KR100719945B1 - Ｒｆ 전기 회로, 무선 수신기, 및 무선 송신기 - Google Patents

Ｒｆ 전기 회로, 무선 수신기, 및 무선 송신기 Download PDF

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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 발룬(balun)의 기능을 대신함으로써 평형 포트(1, 2, 11, 12)를 비평형 포트(4, 14)와 인터페이스하도록 구성되는 RF 회로에 관한 것이다. 평형 회로의 두 브랜치에 있는 반응 요소(20, 30, 120, 130)는 기생 리엑턴스를 통해 공진함으로써 두 공진 회로를 형성한다. 미리 결정된 동작 중심 주파수에서, 두 공진 회로 중 하나의 공진 회로는 공진의 위에 있고 다른 공진 회로는 공진의 아래에 있음으로써, 두 브랜치에 의해 전달되는 신호 사이에 180°의 위상차를 초래한다. 비평형 신호 소스(10)를 평형 로드(40)에 인터페이스하기 위해서 사용될 때, 입력 임피던스는 반응 요소(20, 30) 값의 선택을 통해 신호 소스의 출력 임피던스에 매칭되는 실수 값으로 설정될 수 있다.

Description

ＲＦ 전기 회로, 무선 수신기, 및 무선 송신기{RF ELECTRICAL CIRCUIT, RADIO RECEIVER, AND RADIO TRANSMITTER}
본 발명은, 비평형 포트(unbalanced port)를 평형 포트에 매칭시키도록 구성되는 RF 회로에 관한 것으로, 무선 수신기를 구현하는데 사용되는 집적 회로를 포함하여 무선 수신기, 송신기 및 트랜시버에 대한 특정의 애플리케이션을 갖지만 그러한 것들에 대한 애플리케이션만으로 제한되지는 않는다.
무선 주파수에서 동작하는 집적 회로는 일반적으로 차동 입력단을 갖는데, 그로 인해 두 입력단은 증폭기에 대해서 평형 입력단 쌍(balanced pair of inputs)을 형성한다. 그러한 입력단에는 진폭은 동일하지만 180°의 위상차를 갖는 신호가 공급되어야 한다. 예컨대 안테나와 같은 많은 무선 주파수(RF) 신호 소스는 비-차동의 비평형 신호를 제공한다. 비평형 신호 소스로부터의 비평형 신호를 평형 입력단 쌍으로의 접속을 위한 평형 신호로 변환하기 위해 발룬(balun)을 사용함으로써 그러한 신호 소스를 그러한 집적 회로에 매칭시키는 것이 일반적으로 행해진다. 이러한 애플리케이션에서, 발룬의 기본적인 기능은 서로에 대해 180°의 위상차를 갖는 두 버전의 소스 신호를 생성하는 것이다.
또한, 무선 주파수에서 동작하는 집적 회로는 일반적으로 차동 출력단을 갖는데, 그로 인해 차동 출력 스테이지로부터의 두 출력은 평형 쌍을 형성한다. 그러한 출력단은 진폭은 동일하지만 180°의 위상차를 갖는 신호를 공급한다. 예컨대 안테나와 같은 많은 무선 주파수(RF) 로드 디바이스(load device)는 비-차동의 비평형 신호를 필요로 한다. 평형 신호 쌍을 비평형 로드 디바이스로의 접속을 위한 비평형 신호로 변환하기 위해서 발룬을 사용함으로써 그러한 로드 디바이스를 그러한 집적 회로에 매칭시키는 것이 일반적으로 행해진다. 이러한 애플리케이션에서, 발룬의 기본적인 기능은 하나의 신호를 반전시키고 상기 쌍을 결합함으로써 서로에 대해 180°의 위상차를 갖는 두 버전의 신호를 비평형 신호로 변환하는 것이다.
발룬은 기성품 모듈(off-the-shelf module)로서 이용가능하지만, 이것들은 고가이면서 일반적으로 매우 높은 손실을 갖는다.
발룬은 또한 개별적인 커패시터 및 인덕터를 사용하여 구현될 수 있지만, 구성 요소의 개수, 원가 및 볼륨을 더욱 감소시키는 것이 바람직하다.
발룬은 인쇄 회로 기판 상에 인쇄된 구성 요소(printed component)로서 구현될 수 있지만, 예컨대 2.4 GHz와 같은 일부 동작 주파수에서는 대형화될 것이다.
본 발명의 목적은 평형 포트(balanced port)를 비평형 포트(unbalanced port)에 매칭시키도록 구성되는 향상된 RF 회로를 제공하는데 있다.
