JP2007208488A - 周波数逓倍回路および半導体集積回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力信号のDCオフセット成分である直流成分を補償することができる周波数逓倍回路を提供する。
【解決手段】ローパスフィルタ103を用いて、第2の乗算回路102の出力信号から直流成分を抽出する。抽出された該直流成分は、反転加算回路104によって、第1の乗算回路の出力信号に反転して加えられる。その結果、第1の乗算回路101の出力信号から、後段の回路に影響を及ぼす可能性のあるDCオフセット成分を除去することができる。
【選択図】図1
【解決手段】ローパスフィルタ103を用いて、第2の乗算回路102の出力信号から直流成分を抽出する。抽出された該直流成分は、反転加算回路104によって、第1の乗算回路の出力信号に反転して加えられる。その結果、第1の乗算回路101の出力信号から、後段の回路に影響を及ぼす可能性のあるDCオフセット成分を除去することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、無線用送受信回路などに使用される発振器等において、入力信号の2倍の周波数の出力信号を得る周波数逓倍回路に関するものである。
周波数逓倍回路は、様々な機器の信号処理に用いられている。その一例として、周波数逓倍回路は、RF送受信系に必要不可欠である発振器に備えられている。発振器によって作り出される発振周波数が上昇するほど、回路設計には困難を要する。そのため、発振器に周波数逓倍回路を備えることにより、消費電力や回路規模を小さくすることが可能となる。
周波数逓倍回路としては従来から、2つの正弦波信号の積を出力する乗算回路が用いられている。2つの入力信号をsin2πft、利得をAとしたとき、乗算回路の出力信号Voutは、
Vout=Asin22πft
=A/2(1−cos2π・2ft)
となり、入力信号の2倍の周波数をもつ出力信号を得ることができる。
Vout=Asin22πft
=A/2(1−cos2π・2ft)
となり、入力信号の2倍の周波数をもつ出力信号を得ることができる。
上記のような乗算回路を利用した周波数逓倍回路は、例えば特許文献1,2において開示がある。
特開2000−68744号(公開日2000年3月3日)
特開平8−116215号(公開日1994年10月18日)
上述したように、上記乗算回路の出力には、周波数成分を持たない直流成分A/2が現れる。この直流成分は、出力のDCオフセットとなり、このDCオフセット成分を補償せずにそのまま直結で後段の回路へ出力信号を供給した場合には、後段の回路に悪影響を及ぼすことがある。
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力においてDCオフセット成分を含まない周波数逓倍回路を実現することにある。
本発明の周波数逓倍回路は、入力信号である2つの正弦波信号を乗算する第1の乗算回路と、前記第1の乗算回路の出力信号に現れる直流成分を算出する直流成分算出部と、前記第1の乗算回路の出力信号から前記直流成分算出部によって算出された直流成分を減ずる減算回路とを備えている。
ここで、前記直流成分算出部は、前記第1の乗算回路と同一の構成を有する第2の乗算回路と、前記第2の乗算回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタとを備えていてもよい。
上記構成によれば、上記第1の乗算回路は、入力信号である2つの正弦波信号を乗算するものであり、その出力信号は入力信号の2倍の周波数をもつ。但し、上記第1の乗算回路における出力には、直流成分が現れる。
また、直流成分算出部は、例えば、第2の乗算回路と、該第2の乗算回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタとから構成され、第1の乗算回路の出力信号に現れる直流成分を算出することができる。
そして、上記減算回路は、前記第1の乗算回路の出力信号から前記直流成分算出部によって算出された直流成分を減ずる処理を行うため、減算回路の出力は上記直流成分を含まず、入力信号の2倍の周波数をもつ出力信号となる。
すなわち、上記周波数逓倍回路は、出力信号のDCオフセット成分である直流成分を補償することができ、上記周波数逓倍回路は、後段の回路へ出力信号を供給する場合に、その後段の回路への影響を少なくすることが可能である。
また、前記直流成分算出部は、前記第1の乗算回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタを備えていてもよい。
