DE102011087116A1

DE102011087116A1 - Frequenzvervielfacher

Info

Publication number: DE102011087116A1
Application number: DE102011087116A
Authority: DE
Inventors: Toshihiko Yoshimasu; Takayuki Shibata
Original assignee: Waseda University; Denso Corp
Current assignee: Waseda University; Denso Corp
Priority date: 2010-11-30
Filing date: 2011-11-25
Publication date: 2012-05-31
Also published as: JP2012119819A; US20120133400A1; JP5646302B2; US8773224B2

Abstract

Ein Frequenzvervielfacher weist eine Eingangsschaltung (10), eine Ausgangsschaltung (20) und einen Schwingkreis (6) auf. Die Eingangsschaltung (10) ist mit einem Eingangsknotenpunkt (1) und einem mittleren Knotenpunkt (A) verbunden. Der mittlere Knotenpunkt (A) stellt ein mittleres Signal bereit, das eine Signalkomponente aufweist, welche die gleiche Frequenz wie ein Eingangssignal aufweist, das an den Eingangsknoten (1) gegeben wird. Das mittlere Signal weist ferner ein geradzahlig n-faches der Eingangssignalfrequenz auf. Die Ausgangsschaltung (20) weist eine vorbestimmte Eingangsimpedanz für den mittleren Knotenpunkt (A) auf. Der Schwingkreis (6) weist eine Spule (4) auf, die in Reihe mit einem Kondensator (5) geschaltet ist, wobei der Kondensator parallel zum mittleren Knoten (A) geschaltet ist. Der Schwingkreis (6) weist eine Resonanzfrequenz auf, die gleich einer Frequenz des Eingangssignals ist, und dieser Schwingkreis (6) weist ebenso eine Ausgangsimpedanz auf, die mit der vorbestimmten Eingangsimpedanz der Ausgangsschaltung (20) übereinstimmt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen einen Frequenzvervielfacher, der hauptsächlich für eine Kommunikationsvorrichtung verwendet wird.
Für gewöhnlich nutzt ein Frequenzvervielfacher die Nichtlinearität von Transistoren, wie beispielsweise Feldeffekttransistoren (FET), Bipolartransistoren und dergleichen. Dadurch dass gemeinsame Anschlüsse der Transistoren auf Masse gelegt und die Transistoren im oder in der Nähe des Abschnürbereichs ihres Funktionsbereichs betrieben werden, ist der Frequenzvervielfacher dazu ausgelegt, eine hochfrequente Welle zu erzeugen.
7 zeigt einen Schaltplan eines herkömmlichen Frequenzvervielfachers, der FETs verwendet. Die in der 7 gezeigte Schaltung, die in der JP 2,998,837 (JP '837) beschrieben wird, ist eine Kombination aus einem Mikrowellen-Frequenzvervielfacher und einem Verstärker. In der 7 weist der Frequenzvervielfacher einen Eingangsknotenpunkt 11, einen Ausgangsknotenpunkt 12, einen FET 110, dessen Source auf Masse gefegt ist, eine Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 130, eine Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 160 und eine Stichleitungsschaltung 150 zum Kurzschließen einer Grundschwingung von einem Ausgangsanschluss des FET 110 auf. Wenn der FET 110 in oder in der Nähe des Abschnürbereichs betrieben wird, weist die Wellenform des elektrischen Ausgangsstroms die Form einer gleichgerichteten Halbwelle auf und weist das Ausgangsspektrum hiervon viele Hochfrequenzwellenkomponenten auf, die so erzeugt werden, dass sie einer geradzahligen Multiplikation der Eingangsfrequenz entsprechen. Unter den Ausgangswellen in solch einem Ausgangsspektrum ist eine Welle mit der größten Ausgangsleistung eine Doppelschwingung. Folglich weist das Ausgangssignal dann, wenn die Grundschwingung an die in der 7 gezeigte Schaltung gegeben wird, eine zweifache Frequenz der Grundschwingung auf.
Die Source des FET 110 ist auf Masse gelegt, und zwischen dem Gate des FET 110 und einem Eingangsknotenpunkt 11 sind Übertragungsleitungen L1, L2, L3 angeordnet, um die Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 130 zu bilden. Ferner ist der Drain-Anschluss 19 des FET 110 mit der Stichleitungsschaltung 150 verbunden und wird das andere Ende der Stichleitungsschaltung 150 in einem offenen Zustand gehalten, um so eine Schaltung zur Unterdrückung der Grundschwingung zu bilden. Der Drain-Anschluss 19 des FET 110 ist ebenso mit einer Impedanzanpassungsschaltung 170 verbunden, die Übertragungsleitungen 15, 16 und 17 aufweist.