본 발명의 제 1 양상에 따라, 비평형 포트를 평형 포트의 제 1 및 제 2 단자에 매칭시키도록 구성된 RF 전기 회로가 제공되는데, 상기 RF 전기 회로는 제 1 및 제 2 브랜치(branch)를 포함하고, 상기 제 1 브랜치는 비평형 포트를 평형 포트의 제 1 단자에 연결하는 제 1 경로를 포함하고, 상기 제 2 브랜치는 비평형 포트를 평형 포트의 제 2 단자에 연결하는 제 2 경로를 포함하고, 상기 제 1 경로는 제 1 반응 소자를 포함하고, 상기 제 2 경로는 제 2 반응 소자를 포함하며, 여기서, 상기 제 1 반응 소자는 제 1 브랜치와 결합된 제 1 기생 리엑턴스를 통해 제 1 공진 주파수에서 공진하고, 상기 제 2 반응 소자는 제 2 브랜치와 결합된 제 2 기생 리엑턴스를 통해 제 2 공진 주파수에서 공진하며, 상기 제 1 공진 주파수는 사전 결정된 동작 중심 주파수 보다 더 높고, 상기 제 2 공진 주파수는 사전 결정된 동작 중심 주파수보다 더 낮으며, 상기 제 1 및 제 2 브랜치로부터 로드(load)에 전달되는 신호는 서로에 대해서 180°의 위상차를 갖는다.
본 발명의 또 다른 양상에 따라, 평형 포트는 증폭기를 포함하고 상기 평형 포트의 제 1 및 제 2 단자는 증폭기의 제 1 및 제 2 입력단을 각각 포함하는 RF 전기 회로가 제공되는데, 여기서, 제 1 브랜치는 증폭기의 제 1 입력단을 포함하고, 제 2 브랜치는 증폭기의 제 2 입력단을 포함하며, 제 1 반응 소자는 제 1 인덕턴스를 갖는 제 1 인덕터를 포함하고, 제 2 반응 소자는 제 2 인덕턴스를 갖는 제 2 인덕터를 포함하며, 제 1 브랜치와 결합된 제 1 기생 리엑턴스는 증폭기의 제 1 입력단의 입력 커패시턴스를 포함하고, 제 2 브랜치와 결합된 제 2 기생 리엑턴스는 증폭기의 제 2 입력단의 입력 커패시턴스를 포함한다.
본 발명의 제 1 실시예에서는, 신호 소스로부터 비평형 신호를 수신하기 위한 입력 포트와, CMOS 집적 회로에 구현되면서 한 쌍의 평형 입력단을 구비하는 RF 증폭기가 제공된다. 상기 입력 포트와 증폭기의 두 평형 입력단 사이에는 두 개의 인덕터가 각 입력단에 하나씩 연결된다. 각각의 인덕터는 증폭기의 각 입력단의 고 유 기생 입력 커패시턴스와 함께 직렬 동조 회로를 형성한다. 각 동조 회로의 공진 주파수에서, 각각의 개별적인 입력단에서의 전압은 180°만큼 바뀐다. 두 인덕터는, 회로의 동작 중심 주파수에서, 하나의 동조 회로는 공진 아래에 있고 다른 공진회로는 공진 위에 있도록 하기 위해서 서로 다른 값을 갖는다. 이 상태에서, 증폭기의 입력 사이에는 180°의 위상차가 존재하고, 회로는 발룬의 기능을 수행한다.
입력 포트에서 신호 소스에 제공되는 입력 임피던스는 인덕터의 내부 기생 레지스턴스 및 증폭기의 입력단의 기생 커패시턴스와 함께 두 인덕터 값에 의해 결정되고, 그 결과, 두 직렬 동조 회로의 공진 주파수 선택을 통해 설정될 수 있다.
일반적으로, 신호 소스는 복소수가 아닌 실수의 출력 임피던스를 나타내고, 실수의 로드 임피던스와 매칭될 필요가 있다. 입력 포트에서 신호 소스에 제공되는 입력 임피던스가 실질적으로 실수이도록 보장하기 위해서, 인덕터 값은, 동작 중심 주파수가 실질적으로 두 직렬 동조 회로의 공진 주파수 사이의 중간에 있도록 또한 선택된다.
입력 포트에서 입력 임피던스의 값은, 예컨대 두 인덕터 값간의 차이를 선택하고 그에 따라 동작 중심 주파수로부터 공진 주파수까지의 간격을 선택함으로써, 예를 들어 50Ω인 신호 소스의 출력 임피던스와 매치를 이루도록 조정될 수 있다.
