JP2003283251A - 周波数逓倍器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 広い周波数範囲に対応可能にするとともに小
型、低消費電力を実現する。 【解決手段】 単相の入力信号を受けて該入力信号と周
波数が同じで位相が互いに１８０度異なる２つの信号を
発生する差動信号発生回路２と、該差動信号発生回路か
ら出力する２つの信号をトランジスタの半波整流作用を
利用することでそれぞれ同一極性の半サイクルづつ増幅
しこれを合成して出力する整流合成回路３とを有し、該
整流合成回路から前記入力信号に対して２倍の周波数の
信号を得る。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は単相の入力信号から
該入力信号の２倍の周波数の信号を生成する周波数逓倍
器に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】図４に増幅回路で発生する高調波を利用
した従来の周波数逓倍器の例を示す。入力端子１１に印
加された信号は、入力整合回路１２を介してソース接地
された電界効果トランジスタ１３のゲートに入力され
る。電界効果トランジスタ１３のドレインは基本波抑圧
回路１４が接続され、また出力整合回路１５を介して出
力端子１６に接続されている。 【０００３】入力信号の周波数をｆｏ、出力信号の周波
数をｆｘとすると、入力整合回路１２はｆｏの周波数に
おいて電界効果トランジスタ１３の入力インピーダンス
を前段の回路のインピーダンスに整合させるよう設計さ
れ、出力整合回路１５はｆｘの周波数において電界効果
トランジスタ１３の出力インピーダンスを後段の回路の
インピーダンスに整合させるよう設計されている。 【０００４】基本波抑圧回路１４は電界効果トランジス
タ１３のドレインに現れる入力信号の周波数ｆｏの成分
を抑圧する目的で接続されている。基本波抑圧回路１４
にはバンドパスフィルタやスタブが用いられる。バンド
パスフィルタを用いる場合は周波数ｆｘの信号を通過さ
せ周波数ｆｏの信号を反射するように回路定数が設定さ
れる。スタブを用いる場合には周波数ｆｏのλ／４の波
長を有するオープンスタブもしくはλ／２の波長を有す
るショートスタブが接続され、バンドパスフィルタの場
合と同様に周波数ｆｏの信号を反射するように設計され
ている。基本波抑圧回路１４は電界効果トランジスタ１
３のドレインに現れる周波数ｆｏの成分を反射すること
で電界効果トランジスタ１３を飽和させ、高調波を発生
させる効率を上げる役割を合わせ持っている。 【０００５】周波数逓倍器としては、図４に示した増幅
回路で発生する高調波を利用したものの他に、図５に示
すようなダブルバランスミキサを用いて構成されたもの
が知られている。図５では、入力端子２１に印加された
単相の入力信号を基準信号とし、差動信号発生回路２２
によって周波数が同じで位相が互いに１８０度異なる差
動信号を発生する。 【０００６】差動信号発生回路２２を構成する電界効果
トランジスタＱ６，Ｑ７のドレインからの出力信号は差
動増幅回路２３を構成する電界効果トランジスタＱ８，
Ｑ９のゲートに接続されている経路とダブルバランスミ
キサ２４を構成する電界効果トランジスタＱ１４，Ｑ１
５のゲートに接続されている経路とに分岐される。 【０００７】前記差動増幅回路２３を構成する電界効果
トランジスタＱ８，Ｑ９のドレインからの差動出力信号
は、前記差動信号発生回路２２の差動出力信号に対して
周波数が同じで位相が互いに１８０度異なる出力信号と
なり、ダブルバランスミキサ２４を構成する電界効果ト
ランジスタＱ１０，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３のゲートに
入力する。 【０００８】前記差動信号発生回路２２の差動出力と前
記差動増幅回路２３の差動出力の、周波数が同じで位相
が互いに１８０度異なる２つの経路から得られる信号を
ダブルバランスミキサ２４によって混合することによ
り、入力信号の２倍の周波数が得られる。 【０００９】ダブルバランスミキサ２４の動作原理上、
そこへの２つの差動入力信号の振幅を揃え、位相差を１
８０度に近づけるほど出力に現れる入力信号の周波数成
分は少なくなり、出力に基本波抑圧回路を設ける必要が
無くなる。また回路の殆どがトランジスタと抵抗により
構成されるため小型化に向いている。 【００１０】図６に図５に示したダブルバランスミキサ
２４を用いて構成された周波数逓倍器のブロック図を示
す。 【００１１】 【発明が解決しようとする課題】ところが、図４に示し
たような増幅素子の歪みを利用した周波数逓倍器におい
ては、入力信号の周波数成分も電界効果トランジスタの
ドレインに現れ、希望する高調波成分のみを取り出すた