Ein FET 120 ist ein als Verstärker dienender Transistor, der eine Verstärkung von der Doppelschwingung hervorbringt. Die Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 160 weist Übertragungsleitungen 18, 19 und 110 auf und dient als ein Teil eines Verstärkers und passt die Ausgangsimpedanz des FET 120 an dessen Last an (d. h. für gewöhnlich 50 Ω). Ferner ist ein Gleichstromabschneidekondensator 17 zwischen dem FET 110 und dem FET 120 verbunden, um die Gleichstromkomponente zu entfernen oder zu blockieren. Die Stichleitungsschaltung 150 ist eine offene Stichleitung (d. h. eine Stichleitung mit einem offenen Ende), die eine Abmessung von einer viertel Wellenlänge der Grundschwingung aufweist. Die Stichleitungsschaltung 150 dient als offene Stichleitung für die Doppelschwingung, da die Wellenlänge der Doppelschwingung gleich der halben Wellenlänge der Grundschwingung ist. Folglich beeinflusst die Stichleitungsschaltung 150 die Impedanz nicht, wenn die Doppelschwingung vom Ausgangsanschluss abgenommen wird.
Die Stichleitungsschaltung 150 der viertel Wellenlänge der Grundschwingung ist jedoch verhältnismäßig groß, so dass der Frequenzvervielfacher nur schwer in geringer Größe ausgebildet werden kann. Wenn ein Frequenzvervielfacher beispielsweise auf einem Si-Substrat für die Grundschwingung der Frequenz von 1 GHz gebildet ist, weist der Frequenzvervielfacher eine Abmessung von 20 mm auf.
Ein Schaltungsaufbau mit einer kleineren Schaltung ist ebenso in der JP '837 offenbart und in der 8 gezeigt. Bei diesem Beispiel sind eine Spule 804 und ein Kondensator 805 mit dem Drain-Anschluss 19 des FET 110 verbunden, für die Resonanz der Grundschwingung. Die Resonanzfrequenz f_r des Schwingkreises 820 mit der Spule 804 und dem Kondensator 805 wird durch die nachstehende Gleichung 1 beschrieben.
Bei solch einer Schaltung weist die Spule 804 eine Größe von ungefähr 300 bis 400 μm auf und kann der Kondensator 805 kleiner als die Spule 804 ausgebildet sein. Die Schaltung muss jedoch eine Impedanzanpassungsschaltung 840, die aus einer Kombination aus einer Spule 806 und einem Kondensator 807 aufgebaut ist, in einer nachfolgenden Stufe nach dem Schwingkreis 820 aufweisen, so dass auch diese Schaltung nur schwer in geringer Größe ausgebildet werden kann.
Die Grundschwingungskurzschlussschaltung ist, wie vorstehend im Zusammenhang mit den in den 7 und 8 gezeigten Beispielschaltungen beschrieben, mit einer Ausgangsseite (d. h. dem Drain-Anschluss 19) des FET 110 verbunden, wobei die Schaltung zum Kurzschließen der Grundschwingung entweder (i) als die Stichleitungsschaltung 150 einer viertel Wellenlänge der Grundschwingung oder (ii) als der Schwingkreis aus der Kombination der Spule 804 und des Kondensators 805 gebildet ist und in einer nachfolgenden Stufe einer solchen Schaltung eine Impedanzanpassungsschaltung (30, 840) verbunden ist. Bei solch einer Konfiguration werden die Unterdrückung der Grundschwingung und die Impedanzanpassung jeweils in verschiedenen Schaltungen realisiert, was sich erschwerend dabei auswirkt, die Schaltungsgröße zu verringern.
Es ist angesichts der obigen und weiterer Probleme Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Frequenzvervielfacher bereitzustellen, der eine Verringerung der Schaltungsgröße ermöglicht.
Gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist der Frequenzvervielfacher eine Eingangsschaltung auf, die zwischen einem Eingangsknotenpunkt und einem mittleren Knotenpunkt angeordnet ist, zur Erzeugung und Ausgabe eines mittleren Signals, das ein harmonisches Signal eines Eingangssignals ist. Insbesondere weist das mittlere Signal Signalkomponenten eines geradzahlig n-fachen von Frequenzen des an den Eingangsknotenpunkt gegebenen Eingangssignals und eine Signalkomponente der gleichen Signalfrequenz wie das Eingangssignal auf. Der Frequenzvervielfacher weist ferner eine Ausgangsschaltung auf, die eine vorbestimmte Eingangsimpedanz für das mittlere Signal vom mittleren Knotenpunkt aufweist, mit welchem die Ausgangsschaltung verbunden ist. Der Frequenzvervielfacher weist einen Schwingkreis auf, der aus einer Reihenschaltung einer Spule und eines Kondensators gebildet und parallel zum mittleren Knotenpunkt geschaltet ist. Der Schwingkreis weist eine Resonanzfrequenz auf, die gleich einer Frequenz des Eingangssignals ist, und dieser Schwingkreis weist eine Ausgangsimpedanz auf, die mit der vorbestimmten Eingangsimpedanz der Ausgangsschaltung übereinstimmt.