이런 식으로, 비평형 신호 소스를 집적된 증폭기의 평형 입력단 쌍에 매칭시키는 것이 고유 기생 특징과 협력하여 단지 두 인덕터를 사용함으로써 달성되고, 그 결과 적은 구성 요소의 개수, 낮은 구성 요소 원가, 및 낮은 구성 요소 볼륨이 달성된다.
본 발명의 다른 양상에 따라, 평형 포트는 집적 회로 다이(die)를 포함하고, 상기 평형 포트의 제 1 및 제 2 단자는 집적 회로 다이의 각각의 제 1 및 제 2 접속 영역 상에 차동 신호 소스의 각각의 제 1 및 제 2 출력단을 포함하는, RF 전기 회로가 제공되는데, 여기서, 제 1 브랜치는 집적 회로 다이의 제 1 출력단을 포함하고, 제 2 브랜치는 집적 회로 다이의 제 2 출력단을 포함하며, 제 1 반응소자는 제 1 커패시턴스를 갖는 제 1 커패시터를 포함하고, 제 2 반응 소자는 제 2 커패시턴스를 갖는 제 2 커패시터를 포함하며, 제 1 브랜치와 결합된 제 1 기생 리엑턴스는 제 1 기생 인덕턴스를 포함하고, 제 2 브랜치와 결합된 제 2 기생 리엑턴스는 제 2 기생 인덕턴스를 포함한다.
본 발명의 제 2 실시예에서는, 한 쌍의 접속 영역에 차동 신호 소스의 평형 출력단 쌍을 제공하는 CMOS 또는 바이폴라 집적 회로 다이 및 로드 디바이스에 비평형 신호를 전달하기 위한 출력 포트가 제공된다. 상기 접속 영역 쌍 각각은 결합선(bond wire)을 통해 집적 회로 패키지의 각 접속 핀에 연결된다. 각각의 접속 핀과 출력 포트 사이에는 커패시터가 연결된다. 각각의 커패시터는 각 브랜치의 상호 연결부에서 고유의 기생 인덕턴스와 직렬 동조 회로를 형성하는데, 이러한 상호 연결부는 접속 핀으로의 집적 회로 다이, 커패시터로의 접속 핀, 및 출력 포트로의 커패시터를 포함한다. 각 동조 회로의 공진 주파수에서, 각각의 개별적인 동조 회로의 전압은 180°만큼 바뀐다. 두 커패시터는, 신호 소스의 동작 중심 주파수에서, 하나의 동조 회로는 공진 아래에 있고 다른 동조 회로는 공진 위에 있도록 선택된다. 이러한 상태에서는, 두 동조 회로의 신호 간에는 180°의 위상차가 존재하고, 상기 동조 회로 쌍은 발룬의 기능을 수행한다.
본 발명의 제 3 실시예에서는, 각 브랜치의 상술된 세 상호연결부 중에서 임의의 하나 또는 두 개의 상호연결부가 상당한 기생 인덕턴스를 갖지 않도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 출력 포트를 커패시터에 물리적으로 근접하게 배치하는 것은 커패시터의 출력 포트 측 상에서의 기생 인덕턴스를 효과적으로 제거할 수 있다. 또 다른 예로써, 집적 회로는 패키지 없이 노출식 다이(naked die)로서 장착될 수 있거나, 패키지 내에 무시할 수 있을 정도 크기의 기생 인덕턴스를 야기하는 방식으로 패키지 내에 장착될 수 있다. 상기 제 2 실시예에서, 각각의 동조 회로는 각 브랜치의 상호연결부에 존재하는 기생 인덕턴스와 커패시터를 포함한다.
차동 신호 소스 출력단에 제공되는 로드 임피던스는 상호연결부의 각 기생 인덕턴스와 함께 두 커패시터 값에 의해 결정되고, 그 결과, 두 직렬 동조 회로의 공진 주파수를 선택함으로써, 차동 신호 소스의 각 출력단에 제공되는 로드 임피던스는 동일하게 되고, 로드 디바이스의 임피던스에 비해 작게 된다.
이러한 방식으로, 차동 신호 소스를 비평형 로드 디바이스에 매칭시키는 것은 고유 기생 특징과 협력하여 커패시터만을 사용함으로써 달성되고, 그 결과 적은 구성 요소 개수, 낮은 구성 요소 원가, 및 작은 구성 요소 볼륨을 달성한다.
이제, 본 발명이 첨부 도면과 관련하여 예를 통해 설명될 것이다.
도 1은 회로의 제 1 실시예를 예시하는 개략적인 블록도.
도 2는 도 1의 회로의 실시예에 대한 개략적인 회로도.
도 3은 증폭기 입력단에서의 전압의 위상을 나타내는 그래프.