直流成分算出部は、例えば、第1の乗算回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタから構成され、第1の乗算回路の出力信号に現れる直流成分を算出することができる。
すなわち、上記周波数逓倍回路は、第2の乗算回路を備えていないため、回路規模の縮小を図ることができるというさらなる効果を奏する。
また、半導体集積回路に、上記の回路構成を持つ周波数逓倍回路を備えるようにしてもよい。
以上のように、本発明の周波数逓倍回路は、入力信号である2つの正弦波信号を乗算する第1の乗算回路と、前記第1の乗算回路の出力信号に現れる直流成分を算出する直流成分算出部と、前記第1の乗算回路の出力信号から前記直流成分算出部によって算出された直流成分を減ずる減算回路とを備えている。
それゆえ、周波数逓倍回路の出力信号のDCオフセット成分である直流成分を補償することができる。これにより、後段の回路への影響を少なくすることが可能である。
〔実施形態1〕
本発明の一実施形態について、図1ないし図4に基づいて説明すると以下の通りである。
本発明の一実施形態について、図1ないし図4に基づいて説明すると以下の通りである。
本発明の形態にかかる周波数逓倍回路は、図1に示すように、第1の乗算回路101、第1の乗算回路101と同一の構成を有する第2の乗算回路102(直流成分算出部)、ローパスフィルタ103(直流成分算出部)、および反転加算回路104(減算回路)から構成されている。
第2の乗算回路102およびローパスフィルタ103は直列に接続されており、直列に接続された第2の乗算回路102およびローパスフィルタ103は、第1の乗算回路101と並列に接続されている。
第1の乗算回路101に入力される信号VINを、
VIN=Asin2πft
とすると、第1の乗算回路101から出力される信号OUT101は、
OUT101=Asin22πft
=A/2(1−cos2π・2ft)
となる。また、この出力信号OUT101は反転加算回路104に入力される。
VIN=Asin2πft
とすると、第1の乗算回路101から出力される信号OUT101は、
OUT101=Asin22πft
=A/2(1−cos2π・2ft)
となる。また、この出力信号OUT101は反転加算回路104に入力される。
また、第2の乗算回路102に入力される信号は、第1の乗算回路101に入力される信号と同一であるため、VINで表される。
ここで、第2の乗算回路102は、第1の乗算回路101と同一の構成であるため、第1の乗算回路101と入出力特性も同一である。よって、第2の乗算回路102から出力される信号OUT102も、
OUT102=A/2(1−cos2π・2ft)
となる。この出力信号OUT102はローパスフィルタ103に入力される。
OUT102=A/2(1−cos2π・2ft)
となる。この出力信号OUT102はローパスフィルタ103に入力される。
ローパスフィルタ103は、入力された信号OUT102から直流成分のみを抽出する回路構成となっている。よって、ローパスフィルタ103から出力される信号OUT103は、
OUT103=A/2
となる。この出力信号OUT103は反転加算回路104に入力される。
OUT103=A/2
となる。この出力信号OUT103は反転加算回路104に入力される。
反転加算回路104は、直流成分のみであるローパスフィルタ103の出力信号OUT103を反転し、第1の乗算回路101の出力信号OUT101に加える。すなわち、反転加算回路104は、第1の乗算回路101の出力信号OUT101からローパスフィルタ103の出力信号OUT103を減算する減算回路として機能する。これにより、反転加算回路104は、次式に表されるような出力信号OUT104を後段の回路に供給する。
OUT104=OUT101−OUT103
=A/2(1−cos2π・2ft)−A/2
=−A/2cos2π・2ft
すなわち、本実施の形態に係る周波数逓倍回路の出力は、反転加算回路104からの出力信号OUT104であり、この出力信号OUT104には直流成分が含まれておらず、DCオフセットをキャンセルして後段の回路に出力信号を供給することが可能となる。
=A/2(1−cos2π・2ft)−A/2
=−A/2cos2π・2ft
すなわち、本実施の形態に係る周波数逓倍回路の出力は、反転加算回路104からの出力信号OUT104であり、この出力信号OUT104には直流成分が含まれておらず、DCオフセットをキャンセルして後段の回路に出力信号を供給することが可能となる。
次に、本発明にかかる周波数逓倍回路に備えられている各回路構成について説明する。