Gemäß solch einem Aufbau erzeugt die Eingangsschaltung das mittlere Signal mit einer Frequenzkomponente, die gleich der Eingangssignalfrequenz ist, und anderen Frequenzkomponenten, die als n-faches der Eingangssignalfrequenz erzeugt werden, und gibt dieses mittlere Signal an den mittleren Knotenpunkt. Für die Signalkomponente des mittleren Signals, die gleich der Eingangssignalfrequenz f_in ist, ist die Impedanz des Schwingkreises „0”, um so ein Verschwinden solch einer Signalkomponente im Schwingkreis durch den Kurzschluss zu ermöglichen. Demgegenüber tritt für die Signalkomponenten des mittleren Signals mit den n-fachen Frequenzen der Eingangssignalfrequenz f_in (d. h. für die harmonischen Wellen der Eingangssignalfrequenz) nicht solch ein Verschwinden in Erscheinung, so dass diese Signalkomponenten zur Ausgangsschaltung übertragen werden können. Ferner wird, da die Ausgangsimpedanz des Schwingkreises von einer Ausgangsschaltungsseite an die Eingangsimpedanz der Ausgangsschaltung angepasst ist, die Reflexion der harmonischen Komponenten unterdrückt. Dies führt dazu, dass der Schwingkreis der vorliegenden Erfindung als die lmpedanzwandlungsschaltung und der Schwingkreis dienen kann, so dass der Frequenzvervielfacher mit einer geringeren Anzahl von Komponenten realisiert werden kann.
Weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erfolgt, näher ersichtlich sein. In den Zeichnungen zeigt:
1 einen Schaltplan eines Frequenzvervielfachers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 einen Schaltplan des Frequenzvervielfachers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3 ein Frequenzverlaufsdiagramm einer Impedanz eines Schwingkreises auf der Grundlage von am besten geeigneten Bemessungswerten;
4A ein Wellenformdiagramm eines Ausgangsstroms des in der 2 gezeigten Frequenzvervielfachers, wenn ein am besten geeigneter Schwingkreis verwendet wird;
4B ein Wellenformdiagramm einer Ausgangsspannung des in der 2 gezeigten Frequenzvervielfachers, wenn ein am besten geeigneter Schwingkreis verwendet wird;
5A ein Wellenformdiagramm eines Ausgangsstroms des in der 2 gezeigten Frequenzvervielfachers, wenn ein nicht geeigneter Schwingkreis verwendet wird;
5B ein Wellenformdiagramm einer Ausgangsspannung des in der 2 gezeigten Frequenzvervielfachers, wenn ein nicht geeigneter Schwingkreis verwendet wird;
6 ein Frequenzverlaufsdiagramm einer Impedanz eines Schwingkreises auf der Grundlage von nicht geeigneten Bemessungswerten;
7 einen Schaltplan eines herkömmlichen Frequenzvervielfachers, der einen FET verwendet; und
8 einen Schaltplan eines herkömmlichen Frequenzvervielfachers, der eine Spule und einen Kondensator verwendet.
Die vorliegende Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
(Erste Ausführungsform)
1 zeigt einen Schaltplan eines Frequenzvervielfachers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Frequenzvervielfacher der ersten Ausführungsform weist einen Eingangsknotenpunkt 1, einen Ausgangsknotenpunkt 2, eine Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 30, einen FET 10, einen Schwingkreis 6, einen Gleichstromabschneidekondensator 7, einen FET 20 und eine Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 40 auf.
Die Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 30 ist zwischen dem Eingangsknotenpunkt 1 und einem Gate des FET 10 angeordnet und verbindet diese miteinander. Die Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 30 weist Kondensatoren 31, 32 und eine Spule 33 auf. Der Kondensator 31 und die Spule 33 sind zwischen den Eingangsknotenpunkt 1 und das Gate des FET 10 in Reihe geschaltet, und der Kondensator 32 ist an seinem einen Ende mit einem Verbindungsknotenpunkt zwischen dem Kondensator 31 und der Spule 33 und an seinem anderen Ende mit einer Masse verbunden. Der FET 10 ist ein Transistor für eine Halbwellengleichrichtung, und die Source des FET 10 ist mit der Masse verbunden.
Der Schwingkreis 6 und der Gleichstromabschneidekondensator 7 sind zwischen einem Drain des FET 10, das als Drain-Knotenpunkt 9 vorgesehen ist, und einem Gate des FET 20 angeordnet. Der Schwingkreis 6 weist eine Spule 4 und einen Kondensator 5 auf, die zwischen den Drain des FET 10 und die Masse in Reihe geschaltet sind.
Der Gleichstromabschneidekondensator 7 ist mit dem Drain des FET 10 und dem Gate des FET 20 verbunden und blockiert jeglichen Gleichstrom. Der FET 20 ist als Verstärker ausgelegt, wobei die Source des FET 20 mit der Masse verbunden ist. Die Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 40 ist eine Schaltung für eine Impedanzanpassung auf einer Ausgangsseite und zwischen dem Drain des FET 10 und dem Ausgangsknotenpunkt 2 angeordnet. Die Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 40 weist eine Spule 41 und Kondensatoren 42, 43 auf. Die Spule 41 und der Kondensator 43 sind zwischen das Drain des FET 20 und den Ausgangsknotenpunkt 2 in Reihe geschaltet, und der Kondensator 42 ist an seinem einen Ende mit einem Verbindungsknotenpunkt zwischen der Spule 41 und dem Kondensator 43 und an seinem anderen Ende mit der Masse verbunden.