도 4는 회로의 제 2 실시예를 예시하는 개략적인 블록도.
도 5는 도 4의 회로의 실시예에 대한 개략적인 회로도.
도 6은 동조 회로에서의 전압의 위상을 나타내는 그래프.
도면에서는, 일치하는 특징부를 나타내기 위해서 동일한 참조 번호가 사용되었다.
제 1 실시예를 예시하는 도 1 및 도 2를 참조하면, 예컨대 안테나일 수 있으면서 입력 포트(4)에 연결되는 신호 소스(10)가 제공된다. 입력 포트(4)는 제 1 인덕터(20)와 제 2 인덕터(30)에 연결된다. 제 1 인덕터(20)로부터의 출력은 CMOS RF 집적 회로(40) 내에 포함된 증폭기(7)의 제 1 입력단(1)(도 2)에 공급되고, 제 2 인덕터(30)로부터의 출력은 증폭기(7)의 제 2 입력단(2)에 공급되는데, 여기서 증폭기의 제 1 및 제 2 입력단(1, 2)은 평형 쌍으로 구성된다. 집적 회로(40)는 증폭기를 포함하고, 예컨대 집적된 무선 수신기나 무선 수신기의 집적된 프런트 엔드일 수 있다.
도 2를 참조하면, 신호 소스(10)는 전압 생성기(5)와 예컨대 50Ω인 내부 레지스턴스(resistance)(6)로 표현된다. 제 1 인덕터(20)는 내부 레지스턴스(R1)와 직렬 연결된 인덕턴스(L1)로 표현된다. 제 2 인덕터(30)는 내부 레지스턴스(R2)와 직렬 연결된 인덕턴스(L2)로 표현된다.
집적 회로(40) 내부에서는, 제 1 입력단(1)과 접지 사이에 기생 커패시턴스(C1)가 존재하고 제 2 입력단(2)과 접지 사이에 기생 커패시턴스(C2)가 존재한다. 집적 회로(40)의 다른 내부 회로는 본 발명을 이해하는데 반드시 필요한 것은 아니기 때문에 도 2에서 도시되어 있지 않다. 본 발명을 이해하는데 반드시 필요한 것은 아닌 집적 회로(40)로의 다른 입력과 또한 그로부터의 출력은 도시되어 있지 않다.
도 3을 참조하면, 제 1 인덕터(20)와 제 1 입력 커패시턴스(C1)로 형성된 제 1 직렬 동조 회로에서의 전압의 위상(φ1)은 신호 소스(10)의 주파수에 따라 다르고, +90°에서 -90°까지 변하며, 제 1 동조 회로의 공진 주파수(F1)에서 "제로(0°)"을 지나간다. 마찬가지로, 제 2 인덕터(30)와 제 2 입력 커패시턴스(C2)로 형성된 제 2 동조 회로에서의 전압의 위상(φ2)은 신호 소스(10)의 주파수에 따라 다르고, +90°에서 -90°까지 변하며, 제 2 동조 회로의 공진 주파수(F2)에서 "제로(0°)"을 지나간다. 인덕터 값은, 공진 주파수(F1 및 F2)가 회로의 원하는 동작 중심 주파수(F0)의 위와 아래에 각각 있도록 하고, 원하는 동작 중심 주파수(F0)에서 각각의 직렬 공진 회로에서의 전압이 180°차이가 나도록, 선택된다. 동작 중심 주파수는 예컨대 거의 2.4 GHz일 수 있다.
비평형 신호 소스(10)의 복소수가 아닌 실수의 임피던스(6)를 평형 증폭기 입력단(1 및 2)에 매칭시키기 위해서 두 가지 필요조건이 존재한다. 먼저, 제 1 및 제 2 인덕터(20 및 30)가 증폭기의 제 1 및 제 2 입력단(1 및 2)의 기생 커패시턴스(C1 및 C2)와 협력하여 신호 소스에 실수 임피던스를 제공하여야 하고, 둘째로, 신호 소스 임피던스를 거의 매칭하도록 상기 임피던스 값을 조정하는 것이 가능하여야 한다. 이러한 두 가지 필요조건은 도 2에 도시된 회로의 수학식을 참조하여 이후에 차례로 고려된다.
설명의 명확성을 위해서, 다음의 접근법(approximations)이 이루어진다. 제 1 및 제 2 인덕터(20 및 30)의 내부 레지스턴스는 동일하다는 것, 즉 R1=R2=R라는 것이 가정된다. 실제로, 이러한 값들은 다를 수 있고 측정에 의해서 결정될 수 있다. 또한, 증폭기의 제 1 및 제 2 입력단(1 및 2)의 기생 커패시턴스는 동일하다는 것, 즉 C1=C2=C라는 것이 가정된다. 실제로, 이러한 값들은 집적 회로 제조 처리공정의 특징이고, 거의 매칭을 이루며, 일반적으로 집적 회로 제작자로부터 입수가능하다.