めにはバンドパスフィルタやスタブ等による基本波抑圧
回路１４が必要となる。特にスタブを用いる場合は広い
面積を必要とするため小型化には不向きである。また、
バンドバスフイルタやスタブの特性が設計値からずれた
場合、入力信号の周波数の反射量が少なくなり高調波を
発生させる効率が低下するため、基本波抑圧回路１４に
は高精度な特性が要求される。結果として逓倍周波数が
効率よく得られる周波数範囲はバンドバスフィルタやス
タブの特性に依存した狭い範囲に限定されてしまうとい
う欠点がある。 【００１２】一方、図５に示したようなダブルバランス
ミキサを用いた周波数逓倍器は、ダブルバランスミキサ
２４ヘの入力回路として単相信号を差動信号に変換する
差動信号発生回路２２と差動信号増幅回路２３を必要と
するが、前記差動信号発生回路２２で発生する差動信号
の振幅を揃え、位相差を完全に１８０度にすることは実
際には困難であり、理想状態に近づけるための設計は緻
密なものとなる。 【００１３】また、前記差動増幅回路２３の出力レベル
としては、ミキサの動作原理上効率よくミキシング動作
を行うために、ダブルバランスミキサ２４を構成する電
界効果トランジスタのドレイン電流をフルスイングさせ
るに充分な出力を必要とする上、前記差動信号発生回路
２２と同様に出力信号の振幅、位相差を理想状態に近づ
けることが要求され、さらには前記差動信号発生回路２
２の出力信号と差動増幅回路２３の出力信号との位相関
係も１８０度に近づける必要がある。 【００１４】このように、ダブルバランスミキサ２４を
用いて構成された周波数逓倍器を効率よく動作させるた
めには、各差動信号の振幅、位相および前記差動信号発
生器２２と前記差動増幅回路２３の出力信号における位
相関係を理想状態に近づける必要があり、回路構成が複
雑、大規模なものとなると共に消費電力が大きくなると
いう欠点がある。 【００１５】本発明は、上記した点に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、広い周波数範囲に対応でき、小
型、低消費電力も実現できる周波数逓倍器を提供するこ
とである。 【００１６】 【課題を解決するための手段】請求項１にかかる発明
は、単相の入力信号を受けて該入力信号と周波数が同じ
で位相が互いに１８０度異なる２つの信号を発生する差
動信号発生回路と、該差動信号発生回路から出力する２
つの信号をトランジスタの半波整流作用を利用すること
でそれぞれ同一極性の半サイクルづつ増幅しこれを合成
して出力する整流合成回路とを有し、該整流合成回路か
ら前記入力信号に対して２倍の周波数の信号を得ること
を特徴とする周波数逓倍器とした。 【００１７】 【発明の実施の形態】図１は本発明の１つの実施形態の
周波数逓倍器の構成を示す回路図である。図１におい
て、１は入力端子、２はデプレッション型電界効果トラ
ンジスタＱ１，Ｑ２を具備する差動信号発生回路、３は
エンハンスメント型電界効果トランジスタＱ３，Ｑ４を
具備する整流合成回路、４はエンハンスメント型電界効
果トランジスタＱ５を具備する出力用増幅回路、５は出
力端子である。 【００１８】差動信号発生回路２において、単相の入力
信号は入力端子１から直流阻止コンデンサＣ１を介しト
ランジスタＱ１のゲートに入力される。トランジスタＱ
１，Ｑ２はソースが定電流源ＩＱに共通接続され、ゲー
トがそれぞれ抵抗器Ｒ３，Ｒ４を介し共通電位（接地電
位）に接続されている。トランジスタＱ２のゲートはコ
ンデンサＣ２を介し接地されている。トランジスタＱ
１，Ｑ２のドレインはそれぞれ抵抗器Ｒ１，Ｒ２を介し
正の直流電源に接続されているとともに、それぞれ直流
阻止コンデンサＣ３，Ｃ４を介しトランジスタＱ３，Ｑ
４のゲートに接続されている。 【００１９】整流合成回路３において、トランジスタＱ
４のゲートは抵抗器Ｒ７を介して正の直流電源に接続さ
れるとともに、抵抗器Ｒ８を介して接地されている。ト
ランジスタＱ３，Ｑ４のゲート間は抵抗器Ｒ６を介して
接続されている。トランジスタＱ３，Ｑ４のソースはそ
れぞれ接地され、ドレインは共通接続されるとともに、
抵抗器Ｒ５を介して正の直流電源に接続され、さらに直
流阻止コンデンサＣ５を介してトランジスタＱ５のゲー
トに接続されている。 【００２０】出力用増幅回路４において、トランジスタ
Ｑ５のゲートは抵抗器Ｒ９を介して正の直流電源に接続
されるとともに、抵抗器Ｒ１０を介して接地され、ドレ
インは抵抗器Ｒ１１を介して正の直流電源に接続される
とともに、直流阻止コンデンサＣ６を介して出力端子５
に接続されている。 【００２１】差動信号発生回路２は、トランジスタＱ
１，Ｑ２のソースが共通の定電流源ＩＱに接続され、ト
ランジスタＱ２のゲートがコンデンサＣ２を介して接地
されていることで、トランジスタＱ１，Ｑ２の各ドレイ