Folglich sind in der vorliegenden Ausführungsform der Schwingkreis 6 zur Grundschwingungsunterdrückung und der Gleichstromabschneidekondensator 7 zwischen dem Drain-Knotenpunkt 9 und dem FET 20 angeordnet. Ferner ist die Eingangsimpedanzanpassungsschaltung derart konfiguriert, dass die Bereitstellung der elektrischen Energie der Grundschwingung vom Eingangsknotenpunkt 1 aufrechterhalten und nicht verringert wird, wenn die Grundschwingung an den FET 10 gegeben wird.
Der Schwingkreis 6, der mit dem Drain-Knotenpunkt 9 des FET 10 zur Grundschwingungsunterdrückung verbunden ist, wist die Spule 4 und den Kondensator 5 auf. Eine Resonanzfrequenz f_r des Schwingkreises 6 wird durch die Gleichung 1 beschrieben, die nachstehend aufgezeigt wird. Obgleich die Unterdrückung der Grundschwingung erzielt wird, wenn die Frequenz der Grundschwingung gleich der Resonanzfrequenz f_r ist, kann solch ein Zustand, basierend auf der Gleichung 1, durch verschiedene Kombinationen eines Induktionskoeffizienten L der Spule 4 und einer Kapazität C des Kondensators 5 realisiert werden.
Demgegenüber wird eine Impedanz Z einer Reihenschaltung mit der Spule 4 und dem Kondensator 5 durch die folgende Gleichung 2 beschrieben.
In der Gleichung 2 beschreibt ω eine Winkelfrequenz, die in der folgenden Gleichung 3 definiert wird. ω = 2πf (3)
Gemäß den Gleichungen 2 und 3 ist die Impedanz Z dann, wenn die Frequenz f über der Resonanzfrequenz f_r liegt (f > f_r), induktiver Natur. Demgegenüber ist die Ausgangsimpedanz des FET 10, sowie die Eingangsimpedanz des FET 20, kapazitiver Natur. Dies liegt hauptsächlich an der Drain-Source-Kapazität auf einer Ausgangsseite des FET 10 und der Gate-Source-Kapazität auf einer Eingangsseite des FET 20. Folglich wird dadurch, dass der Schwingkreis 6 verwendet wird, eine konjugiert komplexe Anpassung zwischen dem FET 10 und dem FET 20 erzielt. Genauer gesagt, wenn die Konfiguration derart ist, dass eine Komponente einer reellen Zahl der Impedanz auf der linken Seite eines mittleren Knotenpunkts A gleich einer Komponente einer reellen Zahl der Impedanz auf der rechten Seite des mittleren Knotenpunkts A in der 1 ist, wobei deren Absolutwerte von Komponenten einer imaginären Zahl der Impedanz zueinander gleich sind (d. h. jeweilige Komponenten einer imaginären Zahl von zwei Impedanzen gleichen Betrags und verschiedener Vorzeichen (plus/minus)), die Impedanzanpassungsschaltung nicht erforderlich ist, so dass die Produktgröße des Frequenzvervielfachers verringert werden kann. Obgleich die Transistoren in der 1 als FETs gezeigt sind, wird Fachleuten angesichts der vorliegenden Offenbarung ersichtlich sein, dass die FETs durch Bipolartransistoren ersetzt werden können, um den gleichen Betrieb wie die FETs auszuführen,
(Zweite Ausführungsform)
2 zeigt einen Schaltplan des Frequenzvervielfachers der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Aufgrund der häufigen Verwendung des Differenzsignals bei der Hochfrequenz-LSI mit einem Si-Substrat zeigt die vorliegende Ausführungsform eine Realisierung der vorliegenden Erfindung für eine Vorrichtung, die ein Differenzsignal verwendet. D. h., der Frequenzvervielfacher der vorliegenden Ausführungsform verwendet Bipolartransistoren als Komponente des Frequenzvervielfachers und des Ausgangsverstärkers, bei denen ein Differenzsignal als Eingangssignal und als Ausgangssignal bereitgestellt wird.
In der 2 weist der Frequenzvervielfacher der zweiten Ausführungsform auf: (i) eine Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 200; (ii) eine Schaltung zur Erzeugung einer harmonischen Schwingung mit Transistoren 210, 211, Widerständen 220, 221 und einer elektrischen Energiequelle 222; (iii) einen Schwingkreis 250 mit einer Spule 240 und einem Kondensator 241; und (iv) eine Ausgangsverstärkerschaltung mit zwei Gleichstromabschneidekondensatoren 7, 7, Bipolartransistoren 260, 261, Widerständen 270, 271 und einer elektrischen Energiequelle 272; und (v) eine Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 280.
In der vorliegenden Ausführungsform dienen ein Knotenpunkt A1 und ein Knotenpunkt A2 als der Eingangsknotenpunkt, um die Differenzsignale bereitzustellen, welche die gleiche Amplitude und eine Phasenverschiebung von 180 Grad aufweisen. Ferner dienen ein Knotenpunkt B1 und ein Knotenpunkt B2 als der Ausgangsknotenpunkt, wobei jeder der Knotenpunkte B1, B2 die Differenzsignale ausgibt.
In der Impedanzanpassungsschaltung 200 ist die Anpassungsschaltung 30 der 1 mit jedem der Eingangsknotenpunkt A1, A2 verbunden, um ein Paar von Anpassungsschaltungen 30 (nicht gezeigt) zu bilden.