제 1 및 제 2 인덕터(20 및 30)와 기생 커패시턴스(C1 및 C2)를 포함하는 회로의 입력단(4)에서의 입력 임피던스(Zin)는, 주파수(ω)에서, 다음과 같이 주어진다:
Figure 112002002906340-pct00001
이 수학식은 입력 임피던스(Zin)를 제공하기 위해서 다음과 같이 다시 정리될 수 있다:
Figure 112002002906340-pct00002
검사해 본 결과, 입력 임피던스(Zin)는 다음과 같을 때 실수 값이다:
Figure 112002002906340-pct00003
즉,
Figure 112002002906340-pct00004
Figure 112002002906340-pct00005
로 설정하면, 따라서, 입력 임피던스(Zin)가 실수 값일 조건은 다음과 같다:
Figure 112002002906340-pct00006
임피던스(Zin)는 제 1 및 제 2 인덕턴스 값의 평균 값 및 기생 커패시턴스(C)의 공진 주파수가 동작 중심 주파수(F0)와 동일하게 되도록 제 1 및 제 2 인덕턴스(L1 및 L2)의 값을 선택함으로써 원하는 동작 중심 주파수(F0)에서 실수 값일 수 있다. 이것은, 임피던스(Zin)가 동작 중심 주파수(F0)에서 실수 값이도록 하기 위해서, 동작 중심 주파수(F0)가 증폭기의 제 1 입력단(1)의 기생 커패시턴스(C1) 및 제 1 인덕터(L1)의 공진 주파수(F1)와 증폭기의 제 2 입력단(2)의 기생 커패시턴스(C2) 및 제 2 인덕터(L2)의 공진 주파수(F2) 사이에 동일하게 떨어져 있도록 제 1 및 제 2 인덕턴스(L1 및 L2)의 값이 선택된다고 설명하는 것과 같다.
Figure 112002002906340-pct00007
로 설정하면, 동작 중심 주파수(F0)에서 입력 임피던스(Zin)는 다음과 같이 주어진다는 것을 알 수 있다:
Figure 112002002906340-pct00008
내부 레지스턴스는 일반적으로 인덕터 요소에 의해서 미리 결정되지만, 입력 임피던스(Zin)는 두 인덕턴스 값(L1 및 L2)간의 차이를 변경함으로써 조정될 수 있다. 예를 들어, 50Ω의 내부 레지스턴스(6)를 구비한 신호 소스(10)를 매칭시키기 위해서, 인덕턴스 값(L1 및 L2)은 50Ω의 입력 임피던스(Zin)를 제공하도록 선택됨으로써, 원하는 동작 중심 주파수(F0)를 유지하는 동시에 공진 주파수(F1 및 F2)를 조정할 수 있다.
직렬 동조 회로의 위상은 또한 다음과 같이 수학적으로 설명될 수 있다. 기본 회로를 분석하여 보면, 증폭기의 제 1 입력단(1)에서의 전압(V1)은 신호 소스(10)에 의해서 입력 포트(4)로 전달되는 전압(Vin)에 대해 다음과 같다:
Figure 112002002906340-pct00009
마찬가지로, 증폭기의 제 2 입력단(2)에서의 전압(V2)은 신호 소스(10)에 의해 입력 포트(4)로 전달되는 전압(Vin)에 대해서 다음과 같다:
Figure 112002002906340-pct00010
위에서 유도된 조건
Figure 112002002906340-pct00011
를 사용하면 다음과 같이 제공된다:
Figure 112002002906340-pct00012
, 및
Figure 112002002906340-pct00013
Figure 112002002906340-pct00014
일 때, 제 1 및 제 2 증폭기의 입력단(1, 2)에서의 전압(V1 및 V2)은 180°의 차이를 갖는다. 만약 내부 레지스턴스(R)가 더 커진다면, 평형의 정확도는 떨어진다.
위의 수학적인 분석은, 제 1 및 제 2 인덕터(20 및 30)의 내부 레지스턴스가 동일하다는 가정, 즉 R1=R2=R이라는 가정에 기초한다. 실제로, 이러한 내부 레지스턴스 값간에는 작은 차이가 있을 수 있다. 작은 차이는 위상차를 최적화하고 임피던스를 최적화하는데 필요한 인덕턴스 값(L1 및 L2)의 작은 편차를 유도할 수 있다. 구성 요소의 값에 대한 최적화는 표준 회로 시뮬레이션 및/또는 구성 요소 대체 기술을 통해 수행될 수 있다.