第1の乗算回路101および第2の乗算回路102の一構成例を、乗算回路として既知であるギルバートセルミキサを用いて説明する。
ギルバートセルミキサは、図2に示すように、NPNトランジスタ(Q201、Q202、Q203、Q204、Q205およびQ206)、抵抗(R201、R202、R203、R204、R205、R206およびR207)、容量(C201およびC202)を備えて構成されている。また、上記ギルバートセルミキサは、入力端子(IN1)、反転入力端子(IN2)、出力端子(OUT1)および反転出力端子(OUT2)を有し、かつ、電流源(I201およびI202)および参照電圧VCCに接続されている。
ここで、第1の乗算回路101および第2の乗算回路102は、抵抗R202および抵抗R203の抵抗値、電流源I201および電流源I202の電流値がそれぞれ等しくなるように設計されている。
上記ギルバートセルミキサを第1の乗算回路101(または第2の乗算回路102)として用いる場合、入力端子IN1および反転入力端子IN2のそれぞれに入力される信号VINが乗算された結果、出力端子OUT1および反転出力端子OUT2間から、乗算回路の出力信号OUT101(または出力信号OUT102)を得ることができる。
次に、ローパスフィルタ103の一構成例を、既知であるRCの差動1次ローパスフィルタを用いて説明する。
RCの差動1次ローパスフィルタは、図3に示すように、抵抗(R301およびR302)、容量(C301)を備えて構成されている。また、上記差動1次ローパスフィルタは、入力端子(IN1)、反転入力端子(IN2)、出力端子(OUT1)および反転出力端子(OUT2)を備えている。
ここで、ローパスフィルタ103は、抵抗R301および抵抗R302の抵抗値が等しくなるように設計されている。
上記差動1次ローパスフィルタをローパスフィルタ103として用いる場合、入力端子IN1および反転入力端子IN2間に供給される第2の乗算回路102の出力信号OUT102を、容量C301で平滑して直流成分(すなわちOUT103)を取り出す。
続いて、反転加算回路104の一構成例を図4に示す。反転加算回路104は、図4に示すように、NPNトランジスタ(Q401、Q402、Q403およびQ404)、抵抗(R401、R402、R403およびR404)を備えて構成されている。また、反転加算回路104は、電流源(I401、I402、I403およびI404)、および参照電圧VCCに接続されている。
ここで、反転加算回路104は、抵抗R401および抵抗R402の抵抗値、抵抗R403および抵抗R404の抵抗値がそれぞれ等しくなるように設計されている。また、電流源I401、I402、I403およびI404の電流値についても、すべて等しくなるように設計されている。
入力端子VIN1A、入力端子VIN1B間に差動電圧VIN1が入力され、入力端子VIN2A、入力端子VIN2B間に差動電圧VIN2が入力されると、差動電圧VIN1および差動電圧VIN2の極性が逆であり、負荷が共通であることから、出力端子OUT1および出力端子OUT2間の差動電圧Voutは次式に表されるようなものとなる。
Vout=RL/RE(VIN1−VIN2)
よって、図4に示された入力端子VIN1A、入力端子VIN1B間には第1の乗算回路101の出力信号OUT101が入力され、入力端子VIN2A、入力端子VIN2B間にはローパスフィルタ103の出力信号OUT103が入力される。そして、反転加算回路104によって、反転された出力信号OUT103が出力信号OUT101に加算されることにより、直流成分を含まない反転加算回路104の出力信号OUT104を、OUT1およびOUT2間から得ることができる。
よって、図4に示された入力端子VIN1A、入力端子VIN1B間には第1の乗算回路101の出力信号OUT101が入力され、入力端子VIN2A、入力端子VIN2B間にはローパスフィルタ103の出力信号OUT103が入力される。そして、反転加算回路104によって、反転された出力信号OUT103が出力信号OUT101に加算されることにより、直流成分を含まない反転加算回路104の出力信号OUT104を、OUT1およびOUT2間から得ることができる。
〔実施形態2〕
本発明の他の実施形態について説明すれば、以下の通りである。なお、前記実施形態と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付記し、その説明は省略する。
本発明の他の実施形態について説明すれば、以下の通りである。なお、前記実施形態と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付記し、その説明は省略する。