Die Transistoren 210, 211, die als „Transistorpaar 210A” bezeichnet werden, sind ein Transistorpaar, welches den Differenzbetrieb ausführt. Durch jeden der Widerstände 220, 221 wird eine Gleichspannung an das Transistorpaar 210A gegeben, um es so den Widerständen 220, 221 zu ermögliche, als Lastwiderstand für das Transistorpaar 210A zu dienen. Die elektrische Energiequelle 222 stellt einen Gleichstrom für das Transistorpaar 210A bereit. Die Emitter-Anschlüsse und die Kollektor-Anschlüsse des Transistorpaars 210A sind kurzgeschlossen, wobei diese Anschlüsse gemeinsam mit dem Knotenpunkt 230 bzw. 231 verbunden sind.
Die Gleichstromabschneidekondensatoren 7, 7 sind vorgesehen, um jeglichen Gleichstrom zu blockieren.
Die Transistoren 260, 261, die als „Transistorpaar 260A” bezeichnet werden, bilden einen Differenzverstärker der Doppelschwingung. Die Widerstände 270, 271 geben die Gleichspannung auf das Transistorpaar 260A und dienen als Lastwiderstand des Transistorpaars 260A. Die elektrische Energiequelle 272 stellt einen Gleichstrom des Transistorpaars 260A bereit.
Die Spule 240 und der Kondensator 241 dienen als Schwingkreis 250, welche die Grundschwingung kurzschließt, und dienen ferner als Impedanzanpassungsvorrichtung für die Transistorpaare 210A, 260A.
Die Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 280 führt eine Impedanzanpassung für den Ausgang des Differenzverstärkers aus, wenn der Verstärker von den Ausgangsknotenpunkten B1, B2 aus betrachtet wird. Die Ausgangsimpedanzanpassungsschaltung 280 ist für gewöhnlich als Lastwiderstand von 100 Ω (nicht gezeigt) zwischen die Ausgangsknotenpunkte B1, B2 geschaltet.
Nachstehend wird der vorstehend beschriebene Frequenzvervielfacher der vorliegenden Ausführungsform näher beschrieben.
Das Differenzsignal oder eine Grundschwingung mit einer Grundfrequenz von den Eingangsknotenpunkten A1, A2 wird über die Eingangsimpedanzanpassungsschaltung 200 an das Transistorpaar 210A gegeben. Das Transistorpaar 210A wird in oder in der Nähe des Abschnürbereichs vorgespannt, und das Ausgangssignal des Transistorpaars 201A weist eine Wellenform in Form einer gleichgerichteten Halbwelle auf.
Da die Kollektor-Anschlüsse der Transistoren 210, 211 sind kurzgeschlossen, sollte die Grundschwingung des Ausgangssignals am Knotenpunkt 230 nicht vorhanden sein. D. h., aufgrund der gegenseitigen Auslöschung der Grundschwingungsausgänge von den Kollektor-Anschlüssen der Transistoren 210, 211 bedingt durch die Phasenverschiebung von 180 Grad des eingegebenen Differenzsignals der Grundschwingung. Demgegenüber tauchen die Doppelschwingungssignale, welche die gleiche Phase aufweisen, an den Kollektor-Anschlüssen der Transistoren 210, 211 auf. Die gleiche Situation ergibt sich für die Emitter-Anschlüsse. Folglich wird selbst dann, wenn die Kollektor-Anschlüsse und die Emitter-Anschlüsse des Transistorpaars 201A kurzgeschlossen sind, das Doppelschwingungssignal nicht beeinflusst.
Da die Spannungen des Doppelschwingungssignals, die zwischen dem Kollektor-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des Transistorpaars 210A erzeugt werden, eine Phasenverschiebung von 180 Grad aufweisen, kann solch eine Schwingung als das Differenzsignal von dem Kollektor-Anschluss und dem Emitter-Anschluss des Transistorpaars 210A erfasst werden. Folglich sollte Fachleuten ersichtlich sein, dass aufgrund eines Fertigungsfehlers oder dergleichen der Transistoren 210, 211 ein nominaler Ausgang der Grundschwingung am Anschluss der Transistoren 210, 211 auftreten kann. Der Schwingkreis 250, welche die Grundschwingung unterdrückt, wird effektiv verwendet. In solch einer Situation sind, zur Erfassung der Frequenz der Doppelschwingung, die Spule 240 und der Kondensator 241 im Schwingkreis 250 dazu ausgelegt, die konjugiert komplexe Anpassung zwischen dem Transistorpaar 210A und dem Transistorpaar 260A zu ermöglichen.