본 발명의 제 2 실시예를 예시하는 도 4 및 도 5를 참조하면, 거기에는 제 1 및 제 2 출력 접속 핀(11, 12)을 구비하는 집적 회로(140)가 도시되어 있다. 집적 회로는 예컨대 무선 송신기일 수 있다. 제 1 출력 접속 핀(11)은 제 1 커패시터(120)에 연결되고, 상기 제 1 커패시터(120)로부터의 출력단은 출력 포트(14)에 연결된다. 제 2 출력 접속 핀(12)은 제 2 커패시터(130)에 연결되고, 제 2 커패시터(130)로부터의 출력단은 출력 포트(14)에 연결된다. 출력 포트(14)와 전기적인 접지 사이에는 로드 디바이스(110)가 접속된다.
도 5를 참조하면, 제 1 커패시터(120)는 C3의 값을 갖고, 제 2 커패시터(130)는 C4의 값을 가지며, 로드 디바이스(110)는 R' 값의 임피던스로 표시되어 있다. 집적 회로(140) 내에는, 평형 쌍으로 구성되면서 제 1 및 제 2 결합 패드(bond pad)(15, 16)에 각각 공급되는 제 1 및 제 2 출력을 구비하고 제 1 및 제 2 전압(V3 및 V4)을 각각 공급하는 차동 신호 소스(17)를 포함하는 다이(die)가 제공된다. 거기에는 제 1 결합 패드(15)를 제 1 출력 접속 핀(11)에 연결하는 제 1 결합선(bond wire)(18)과 제 2 결합 패드(16)를 제 2 출력 접속 핀(12)에 연결하는 제 2 결합선(19)이 제공된다. 제 1 및 제 2 결합선(18, 19) 각각은 고유 기생 인덕턴스를 구비하는데, 상기 고유 기생 인덕턴스는 각각의 결합 패드(15, 16)와 각각의 출력 접속 핀(11, 12) 사이에 각각 접속되는 L3 및 L4의 값을 갖는 인덕터로 도 5에 도시되어 있다. 집적 회로(140)의 다른 내부 회로는 도 5에서 도시되어 있지 않은데, 그 이유는 본 발명을 이해하는데 반드시 필요한 것은 아니기 때문이다. 본 발명을 이해하는데 있어서 반드시 필요한 것은 아닌 집적 회로(140)로의 다른 입력과 또한 그로부터의 다른 출력은 도시되어 있지 않다.
제 2 실시예의 제 1 동조 회로는 제 1 결합선 인덕턴스(L3)와 제 1 커패시터(120)의 결합으로 형성되어 F3인 주파수에서 공진하고, 제 2 실시예의 제 2 동조 회로는 제 2 결합선 인덕턴스(L4)와 제 2 커패시터(130)의 결합으로 형성되어 F4인 주파수에서 공진한다. 제 1 및 제 2 출력 접속 핀(11, 12)과 제 1 및 제 2 커패시터(120, 130) 사이의 상호연결부 및 제 1 및 제 2 커패시터(120, 130)와 출력 포트(14) 사이의 상호 연결부의 기생 인덕턴스는 무시가능하다.
도 6을 참조하면, 제 1 동조 회로에서 전압의 위상(φ3)은 신호 소스(17)의 주파수에 따라 다르고, +90°에서 -90°까지 변하며, 공진 주파수(F3)에서 "제로(0°)"을 지나간다. 마찬가지로, 제 2 동조 회로에서 전압의 위상(φ4)은 신호 소스(17)의 주파수에 따라 다르고, +90°에서 -90°까지 변하며, 공진 주파수(F4)에서 "제로(0°)"을 지나간다. 제 1 및 제 2 커패시터 값(C2, C4)은, 공진 주파수(F2 및 F4)가 신호 소스의 원하는 동작 중심 주파수(F0)의 위와 아래에 각각 있고, 또한 원하는 동작 중심 주파수(F0)에서 각 직렬 공진 회로에서의 전압이 180°의 차이를 갖도록, 선택된다. 상기 동작 중심 주파수는 예컨대 거의 2.4 GHz일 수 있다.
또한, 제 1 및 제 2 커패시터 값(C3, C4)은 차동 신호 소스의 제 1 및 제 2 출력단에 원하는 임피던스를 제공하도록 선택될 수 있다.
제 1 및 제 2 커패시터 값에 대한 선택 기준은 도 5에 도시된 회로의 수학식을 참조하여 아래에서 설명된다.
