssignal um die Übertragungs-Phase Φ, bestehend aus einem in Bezug auf Ein- und Ausgang symmetrischen Zweitor 2, welches bezüglich seiner Hochfrequenzeigenschaften aus drei Zweipolen 5 aus verlustarmen Blindwiderständen 8 besteht, wobei mindestens einer der Zweipole 5 in Serienschaltung als Serien-Zweipol 6 zu einem der Anschlusstore 23 und mindestens einer der Zweipole 5 in Parallelschaltung als Parallel-Zweipol 7 hin zur Zweitor-Masse 9 angeordnet ist, so dass eine symmetrische T-Schaltung 24 beziehungsweise eine symmetrische π-Schaltung 25 gegeben ist.
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Hochfrequenz-Phasenschieber kommen zum Beispiel in der Antennentechnik für Phasengesteuerte Antennen zur Schwenkung des Richtdiagramms bzw. zu dessen Formung zur Anwendung. Hierbei besteht zumeist die Anforderung, die Schwenkung des Richtdiagramms elektronisch zu ermöglichen. Dies führt zu der Forderung nach einem elektronisch in seiner Übertragungs-Phase Φ steuerbaren Hochfrequenz-Phasenschieber.
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Ein Phasenschieber zur elektronischen Einstellung der Phase ist bekannt aus der
DE 3802662A1 . Dieser besteht aus einer Serien-Phasenschieber-Anordnung, wobei der Einstellungsbereich der einzelnen Phasenschieber gering ist. Die Phase wird dabei mithilfe geschalteter Dioden eingestellt. Für die kontinuierliche Nachführung des Richtdiagramms einer Antenne ist es jedoch wünschenswert, die Phase kontinuierlich, d. h. analog mithilfe eines elektrischen Signals einzustellen. Ein in der Übertragungsphase Φ elektronisch und analog einstellbarer Phasenschieber ist bekannt aus der
DE69127128 . Der Phasenschieber besteht aus einer Vierpol-Hybridschaltung mit einer Zweigleitung in Verbindung mit nur zwei Kapazitätsdioden oder Varactoren, deren Kapazitätswert mithilfe einer Steuerspannung eingestellt wird. Eine derartige Struktur ist zwar in der Lage einen großen Winkelbereich der Phase zu überstreichen, ermöglicht es jedoch nicht mit nur zwei Kapazitätsdioden eine entsprechende Kompensation der Einflüsse dahingehend herzustellen, dass eingangs- und ausgangsseitig eine hinreichende Reflexionsdämpfung in Bezug auf einen eingangs- und ausgangsseitigen Bezugs-Wellenwiderstand Z0 erreicht wird.
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Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen Hochfrequenz-Phasenschieber anzugeben, dessen Übertragungs-Phase Φ elektronisch steuerbar und bei einfacher Realisierung über einen weiten Winkelbereich und bei besonders kleiner Fehlanpassung analog einstellbar ist.
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Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Im Einzelnen zeigt:
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1: Grundformen eines Phasenschiebers nach der Erfindung
- a) Symmetrischer Phasenschieber mit T-Struktur, gebildet aus den beiden Serien-Zweipolen 6, bestehend aus der Serienschaltung der Serien-Festinduktivität 10 und dem in seinem Kapazitätswert einstellbarem Serien-Kapazitätselement 12 sowie aus dem Parallel-Zweipol 7, bestehend aus der Parallelschaltung der Parallel-Festinduktivität 26 und dem in seinem Kapazitätswert C(U) einstellbarem Parallel-Kapazitätselement 13b
- b) symmetrischer Phasenschieber mit π-Struktur gebildet aus zwei Parallel-Zweipolen 7 wie unter a) und aus einem Serien-Zweipol 6 wie unter a).
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2: Phasenschieber nach der Erfindung mit T-Struktur mit jeweils einer Kapazitäts-Diode 15 als in seinem Kapazitätswert einstellbarem Serien-Kapazitätselement 12 in den beiden Serien-Zweipolen 6 mit einer Kapazitäts-Diode 15 als in seinen Kapazitätswert einstellbarem parallel-Kapazitätselement 13 im Parallel-Zweipol 7 mit einer beispielhaften Versorgung der Kapazitäts-Dioden 15 mit der Einstellspannung U zur Einstellung der Übertragungsphase Φ des Phasenschiebers.