3 zeigt ein Beispiel einer Frequenzcharakteristik einer Vorrichtung, die Si-Ge-Heterojunction-Bipolartransistoren (HBT) als die Transistoren 210, 211, 260, 261, eine Zylinderspule von 0,5 nH als die Spule 240 und einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator (d. h. MIM-Kondensator) von 0,3 pF als den Kondensator 241 verwendet. Die Grundfrequenz der eingegebenen Grundschwingung wird auf 13 GHz gesetzt, und die Frequenz der Doppelschwingung wird auf 26 GHz gesetzt. In der 3 sind ein Frequenzverlauf 302 der Impedanz entsprechend einer Betrachtung zur rechten Seite von den mittleren Knotenpunkten B und C in der 2 und ein Frequenzverlauf 301 der Impedanz entsprechend einer Betrachtung zur linken Seite von den mittleren Knotenpunkten B und C in der 2 im Smith-Diagramm geplottet. In diesem Fall ist der Frequenzverlauf 301 der Impedanz eine Impedanz, welche den Schwingkreis 250 umfasst, und ist der Frequenzverlauf 302 der Impedanz eine Impedanz, welche die Gleichstromabschneidekondensatoren 7, 7 umfasst, jedoch keine Impedanz, welche den Schwingkreis 250 umfasst.
In der 3 nimmt der Frequenzverlauf 301 der Impedanz bei einer Frequenz der Grundschwingung einen niedrigen Wert an, was an einem Punkt D von 13 GHz der Fall ist, wodurch die Effektivität des Schwingkreises 250 beschrieben wird. In diesem Fall wird die Verschiebung des Punkts D von der „Kurzposition” (d. h. von dem Punkt ganz links im Smith-Diagramm) durch den nominalen Verlust des Schwingkreises 250 bewirkt.
Demgegenüber nimmt der Frequenzverlauf 301 der Impedanz bei einer Doppelschwingungsfrequenz im Wesentlichen einen konjugiert komplexen Impedanzwert an, der sich an einem Punkt E von 26 GHz befindet, bezüglich des Frequenzverlaufs 302 der Impedanz an einem Punkt F. Folglich wird an den Knotenpunkten 230, 231 die konjugiert komplexe Impedanzanpassung realisiert.
Genauer gesagt, der Schwingkreis 250 wird durch die Grundschwingung (d. h. bei einer niedrigen Impedanz) zum Schwingen gebracht und dient als Impedanzanpassungsvorrichtung bei der Frequenz der Doppelschwingung.
Wenn die Impedanz, wie in 3 gezeigt, angepasst wird, wird die Wellenform an den Knotenpunkten 230, 231 des Frequenzvervielfachers nahezu symmetrisch und nahezu eine Sinuswellenform, wobei dann, wenn die Impedanz nicht angepasst wird, die Wellenform des Ausgangssignals des Frequenzvervielfachers asymmetrisch wird und keine Sinuswellenform annimmt.
Die 4A und 4B zeigen Wellenformdiagramme eines Ausgangsstroms bzw. einer Ausgangsspannung des in der 2 gezeigten Frequenzvervielfachers, wenn ein am besten geeigneter Schwingkreis 250 damit verbunden ist. D. h., die 4A und 4B zeigen Rechenergebnisse der Wellenformen des elektrischen Stroms und der Spannung, die an den Knotenpunkten 230, 231 erzeugt werden. In der 4A sind zwei Wellenformen 401, 402 zwei Wellenformen des elektrischen Stroms (Einheit Ampere), die symmetrisch zueinander sind und eine Sinuswellenform aufweisen. In der 4B sind zwei Wellenformen 403, 404 die Wellenform der Spannung (Einheit Volt), die ebenso symmetrisch zueinander sind und eine Sinuswellenform aufweisen, gleich den Wellenformen des elektrischen Stroms, wobei die Wellenformen 401 und 403 dem Ausgang des Knotens 230 entsprechen und die Wellenformen 402 und 404 dem Ausgang des Knotens 231 entsprechen.
Die 5A und 5B zeigen Wellenformdiagramme eines Ausgangsstroms und einer Ausgangsspannung des in der 2 gezeigten Frequenzvervielfachers, wenn ein nicht geeigneter Schwingkreis 250 damit verbunden ist. D. h., die Plots in den 5A und 5B zeigen die Wellenformberechnungsergebnisse, wenn der Schwingkreis 250 nicht als Impedanzanpassungsschaltung dient. In der 5A sind Wellenformen 411, 412 die Wellenformen des elektrischen Stroms, und in der 5B sind Wellenformen 413, 414 die Wellenformen der Spannung, wobei die Wellenformen 411 und 413 dem Ausgang des Knotens 230 entsprechen und die Wellenformen 412 und 414 dem Ausgang des Knotens 231 entsprechen. Hierbei weist die Induktivität der Spule 240 einen Wert von 1,0 nH und die Kapazität des Kondensators 241 einen Wert von 0,15 pF auf. Gemäß der Gleichung 1 wird die Resonanzfrequenz des Schwingkreises 250 als 13 GHz berechnet. Die Impedanzanpassung wird jedoch nicht ermöglicht.