ω인 주파수에서 제 1 동조 회로의 임피던스는 다음과 같다:
Figure 112002002906340-pct00015
동작 중심 주파수에서, 제 2 동조 회로의 임피던스는 제 1 동조 회로에 대해서 180°의 위상차를 갖는데, 즉 다음과 같다:
Figure 112002002906340-pct00016
이 경우에, 출력 포트(14)에서의 전압(V0)이 다음과 같고:
Figure 112002002906340-pct00017
상기 회로는 발룬의 기능, 즉 제 1 차동 소스 출력 전압(V3)을 반전된 제 2 차동 소스 출력 전압(V4)과 합산하는 것을 수행한다는 것을 알 수 있다.
또한, 제 1 결합 패드(15)에서 신호 소스의 제 1 출력단에 제공되는 임피던스는 동작 중심 주파수에서 다음과 같고:
Figure 112002002906340-pct00018
제 2 결합 패드(16)에서 신호 소스의 제 2 출력단에 제공되는 임피던스는 동작 중 심 주파수에서 다음과 같다는 것을 알 수 있다:
Figure 112002002906340-pct00019
만약 R'≫X 라면, 차동 신호 소스(17)의 각 출력단에 제공되는 임피던스는 X2/2R'이고, 신호 소스(17)의 두 출력단에는 매우 작으면서 동일한 임피던스가 제공된다. 이러한 특징은, 예컨대 집적 회로가 전력 증폭기이고 로드 디바이스가 안테나일 때에 유리할 수 있다.
본 발명의 다른 특징은, 신호 소스(17)에 의해 전달되는 신호의 더 높은 고조파(harmonics)가 제 1 및 제 2 동조 회로에 의해서 제거된다는 점이다.
기생 인덕턴스(L3 및 L4)의 값은 집적 회로 제작자에 의해 공급되는 데이터로부터 알 수 있거나 표준 회로 시뮬레이션 및 측정 기술을 사용하여 결정될 수 있다. 제 1 및 제 2 커패시터 값(C3 및 C4)의 선택은 표준 회로 계산, 시뮬레이션 및/또는 측정 기술을 통해 수행될 수 있다.
상술된 실시예에서, 유일한 기생 인덕턴스 소스는 집적 회로 패키지 내의 결합선이다. 본 발명의 다른 실시예에서는, 차동 신호 소스(17)의 출력단과 출력 포트(14) 사이에는, 신호를 커패시터(120, 130)나 출력 포트(14)에 전달하는 인쇄 회로 기판 트랙과 같은 다른 기생 인덕턴스 소스가 존재할 수 있다. 또한, 집적 회로 패키지 내의 기생 인덕턴스는 다른 타입의 집적 회로 패키지를 통해서나 또는 노출식 다이를 사용함으로써 효과적으로 제거될 수 있다. 이러한 경우에, 제 1 및 제 2 기생 인덕턴스(L3 및 L4)의 값은 차동 신호 소스(17)와 출력 포트(14) 사이의 모든 기생 인덕턴스 소스를 고려하도록(account for) 설계 계산시에 선택될 수 있다.
본 발명의 명세서와 청구범위에서, 단수로 쓰인 소자들은 복수의 그러한 소자들에 대한 존재를 배제하지 않는다. 또한, "포함하는"이란 용어는 리스트된 구성 요소들이나 단계들 이외의 다른 구성 요소들이나 단계들에 대한 존재를 배제하지는 않는다.
본 개시를 읽음으로써, 당업자들에게 다른 변경이 자명해질 것이다. 그러한 변경은 RF 엔지니어링 및 회로 설계에 있어 이미 알려져 있으면서 본 명세서에서 이미 설명된 특징을 대신하거나 또는 그에 추가하여 사용될 수 있는 다른 특징들을 포함할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 무선 수신기, 송신기 및 트랜시버와 무선 기기를 구현하는데 사용되는 집적 회로에 이용 가능하다.