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3: Zeigt den Phasenschieber nach der Erfindung mit T-Schaltung wie in 2 jedoch ohne Zuführung der Steuerspannung U. Zur Anpassung des Variationsbereichs des Serien-Kapazitätselements 12 bzw. des Parallel-Kapazitätselements 13 an den Variationsbereich der betreffenden Kapazitäts-Diode 15 ist eine Ausgleichs-Serieninduktivität 16 mit untereinander gleichem Induktivitätswert LS in Serie geschaltet.
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4:
- a) zeigt eine Kapazitätsdiode 15 bzw. einen Varactor 15 mit einer Eigeninduktivität 18, wobei eine Ausgleichs-Serieninduktivität 16 in der Weise in Serie geschaltet ist, dass die Anpassung des Variationsbereichs des Dioden-Kapazitätswerts an den Variationsbereich des betreffenden Kapazitätselements 12, 13 gegeben ist,
- b) bei zu großer Eigeninduktivität 18 der Kapazitätsdiode erfolgt die Anpassung des Variationsbereichs durch eine, der Diode über einen Überbrückungskondensator 19 parallel geschaltete Ausgleichs-Parallelinduktivität 19.
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5: Phasenschieber nach der Erfindung mit T-Schaltung wie in 3 jedoch mit symmetrischem, d. h. differenziellem Eingang 3 und differenziellem Ausgang 4 des Zweitors 2. Die strichpunktierte Mittellinie zeigt die virtuelle Masse 9, an welcher die Schaltung in 3 gespiegelt ist.
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6: Beispiel eines Phasenschiebers nach der Erfindung
- a) Durchgangsdämpfung in dB eines in seinem Phasen-Variationsbereich und seiner Durchgangsdämpfung optimierten Phasenschiebers mit Z0 = 50 Ohm bei einer Frequenz von f = 1,45 GHz nach 3 mit baugleichen Kapazitätsdioden 15 in allen Zweigen in Abhängigkeit von dem durch die eingestellte Spannung U bewirkte eingestellten Kapazitätswert C(k) der Kapazitätselemente 14b
- b) Eingangs-Reflexionsfaktor in dB des Phasenschiebers wie unter a) in Abhängigkeit vom Kapazitätswert C(k) der Kapazitätselemente 14.
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7: Übertragungs-Phase Φ des optimierten Phasenschiebers in 6 in Abhängigkeit vom Kapazitätswert C(k) der Kapazitätsdioden 15.
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8: Phasenschieber als symmetrisches Zweitor 2, wie in 3, in Mikro-Streifenleitertechnik realisiert.
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Der Hochfrequenz-Phasenschieber
1 wie als symmetrisches Zweitor
2 mit seinem Eingang
3 und seinem Ausgang
4, bestehend aus 3 Zweipolen
5 als T-Schaltung in
1a und als π-Schaltung in
1b dargestellt ist, verfügt bei entsprechender Dimensionierung über einen besonders vorteilhaft großen Variationsbereich der Übertragungs-Phase Φ bei besonders kleiner Reflexionsdämpfung. Dabei sind alle Blindelemente als verlustarm angenommen. Hierbei ist besonders hervorzuheben, dass das Vorhandensein der in ihrem Kapazitätswert elektrisch einstellbaren Kapazitätselemente
12,
13 sowohl in den Serien-Zweipolen
6 als auch in den Parallel-Zweipolen
7 nach der Erfindung die Möglichkeit bietet, die durch gleichzeitige Veränderung aller Kapazitätswerte hervorgerufenen Reflexionen an den Toren besonders weitgehend zu kompensieren. Dabei ist es von besonderem Vorteil, dass dieses Ziel auch erreicht wird, wenn alle einstellbaren Kapazitätselemente
12,
13 in den Serien-Zweipolen
6 und den Parallel-Zweipolen
7 gleich sind, so dass sie sehr vorteilhaft durch gleiche Kapazitätsdioden
15 bzw. Varactoren realisiert werden können. Auf diese Weise können untereinander streuungsarme, auf einem Halbleiter-Substrat gestaltete Kapazitätselemente zur Anwendung kommen. Der bereits weiter oben erwähnte, in der
DE 3802662 A1 dargestellte Phasenschieber beinhaltet vier Hochfrequenz-Induktivitäten. Seine Übertragungsphase wird mit lediglich zwei Kapazitätsdioden eingestellt. Dadurch wird eine im Vergleich zum Phasenschieber der vorliegenden Erfindung eine kleinere Reflexionsdämpfung erreicht. Ein weiterer Vorteil gegenüber diesen Stand der Technik kommen bei dem Phasenschieber nach der Erfindung lediglich drei anstatt vier Festinduktivitäten zur Anwendung. Im Gegensatz zu Induktivitäten können Kapazitätsdioden ohne großen Flächenbedarf auf einem Halbleiter-Substrat realisiert werden. Insbesondere für die Realisierung eines Phasenschiebers in integrierter Technik ist es deshalb wesentlich wirtschaftlicher eine Induktivität weniger und dafür eine Kapazitäts-Diode mehr auf einem Substrat zu realisieren.