In der 6 sind, ähnlich der 3, ein Frequenzverlauf 601 der Impedanz entsprechend einer Betrachtung zur linken Seite von den mittleren Knotenpunkten B und C und ein Frequenzverlauf 602 der Impedanz entsprechend einer Betrachtung zur rechten Seite von den mittleren Knotenpunkten gezeigt, auf der Grundlage einer Bedingung, dass die Induktivitat der Spule 240 einen Wert von 1,0 nH und die Kapazität des Kondensators 241 einen Wert von 0,15 pf aufweist. Wie deutlich aus der 6 ersichtlich, ist der Impedanzwert bei der Grundfrequenz an einem Punkt G gering. Ein Vergleich zwischen den Impedanzen der Doppelschwingungsfrequenzen zeigt jedoch auf, dass ein Punkt H und ein Punkt J, wobei der Punkt J dem Punkt F in der 3 entspricht, deutlich von der konjugiert komplexen Anpassungsposition verschoben sind. D. h., die konjugiert komplexe Impedanzanpassung wird an den mittleren Knotenpunkten B und C nicht erzielt. Folglich werden die Wellenformen des elektrischen Stroms (Einheit Ampere) und der Spannung (Einheit Volt) zwischen den Knotenpunkten 230, 231, wie in den 5A und 5B gezeigt, nicht symmetrisch oder keine Sinuswellenform.
Ferner sind, wie aus einem Vergleich der 5A und 5B mit den 4A und 4B ersichtlich wird, sowohl die Amplitude des elektrischen Stroms als auch die Spannungsamplitude in den 4A und 4B höher, was zeigt, dass die Ausgangsleistung des Frequenzvervielfachers in den 4A und 4B höher ist. Folglich ist es zur Erhöhung der Ausgangsleistung wirksam, eine Impedanzanpassung unter Verwendung des Schwingkreises 250 auszuführen.
Obgleich die Transistoren in der 2 als Bipolartransistoren gezeigt sind, wird Fachleuten angesichts der vorliegenden Offenbarung ersichtlich sein, dass die Bipolartransistoren durch FETs ausgetauscht werden können, um den gleichen Betrieb wie die Bipolartransistoren auszuführen.
Ferner ist, obgleich die obige Beschreibung auf eine Erfassung/Extrahierung der Doppelschwingung ausgerichtet ist, eine Erfassung der anderen harmonischen Schwingungen, wie beispielsweise einer Vierfachschwingung (d. h. einer vierfachen Schwingung), einer Sechsfachschwingung (d. h. einer sechsfachen Schwingung) und dergleichen, in gleicher Weise denkbar. D. h., der Frequenzvervielfacher für diese Schwingungen bzw. Wellen kann in gleicher Weise ausgelegt werden, indem die Frequenzpunkte E, F in der 3 auf die Frequenzpunkte der gewünschten harmonischen Schwingung gesetzt werden.
Eine Halbwellenerzeugungsschaltung und ein Multiplizierer werden, wie vorstehend beschrieben, als „Eingangsschaltung” verwendet. Ferner werden ein Verstärker, eine Antenne und dergleichen als „Ausgangsschaltung” verwendet.
Darüber hinaus ist der Frequenzvervielfacher der vorliegenden Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die obige Eingangsschaltung eine Halbwellenerzeugungsschaltung ist, die ein mittleres Signal mit (a) einer Frequenzkomponente gleicher Frequenz wie das Eingangssignal und (b) Frequenzkomponenten eines n-fachen aufweist, indem sie eine Halbwellengleichrichtung des Eingangssignals ausführt, das vom Eingangsknotenpunkten eingegeben wird.
Ferner weist die Halbwellenerzeugungsschaltung einen Transistor auf, der ein FET oder ein Bipolartransistor sein kann. Wenn der Transistor ein FET ist, ist die Source-Elektrode auf Masse gelegt und die Drain-Elektrode mit dem mittleren Knotenpunkt verbunden. Wenn der Transistor ein Bipolartransistor ist, ist die Emitter-Elektrode auf Masse gelegt und die Kollektor-Elektrode mit dem mittleren Knotenpunkt verbunden. Ferner stellt eine Energieversorgungsschaltung eine Vorspannung zum Betreiben des Transistors in einem Sättigungsbereich bereit.
Ferner weist die Halbwellenerzeugungsschaltung einen Differenzverstärker mit zwei Transistoren und eine Energieversorgungsschaltung auf, die eine Vorspannung zum Betreiben des Transistors in einem Sättigungsbereich liefert. Wenn die Transistoren FETs sind, ist die Drain-Elektrode mit dem mittleren Knotenpunkt verbunden, und wenn die Transistoren Bipolartransistoren sind, ist die Kollektor-Elektrode mit dem mittleren Knotenpunkt verbunden.
Folglich ist es, um die Größe des Frequenzvervielfachers zu verringern, wirksam und von Vorteil, die Schwingkreise 6, 250 an den mittleren Knotenpunkten aufzuweisen (d. h. dem Knotenpunkt A in der 1 oder den Knotenpunkten B, C in der 2), um die Grundschwingung zu unterdrücken, da solche Schwingkreise 6, 250 auch als die Impedanzanpassungsschaltung für die Doppelschwingung dienen.
Ferner dient der Schwingkreis 250 zur Unterdrückung der Grundschwingung, wie in der zweiten Ausführungsform aufgezeigt, welche den Frequenzvervielfacher mit der Differenzverstärkerschaltung beschreibt, als Impedanzanpassungsvorrichtung, um so den Symmetriegrad der Transistorpaare 210A und 260A wirksam zu verbessern und die Wellenformen des elektrischen Stroms und der Spannung effektiv einer Sinuswellenform anzunähern.