Claims (14)

  1. 비평형 포트(unbalanced port)를 평형 포트(balanced port)의 제 1 및 제 2 단자에 매칭시키도록 구성된 RF 전기 회로로서,
    제 1 및 제 2 브랜치(branch)를 포함하며,
    상기 제 1 브랜치는 상기 비평형 포트를 상기 평형 포트의 상기 제 1 단자에 연결하는 제 1 경로를 포함하고, 상기 제 2 브랜치는 상기 비평형 포트를 상기 평형 포트의 상기 제 2 단자에 연결하는 제 2 경로를 포함하고, 상기 제 1 경로는 제 1 반응 소자를 포함하고, 상기 제 2 경로는 제 2 반응 소자를 포함하며,
    여기서, 상기 제 1 반응 소자는 상기 제 1 브랜치와 연관된 제 1 기생 리엑턴스를 통해 제 1 공진 주파수에서 공진하고,
    상기 제 2 반응 소자는 상기 제 2 브랜치와 연관된 제 2 기생 리엑턴스를 통해 제 2 공진 주파수에서 공진하고,
    상기 제 1 공진 주파수는 미리 결정된 동작 중심 주파수 보다 더 높고, 상기 제 2 공진 주파수는 상기 미리 결정된 동작 중심 주파수보다 더 낮으며,
    상기 제 1 및 제 2 브랜치로부터 로드(load)에 전달되는 신호는 서로에 대해서 180°의 위상차를 갖는,
    RF 전기 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 평형 포트는 증폭기를 포함하고, 상기 평형 포트의 상기 제 1 및 제 2 단자는 증폭기의 제 1 및 제 2 입력단을 각각 포함하며,
    여기서, 상기 제 1 브랜치는 상기 증폭기의 제 1 입력단을 포함하고, 상기 제 2 브랜치는 상기 증폭기의 제 2 입력단을 포함하고,
    상기 제 1 반응 소자는 제 1 인덕턴스를 갖는 제 1 인덕터를 포함하고, 상기 제 2 반응 소자는 제 2 인덕턴스를 갖는 제 2 인덕터를 포함하며,
    상기 제 1 브랜치와 연관된 상기 제 1 기생 리엑턴스는 상기 증폭기의 제 1 입력단의 입력 커패시턴스를 포함하고, 상기 제 2 브랜치와 연관된 상기 제 2 기생 리엑턴스는 상기 증폭기의 제 2 입력단의 입력 커패시턴스를 포함하는,
    RF 전기 회로.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 인덕턴스는, 상기 비평형 포트에서의 입력 임피던스가 신호 소스의 출력 임피던스와 실질적으로 동일하도록 선택되는, RF 전기 회로.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 인덕턴스는 상기 비평형 포트에서의 상기 입력 임피던스가 실질적으로 50Ω이 되도록 선택되는, RF 전기 회로.
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 증폭기는 CMOS로 구현되는, RF 전기 회로.
  6. 무선 수신기로서,
    제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에서 기재된 회로를 포함하는, 무선 수신기.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 평형 포트는 집적 회로 다이(die)를 포함하고, 상기 평형 포트의 상기 제 1 및 제 2 단자는 상기 집적 회로 다이의 각각의 제 1 및 제 2 접속 영역 상에 차동 신호 소스의 제 1 및 제 2 출력단을 각각 포함하며,
    여기서, 상기 제 1 브랜치는 상기 집적 회로 다이의 제 1 출력단을 포함하고, 상기 제 2 브랜치는 상기 집적 회로 다이의 제 2 출력단을 포함하며,
    상기 제 1 반응 소자는 제 1 커패시턴스를 갖는 제 1 커패시터를 포함하고, 상기 제 2 반응 소자는 제 2 커패시턴스를 갖는 제 2 커패시터를 포함하며,
    상기 제 1 브랜치와 연관된 상기 제 1 기생 리엑턴스는 제 1 기생 인덕턴스를 포함하고, 상기 제 2 브랜치와 연관된 상기 제 2 기생 리엑턴스는 제 2 기생 인덕턴스를 포함하는,
    RF 전기 회로.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 기생 인덕턴스는 상기 제 1 및 제 2 커패시터로 이루어진 상기 비평형 포트 측 상에서 적어도 부분적으로 각각 발생하는, RF 전기 회로.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 기생 인덕턴스는 상기 제 1 및 제 2 커패시터로 이루어진 상기 집적 회로 측 상에서 적어도 부분적으로 각각 발생하는, RF 전기 회로.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 기생 인덕턴스는 집적 회로 패키지에 대해 적어도 부분적으로는 내부적으로 발생하는, RF 전기 회로.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 기생 인덕턴스는 적어도 부분적으로는 집적 회로의 결합선(bond wire)으로 인해 존재하는, RF 전기 회로.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 기생 인덕턴스는 집적 회로 패키지에 대해 적어도 부분적으로는 외부적으로 발생하는, RF 전기 회로.
  13. 제 7 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 차동 신호 소스의 상기 제 1 및 제 2 출력단 모두에 제공되는 상기 임피던스는 실질적으로 동일한, RF 전기 회로.
  14. 무선 송신기로서,
    제1항, 제7항, 제8항, 제9항, 제10항, 제11항, 또는 제12항 중 어느 한 항에 기재된 회로를 포함하는, 무선 송신기.
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