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Die Hauptmerkmale des Phasenschiebers 1 nach der Erfindung sind, dass
- – jeder Serien-Zweipol 7 aus der Serienschaltung einer gleichen Serien-Festinduktivität 10 und einem gleichen in seinem Kapazitätswert elektrisch einstellbarem Serien-Kapazitätselement 12 besteht
- – jeder Parallel-Zweipol 7 aus der Parallelschaltung einer gleichen Parallel-Festinduktivität 26 und einem gleichen in seinem Kapazitätswert elektrisch einstellbarem Parallel-Kapazitätselement 13 besteht und
- – alle Kapazitätselemente im symmetrischen Zweitor 2 in ihrem Kapazitätswert durch die gleiche elektrische Einstell-Spannung U zur Einstellung der Übertragungs-Phase Φ des Zweitors 2 eingestellt sind.
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Alle Serien-Zweipole 6 der Phasenschieber in 1 sind bezüglich ihrer Grundstruktur als in ihrer Resonanzfrequenz abstimmbare Serienresonanzkreise mit einer Serien-Festinduktivität 10 ausgeführt. In Dualität hierzu sind alle parallel-Zweipole 7 bezüglich ihrer Grundstruktur als in ihrer Resonanzfrequenz einstellbare Parallelresonanzkreise mit einer Parallel-Festinduktivität 26 gestaltet, so dass jeweils ein Zweitor 2 mit der bekannten Grundstruktur eines Resonanz-Bandpasses vorliegt. Im Gegensatz zum Resonanz-Bandpass, dessen Reflexionsdämpfung in einem größeren Frequenzbereich klein sein soll, wird für den Phasenschieber gefordert, dass er in der näheren Umgebung einer diskreten Frequenz f die Übertragungs-Phase Φ einstellbar bei jeweils großer Reflexionsdämpfung ermöglicht.
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Um dies zu bewerkstelligen, ist für einen Phasenschieber nach der vorliegenden Erfindung eine besondere Dimensionierung aller Blindelemente 8 des Zweitors 2 notwendig.
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Um hierfür einen Zugang zu finden, wird im Folgenden für die Elemente in 1 eine geeignete Normierung für die Blindelemente vorgenommen.
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Dazu werden die Serien-Festinduktivitäten 10 mit Ls und die Parallel-Festinduktivitäten 26 mit Lp bezeichnet. Weiterhin wird von untereinander gleichen Serien- und Parallel Kapazitätselementen 12, 13, 14 ausgegangen, deren Kapazitätswert, abhängig von der Einstellspannung U, den Wert C(U) besitzt.
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Die Normierung besteht in folgenden Festlegungen:
L0 sei der geometrische Mittelwert aus Ls und Lp, so dass gilt: L0 = √Ls·Lp
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Ls sei m-mal so wie L0 und Lp sei 1/m-mal so groß wie 10, so dass gilt: Ls = m·L0 und Lp = 1/m·L0
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C0 sei der Kapazitätswert, welcher zusammen mit dem Wert L0 bei der Betriebsfrequenz f des Phasenschiebers die Resonanzbedingung erfüllt, so dass gilt:
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Weiterhin sei der auf den Bezugs-Wellenwiderstand Z0 bezogene und aus L0 und C0 gebildete Resonanz-Blindwiderstand mit X0 bezeichnet, so dass gilt:
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Für den von der Einstellspannung U eingestellten wirksamen Kapazitätswert C(U) der Kapazitätselemente 14 bzw. der Kapazitäts-Dioden 15 soll gelten: C(U) = k·C0, wobei k durch die Einstellspannung U eingestellt wird.