Da der Frequenzvervielfacher der vorliegenden Erfindung, wie vorstehend beschrieben, eine Resonanzfrequenz des Schwingkreises, die mit einer Frequenz des Eingangssignals gleichgesetzt ist, und die Ausgangsimpedanz des Schwingkreises, die mit der Eingangsimpedanz der Ausgangsschaltung übereinstimmt, aufweist, dient der Schwingkreis zur Unterdrückung der Grundschwingung am mittleren Knotenpunkt ebenso als die Impedanzanpassungsschaltung für die n-fachen Schwingungen, um so eine Verringerung der Größe des Frequenzvervielfachers zu ermöglichen.
Ferner führt für den Fall, dass eine Halbwellenerzeugungsschaltung im Frequenzvervielfacher einen Differenzverstärker als die Eingangsschaltung verwendet, der Schwingkreis zur Unterdrückung der Grundschwingung die Impedanzanpassung aus, um so die Symmetrieeigenschaften des Differenzverstärkerbetriebs des Transistorpaars zu verbessern. Dies führt dazu, dass die Wellenformen der Spannung und des elektrischen Stroms wirksam einer Sinuswellenform angenähert werden.
Obgleich die vorliegende Erfindung in Verbindung mit ihren bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen vollständig beschrieben wurde, werden Fachleuten verschiedene Änderungen und Modifikationen ersichtlich sein, wobei Änderungen, Modifikationen und zusammengefasste Schemata als mit im Schutzumfang der vorliegenden Erfindung, so wie er in den beigefügten Ansprüchen dargelegt wird, beinhaltet verstanden werden sollen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2998837 [0003, 0007]

Claims

Frequenzvervielfacher mit: (i) einer Eingangsschaltung (10, 220, 221, 210A, 222), die zwischen einem Eingangsknotenpunkt (1, A1, A2) und einem mittleren Knotenpunkt (A, B, C) angeordnet ist, zur Erzeugung und Ausgabe eines mittleren Signals mit (a) Signalkomponenten geradzahlig n-facher Frequenzen eines Eingangssignals, das an den Eingangsknotenpunkt (1, A1, A2) gegeben wird, und (b) einer Signalkomponente einer gleichen Signalfrequenz wie das Eingangssignal, und (ii) einer Ausgangsschaltung (40, 270, 271, 260A, 272), die eine vorbestimmte Eingangsimpedanz für ein Signal vom mittleren Knotenpunkt (A, B, C) aufweist, mit welchem die Ausgangsschaltung (40, 280) verbunden ist, wobei der Frequenzvervielfacher aufweist: – einen Schwingkreis (6, 250), der aus einer Reihenschaltung einer Spule (4, 240) und eines Kondensators (5, 2241) gebildet und parallel zum mittleren Knotenpunkt (A, B, C) geschaltet ist, wobei – der Schwingkreis (6, 250) eine Resonanzfrequenz aufweist, die gleich einer Frequenz des Eingangssignals ist, und – der Schwingkreis (6, 250) eine Ausgangsimpedanz aufweist, die mit der vorbestimmten Eingangsimpedanz der Ausgangsschaltung (40, 280) übereinstimmt.
Frequenzvervielfacher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsschaltung (10, 220, 221, 210A, 222) eine Halbwellenerzeugungsschaltung ist, die ein mittleres Signal mit einer Frequenzkomponente gleich der Frequenz des Eingangssignals und den geradzahlig n-fachen Frequenzen erzeugt, indem sie das Eingangssignal, das über den Eingangsknotenpunkt (A, B, C) eingegeben wird, einer Halbwellengleichrichtung unterzieht.
Frequenzvervielfacher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbwellenerzeugungsschaltung aufweist: – einen Transistor, der einen mit einer Masse verbundenen ersten Anschluss und einen mit dem mittleren Knotenpunkt (A, B, C) verbundenen zweiten Anschluss aufweist; und – eine Energieversorgungsschaltung, die eine Vorspannung an den Transistor legt, um den Transistor in einem Sättigungsbereich zu betreiben.
Frequenzvervielfacher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbwellenerzeugungsschaltung aufweist: – erster Anschluss der beiden Transistoren mit dem mittleren Knotenpunkt (A, B, C) verbunden ist; und – eine Energieversorgungsschaltung, die eine Vorspannung zum Betreiben des Transistors in einem Sättigungsbereich bereitstellt.
Frequenzvervielfacher nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass – der Transistor entweder ein Feldeffekttransistor (FET) oder ein Bipolartransistor ist; – dann, wenn der Transistor ein FET ist, der erste Anschluss eine Source des FET und der zweite Anschluss ein Drain des FET ist; und – dann, wenn der Transistor ein Bipolartransistor ist, der erste Anschluss ein Emitter-Anschluss des Bipolartransistors und der zweite Anschluss ein Kollektor-Anschluss des Bipolartransistors ist.
Frequenzvervielfacher nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass – die Transistoren entweder Feldeffekttransistoren (FET) oder Bipolartransistoren sind; – dann, wenn die Transistoren FETs sind, der erste Anschluss jeweils ein Drain der FETs ist; und – dann, wenn die Transistoren Bipolartransistoren sind, der erste Anschluss jeweils ein Kollektor-Anschluss der Bipolartransistoren ist.