ンに入力端子１から入力された信号と周波数が同じで互
いに位相が１８０度異なる信号を発生する。 【００２２】整流合成回路４は、トランジスタＱ３，Ｑ
４のゲートに差動信号発生回路２のトランジスタＱ１，
Ｑ２で発生した差動信号が直流阻止コンデンサＣ３，Ｃ
４を介して入力され、これらトランジスタＱ３，Ｑ４の
ゲートバイアスは抵抗器Ｒ７，Ｒ８，Ｒ６によりしきい
値電圧付近に設定されているので、いずれの入力信号も
負のサイクルではドレイン電流が変化せず、正のサイク
ルでのみドレインに半波整流波形信号を出力する。 【００２３】トランジスタＱ３，Ｑ４の各ドレインから
出力される半波整流波形信号は、前記差動信号発生回路
２により出力された、周波数が同じで互いに位相が１８
０度異なる信号を入力信号としているので、トランジス
タＱ３，Ｑ４の各ドレインを共通接続することにより各
半波整流波形が合成されて全波整流波形となり、これに
より前記入力信号の２倍の周波数成分が得られる。 【００２４】得られた全波整流波形信号をもって周波数
逓倍器の出力信号として使用することも可能であるが、
周波数逓倍器の出力は受信機の局発信号として利用され
る場合が多く、大きな出力レベルが要求される。 【００２５】そこで、整流合成回路３のトランジスタＱ
３，Ｑ４のドレインに発生した全波整流波形信号を直流
阻止コンデンサＣ５を介して出力用増幅回路４のトラン
ジスタＱ５のゲートに入力して増幅し、直流阻止コンデ
ンサＣ６を介して出力端子５に出力する。 【００２６】図２に本発明の図１で説明した周波数逓倍
器のブロック図を示した。図３に図２のブロック図に示
したＡ〜Ｆの点における波形を示した。 【００２７】なお、図１に示した周波数逓倍器におい
て、差動信号発生回路２を構成する手段としてデプレッ
ション型電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２を用いたが、
これに代えてエンハンスメント型電界効果トランジスタ
を用いることもできる。また、整流合成回路３を構成す
る手段としてエンハンスメント型電界効果トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４を用いたが、バイアス設定によってはデプレ
ッション型電界効果トランジスタを用いた場合でも、入
力信号の正のサイクルに対応した半波整流波形が得られ
る。さらに、出力用増幅回路４を構成する手段としてエ
ンハンスメント型電界効果トランジスタＱ５を用いた
が、これに代えてデプレッション型電界効果トランジス
タを用いることもできる。つまり、トランジスタとして
は、デプレッション型電界効果トランジスタ、エンハン
スメント型電界効果トランジスタのいずれを用いること
もできる。 【００２８】 【発明の効果】以上から本発明によれば、増幅回路の高
調波を利用した周波数逓倍方法ではないため入力信号周
波数成分の出力側への漏洩が少なくなり、広い面積を必
要とする精度の高い基本波抑圧回路が不要となる。ま
た、差動信号の振幅、位相条件は差動信号発生回路にお
いて理想条件に近づければよく、ダブルバランスミキサ
を用いた周波数逓倍方法と比較して回路を小規模なもの
とすることができる。よって広い周波数範囲に対応し、
小型、低消費電力の周波数逓倍器を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明の１つの実施形態の周波数逓倍器の回
路図である。 【図２】 図１の周波数逓倍器のブロック図である。 【図３】 図２における各部の波形図である。 【図４】 従来の周波数逓倍器の第１の構成例を示すブ
ロック図である。 【図５】 従来の周波数逓倍器の第２の構成例を示す回
路図である。 【図６】 図５の周波数逓倍器のブロック図である。 【符号の説明】 １：入力端子、２：差動信号発生回路、３：整流合成回
路、４：増幅回路、５：出力端子 １１：入力端子、１２：入力整合回路、１３：電界効果
トランジスタ、１４：基本波抑制回路、１５：出力整合
回路、１６：出力端子 ２１：入力端子、２２：差動信号発生回路、２３：差動
増幅回路、２４：ダブルバランスミキサ、２５：出力端
子

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】単相の入力信号を受けて該入力信号と周波
   数が同じで位相が互いに１８０度異なる２つの信号を発
   生する差動信号発生回路と、該差動信号発生回路から出
   力する２つの信号をトランジスタの半波整流作用を利用
   することでそれぞれ同一極性の半サイクルづつ増幅しこ
   れを合成して出力する整流合成回路とを有し、該整流合
   成回路から前記入力信号に対して２倍の周波数の信号を
   得ることを特徴とする周波数逓倍器。