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Damit ergibt sich für die Bezugsresonanzfrequenz frs des Serienresonanzkreises:
und die Bezugsresonanzfrequenz frp des Parallelresonanzkreises lautet:
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Für den auf Z0 bezogenen Blindwiderstandswert des Serien-Zweipols 6 ergibt sich abhängig von X0, m und k: Xr = (m – 1/k)·X0 und der auf 1/Z0 bezogene Blindleitwert des Parallel-Zweipols 5 lautet: Br = (k – m)/X0
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In Abhängigkeit von den Größen X0, m und der Einstellgröße k für den komplexen Übertragungsfaktor S21 der Schaltung mit T-Struktur in
1a folgende Beziehung:
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Durch Variation der Größen X0 und m kann der Phasenschieber im Hinblick auf den Variationsumfang der Übertragungs-Phase Φ unter Berücksichtigung der Reflexionsdämpfung gemäß den jeweils gegebenen Erfordernissen optimiert werden.
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Mit dem Argument von S21 ergibt sich die Übertragungs-Phase Φ. Bei Verlustarmut der Bauelemente ist der Reflexionsfaktor aus dem Betrag von S21 mit
gegeben.
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Mit f, Z0, X0, m und dem Einstellwert k sind die Größen aller Blindelemente aus den obigen Gleichungen bekannt.
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In den 6 und 7 sind beispielhaft die Ergebnisse dargestellt, die mit einem Phasenschieber gemäß den 2 und 3 erzielt werden können, dargestellt. Hierbei zeigt 6 die Übertragungs-Phase Φ eines bezüglich des Phasen-Variationsumfangs und der Reflexionsdämpfung optimierten Phasenschiebers in Abhängigkeit vom Kapazitätswert C(k) der Kapazitätsdioden 15. Die entsprechende, sich dabei ergebende Reflexionsdämpfung sowie die Übertragungsdämpfung sind in den 6a und 6b dargestellt. Besonders bemerkenswert hierbei ist der große Variationsbereich der Übertragungs-Phase Φ von nahezu 200°, der sich in Verbindung mit einer Übertragungsdämpfung von lediglich 0,3 dB im gesamten Einstellbereich realisieren lässt.
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In 2 ist der Phasenschieber aus 1a detaillierter dargestellt. Die Serien-Kapazitätselemente 12 und das Parallel-Kapazitätselement 13 sind als zueinander gleiche Kapazitäts-Dioden 15 ausgeführt. Die Einstellspannung U zur Einstellung der Übertragungs-Phase Φ des Phasenschieber ist zum einen über die Hochfrequenzdrosselspule 21 dem Knotenpunkt 20 und damit den Kapazitäts-Dioden 15 und zum anderen über die Zweitor-Masse 9 zugeführt. Die beiden Kapazitäts-Dioden 15 in den beiden Serien-Zweipolen 6 erhalten das Masse-Potenzial über die beiden hochfrequenzmäßig hochohmigen Hochfrequenzdrosselspulen 21. Die dargestellte Form der Versorgung der Kapazitätsdioden 15 ist rein beispielhaft. Sie richtet sich im Allgemeinen vielmehr nach der Technologie, welche zur Realisierung des Phasenschiebers des zur Anwendung kommt. Deshalb wird in den folgenden Figuren auf die Darstellung der Erzeugung der Vorspannung der Kapazitätsdioden 15 bzw. Varactoren des Phasenschiebers verzichtet.
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Vielfach ist es notwendig, den Variationsbereich des Kapazitätswerts CD(U) einer Kapazitätsdiode
15 an den geforderten Variationsbereich der wirksamen Kapazität C(U) der Kapazitätselemente
14 für die Erreichung des geforderten Variationsbereichs der Übertragungs-Phase Φ anzupassen. In
4a ist eine Kapazitätsdiode
15 mit ihrer Eigeninduktivität
18 dargestellt. Grundsätzlich wird diese Eigeninduktivität unterhalb der Eigenresonanzfrequenz vergrößernd auf den Variationsbereich der Kapazität des Bauelements. In der Regel ist es jedoch häufig notwendig, den Variationsbereich der Kapazität C(U) der Kapazitätselemente
14 durch Reihenschaltung einer Ausgleichs-Serieninduktivität
16 zur Kapazitätsdiode
15 zu erhöhen. Ist CD(U) die Kapazität der inneren Kapazitätsdiode
15 und LS die wirksame Serten-Induktivität, bestehend aus der Eigeninduktivität
18 des Bauelements und der Ausgleichs-Serieninduktivität
16 zusammen, so ergibt sich der wirksame Kapazitätswert C(U) des Kapazitätselements
14 zu:
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Bei zu großer Eigeninduktivität 18 der Kapazitätsdiode kann es erforderlich sein, den Variationsbereich des wirksamen Kapazitätswerts C(U) durch Parallelschaltung einer Ausgleichs-Parallelinduktivität 17 über einen Überbrückungskondensator 19 wie in 4b dargestellt, einzuengen.