本発明の形態にかかる周波数逓倍回路は、図5に示すように、第1の乗算回路101、ローパスフィルタ103(直流成分算出部)、および反転加算回路104(減算回路)から構成されている。
第1の乗算回路101および反転加算回路104は直列に接続されており、第1の乗算回路101の後段には、ローパスフィルタ103が直列に接続された第1の乗算回路101および反転加算回路104と並列となるように接続されている。
第1の乗算回路101に信号VINが入力されると、第1の乗算回路101から出力される信号OUT101は、ローパスフィルタ103と反転加算回路104とに入力される。
ローパスフィルタ103は、入力された信号OUT101から直流成分のみを抽出する回路構成となっており、この出力信号OUT103は反転加算回路104に入力される。
反転加算回路104は、直流成分のみであるローパスフィルタ103の出力信号OUT103を反転し、第1の乗算回路101の出力信号OUT101に加える。すなわち、反転加算回路104は、第1の乗算回路101の出力信号OUT101からローパスフィルタ103の出力信号OUT103を減算する減算回路として機能する。これにより、反転加算回路104は、出力信号OUT104を後段の回路に供給する。
すなわち、本実施の形態に係る周波数逓倍回路の出力もまた、反転加算回路104からの出力信号OUT104であり、この出力信号OUT104には直流成分が含まれておらず、DCオフセットをキャンセルして後段の回路に出力信号を供給することが可能となる。
加えて、本実施の形態に係る周波数逓倍回路は、第2の乗算回路102を備えていないため、回路規模の縮小を図ることができる。
図2ないし4において示した乗算回路101、102、ローパスフィルタ103、および反転加算回路104は、いずれも、通常の半導体プロセスによって形成可能な素子(トランジスタ、抵抗、容量等)のみによって回路基板上に製造することが可能である。従って、実施形態1および2に係る周波数逓倍回路は、半導体集積回路上において、他の回路構成と共に作り込むことが可能である。
本発明の周波数逓倍回路は、送受信系に用いられる発振器等に利用することが可能である。
101 第1の乗算回路
102 第2の乗算回路(直流成分算出部)
103 ローパスフィルタ(直流成分算出部)
104 反転加算回路(減算回路)
102 第2の乗算回路(直流成分算出部)
103 ローパスフィルタ(直流成分算出部)
104 反転加算回路(減算回路)
Claims (4)
- 入力信号である2つの正弦波信号を乗算する第1の乗算回路と、
前記第1の乗算回路の出力信号に現れる直流成分を算出する直流成分算出部と、
前記第1の乗算回路の出力信号から前記直流成分算出部によって算出された直流成分を減ずる減算回路とを備えることを特徴とする周波数逓倍回路。 - 前記直流成分算出部は、
前記第1の乗算回路と同一の構成を有する第2の乗算回路と、
前記第2の乗算回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタとを備えることを特徴とする請求項1に記載の周波数逓倍回路。 - 前記直流成分算出部は、
前記第1の乗算回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項1に記載の周波数逓倍回路。 - 請求項1、2または3に記載の周波数逓倍回路を備えることを特徴とする半導体集積回路。
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Citations (3)
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---|---|---|---|---|
JPH10271180A (ja) * | 1997-03-26 | 1998-10-09 | Mitsubishi Electric Corp | オフセット補正回路 |
JP2003262648A (ja) * | 2002-03-11 | 2003-09-19 | Mitsubishi Electric Corp | 加速度センサの出力補正装置および出力補正方法 |
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-
2006
- 2006-01-31 JP JP2006023305A patent/JP2007208488A/ja active Pending
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