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In 3 sind die unter einander gleichen Kapazitätselemente 4 jeweils mit einer Ausgleichs-Serieninduktivität 16 dargestellt. Für die Realisierung des Phasenschiebers werden in den Serien- Zweipolen 6 die Serien-Festinduktivität 10 und die Ausgleichs-Serieninduktivität 16 jeweils zweckmäßig zu einem Bauteil zusammengefasst.
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Für Frequenzen im Gigahertz-Frequenzbereich kann der Hochfrequenz-Phasenschieber 1 vorteilhaft als symmetrisches Zweitor 2, wie in 8 dargestellt, in Mikro-Streifenleitertechnik aufgebaut werden. Dabei sind die Serien-Festinduktivitäten 10 sowie die Ausgleichs-Serieninduktivitäten 16 und Parallel-Festinduktivität 26 als kurze elektrische Leitungen realisiert.
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In 5 ist der Hochfrequenz-Phasenschieber 1 als Differenzial-Phasenschieber mit in Bezug auf die Zweitor-Masse 9 symmetrischem Eingang und Ausgang in der Weise gestaltet, dass das symmetrische Zweitor 4 an der Zweitor-Masse 9 gespiegelt realisiert ist, so dass jeweils die beiden Parallel-Festinduktivitäten 26 in den Parallel-Zweipolen 7 zu einer gemeinsamen Parallel-Festinduktivität 27 und auch die in Serie zueinander geschalteten Kapazitäts-Dioden 15 zu einem Parallel-Kapazitätselement 13 zusammengefasst sind. Derartige symmetrische Anordnungen eignen sich besonders für die Technik der integrierten Schaltungen. Die Blindwiderstände und insbesondere die Kapazitäts-Dioden 15 sind im Interesse der kleinen Streuung der Kapazitätswerte untereinander auf einem Halbleiter-Substrat hergestellt.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Hochfrequenz-Phasenschieber
- 2
- symmetrischen Zweitor
- 3
- Eingang
- 4
- Ausgang
- 5
- Zweipolen
- 6
- Serien-Zweipol
- 7
- Parallel-Zweipol
- 8
- Blindwiderständen
- 9
- Zweitor-Masse
- 10
- Serien-Festinduktivität
- 11
- Blindwiderständen
- 12
- Serien-Kapazitätselement
- 13
- Parallel-Kapazitätselement
- 14
- Kapazitätselemente
- 15
- Kapazitäts-Dioden
- 16
- Ausgleichs-Serieninduktivität
- 17
- Ausgleichs-Parallelinduktivität
- 18
- Eigeninduktivität der Kapazitäts-Dioden
- 19
- Überbrückungskondensator
- 20
- Knotenpunkt
- 21
- Hochfrequenzdrosselspule
- 22
- Blockkondensatoren
- 23
- Anschlusstore
- 24
- symmetrische T-Schaltung
- 25
- π-Schaltung
- 26
- Parallel-Festinduktivität
- U
- Einstell-Spannung
- Z0
- Bezugs-Wellenwiderstand
- f
- Diskrete Betriebsfrequenz
- X0
- Resonanz-Blindwiderstand mit
- C(U)
- eingestellter wirksamer Kapazitätswert
- frs
- Bezugsresonanzfrequenz des Serienresonanzkreises
- frp
- Bezugsresonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises
- Xr
- bezogener Blindwiderstandswert des Serien-Zweipols
- Br
- bezogener Blindleitwert des Parallel-Zweipols
- S21
- komplexer Übertragungsfaktor
- S11
- Reflexionsfaktor
- CD(U)
- Kapazitätswert der Diode
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 3802662 A1 [0003, 0015]
- DE 69127128 [0003]
